JP3928575B2 - モーター制御装置 - Google Patents
モーター制御装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3928575B2 JP3928575B2 JP2003102480A JP2003102480A JP3928575B2 JP 3928575 B2 JP3928575 B2 JP 3928575B2 JP 2003102480 A JP2003102480 A JP 2003102480A JP 2003102480 A JP2003102480 A JP 2003102480A JP 3928575 B2 JP3928575 B2 JP 3928575B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- command value
- axis
- motor
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はモーターの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石式同期モーターは、ブラシなどの機械的な磨耗品を必要とせず、また小型で高効率であるため、電気自動車の駆動モーターなどに広く用いられている。理想的な永久磁石式同期モータでは、永久磁石による電機子鎖交磁束が位相に対して正弦波状に変化するが、磁束に歪みがある場合には、一般的に用いられるベクトル制御でモーター電流を制御しただけでは、モーターの高調波電流に起因したトルクリップルの発生や、モーター効率の悪化などの問題がある。
【０００３】
このような問題を解決するために、モーター電流の基本波成分と高調波成分とを、それぞれ同期して回転するｄｑ座標系とdhqh座標系において別個に制御するようにしたモーター制御装置が知られている（例えば特許文献１参照）。
【０００４】
この出願の発明に関連する先行技術文献としては次のものがある。
【特許文献１】
特開２００２−２２３６００号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のモーター制御装置では、高調波電流制御を行う場合に高調波電流指令値を変化させると、次のような問題が発生する。
【０００６】
高調波電流制御では、検出したモーター電流に含まれる高調波成分を抽出し、その高調波電流成分をdhqh座標系に変換した後、高調波電流制御器にて高調波電流がその指令値に一致するように制御している。一方、基本波電流制御では、検出したモーター電流をdq座標系に変換し、基本波電流制御器にて基本波電流がその指令値に一致するように制御している。後者の基本波電流制御器の入力になるモーター電流には高調波成分が含まれるが、基本波電流制御器はモーター電流を基本波電流指令値に一致させるように制御するため、高調波電流成分を抑制しようとする。この結果、電流過渡応答において、高調波電流の指令値への追従性に影響を与え、制御設計時に期待した高調波電流の制御応答を得ることが難しいという問題がある。
【０００７】
この問題は、基本波電流制御器の応答周波数以下の周波数の高調波電流に対して顕著に顕れ、高調波電流制御の応答性が低下する。この高調波電流制御を、加減速を頻繁に繰り返す車両の駆動モーターに適用する場合には、高調波電流の指令値への追従性が低下するため、加減速時のトルクリップルが十分に低減されず、効率も向上しない。
【０００８】
本発明は、高調波電流制御における指令値へ追従性を向上させたモーター制御装置を提供するものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、基本波電流制御回路における基本波電流指令値とモーター電流フィードバック値との制御偏差からモーター電流の高調波成分を除去する。
【００１０】
【発明の効果】
本発明によれば、高調波電流制御における指令値へ追従性が向上する。
【００１１】
【発明の実施の形態】
三相交流における永久磁石式同期モーターの回路方程式は、次のように表すことができる。
【数１】
数式１において、ｖu、ｖv、ｖwは各相電圧、ｉu、ｉv、ｉwは各相電流、ｅu、ｅv、ｅwは磁石による各相速度起電力、Ｌu、Ｌv、Ｌwは各相自己インダクダンス、Ｍuv、Ｍvw、Ｍwuは相間相互インダクダンス、Ｒは電機子抵抗、ｐは微分演算子（＝d/dt）である。
【００１２】
ここで、インダクタンスの空間的な変化を含めて表すと、自己・相互インダクタンスは数式２と数式３で表すことができる。
【数２】
【数３】
数式２および数式３において、θeは電気的なローターの位相を表す。また、ｎは自然数である。
【００１３】
また、永久磁石による速度起電力ｅu、ｅv、ｅwは、高調波電流成分を含めて表すと次式で表される。
【数４】
数式４において、ωeは電気的な角速度、φ’は鎖交磁束の基本波成分、φm’は鎖交磁束の高調波成分、ｍは２以上の自然数を表す。
【００１４】
図１は、一般的なベクトル制御による三相同期モーターの制御ブロック図である。後述する本願発明の一実施の形態の説明を理解しやすくするために、図１により従来公知のベクトル制御を参考例として説明する。
【００１５】
三相同期モーター１１のＵ相電流ｉuとＷ相電流ｉwを電流センサー９ａ、９ｂにより検出し、ｄｑ←３相変換器６により三相交流電流ｉu、ｉwからｄｑ軸電流ｉd、ｉqへ座標変換を行う。ｄｑ座標系は、三相同期モーター１１の磁石磁束の基本波成分に同期して回転する座標系である。このｄｑ←３相変換器６で用いる位相θeは、三相同期モーター１１のローター位置を電気的な位相として表すもので、エンコーダーやレゾルバーなどの回転位置センサー１０によりローター位置を検出し、このローター位置に基づいて位相速度演算器８で電気的な位相θeを求める。位相速度演算器８ではまた、位相θeの時間微分より三相同期モーター１１の電気的角速度ωeを演算する。
【００１６】
ｄｑ←３相変換器６により求められたｄ軸電流ｉdとｑ軸電流ｉqは、フィードバック制御によって所望のｄ軸電流指令値ｉd*、ｑ軸電流指令値ｉq*に制御される。まず、減算器１ａ、１ｂによりｄ軸電流指令値ｉd*とｄ軸電流ｉd、ｑ軸電流指令値ｉq*とｑ軸電流ｉqの各電流制御偏差（ｉd*−ｉd）、（ｉq*−ｉq）を求める。次に、ＰＩ制御を用いたｄｑ軸電流制御器２によりｄ軸電流制御とｑ軸電流制御を行って、上記電流制御偏差を０にするｄ軸制御電圧ｖdとｑ軸制御電圧ｖqを求める。一方、非干渉制御器３では、ｄ軸とｑ軸の干渉に対するフィードフォーワード補償を行うために、モーター角速度ωeとｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*に基づいてｄ軸補償電圧ｖd_cmpとｑ軸補償電圧ｖq_cmpを次式により求める。
【数５】
ｖd_cmp＝−Ｌq・ωe・ｉq*
【数６】
ｖq_cmp＝ωe・（Ｌd・ｉd*＋φ）
数式５および数式６において、Ｌqはｑ軸インダクダンスの基本波成分、Ｌdはｄ軸インダクダンスの基本波成分、φ＝√（３／２）・φ’である。
【００１７】
次に、加算器４ａ、４ｂにより、ｄｑ軸電流制御器２から出力されるｄｑ軸制御電圧ｖd、ｖqと、非干渉制御器３から出力されるｄｑ軸補償電圧ｖd_cmp、ｖq_cmpとをそれぞれ加算することによって、ｄ軸制御電圧指令値ｖd*とｑ軸制御電圧指令値ｖq*を求める。ｄｑ→３相変換器５では、ｄｑ軸制御電圧ｖd*、ｖq*を三相電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*へ変換する。インバーター７は、三相電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*にしたがってＰＷＭ変調を行い、直流電源７ａの直流電力を三相交流電力に変換して三相同期モーター１１へ供給する。
【００１８】
三相同期モーター１１の高調波電流をｄｑ軸高調波電流としてベクトル制御を行う場合、ｄ軸電流とｑ軸電流の応答周波数には制御周期とＰＩ電流制御器のゲインに応じた限界があるため、高い周波数の高調波電流を制御することは困難である。そこで、以下に説明するように、基本波の整数倍で回転する座標系でモーターの高調波電流を制御する。
【００１９】
《発明の第１の実施の形態》
図２は第１の実施の形態の構成を示すブロック図である。なお、図１に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。
【００２０】
制御対象の高調波電流に同期して回転する座標系を新たにdhqh座標系として設定し、このdhqh座標系で高調波電流を制御する。図２に示すモーター制御装置は、モーター１１の回転に同期して回転するｄｑ軸座標系においてモーター電流の基本波成分をフィードバック制御するｄｑ軸電流制御器（基本波電流制御器）２と、モーター電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する直交座標系、すなわちdhqh座標系においてモーター電流の高調波成分をフィードバック制御するdhqh軸電流制御器（高調波電流制御器）１５とを備えている。
【００２１】
まず、dq軸電流に含まれる高調波電流を高調波抽出部１２により抽出する。この高調波抽出部１２では、図３に示すように、ｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*をローパスフィルターＬＰＦ１２ａ、１２ｂに通し、電流応答予測値ｉd_iとｉq_iをそれぞれ得る。ここで、ローパスフィルターＬＰＦ１２ａ、１２ｂのカットオフ周波数は、ｄｑ軸電流制御器２の制御応答周波数に設定する。得られた電流応答予測値ｉd_iを減算器１２ｃによりｄ軸電流ｉdから減算するとともに、電流応答予測値ｉq_iを減算器１２ｄによりｑ軸電流ｉqから減算し、ｄｑ軸高調波電流ｉd_highとｉq_highを演算する。
【００２２】
なお、図４に示すように、高調波抽出部１２のローパスフィルター１２ａ、１２ｂを省略し、ｄ軸電流指令値ｉd*をｄ軸電流ｉdから減算するとともに、ｑ軸電流指令値ｉq*をｑ軸電流ｉqから減算したものをｄｑ軸高調波電流ｉd_high、ｉq_highとしてもよい。
【００２３】
図３に示す電流応答予測値ｉd_i、ｉq_iを用いる場合は、ｄｑ軸電流応答がｄｑ軸電流制御器２の制御設計時の応答周波数により近くなる。これに対して、ローパスフィルター１２ａ、１２ｂを省略した図４に示す構成は演算量が少なく、ｄｑ軸電流応答は制御設計時の応答周波数よりも高くなる。
【００２４】
高調波抽出部１２で得られたｄｑ軸高調波電流ｉd_high、ｉq_high を、dhqh←ｄｑ変換器１３によりdhqh座標系へ変換する。このdhqh←ｄｑ変換器１３で用いる位相θehは、ｄｑ座標系における高調波の次数ｋにより次式で求められる。
【数７】
θeh＝ｋ・θe
【００２５】
また、高調波電流の三相交流座標系における次数ｑとｄｑ座標系における次数ｋとの関係は表１で表され、三相交流座標系の５次高調波電流はｄｑ座標系の−６次高調波電流になり、ｋ＝−６である。また、三相交流座標系の７次高調波電流はｄｑ座標系の６次高調波電流になり、ｋ＝６である。
【表１】
【００２６】
次に、減算器１４ａ、１４ｂによって高調波電流指令値ｉdh*、ｉqh*からdhqh座標系に変換された高調波電流ｉdh、ｉqhを減算し、高調波電流制御偏差（ｉdh*−ｉdh）、（ｉqh*−ｉqh）を求める。dhqh軸電流制御器１５は例えばＰＩ制御器などで構成し、上記高調波電流制御偏差を０にするための制御出力電圧ｖdh、ｖqhを演算する。
【００２７】
dhqh座標系における回路方程式は、上記数式１に基づいて変形すると次式になる。
【数８】
数式８は、自己インダクダンスおよび相互インダクタンスと磁石の速度起電力の空間高調波を含む式であり、インダクタンスの空間高調波成分Ｘndhqhは表２で表され、磁石の速度起電力の空間高調波成分ｅmdhqhは表３で表される。これら表２、表３より、高調波電流発生の主要因となる空間高調波成分を直流量として表現できる。
【表２】
【表３】
【００２８】
数式８において、速度起電力の項を見ると、ｉdh、ｉqhによって生じる項、id,iqによって生じる項、磁石磁束の高調波成分によって発生する項が存在する。これらの速度起電力は、dhqh座標系における高調波電流制御の外乱である。dhqh速度起電力補償器１８は、これら速度起電力の影響を補償するフィードフォワード補償器である。
【００２９】
インダクタンス空間高調波の次数ｎ＝２、磁石磁束の空間高調波の次数ｍ＝５とし、dhqh座標変換に用いる次数をｋ＝−６とする。この場合のdhqh回路方程式は、数式８に基づいて次式に変換される。
【数９】
【００３０】
図５にdhqh速度起電力補償器１８の構成を示す。dhqh速度起電力補償器１８は、ｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*、dhqh軸電流指令値ｉdh*、ｉqh*、モーター角速度ωe、およびインダクタンスＬo、Ｌ２と磁束の高調波成分φ５’のパラメータに基づいて、制御電圧ｖdh_cmp、ｖqh_cmpを演算する。演算された制御電圧ｖdh_cmp、ｖqh_cmpは、加算器１９ａ、１９ｂによりdhqh軸電流制御器１５の制御出力ｖdh、ｖqhと加算され、dhqh制御電圧ｖdh*、ｖqh*が得られる。
【００３１】
dhqh制御電圧ｖdh*、ｖqh*はdhqh→３相変換器１６により三相交流ｖu’、ｖv’、ｖw’へ変換され、加算器１７ａ、１７ｂ、１７ｃによりdq軸電流制御により得られた制御出力電圧ｖu*、ｖv*、ｖw*と各相ごとに加算され、電圧指令値ｖu”、ｖv”、ｖw”が求められる。
【００３２】
このような高調波電流制御系を通常のベクトル制御に追加することによって、モーターの高調波電流を一般的なベクトル制御よりも応答性良く制御することが可能になる。なお、複数の次数の高調波電流を制御する場合には、高調波電流制御系を制御対象の次数ごとに追加すればよい。
【００３３】
このように構成された高調波電流制御を行って、ｑh電流制御指令値をステップ状に変化させた場合のdhqh軸電流応答を図６に示す。ｄh電流、ｑh電流ともに過渡応答に乱れが現れる。これは次のような理由による。ｄｑ軸電流制御器２の入力になるｄｑ軸電流ｉd、ｉqには高調波成分が含まれるが、ｄｑ軸電流制御器２はｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*に従うように制御出力を求めるため、高調波成分を抑制しようとする。すなわち、ｄｑ軸電流制御器２がdhqh軸電流制御へ干渉を起こすため、電流過渡応答において、dhqh高調波電流の指令値への追従性に影響が現れたものである。
【００３４】
次に、この第１の実施の形態では、上述した電流応答の問題を改善するために、dhqh軸電流指令値ｉdh*、ｉqh*をｄｑ座標系へ変換するためのdhqh→ｄｑ変換器２０と、変換器２０の出力ｉd_high*、ｉq_high*とｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*とを加算するための加算器２１a、２１bとを加える。
【００３５】
dhqh→ｄｑ変換器２０におけるdhqh軸電流指令値ｉdh*、ｉqh*のｄｑ座標系への変換は次式による。
【数１０】
ｄｑ座標系へ変換された高調波電流指令値ｉd_high*、ｉq_high*は、加算器２１a、２１bによりｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*にそれぞれ加算され、ｄｑ軸電流指令値ｉd1*、ｉq1*が求められる。
【数１１】
ｉd1*＝ｉd*＋ｉd_high*，
【数１２】
ｉq1*＝ｉq*＋ｉq_high*
なお、ｄｑ軸電流制御器２への入力は、減算器１ａ、１ｂにより上記ｄｑ軸電流指令値ｉd1*、ｉq1*とｄｑ軸電流ｉd、ｉqの差分（電流制御偏差）を演算して求められる。
【００３６】
第１の実施の形態の構成によれば、ｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*に高調波成分ｉd_high*、ｉq_high*が加算され、この高調波電流成分を含むｄｑ軸電流指令値ｉd1*、ｉq1*から高調波成分を含むｄｑ軸電流（フィードバック値）ｉd、ｉqが減算される。つまり、ｄｑ軸電流指令値ｉd1*、ｉq1*に含まれる高調波成分とｄｑ軸電流フィードバック値ｉd、ｉqに含まれる高調波成分とが相殺されることになり、ｄｑ軸電流制御器２への高調波成分の入力が阻止される。このため、ｄｑ軸電流制御器２により高調波電流が抑制されることがなく、ｄｑ軸電流制御とdhqh軸電流制御とを完全に独立して行うことができる。したがって、高調波電流制御における指令値への追従性が向上し、この高調波電流制御を頻繁に加減速を行う車両に適用してもトルクリップルを低減し、効率を向上させることができる。
【００３７】
また、第１の実施の形態では、ｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*とモーター回転速度ωeに基づいて、ｄｑ電流制御器２の出力ｖd、ｖqに対してｄ軸とｑ軸の干渉による影響を補償する非干渉制御器３および加算器４ａ、４ｂと、ｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*、ｄhｑh軸電流指令値ｉdh*、ｉqh*およびモーター回転速度ωeに基づいて、ｄhｑh電流制御器１５の出力ｖdh、ｖqhに対してモーター１１の速度起電力による影響を補償するｄhｑh速度起電力補償器１８および加算器１９ａ、１９ｂを設けたので、上記効果に加え、ｄ軸とｑ軸の干渉およびモーター速度起電力の影響が排除されて基本波電流制御および高調波電流制御の応答性をさらに向上させることができる。
【００３８】
第１の実施の形態によるｑh電流制御指令値をステップ状に変化させた場合のdhqh軸電流応答を図７に示す。図７において、電流過渡変化にも乱れがなく、良好にdhqh軸電流指令値へ追従していることがわかる。
【００３９】
《発明の第２の実施の形態》
図８は第２の実施の形態の構成を示すブロック図である。なお、図１および図２に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。この第２の実施の形態では、非干渉制御器３Ａの入力を、第１の実施の形態のｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*の変わりに、数式１０によりｄｑ軸に変換した高調波電流指令値（数式１１、１２）ｉd_high*、ｉq_high*と、数式１１、１２により求めた高調波電流指令値を含むｄｑ軸電流指令値ｉd1*、ｉq1*とを用いる。この第２の実施の形態では、ｄ軸補償電圧ｖd_cmpとｑ軸補償電圧ｖq_cmpを次式により演算する。
【数１３】
ｖd_cmp＝−Ｌq・ωe・ｉq1*−ｋ・Ｌd・ωe・ｉq_high*，
【数１４】
ｖq_cmp＝ωe・（Ｌd・ｉd1*＋φ）＋ｋ・Ｌq・ωe・ｉd_high*
これらの数式１３、１４は、上記数式５、６に対して、ｄｑ座標系における高調波電流により発生する速度起電力を補償するための右辺第２項を加えたものである。
【００４０】
また、非干渉制御器３Ａにより高調波電流の速度起電力を補償することによって、図２に示す第１の実施の形態のdhqh速度起電力補償器１８における演算を一部省略することができる。モーターのdhqh回路方程式が数式９で表される場合の、第２の実施の形態のdhqh速度起電力補償器１８Ａの構成例を図９に示す。図５に示すdhqh速度起電力補償器１８の構成に比べ、第２の実施の形態のdhqh速度起電力補償器１８Ａではｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*に対する演算を省略することができる。
【００４１】
第２の実施の形態の構成によれば、ｄｑ軸電流制御器２がdhqh軸電流制御へ干渉することなく、ｄｑ軸電流制御とdhqh軸電流制御とを行うことができる。したがって、高調波電流制御における指令値への追従性が向上し、この高調波電流制御を頻繁に加減速を行う車両に適用してもトルクリップルを低減し、効率を向上させることができる。
【００４２】
また、第２の実施の形態によれば、ｄｑ座標系に変換したｄhｑh軸電流指令値ｉd_high*、ｉq_high*、高調波成分を含むｄｑ軸電流指令値ｉd1*、ｉq1*およびモーター回転速度ωeに基づいて、ｄｑ軸電流制御器２の出力ｖd、ｖqに対してｄ軸とｑ軸の干渉による影響を補償する非干渉制御器３Ａおよび加算器４ａ、４ｂと、ｄhｑh軸電流指令値ｉdh*、ｉqh*とモーター回転速度ωeに基づいて、ｄhｑh電流制御器１５の出力ｖdh、ｖqhに対してモーター１１の速度起電力による影響を補償するｄhｑh速度起電力補償器１８Ａおよび加算器１９ａ、１９ｂとを設けたので、上記効果に加え、ｄ軸とｑ軸の干渉およびモーター速度起電力の影響が排除されて基本波電流制御および高調波電流制御の応答性をさらに向上させることができる。
【００４３】
《発明の第３の実施の形態》
図１０は第３の実施の形態の構成を示すブロック図である。なお、図１および図２に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。
【００４４】
この第３の実施の形態では、高調波成分を含むｄｑ軸電流（フィードバック値）ｉd、ｉqから高調波成分ｉd_high*、ｉq_high*（dhqh→ｄｈ変換器２０の出力）を減算し、高調波成分を含まない基本波成分のみのｄｑ軸電流（フィードバック値）を生成し、基本波成分のｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*との制御偏差に基づいてｄｑ軸電流を制御する。
【００４５】
dhqh→ｄｑ変換器２０において、上記数式１０によりdhqh軸高調波電流指令値ｉdh*、ｉqh*をｄｑ座標系へ変換する。次に、減算器２２ａ、２２ｂにより、高調波成分を含むｄｑ軸電流ｉd、ｉqから高調波電流指令値ｉd_high*、ｉq_high*を減算し、高調波成分を含まない基本波成分のみのｄｑ軸電流ｉd1、ｉq1を求める。
【数１５】
ｉd1＝ｉd−ｉd_high*，
【数１６】
ｉq1＝ｉq−ｉq_high*
ｄｑ軸電流制御器２への入力は、減算器１ａ、１ｂにより基本波成分のみのｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*と基本波成分のみのｄｑ軸電流（フィードバック値）ｉd1、ｉq1との差分（電流制御偏差）（ｉd*−ｉd1）、（ｉq*−ｉq1）を演算して求められる。
【００４６】
第３の実施の形態の構成によって、ｄｑ軸電流制御器２へ入力されるｄｑ軸電流（フィードバック値）ｉd、ｉqからdhqh制御対象の高調波成分が除去されることになり、ｄｑ軸電流制御器２がdhqh軸電流制御へ干渉することなく、ｄｑ軸電流制御とdhqh軸電流制御とを完全に独立して行うことができる。したがって、高調波電流制御における指令値への追従性が向上し、この高調波電流制御を頻繁に加減速を行う車両に適用してもトルクリップルを低減し、効率を向上させることができる。
【００４７】
《発明の第４の実施の形態》
図１１は第４の実施の形態の構成を示すブロック図である。なお、図１および図２に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。
【００４８】
この第４の実施の形態では、高調波電流抽出部をハイパスフィルター１２Ａを用いて構成し、ｄｑ軸高調波電流ｉd_high、ｉq_highを抽出する。そして、減算器２３ａ、２３ｂにより高調波成分が含まれるｄｑ軸電流（フィードバック値）ｉd、ｉqから上記ｄｑ軸高調波電流ｉd_high、ｉq_highを減算し、高調波成分を含まない基本波成分のみのｄｑ軸電流を生成する。そして、基本波成分のｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*との制御偏差に基づいてｄｑ軸電流を制御する。
【００４９】
この第４の実施の形態は、ｄｐ軸電流ｉd、ｉqをハイパスフィルター１２Ａと同じカットオフ周波数を持つローパスフィルターを通過させたことと同じことになり、ｄｑ軸電流制御器２のフィードバックから高調波成分が除去される。このため、ｄｑ軸電流制御器２がdhqh軸電流制御へ干渉することなく、ｄｑ軸電流制御とdhqh軸電流制御とを完全に独立して行うことができる。したがって、高調波電流制御における指令値への追従性が向上し、この高調波電流制御を頻繁に加減速を行う車両に適用してもトルクリップルを低減し、効率を向上させることができる。
【００５０】
なお、ローパスフィルターを用いて構成する場合には、ｄｑ軸電流ｉd、ｉqをハイパスフィルター１２Ａと同じカットオフ周波数を持つローパスフィルターを通過させたものをｄｑ軸電流フィードバック値とすればよい。
【００５１】
特許請求の範囲の構成要素と一実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、電流センサー９ａ、９ｂが電流検出回路を、ｄｑ電流制御器２が基本波電流制御回路を、dhqh電流制御器１５が高調波電流制御回路を、ｄｑ→３相変換器５、dhqh→３相変換器１６および加算器１７ａ、１７ｂ、１７ｃが指令値演算回路を、インバーター７が電力変換回路を、dhqh→ｄｑ変換器２０および減算器２２ａ、２２ｂ、ハイパスフィルター１２Ａおよび加算器２３ａ、２３ｂが高調波成分除去回路を、回転位置センサー１０および位相速度演算器８が回転速度検出回路を、非干渉制御器３、３Ａおよび加算器４ａ、４ｂが非干渉制御回路を、ｄhｑh速度起電力補償器１８、１８Ａおよび加算器１９ａ、１９ｂが速度起電力補償回路をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】 一般的なベクトル制御による三相同期モーターの制御ブロック図である。
【図２】 第１の実施の形態の構成を示す制御ブロック図である。
【図３】 高調波抽出部の詳細な構成を示す図である。
【図４】 高調波抽出部の他の詳細な構成を示す図である。
【図５】 dhqh速度起電力補償器の詳細な構成を示す図である。
【図６】 図２に示す構成の高調波電流制御により、ｑh電流制御指令値をステップ変化させた場合のdhqh軸電流応答を示す図である。
【図７】 第１の実施の形態によりｑh電流制御指令値をステップ状に変化させた場合のdhqh軸電流応答を示す図である。
【図８】 第２の実施の形態の構成を示す制御ブロック図である。
【図９】 dhqh速度起電力補償器の詳細な構成を示す図である。
【図１０】 第３の実施の形態の構成を示す制御ブロック図である。
【図１１】 第４の実施の形態の構成を示す制御ブロック図である。
【符号の説明】
１ａ、１ｂ 減算器
２ ｄｑ軸電流制御器
３ 非干渉制御器
４ａ、４ｂ 加算器
５ ｄｑ→３相変換器
６ ｄｑ←３相変換器
７ インバーター
７ａ 直流電源
８ 位相速度演算部
９ａ、９ｂ 電流センサー
１０ 回転位置センサー
１１ 三相同期モーター
１２ 高調波抽出部
１２ａ、１２ｂ ローパスフィルター
１２ｃ、１２ｄ 減算器
１３ dhqh←ｄｑ変換器
１４ａ、１４ｂ 減算器
１５ dhqh軸電流制御器
１６ dhqh→３相変換器
１７ａ、１７ｂ、１７ｃ 加算器
１８、１８Ａ dhqh速度起電力補償器
１９ａ、１９ｂ 加算器
２０ dhqh→ｄｑ変換器
２１ａ、２１ｂ 加算器
２２ａ、２２ｂ、２３ａ、２３ｂ 減算器
【発明の属する技術分野】
本発明はモーターの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石式同期モーターは、ブラシなどの機械的な磨耗品を必要とせず、また小型で高効率であるため、電気自動車の駆動モーターなどに広く用いられている。理想的な永久磁石式同期モータでは、永久磁石による電機子鎖交磁束が位相に対して正弦波状に変化するが、磁束に歪みがある場合には、一般的に用いられるベクトル制御でモーター電流を制御しただけでは、モーターの高調波電流に起因したトルクリップルの発生や、モーター効率の悪化などの問題がある。
【０００３】
このような問題を解決するために、モーター電流の基本波成分と高調波成分とを、それぞれ同期して回転するｄｑ座標系とdhqh座標系において別個に制御するようにしたモーター制御装置が知られている（例えば特許文献１参照）。
【０００４】
この出願の発明に関連する先行技術文献としては次のものがある。
【特許文献１】
特開２００２−２２３６００号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のモーター制御装置では、高調波電流制御を行う場合に高調波電流指令値を変化させると、次のような問題が発生する。
【０００６】
高調波電流制御では、検出したモーター電流に含まれる高調波成分を抽出し、その高調波電流成分をdhqh座標系に変換した後、高調波電流制御器にて高調波電流がその指令値に一致するように制御している。一方、基本波電流制御では、検出したモーター電流をdq座標系に変換し、基本波電流制御器にて基本波電流がその指令値に一致するように制御している。後者の基本波電流制御器の入力になるモーター電流には高調波成分が含まれるが、基本波電流制御器はモーター電流を基本波電流指令値に一致させるように制御するため、高調波電流成分を抑制しようとする。この結果、電流過渡応答において、高調波電流の指令値への追従性に影響を与え、制御設計時に期待した高調波電流の制御応答を得ることが難しいという問題がある。
【０００７】
この問題は、基本波電流制御器の応答周波数以下の周波数の高調波電流に対して顕著に顕れ、高調波電流制御の応答性が低下する。この高調波電流制御を、加減速を頻繁に繰り返す車両の駆動モーターに適用する場合には、高調波電流の指令値への追従性が低下するため、加減速時のトルクリップルが十分に低減されず、効率も向上しない。
【０００８】
本発明は、高調波電流制御における指令値へ追従性を向上させたモーター制御装置を提供するものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、基本波電流制御回路における基本波電流指令値とモーター電流フィードバック値との制御偏差からモーター電流の高調波成分を除去する。
【００１０】
【発明の効果】
本発明によれば、高調波電流制御における指令値へ追従性が向上する。
【００１１】
【発明の実施の形態】
三相交流における永久磁石式同期モーターの回路方程式は、次のように表すことができる。
【数１】
【００１２】
ここで、インダクタンスの空間的な変化を含めて表すと、自己・相互インダクタンスは数式２と数式３で表すことができる。
【数２】
【００１３】
また、永久磁石による速度起電力ｅu、ｅv、ｅwは、高調波電流成分を含めて表すと次式で表される。
【数４】
【００１４】
図１は、一般的なベクトル制御による三相同期モーターの制御ブロック図である。後述する本願発明の一実施の形態の説明を理解しやすくするために、図１により従来公知のベクトル制御を参考例として説明する。
【００１５】
三相同期モーター１１のＵ相電流ｉuとＷ相電流ｉwを電流センサー９ａ、９ｂにより検出し、ｄｑ←３相変換器６により三相交流電流ｉu、ｉwからｄｑ軸電流ｉd、ｉqへ座標変換を行う。ｄｑ座標系は、三相同期モーター１１の磁石磁束の基本波成分に同期して回転する座標系である。このｄｑ←３相変換器６で用いる位相θeは、三相同期モーター１１のローター位置を電気的な位相として表すもので、エンコーダーやレゾルバーなどの回転位置センサー１０によりローター位置を検出し、このローター位置に基づいて位相速度演算器８で電気的な位相θeを求める。位相速度演算器８ではまた、位相θeの時間微分より三相同期モーター１１の電気的角速度ωeを演算する。
【００１６】
ｄｑ←３相変換器６により求められたｄ軸電流ｉdとｑ軸電流ｉqは、フィードバック制御によって所望のｄ軸電流指令値ｉd*、ｑ軸電流指令値ｉq*に制御される。まず、減算器１ａ、１ｂによりｄ軸電流指令値ｉd*とｄ軸電流ｉd、ｑ軸電流指令値ｉq*とｑ軸電流ｉqの各電流制御偏差（ｉd*−ｉd）、（ｉq*−ｉq）を求める。次に、ＰＩ制御を用いたｄｑ軸電流制御器２によりｄ軸電流制御とｑ軸電流制御を行って、上記電流制御偏差を０にするｄ軸制御電圧ｖdとｑ軸制御電圧ｖqを求める。一方、非干渉制御器３では、ｄ軸とｑ軸の干渉に対するフィードフォーワード補償を行うために、モーター角速度ωeとｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*に基づいてｄ軸補償電圧ｖd_cmpとｑ軸補償電圧ｖq_cmpを次式により求める。
【数５】
ｖd_cmp＝−Ｌq・ωe・ｉq*
【数６】
ｖq_cmp＝ωe・（Ｌd・ｉd*＋φ）
数式５および数式６において、Ｌqはｑ軸インダクダンスの基本波成分、Ｌdはｄ軸インダクダンスの基本波成分、φ＝√（３／２）・φ’である。
【００１７】
次に、加算器４ａ、４ｂにより、ｄｑ軸電流制御器２から出力されるｄｑ軸制御電圧ｖd、ｖqと、非干渉制御器３から出力されるｄｑ軸補償電圧ｖd_cmp、ｖq_cmpとをそれぞれ加算することによって、ｄ軸制御電圧指令値ｖd*とｑ軸制御電圧指令値ｖq*を求める。ｄｑ→３相変換器５では、ｄｑ軸制御電圧ｖd*、ｖq*を三相電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*へ変換する。インバーター７は、三相電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*にしたがってＰＷＭ変調を行い、直流電源７ａの直流電力を三相交流電力に変換して三相同期モーター１１へ供給する。
【００１８】
三相同期モーター１１の高調波電流をｄｑ軸高調波電流としてベクトル制御を行う場合、ｄ軸電流とｑ軸電流の応答周波数には制御周期とＰＩ電流制御器のゲインに応じた限界があるため、高い周波数の高調波電流を制御することは困難である。そこで、以下に説明するように、基本波の整数倍で回転する座標系でモーターの高調波電流を制御する。
【００１９】
《発明の第１の実施の形態》
図２は第１の実施の形態の構成を示すブロック図である。なお、図１に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。
【００２０】
制御対象の高調波電流に同期して回転する座標系を新たにdhqh座標系として設定し、このdhqh座標系で高調波電流を制御する。図２に示すモーター制御装置は、モーター１１の回転に同期して回転するｄｑ軸座標系においてモーター電流の基本波成分をフィードバック制御するｄｑ軸電流制御器（基本波電流制御器）２と、モーター電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する直交座標系、すなわちdhqh座標系においてモーター電流の高調波成分をフィードバック制御するdhqh軸電流制御器（高調波電流制御器）１５とを備えている。
【００２１】
まず、dq軸電流に含まれる高調波電流を高調波抽出部１２により抽出する。この高調波抽出部１２では、図３に示すように、ｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*をローパスフィルターＬＰＦ１２ａ、１２ｂに通し、電流応答予測値ｉd_iとｉq_iをそれぞれ得る。ここで、ローパスフィルターＬＰＦ１２ａ、１２ｂのカットオフ周波数は、ｄｑ軸電流制御器２の制御応答周波数に設定する。得られた電流応答予測値ｉd_iを減算器１２ｃによりｄ軸電流ｉdから減算するとともに、電流応答予測値ｉq_iを減算器１２ｄによりｑ軸電流ｉqから減算し、ｄｑ軸高調波電流ｉd_highとｉq_highを演算する。
【００２２】
なお、図４に示すように、高調波抽出部１２のローパスフィルター１２ａ、１２ｂを省略し、ｄ軸電流指令値ｉd*をｄ軸電流ｉdから減算するとともに、ｑ軸電流指令値ｉq*をｑ軸電流ｉqから減算したものをｄｑ軸高調波電流ｉd_high、ｉq_highとしてもよい。
【００２３】
図３に示す電流応答予測値ｉd_i、ｉq_iを用いる場合は、ｄｑ軸電流応答がｄｑ軸電流制御器２の制御設計時の応答周波数により近くなる。これに対して、ローパスフィルター１２ａ、１２ｂを省略した図４に示す構成は演算量が少なく、ｄｑ軸電流応答は制御設計時の応答周波数よりも高くなる。
【００２４】
高調波抽出部１２で得られたｄｑ軸高調波電流ｉd_high、ｉq_high を、dhqh←ｄｑ変換器１３によりdhqh座標系へ変換する。このdhqh←ｄｑ変換器１３で用いる位相θehは、ｄｑ座標系における高調波の次数ｋにより次式で求められる。
【数７】
θeh＝ｋ・θe
【００２５】
また、高調波電流の三相交流座標系における次数ｑとｄｑ座標系における次数ｋとの関係は表１で表され、三相交流座標系の５次高調波電流はｄｑ座標系の−６次高調波電流になり、ｋ＝−６である。また、三相交流座標系の７次高調波電流はｄｑ座標系の６次高調波電流になり、ｋ＝６である。
【表１】
次に、減算器１４ａ、１４ｂによって高調波電流指令値ｉdh*、ｉqh*からdhqh座標系に変換された高調波電流ｉdh、ｉqhを減算し、高調波電流制御偏差（ｉdh*−ｉdh）、（ｉqh*−ｉqh）を求める。dhqh軸電流制御器１５は例えばＰＩ制御器などで構成し、上記高調波電流制御偏差を０にするための制御出力電圧ｖdh、ｖqhを演算する。
【００２７】
dhqh座標系における回路方程式は、上記数式１に基づいて変形すると次式になる。
【数８】
【表２】
数式８において、速度起電力の項を見ると、ｉdh、ｉqhによって生じる項、id,iqによって生じる項、磁石磁束の高調波成分によって発生する項が存在する。これらの速度起電力は、dhqh座標系における高調波電流制御の外乱である。dhqh速度起電力補償器１８は、これら速度起電力の影響を補償するフィードフォワード補償器である。
【００２９】
インダクタンス空間高調波の次数ｎ＝２、磁石磁束の空間高調波の次数ｍ＝５とし、dhqh座標変換に用いる次数をｋ＝−６とする。この場合のdhqh回路方程式は、数式８に基づいて次式に変換される。
【数９】
図５にdhqh速度起電力補償器１８の構成を示す。dhqh速度起電力補償器１８は、ｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*、dhqh軸電流指令値ｉdh*、ｉqh*、モーター角速度ωe、およびインダクタンスＬo、Ｌ２と磁束の高調波成分φ５’のパラメータに基づいて、制御電圧ｖdh_cmp、ｖqh_cmpを演算する。演算された制御電圧ｖdh_cmp、ｖqh_cmpは、加算器１９ａ、１９ｂによりdhqh軸電流制御器１５の制御出力ｖdh、ｖqhと加算され、dhqh制御電圧ｖdh*、ｖqh*が得られる。
【００３１】
dhqh制御電圧ｖdh*、ｖqh*はdhqh→３相変換器１６により三相交流ｖu’、ｖv’、ｖw’へ変換され、加算器１７ａ、１７ｂ、１７ｃによりdq軸電流制御により得られた制御出力電圧ｖu*、ｖv*、ｖw*と各相ごとに加算され、電圧指令値ｖu”、ｖv”、ｖw”が求められる。
【００３２】
このような高調波電流制御系を通常のベクトル制御に追加することによって、モーターの高調波電流を一般的なベクトル制御よりも応答性良く制御することが可能になる。なお、複数の次数の高調波電流を制御する場合には、高調波電流制御系を制御対象の次数ごとに追加すればよい。
【００３３】
このように構成された高調波電流制御を行って、ｑh電流制御指令値をステップ状に変化させた場合のdhqh軸電流応答を図６に示す。ｄh電流、ｑh電流ともに過渡応答に乱れが現れる。これは次のような理由による。ｄｑ軸電流制御器２の入力になるｄｑ軸電流ｉd、ｉqには高調波成分が含まれるが、ｄｑ軸電流制御器２はｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*に従うように制御出力を求めるため、高調波成分を抑制しようとする。すなわち、ｄｑ軸電流制御器２がdhqh軸電流制御へ干渉を起こすため、電流過渡応答において、dhqh高調波電流の指令値への追従性に影響が現れたものである。
【００３４】
次に、この第１の実施の形態では、上述した電流応答の問題を改善するために、dhqh軸電流指令値ｉdh*、ｉqh*をｄｑ座標系へ変換するためのdhqh→ｄｑ変換器２０と、変換器２０の出力ｉd_high*、ｉq_high*とｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*とを加算するための加算器２１a、２１bとを加える。
【００３５】
dhqh→ｄｑ変換器２０におけるdhqh軸電流指令値ｉdh*、ｉqh*のｄｑ座標系への変換は次式による。
【数１０】
【数１１】
ｉd1*＝ｉd*＋ｉd_high*，
【数１２】
ｉq1*＝ｉq*＋ｉq_high*
なお、ｄｑ軸電流制御器２への入力は、減算器１ａ、１ｂにより上記ｄｑ軸電流指令値ｉd1*、ｉq1*とｄｑ軸電流ｉd、ｉqの差分（電流制御偏差）を演算して求められる。
【００３６】
第１の実施の形態の構成によれば、ｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*に高調波成分ｉd_high*、ｉq_high*が加算され、この高調波電流成分を含むｄｑ軸電流指令値ｉd1*、ｉq1*から高調波成分を含むｄｑ軸電流（フィードバック値）ｉd、ｉqが減算される。つまり、ｄｑ軸電流指令値ｉd1*、ｉq1*に含まれる高調波成分とｄｑ軸電流フィードバック値ｉd、ｉqに含まれる高調波成分とが相殺されることになり、ｄｑ軸電流制御器２への高調波成分の入力が阻止される。このため、ｄｑ軸電流制御器２により高調波電流が抑制されることがなく、ｄｑ軸電流制御とdhqh軸電流制御とを完全に独立して行うことができる。したがって、高調波電流制御における指令値への追従性が向上し、この高調波電流制御を頻繁に加減速を行う車両に適用してもトルクリップルを低減し、効率を向上させることができる。
【００３７】
また、第１の実施の形態では、ｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*とモーター回転速度ωeに基づいて、ｄｑ電流制御器２の出力ｖd、ｖqに対してｄ軸とｑ軸の干渉による影響を補償する非干渉制御器３および加算器４ａ、４ｂと、ｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*、ｄhｑh軸電流指令値ｉdh*、ｉqh*およびモーター回転速度ωeに基づいて、ｄhｑh電流制御器１５の出力ｖdh、ｖqhに対してモーター１１の速度起電力による影響を補償するｄhｑh速度起電力補償器１８および加算器１９ａ、１９ｂを設けたので、上記効果に加え、ｄ軸とｑ軸の干渉およびモーター速度起電力の影響が排除されて基本波電流制御および高調波電流制御の応答性をさらに向上させることができる。
【００３８】
第１の実施の形態によるｑh電流制御指令値をステップ状に変化させた場合のdhqh軸電流応答を図７に示す。図７において、電流過渡変化にも乱れがなく、良好にdhqh軸電流指令値へ追従していることがわかる。
【００３９】
《発明の第２の実施の形態》
図８は第２の実施の形態の構成を示すブロック図である。なお、図１および図２に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。この第２の実施の形態では、非干渉制御器３Ａの入力を、第１の実施の形態のｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*の変わりに、数式１０によりｄｑ軸に変換した高調波電流指令値（数式１１、１２）ｉd_high*、ｉq_high*と、数式１１、１２により求めた高調波電流指令値を含むｄｑ軸電流指令値ｉd1*、ｉq1*とを用いる。この第２の実施の形態では、ｄ軸補償電圧ｖd_cmpとｑ軸補償電圧ｖq_cmpを次式により演算する。
【数１３】
ｖd_cmp＝−Ｌq・ωe・ｉq1*−ｋ・Ｌd・ωe・ｉq_high*，
【数１４】
ｖq_cmp＝ωe・（Ｌd・ｉd1*＋φ）＋ｋ・Ｌq・ωe・ｉd_high*
これらの数式１３、１４は、上記数式５、６に対して、ｄｑ座標系における高調波電流により発生する速度起電力を補償するための右辺第２項を加えたものである。
【００４０】
また、非干渉制御器３Ａにより高調波電流の速度起電力を補償することによって、図２に示す第１の実施の形態のdhqh速度起電力補償器１８における演算を一部省略することができる。モーターのdhqh回路方程式が数式９で表される場合の、第２の実施の形態のdhqh速度起電力補償器１８Ａの構成例を図９に示す。図５に示すdhqh速度起電力補償器１８の構成に比べ、第２の実施の形態のdhqh速度起電力補償器１８Ａではｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*に対する演算を省略することができる。
【００４１】
第２の実施の形態の構成によれば、ｄｑ軸電流制御器２がdhqh軸電流制御へ干渉することなく、ｄｑ軸電流制御とdhqh軸電流制御とを行うことができる。したがって、高調波電流制御における指令値への追従性が向上し、この高調波電流制御を頻繁に加減速を行う車両に適用してもトルクリップルを低減し、効率を向上させることができる。
【００４２】
また、第２の実施の形態によれば、ｄｑ座標系に変換したｄhｑh軸電流指令値ｉd_high*、ｉq_high*、高調波成分を含むｄｑ軸電流指令値ｉd1*、ｉq1*およびモーター回転速度ωeに基づいて、ｄｑ軸電流制御器２の出力ｖd、ｖqに対してｄ軸とｑ軸の干渉による影響を補償する非干渉制御器３Ａおよび加算器４ａ、４ｂと、ｄhｑh軸電流指令値ｉdh*、ｉqh*とモーター回転速度ωeに基づいて、ｄhｑh電流制御器１５の出力ｖdh、ｖqhに対してモーター１１の速度起電力による影響を補償するｄhｑh速度起電力補償器１８Ａおよび加算器１９ａ、１９ｂとを設けたので、上記効果に加え、ｄ軸とｑ軸の干渉およびモーター速度起電力の影響が排除されて基本波電流制御および高調波電流制御の応答性をさらに向上させることができる。
【００４３】
《発明の第３の実施の形態》
図１０は第３の実施の形態の構成を示すブロック図である。なお、図１および図２に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。
【００４４】
この第３の実施の形態では、高調波成分を含むｄｑ軸電流（フィードバック値）ｉd、ｉqから高調波成分ｉd_high*、ｉq_high*（dhqh→ｄｈ変換器２０の出力）を減算し、高調波成分を含まない基本波成分のみのｄｑ軸電流（フィードバック値）を生成し、基本波成分のｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*との制御偏差に基づいてｄｑ軸電流を制御する。
【００４５】
dhqh→ｄｑ変換器２０において、上記数式１０によりdhqh軸高調波電流指令値ｉdh*、ｉqh*をｄｑ座標系へ変換する。次に、減算器２２ａ、２２ｂにより、高調波成分を含むｄｑ軸電流ｉd、ｉqから高調波電流指令値ｉd_high*、ｉq_high*を減算し、高調波成分を含まない基本波成分のみのｄｑ軸電流ｉd1、ｉq1を求める。
【数１５】
ｉd1＝ｉd−ｉd_high*，
【数１６】
ｉq1＝ｉq−ｉq_high*
ｄｑ軸電流制御器２への入力は、減算器１ａ、１ｂにより基本波成分のみのｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*と基本波成分のみのｄｑ軸電流（フィードバック値）ｉd1、ｉq1との差分（電流制御偏差）（ｉd*−ｉd1）、（ｉq*−ｉq1）を演算して求められる。
【００４６】
第３の実施の形態の構成によって、ｄｑ軸電流制御器２へ入力されるｄｑ軸電流（フィードバック値）ｉd、ｉqからdhqh制御対象の高調波成分が除去されることになり、ｄｑ軸電流制御器２がdhqh軸電流制御へ干渉することなく、ｄｑ軸電流制御とdhqh軸電流制御とを完全に独立して行うことができる。したがって、高調波電流制御における指令値への追従性が向上し、この高調波電流制御を頻繁に加減速を行う車両に適用してもトルクリップルを低減し、効率を向上させることができる。
【００４７】
《発明の第４の実施の形態》
図１１は第４の実施の形態の構成を示すブロック図である。なお、図１および図２に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。
【００４８】
この第４の実施の形態では、高調波電流抽出部をハイパスフィルター１２Ａを用いて構成し、ｄｑ軸高調波電流ｉd_high、ｉq_highを抽出する。そして、減算器２３ａ、２３ｂにより高調波成分が含まれるｄｑ軸電流（フィードバック値）ｉd、ｉqから上記ｄｑ軸高調波電流ｉd_high、ｉq_highを減算し、高調波成分を含まない基本波成分のみのｄｑ軸電流を生成する。そして、基本波成分のｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*との制御偏差に基づいてｄｑ軸電流を制御する。
【００４９】
この第４の実施の形態は、ｄｐ軸電流ｉd、ｉqをハイパスフィルター１２Ａと同じカットオフ周波数を持つローパスフィルターを通過させたことと同じことになり、ｄｑ軸電流制御器２のフィードバックから高調波成分が除去される。このため、ｄｑ軸電流制御器２がdhqh軸電流制御へ干渉することなく、ｄｑ軸電流制御とdhqh軸電流制御とを完全に独立して行うことができる。したがって、高調波電流制御における指令値への追従性が向上し、この高調波電流制御を頻繁に加減速を行う車両に適用してもトルクリップルを低減し、効率を向上させることができる。
【００５０】
なお、ローパスフィルターを用いて構成する場合には、ｄｑ軸電流ｉd、ｉqをハイパスフィルター１２Ａと同じカットオフ周波数を持つローパスフィルターを通過させたものをｄｑ軸電流フィードバック値とすればよい。
【００５１】
特許請求の範囲の構成要素と一実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、電流センサー９ａ、９ｂが電流検出回路を、ｄｑ電流制御器２が基本波電流制御回路を、dhqh電流制御器１５が高調波電流制御回路を、ｄｑ→３相変換器５、dhqh→３相変換器１６および加算器１７ａ、１７ｂ、１７ｃが指令値演算回路を、インバーター７が電力変換回路を、dhqh→ｄｑ変換器２０および減算器２２ａ、２２ｂ、ハイパスフィルター１２Ａおよび加算器２３ａ、２３ｂが高調波成分除去回路を、回転位置センサー１０および位相速度演算器８が回転速度検出回路を、非干渉制御器３、３Ａおよび加算器４ａ、４ｂが非干渉制御回路を、ｄhｑh速度起電力補償器１８、１８Ａおよび加算器１９ａ、１９ｂが速度起電力補償回路をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】 一般的なベクトル制御による三相同期モーターの制御ブロック図である。
【図２】 第１の実施の形態の構成を示す制御ブロック図である。
【図３】 高調波抽出部の詳細な構成を示す図である。
【図４】 高調波抽出部の他の詳細な構成を示す図である。
【図５】 dhqh速度起電力補償器の詳細な構成を示す図である。
【図６】 図２に示す構成の高調波電流制御により、ｑh電流制御指令値をステップ変化させた場合のdhqh軸電流応答を示す図である。
【図７】 第１の実施の形態によりｑh電流制御指令値をステップ状に変化させた場合のdhqh軸電流応答を示す図である。
【図８】 第２の実施の形態の構成を示す制御ブロック図である。
【図９】 dhqh速度起電力補償器の詳細な構成を示す図である。
【図１０】 第３の実施の形態の構成を示す制御ブロック図である。
【図１１】 第４の実施の形態の構成を示す制御ブロック図である。
【符号の説明】
１ａ、１ｂ 減算器
２ ｄｑ軸電流制御器
３ 非干渉制御器
４ａ、４ｂ 加算器
５ ｄｑ→３相変換器
６ ｄｑ←３相変換器
７ インバーター
７ａ 直流電源
８ 位相速度演算部
９ａ、９ｂ 電流センサー
１０ 回転位置センサー
１１ 三相同期モーター
１２ 高調波抽出部
１２ａ、１２ｂ ローパスフィルター
１２ｃ、１２ｄ 減算器
１３ dhqh←ｄｑ変換器
１４ａ、１４ｂ 減算器
１５ dhqh軸電流制御器
１６ dhqh→３相変換器
１７ａ、１７ｂ、１７ｃ 加算器
１８、１８Ａ dhqh速度起電力補償器
１９ａ、１９ｂ 加算器
２０ dhqh→ｄｑ変換器
２１ａ、２１ｂ 加算器
２２ａ、２２ｂ、２３ａ、２３ｂ 減算器
Claims (4)
- 三相交流モーターに流れる電流を検出する電流検出回路と、
モーター電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転するｄ h ｑ h 座標系のｄ h ｑ h 軸電流指令値を、前記モーターの回転に同期して回転するｄｑ座標系の電流指令値に変換する指令値変換回路と、
前記ｄｑ座標系のｄｑ軸電流指令値に、前記指令値変換回路で前記ｄｑ座標系に変換した前記ｄ h ｑ h 軸電流指令値を加算する基本波指令値演算回路と、
前記電流検出回路で検出した電流をｄｑ軸電流に変換する第１電流変換回路と、
前記ｄｑ座標系において、前記基本波指令値演算回路による加算後の前記ｄｑ軸電流指令値に対して前記第１電流変換回路のｄｑ軸電流をフィードバック制御する基本波電流制御回路と、
前記電流検出回路で検出した電流から高調波成分を抽出してｄ h ｑ h 軸電流に変換する第２電流変換回路と、
前記dhqh座標系において、前記ｄ h ｑ h 軸電流指令値に対して前記第２電流変換回路の前記ｄ h ｑ h 軸電流をフィードバック制御する高調波電流制御回路と、
前記基本波電流制御回路の出力と前記高調波電流制御回路の出力とを加算して交流電圧指令値を演算する指令値演算回路と、
前記交流電圧指令値に応じた三相交流電圧を生成して前記三相交流モーターに印加する電力変換回路とを備えることを特徴とするモーター制御装置。 - 請求項１に記載のモーター制御装置において、
前記モーターの回転速度を検出する回転速度検出回路と、
前記ｄｑ軸電流指令値と前記モーター回転速度に基づいて、前記基本波電流制御回路の出力に対してｄ軸とｑ軸の干渉による影響を補償する非干渉制御回路と、
前記ｄｑ軸電流指令値、前記ｄ h ｑ h 軸電流指令値および前記モーター回転速度に基づいて、前記高調波電流制御回路の出力に対して前記モーターの速度起電力による影響を補償する速度起電力補償回路とを備えることを特徴とするモーター制御装置。 - 請求項１に記載のモーター制御装置において、
前記モーターの回転速度を検出する回転速度検出回路と、
前記指令値変換回路で前記ｄｑ座標系に変換した前記ｄ h ｑ h 軸電流指令値、前記基本波指令値演算回路による加算後の前記ｄｑ軸電流指令値および前記モーター回転速度に基づいて、前記基本波電流制御回路の出力に対してｄ軸とｑ軸の干渉による影響を補償する非干渉制御回路と、
前記ｄ h ｑ h 軸電流指令値と前記モーター回転速度に基づいて、前記高調波電流制御回路の出力に対して前記モーターの速度起電力による影響を補償する速度起電力補償回路とを備えることを特徴とするモーター制御装置。 - 三相交流モーターに流れる電流を検出する電流検出回路と、
モーター電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転するｄ h ｑ h 座標系のｄ h ｑ h 軸電流指令値を、前記モーターの回転に同期して回転するｄｑ座標系の電流指令値に変換する指令値変換回路と、
前記電流検出回路で検出した電流をｄｑ軸電流に変換する第１電流変換回路と、
前記第１電流変換回路で変換した前記ｄｑ軸電流から、前記指令値変換回路で前記ｄｑ座標系に変換した前記ｄ h ｑ h 軸電流指令値を減算する基本波フィードバック演算回路と、
前記ｄｑ座標系において、ｄｑ軸電流指令値に対して前記基本波フィードバック演算回路による減算後の前記ｄｑ軸電流をフィードバック制御する基本波電流制御回路と、
前記電流検出回路で検出した電流から高調波成分を抽出してｄ h ｑ h 軸電流に変換する第２電流変換回路と、
前記 dhqh 座標系において、前記ｄ h ｑ h 軸電流指令値に対して前記第２電流変換回路の前記ｄ h ｑ h 軸電流をフィードバック制御する高調波電流制御回路と、
前記基本波電流制御回路の出力と前記高調波電流制御回路の出力とを加算して交流電圧指令値を演算する指令値演算回路と、
前記交流電圧指令値に応じた三相交流電圧を生成して前記三相交流モーターに印加する電力変換回路とを備えることを特徴とするモーター制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003102480A JP3928575B2 (ja) | 2003-04-07 | 2003-04-07 | モーター制御装置 |
| US10/814,237 US7034493B2 (en) | 2003-04-07 | 2004-04-01 | Motor control apparatus and motor control method |
| DE602004009239T DE602004009239T2 (de) | 2003-04-07 | 2004-04-07 | Motorsteurungsvorrichtung und Motorsteuerungsverfahren |
| EP04008433A EP1467478B1 (en) | 2003-04-07 | 2004-04-07 | Motor control apparatus and motor control method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003102480A JP3928575B2 (ja) | 2003-04-07 | 2003-04-07 | モーター制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004312864A JP2004312864A (ja) | 2004-11-04 |
| JP3928575B2 true JP3928575B2 (ja) | 2007-06-13 |
Family
ID=32866698
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003102480A Expired - Fee Related JP3928575B2 (ja) | 2003-04-07 | 2003-04-07 | モーター制御装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7034493B2 (ja) |
| EP (1) | EP1467478B1 (ja) |
| JP (1) | JP3928575B2 (ja) |
| DE (1) | DE602004009239T2 (ja) |
Families Citing this family (63)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3783695B2 (ja) * | 2003-03-20 | 2006-06-07 | 日産自動車株式会社 | モーター制御装置 |
| JP2005328691A (ja) * | 2004-04-15 | 2005-11-24 | Denso Corp | モータ制御装置 |
| AU2005307333B9 (en) * | 2004-11-17 | 2009-08-13 | Toyota Technical Development Corporation | Computer method of motor model, motor simulation method, motor simulation apparatus, motor-model computing program, simulation method and simulation program |
| KR100655702B1 (ko) * | 2004-12-20 | 2006-12-11 | 현대자동차주식회사 | 영구자석 동기 모터 제어방법 |
| JP4674516B2 (ja) * | 2005-09-27 | 2011-04-20 | 株式会社デンソー | 同期モータの磁極位置推定方法 |
| US7786691B2 (en) * | 2006-10-24 | 2010-08-31 | Unico, Inc. | Bus disturbance regulator |
| US7545113B2 (en) * | 2006-10-24 | 2009-06-09 | Unico, Inc. | Harmonic disturbance regulator |
| JP5167631B2 (ja) * | 2006-11-30 | 2013-03-21 | 株式会社デンソー | モータの制御方法及びそれを利用するモータ制御装置 |
| US7642737B2 (en) * | 2007-03-13 | 2010-01-05 | Gm Global Technology Operations, Inc. | Anti-windup control for a current regulator of a pulse width modulation inverter |
| ES2333996T3 (es) * | 2008-03-19 | 2010-03-03 | Abb Schweiz Ag | Metodo para la actuacion de un circuito de convertidor, asi como dispositivo para la realizacion del metodo. |
| US7768220B2 (en) | 2008-04-24 | 2010-08-03 | Gm Global Technology Operations, Inc. | Harmonic torque ripple reduction at low motor speeds |
| JP4751435B2 (ja) * | 2008-10-09 | 2011-08-17 | 株式会社東芝 | モータ磁極位置検出装置，モータ制御装置，モータ駆動システム及び洗濯機 |
| JP5558752B2 (ja) * | 2009-07-30 | 2014-07-23 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
| GB201006404D0 (en) * | 2010-04-16 | 2010-06-02 | Trw Ltd | Motor control with voltage harmonic shaping |
| CN102308470A (zh) * | 2010-04-28 | 2012-01-04 | 株式会社日立制作所 | 电力变换装置 |
| JP5589556B2 (ja) * | 2010-05-20 | 2014-09-17 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
| IT1400456B1 (it) * | 2010-06-04 | 2013-05-31 | St Microelectronics Srl | Metodo di controllo di un motore sincrono trifase a magneti permanenti per ridurre il rumore acustico e relativo dispositivo di controllo |
| JP5481286B2 (ja) * | 2010-06-30 | 2014-04-23 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電力変換システムおよび電力変換装置 |
| EP2485388B1 (en) * | 2011-02-04 | 2013-05-29 | Siemens Aktiengesellschaft | Reduction of noise and vibrations of an electromechanical transducer by using a modified stator coil drive signal comprising harmonic components |
| FR2971377B1 (fr) * | 2011-02-09 | 2013-02-01 | Renault Sa | Procede et dispositif de pilotage d'une machine electrique a reluctance |
| ES2773295T3 (es) * | 2011-02-14 | 2020-07-10 | Siemens Ag | Controlador para un convertidor de alimentación y método de funcionamiento del mismo |
| JP5686026B2 (ja) * | 2011-04-07 | 2015-03-18 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
| US20120274251A1 (en) | 2011-04-29 | 2012-11-01 | Danfoss Drives A/S | Harmonic noise reduction |
| CN102255588B (zh) * | 2011-07-08 | 2013-10-16 | 大禹电气科技股份有限公司 | 一种变频调速装置 |
| CN102244497B (zh) * | 2011-07-08 | 2013-05-08 | 大禹电气科技股份有限公司 | 一种变频控制方法及装置 |
| CN102244496B (zh) * | 2011-07-08 | 2013-09-04 | 大禹电气科技股份有限公司 | 一种电机变频调速系统 |
| EP2552012A1 (en) * | 2011-07-27 | 2013-01-30 | Siemens Aktiengesellschaft | Reduction of noise and vibrations of an electromechanical transducer by using a modified stator coil drive signal comprising harmonic components |
| JP5447590B2 (ja) * | 2011-08-31 | 2014-03-19 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
| JP5964613B2 (ja) * | 2012-03-05 | 2016-08-03 | 株式会社ダイヘン | モータ駆動用インバータ回路の制御回路、および、当該制御回路を備えたインバータ装置 |
| US20130119900A1 (en) * | 2011-11-10 | 2013-05-16 | Ford Global Technologies, Llc | Motor torque ripple compensation |
| IN2014CN03287A (ja) * | 2011-11-17 | 2015-07-03 | Mitsubishi Electric Corp | |
| CN103988419B (zh) * | 2011-12-09 | 2016-03-23 | 松下电器产业株式会社 | 电动机控制装置 |
| DE102011088915B4 (de) * | 2011-12-16 | 2023-04-20 | Vitesco Technologies GmbH | Berechnung einer rückwärts induzierten Reststromwelligkeit an einem DC-Eingang einer Motorsteuervorrichtung für eine Synchronmaschine |
| TWI439041B (zh) | 2011-12-19 | 2014-05-21 | Ind Tech Res Inst | 永磁同步馬達驅動方法與裝置 |
| US8924082B2 (en) | 2012-03-30 | 2014-12-30 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | System and method for controlling a motor |
| US8729838B2 (en) * | 2012-05-18 | 2014-05-20 | Hamilton Sundstrand Corporation | Current control for an electric actuator |
| JP5672278B2 (ja) * | 2012-08-29 | 2015-02-18 | 株式会社デンソー | ３相回転機の制御装置 |
| JP6143875B2 (ja) * | 2012-11-14 | 2017-06-07 | ポスコエナジー株式会社Ｐｏｓｃｏ Ｅｎｅｒｇｙ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． | インバータのリプル、並びにオフセット補償装置及びその方法 |
| JP5585643B2 (ja) * | 2012-12-14 | 2014-09-10 | ダイキン工業株式会社 | アクティブフィルタ制御装置 |
| US9663139B2 (en) | 2013-02-26 | 2017-05-30 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Electric motor feedforward control utilizing dynamic motor model |
| JP6084863B2 (ja) * | 2013-02-28 | 2017-02-22 | 川崎重工業株式会社 | 系統連系する電力変換装置 |
| US9136785B2 (en) * | 2013-03-12 | 2015-09-15 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Motor control system to compensate for torque ripple |
| US9143081B2 (en) | 2013-03-14 | 2015-09-22 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Motor control system having bandwidth compensation |
| US10336212B2 (en) * | 2013-11-27 | 2019-07-02 | Ford Global Technologies, Llc | Torque monitoring system and method |
| US10389289B2 (en) | 2014-02-06 | 2019-08-20 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Generating motor control reference signal with control voltage budget |
| US10003285B2 (en) | 2014-06-23 | 2018-06-19 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Decoupling current control utilizing direct plant modification in electric power steering system |
| US9577561B2 (en) * | 2014-07-01 | 2017-02-21 | Guangdong Meizhi Compressor Co., Ltd. | Method for suppressing a speed fluctuation, a control apparatus and a compressor control system |
| JP6221981B2 (ja) * | 2014-07-25 | 2017-11-01 | 株式会社デンソー | 回転電機の制御装置 |
| US9419553B2 (en) * | 2014-07-25 | 2016-08-16 | Denso Corporation | Apparatus for controlling rotary machine |
| US9809247B2 (en) | 2015-01-30 | 2017-11-07 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Motor control current sensor loss of assist mitigation for electric power steering |
| JP6512018B2 (ja) * | 2015-07-29 | 2019-05-15 | 株式会社デンソー | モータの制御装置 |
| KR101664739B1 (ko) * | 2015-08-31 | 2016-10-12 | 현대자동차주식회사 | 모터 제어 방법 및 시스템 |
| JP2017127066A (ja) * | 2016-01-12 | 2017-07-20 | 日本精工株式会社 | モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置 |
| JP2017153226A (ja) * | 2016-02-24 | 2017-08-31 | 株式会社デンソー | 交流電動機の制御装置 |
| US10135368B2 (en) | 2016-10-01 | 2018-11-20 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Torque ripple cancellation algorithm involving supply voltage limit constraint |
| KR101878090B1 (ko) * | 2017-01-04 | 2018-07-16 | 현대자동차주식회사 | 모터 제어 시스템 및 방법 |
| JP6848622B2 (ja) * | 2017-04-05 | 2021-03-24 | 富士電機株式会社 | 電力変換器及びその制御装置 |
| JP6629893B2 (ja) | 2018-02-05 | 2020-01-15 | ファナック株式会社 | 浮遊容量を推定するモータ駆動装置 |
| DE102018204767A1 (de) * | 2018-03-28 | 2019-10-02 | Robert Bosch Gmbh | Regelvorrichtung für ein elektrisches Antriebssystem, elektrisches Antriebssystem und Verfahren zur Regelung eines elektrischen Antriebssystems |
| EP3696969B1 (en) * | 2019-02-13 | 2022-04-13 | Siemens Gamesa Renewable Energy A/S | Harmonic control of a converter |
| TWI723605B (zh) * | 2019-10-31 | 2021-04-01 | 國立中央大學 | 馬達控制系統及其最大功率因數控制器的控制方法 |
| JP7374813B2 (ja) * | 2020-02-28 | 2023-11-07 | サンデン株式会社 | モータ制御装置 |
| DE102022210516A1 (de) * | 2022-10-05 | 2024-04-11 | Vitesco Technologies GmbH | Regelung einer elektrischen Maschine mit Oberschwingungsunterdrückung durch Gegensignal in Raumzeigerdarstellung |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3809783B2 (ja) | 2000-11-22 | 2006-08-16 | 日産自動車株式会社 | モータ制御装置 |
| EP1211798B1 (en) * | 2000-11-22 | 2018-01-10 | Nissan Motor Co., Ltd. | Motor control apparatus and motor control method |
| JP3627683B2 (ja) * | 2001-06-29 | 2005-03-09 | 日産自動車株式会社 | モーター制御装置 |
| JP3582505B2 (ja) * | 2001-09-10 | 2004-10-27 | 日産自動車株式会社 | モーター制御装置 |
| US6777907B2 (en) * | 2001-11-06 | 2004-08-17 | International Rectifier Corporation | Current ripple reduction by harmonic current regulation |
| JP3722048B2 (ja) * | 2001-11-15 | 2005-11-30 | 日産自動車株式会社 | モーター制御装置 |
| EP1553693B1 (en) * | 2002-10-17 | 2007-12-19 | Denso Corporation | Ac rotary electric machine magnetic noise reduction method, motor control device and ac rotary electric machine using the same |
-
2003
- 2003-04-07 JP JP2003102480A patent/JP3928575B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2004
- 2004-04-01 US US10/814,237 patent/US7034493B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2004-04-07 DE DE602004009239T patent/DE602004009239T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2004-04-07 EP EP04008433A patent/EP1467478B1/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US7034493B2 (en) | 2006-04-25 |
| DE602004009239T2 (de) | 2008-01-17 |
| DE602004009239D1 (de) | 2007-11-15 |
| EP1467478B1 (en) | 2007-10-03 |
| EP1467478A3 (en) | 2005-12-14 |
| JP2004312864A (ja) | 2004-11-04 |
| EP1467478A2 (en) | 2004-10-13 |
| US20040195993A1 (en) | 2004-10-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3928575B2 (ja) | モーター制御装置 | |
| JP3582505B2 (ja) | モーター制御装置 | |
| KR100655702B1 (ko) | 영구자석 동기 모터 제어방법 | |
| JP5413400B2 (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP3809783B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| JP4019842B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| JPWO2009072359A1 (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP2003018899A (ja) | モーター制御装置 | |
| KR101758004B1 (ko) | 회전 기기 제어 장치 | |
| JP6984399B2 (ja) | 電力変換器制御装置 | |
| Bisheimer et al. | Full speed range permanent magnet synchronous motor control without mechanical sensors | |
| JP3914107B2 (ja) | Ｄｃブラシレスモータの制御装置 | |
| JP3637209B2 (ja) | 速度センサレスベクトル制御を用いた電力変換装置 | |
| JP2011050168A (ja) | 同期電動機の制御装置 | |
| JP2019170095A (ja) | モータ制御装置 | |
| WO2020217764A1 (ja) | 電力変換装置およびそれを備えた電動車両システム | |
| JP6641051B1 (ja) | 電動機の制御装置 | |
| JP2014117069A (ja) | 交流回転機の制御装置および交流回転機の制御方法 | |
| JP4884342B2 (ja) | 誘導電動機の制御装置 | |
| JP2009044908A (ja) | 回転機の回転角度推定装置及び駆動システム | |
| JP7218700B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| JP2004023804A (ja) | モータ制御装置 | |
| JP2019170089A (ja) | モータ制御装置 | |
| US20230198438A1 (en) | Rotary machine control device | |
| JP2012182859A (ja) | 回転機の制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040928 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060623 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060704 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060831 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070213 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070226 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100316 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110316 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110316 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120316 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130316 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130316 Year of fee payment: 6 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |