JP2019170095A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの駆動に用いる電流を効率的かつ精度よく求める。【解決手段】モータ制御装置は、駆動部、検出部、駆動電圧生成部を備える。駆動部は、モータの目標速度と現在速度との差をもとに生成された駆動電圧をモータへ供給してモータを駆動する。検出部は、モータを流れるＵＶＷ座標系における各相の相電流を検出する。駆動電圧生成部は、ｄｑ座標系における各相の駆動電圧からＵＶＷ座標系における各相の駆動電圧を生成する。検出部は、電流推定部を備える。電流推定部は、各相において電圧次元の推定電流の振幅に対する検出部により検出された電流の振幅の比と駆動電圧とモータの誘起電圧とから、モータを流れるＵＶＷ座標系における各相の相電流を推定する。【選択図】図５

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

一般的に、位置センサレスベクトル制御でモータを駆動制御するモータ制御装置は、モータの回転速度が速度指令値（目標速度）になるようにｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を生成し、ｄ軸電流指令値からｄ軸電圧指令値を、ｑ軸電流指令値からｑ軸電圧指令値をそれぞれ生成する。さらに、モータ制御装置は、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を三相の電圧指令値へ変換し、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）生成器にて三相の電圧指令値をもとにＰＷＭ信号を生成し、例えばＩＰＭ（Intelligent Power Module）へ出力する。ＩＰＭは、入力されたＰＷＭ信号に応じてスイッチング制御を行うことにより、モータに三相電圧（Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗ）を印可してモータを駆動制御する。

位置センサレスベクトル制御では、モータを駆動制御するために、モータのロータ（回転子）の位置を検出する。モータを制御するためのモータの印加電圧（電圧振幅および周波数）は、モータに流れる相電流（電流振幅および周波数）をもとに調整される。近年、コストダウンの目的から、相電流を検出するためのセンサを用いずに相電流を検出する手法が用いられる。この手法の一つに、母線電流の保護に使用されるシャント抵抗を利用した電流検出がある。シャント抵抗に流れる電流（シャント電流）から、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の出力電圧のデューティ差を利用して２相の相電流を検出し、残りの１相をキルヒホッフの法則から算出することで、３相の相電流を検出する。

さらに、近年、省エネルギーの観点から、インバータのスイッチング損失低減のため、３相変調ではなく２相変調による制御や、最大出力の領域拡大を目的とした過変調制御などの検討が盛んに行われている。しかし、２相変調や過変調制御は各相の出力電圧をフルデューティで行う確率が高くなり、各相のデューティ差がなくなるため、シャント電流による相電流の検出が困難となる。このため、シャント電流の正確な検出が行える期間が減少し、モータの駆動制御を継続することが困難となる。そのため、シャント電流が検出できないような場合においても、モータの駆動制御を継続できる制御が検討されている。

特開２００９−１２４７８２号公報 特開２００９−２６１０６６号公報 特開２０１５−１２７７０号公報

シャント電流が検出できないような場合における、検出できない相の相電流を推定する方法のうちの基本的な手法として、図１に示すように、モータを電気的な等価回路に置き換えて、相電圧、モータパラメータ（インダクタンス値、抵抗値、誘起電圧定数）、モータの回転数（回転速度）、ロータの回転位相をもとに相電流を推定する手法がある。

この手法の特徴は、相電流を、相電圧、モータパラメータ、回転数、回転位相から推定により再現するため、モータ制御装置の制御構成を変更しなくても、位置センサレスベクトル制御を行うことができる。しかしながら、相電流の推定は、従来技術と同様の精度が要求される。

上述の特許文献１に記載の従来技術では、図１に示すように、モータの固定子（ステータ）をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相のインダクタンスＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗと抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗの等価回路に置き換える。そして、印加電圧（相電圧）Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗ、中性点電位Ｖｎ（各相の接続点における電位）から各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを算出し、検出できない２相の推定電流による割合（比率）と、検出できた１相の電流の乗算で実現できるとされる。この場合における各相の推定電流Ｉｕｅ、Ｉｖｅ、Ｉｗｅは、下記（式１）〜（式３）に示すようになる。下記（式１）〜（式３）は、一般的なモータの等価回路における電流式である。なお、下記（式１）〜（式３）における“ｓ”は、ラプラス演算子である。

Ｉｕｅ＝（Ｖｕ−Ｖｎ−Ｅｕ）／(ｓ・Ｌｕ＋Ｒｕ) ・・・（式１）
Ｉｖｅ＝（Ｖｖ−Ｖｎ−Ｅｖ）／(ｓ・Ｌｖ＋Ｒｖ) ・・・（式２）
Ｉｗｅ＝（Ｖｗ−Ｖｎ−Ｅｗ)／（ｓ・Ｌｗ＋Ｒｗ) ・・・（式３）

前述の“検出できない２相の推定電流による割合（比率）”というのは、検出できない２相の推定電流を算出し、この２相の推定電流の各相の推定電流を２相の推定電流の和で除算したものである。この除算結果を、検出できた１相の電流に乗算することで、３相電流を再現している。例えば、Ｕ相の電流Ｉｕのみ検出できた場合における他の２相の推定電流は、下記（式４）〜（式５）から求められる。

Ｉｖ＝−Ｉｕ・Ｉｖｅ／（Ｉｖｅ＋Ｉｗｅ） ・・・(式４)
Ｉｗ＝−Ｉｕ・Ｉｗｅ／（Ｉｖｅ＋Ｉｗｅ) ・・・（式５)

このように、特許文献１に記載の方法では、検出できた１相の電流に、検出できなかった２相の推定電流による割合を乗算することで検出電流としている。このとき、推定した電流値が検出できていない電流（実相電流）と同じ値をとるか否かは、検出できなかった２相の推定電流による割合では判断できない。また、検出できなかった２相の推定電流による割合は、２相の推定電流の和を分母に持つため、この２相の推定電流の和が０に限りなく近い場合に、０に限りなく近い値で除算することにより無限大になることから、検出できない２相の電流値が正しく算出できないという問題がある。

また、一般的なモータの等価回路における上記（式１）〜（式３）の電流式には、ラプラス演算子ｓが含まれているが、特許文献１によれば、電流値が安定していればラプラス演算子ｓの項は無視できるとされている。しかし、実動作環境では、外乱の影響、または、モータが有する負荷トルクの変動など、様々な要因で電流値が安定しないタイミング（区間）があるため、ほとんどの場合でラプラス演算子ｓの項を無視することができない。そのため、通常の制御では、上記（式１）〜（式３）のラプラス演算子ｓを含む計算（ラプラス変換）を行う必要があり、計算量が膨大となるおそれがあるという問題がある。

また、上述の特許文献２に記載の従来技術のように、オープンループ制御による２軸上（ｄｑ軸上）での電流推定方法もある。しかし、オープンループ制御は、リアルタイムにモータの運転情報（相電流、相電圧、回転数など）を取得して制御するフィードバック制御とは異なり、実際の相電流は把握できないため、実動作環境下における最適なモータ制御が行える保証がないという問題がある。

また、上述の特許文献３に記載の従来技術のように、ラプラス演算子ｓを含む計算式の解を事前に求めておき、事前に求めておいた解と、実動作環境下でのモータの実動作条件を示すパラメータとを対応付けてルックアップデーブルに格納しておく方法もある。この方法では、モータの実動作条件を示すパラメータをもとにルックアップデーブルを参照してラプラス演算子ｓを含む計算式の解を取得する。しかし、全ての実動作環境下において事前に求めておいた解が正しい値として扱える保証はなく、実動作環境下における最適なモータ制御が行える保証がないという問題がある。また、ルックアップデーブルを保存するための記憶装置が必要となり、複数の条件を含む場合など実動作条件によっては記憶装置の容量が膨大になるおそれがあるという問題もある。

このように、上述の従来技術によれば、推定電流の精度の問題や、推定電流の精度を高くするために計算量が膨大となる問題など、モータの駆動に用いる電流を効率的かつ精度よく求めることができず、実動作環境下における最適かつ安定したモータ制御を継続して行えないおそれがあるという問題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、モータの駆動に用いる電流を効率的かつ精度よく求めることができるモータ制御装置を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するため、本発明の実施形態のモータ制御装置は、例えば、駆動部、検出部、駆動電圧生成部を備える。駆動部は、モータの目標速度と現在速度との差をもとに生成された駆動電圧をモータへ供給してモータを駆動する。検出部は、モータを流れるＵＶＷ座標系における各相の相電流を検出する。駆動電圧生成部は、ｄｑ座標系における各相の駆動電圧からＵＶＷ座標系における各相の駆動電圧を生成する。検出部は、電流推定部を備える。電流推定部は、各相において電圧次元の推定電流の振幅に対する検出部により検出された電流の振幅の比と駆動電圧とモータの誘起電圧とから、モータを流れるＵＶＷ座標系における各相の相電流を推定する。

本発明の実施形態の一例によれば、モータの駆動に用いる電流を効率的かつ精度よく求めることができる。

図１は、モータの等価回路の構成の一例を示す図である。 図２は、ラプラス変換を用いない推定電流を概念的に示す図である。 図３は、ｄｑ軸とαβ軸を説明するための図である。 図４は、実施形態１のモータ制御装置の構成の一例を示す図である。 図５は、実施形態１の３φ電流算出器の構成の一例を示す図である。 図６は、処理タイミングおける電流検出判定とｄ軸電流およびｑ軸電流とを説明するための図である。 図７は、モータモデルにおける基本ベクトル図である。 図８は、ｄｑ軸上の誘起電圧の算出を説明するための図である。 図９は、実施形態２のモータ制御装置の構成の一例を示す図である。 図１０は、実施形態２の３φ電流算出器の構成の一例を示す図である。 図１１は、実施形態２の推定電流算出部の構成の一例を示す図である。

以下に、本願の開示技術のモータ制御装置の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施形態により開示技術が限定されるものではない。以下の実施形態では、モータ制御装置は、空気調和機等に用いられるプロペラファンや圧縮機等を負荷とするモータの制御装置であるとして説明するが、これに限られず、実施形態は、広くモータ一般の制御に適用できる。以下の各実施形態は、矛盾しない範囲で適宜組合せて実施できる。

また、以下の実施形態は、開示技術にかかる構成および処理について主に説明し、その他の構成および処理の説明を、適宜、簡略または省略する。また、以下の実施形態において、同一の構成および処理には同一の符号を付与し、既出の構成および処理の説明を省略する。

先ず、実施形態１の概要を説明する。実施形態１は、基本的なベクトル制御の制御構成を大きく変えずに、１相の検出電流から、モータの実動作環境に依存せず、精度の高い推定電流を算出できるモータ制御装置である。実施形態１では、モータの出力電圧指令値および推定したモータの誘起電圧から、電圧次元で表現される推定電流（単位を電圧［Ｖ］とした電流）を求め、検出できた１相の検出電流の電流振幅を利用して、電圧次元から電流次元へ変換した推定電流（単位を電流［Ａ］とした電流）によりモータの駆動制御を行う。

なお、実施形態１では、１シャント電流検出方式を用いる。しかし、２ＣＴ（Current Transformer）で２相の電流を検出し、残りの相の電流をキルヒホッフ法則の関係式Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０から算出する２ＣＴ電流検出方式において、２相の何れかのセンサが故障し、１相の電流しか検出できない場合であっても、１シャント電流検出方式と同様に推定電流を算出できる。

実施形態１は、モータ制御装置の基本的なベクトル制御の制御構成を大きく変えずに、２相の電流検出が行える場合と同様にモータの駆動制御を行うために、３相電流を再現（推定）、または、３相電流を変換した後のｄｑ軸電流を再現（推定）する。図１は、モータの等価回路の構成の一例を示す図である。図１に示すように、モータの固定子（ステータ）を各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）におけるインダクタンスＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗと抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗの等価回路に置き換え、印加電圧（相電圧）Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗ、中性点電位Ｖｎから各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを算出し、検出できない２相の相電流を算出する場合は、下記（式６）〜（式８）の計算を行う。なお、下記（式６）〜（式８）における“ｓ”は、ラプラス演算子である。

Ｉｕｅ＝（Ｖｕ−Ｖｎ−Ｅｕ）／(ｓ・Ｌｕ＋Ｒｕ) ・・・（式６）
Ｉｖｅ＝（Ｖｖ−Ｖｎ−Ｅｖ）／(ｓ・Ｌｖ＋Ｒｖ) ・・・（式７）
Ｉｗｅ＝（Ｖｗ−Ｖｎ−Ｅｗ)／（ｓ・Ｌｗ＋Ｒｗ) ・・・（式８）

上記（式６）〜（式８）に含まれる各相の印加電圧、誘起電圧、中性点電位、インダクタンス値、抵抗値は動作上、常に変動するパラメータである。特にインダクタンス値と抵抗値は電流特性や温度特性を持つため、電流推定の精度を確保するために、必要に応じて、特性による変化に対しての補正またはオンライン同定などのリアルタイムの処理が必要となる。

Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の誘起電圧が正弦波状に現れると想定した場合の、誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗの算出式を、下記（式９）〜（式１１）に示す。

Ｅｕ＝Ｋｅ・ｓｉｎ（θ）・ω ・・・（式９）
Ｅｖ＝Ｋｅ・ｓｉｎ（θ−２×π／３）・ω ・・・（式１０）
Ｅｗ＝Ｋｅ・ｓｉｎ（θ＋２×π／３）・ω ・・・（式１１）

上記（式９）〜（式１１）における“Ｋｅ”は、誘起電圧定数［Ｖ／ｒｐｍ］を示し、“θ”はロータの回転角度［ｒａｄ］を示し、“ω”はモータの回転数（回転速度）［ｒｐｍ］を示す。誘起電圧定数Ｋｅ、ロータの回転角度θ、モータの回転数（回転速度）ωの各単位は、誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗの単位が［Ｖ］で表されれば、どのような単位の組み合わせでもよい。誘起電圧定数Ｋｅはモータ定数であるため、既知のパラメータである。回転角度θはホール素子などのセンサから取得する方法、もしくは推定した回転数（回転速度）ωから算出した回転角度を用いてもよい。回転数（回転速度）ωは、レゾルバなどのセンサから取得する方法、もしくは実ロータ位置とモータ制御装置が保持するロータ位置の差から算出した回転数を用いてもよい。

ここで、中性点電位Ｖｎは、下記（式１２）から算出できる。

Ｖｎ＝（（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）−（Ｅｕ＋Ｅｖ＋Ｅｗ））／３ ・・・（式１２）

なお、上記（式１２）における印加電圧（相電圧）Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相のモータ端子に電圧センサを設けて取得する方法、もしくはモータ制御装置のマイクロコンピュータ内部で保持している出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を用いてもよい。

そして、例えば、Ｕ相の電流Ｉｕのみ検出できた場合における他の２相の推定電流は、下記（式１３）〜（式１４）から求められる。Ｖ相の電流Ｉｖのみ検出できた場合は、下記（式１３）の左辺のＩｖをＩｕに置き換え、（式１３）および（式１４）の右辺のＩｕをＩｖに、ＩｖｅをＩｕｅにそれぞれ置き換えることで、検出できなかった他の２相の推定電流を求めることができる。また、Ｗ相の電流Ｉｗのみ検出できた場合は、下記（式１４）の左辺のＩｗをＩｕに置き換え、（式１３）および（式１４）の右辺のＩｕをＩｗに、ＩｗｅをＩｕｅにそれぞれ置き換えることで、検出できなかった他の２相の推定電流を求めることができる。

Ｉｖ＝−Ｉｕ・Ｉｖｅ／（Ｉｖｅ＋Ｉｗｅ） ・・・（式１３)
Ｉｗ＝−Ｉｕ・Ｉｗｅ／（Ｉｖｅ＋Ｉｗｅ） ・・・（式１４)

上記（式１３）〜（式１４）のように、検出できなかった２相の電流を、検出できた１相の電流と検出できなかった２相の電流の割合により求める場合、（式６）〜（式８）のうちの何れかを使用するため、ラプラス演算子ｓを含む計算を行わなければならず、膨大な計算量を要する。そこで、実施形態１では、推定電流を算出する過程における、モータ動作により変化するモータのパラメータの影響（インダクタンス値の電流特性や抵抗の温度特性など）を解消し、ラプラス演算子ｓを含まない方法で推定電流を算出する。

（ラプラス演算子ｓを含まない推定電流の算出について）
次に、ラプラス演算子を含まない推定電流算出について説明する。図２は、ラプラス変換を用いない推定電流を概念的に示す図である。図２（ａ）は印加電圧（相電圧）を示し、図２（ｂ）は誘起電圧を示す。図２（ａ）に示すように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各印加電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、ある大きさの振幅を持つ正弦波であり、各々は１２０°の位相差を持ち、位相に応じてその振幅値が変化する。

そのため、印加電圧（相電圧）、中性点電位、誘起電圧を位相に応じて変化する成分（位相成分）と見ることができる。一方、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相のインダクタンス値、各相の抵抗値は、印加電圧(相電圧)とは異なり、位相に応じて値が変化する成分ではなく、時間に対して不変な一定値である。

ラプラス演算子ｓは時間的な性質をもつ演算子であるが、ラプラス演算子ｓが作用対象の大きさを変化させるため、ラプラス演算子ｓが作用する各相インダクタンス値、各相抵抗値を振幅成分と見ることができる。このことから、ラプラス演算子ｓを含む振幅成分をラプラス演算子ｓを含まない振幅成分へ置き換えることで、ラプラス演算子ｓを含まない推定電流が実現できる。上記（式６）〜（式８）でラプラス演算子ｓを含む因子部分を振幅成分と見なし、その振幅成分を、ラプラス演算子ｓを含まない電流振幅補正係数Ｋａへ置き換えた３相の推定電流Ｉｕｅ、Ｉｖｅ、Ｉｗｅを下記（式１５）〜（式１７）に示す。

Ｉｕｅ＝Ｋａ・（Ｖｕ−Ｖｎ−Ｅｕ） ・・・（式１５)
Ｉｖｅ＝Ｋａ・（Ｖｖ−Ｖｎ−Ｅｖ） ・・・（式１６)
Ｉｗｅ＝Ｋａ・（Ｖｗ−Ｖｎ−Ｅｗ） ・・・（式１７)

上記（式１５）〜（式１７）に含まれる電流振幅補正係数Ｋａは、出力電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）をもとにした電圧次元の推定電流（単位を電圧［Ｖ］とした電流）の振幅に対する、検出した実際の電流振幅の比を取った推定電流の振幅情報であり、各相で同じ値となる。ここで、出力電圧（Ｖｕ，Ｖｖ、Ｖｗ）はモータに印加される印加電圧（相電圧）である。

（電圧次元の推定電流（単位を電圧［Ｖ］とした電流について）
次に、電圧次元の推定電流について説明する。下記（式１８）〜（式２０）は、電流の位相成分の情報を持ち、単位を電圧［Ｖ］として、電流の位相情報をもつ電流を示す。これは、上記（式６）〜（式８）の位相成分（（印加電圧）−中性点電位−誘起電圧）で表される因子部分）である。そのため、要素すべてが電圧であることから、単位を電圧［Ｖ］とした電流と定義している。

Ｉｕｅ_ｖ＝Ｖｕ−Ｖｎ−Ｅｕ ・・・（式１８）
Ｉｖｅ_ｖ＝Ｖｖ−Ｖｎ−Ｅｖ ・・・（式１９)
Ｉｗｅ_ｖ＝Ｖｗ−Ｖｎ−Ｅｗ ・・・（式２０)

（式１８）〜（式２０）で表される電圧次元の推定電流（単位を電圧［Ｖ］とした電流）を３Φ／２Φ変換してαβ軸上に変換したものを（式２１）〜（式２２）に示す。

Ｉαｖ＝√（２／３）・（Ｉｕｅ_ｖ−Ｉｖｅ_ｖ／２−Ｉｗｅ_ｖ／２）
・・・（式２１）
Ｉβｖ＝√（２／３）・（√（３）・Ｉｖｅ_ｖ／２−√（３）・Ｉｗｅ_ｖ／２）
・・・（式２２）

この時の電圧次元の電流振幅（単位を電圧［Ｖ］とした電流振幅）の大きさＫｖａは、下記（式２３）に示すように求めることができる。

Ｋｖａ＝√（Ｉαｖ＾２＋Ｉβｖ＾２） ・・・（式２３)

すなわち、Ｋｖａは、Ｉαｖの二乗とＩβｖの二乗の和の平方根である。

電流検出できる場合の２軸上の電流振幅（ｄｑ軸電流振幅）Ｋｄｑは、（式２３)と同様に、（式２４）に示すように求めることができる。

Ｋｄｑ＝√（Ｉｄ＾２＋Ｉｑ＾２） ・・・（式２４）

すなわち、Ｋｄｑは、Ｉｄの二乗とＩｑの二乗の和の平方根である。

上記（式２３）〜（式２４）から、ラプラス演算子ｓを含まない振幅成分（電流振幅補正係数Ｋａ）を算出する。

電圧次元の電流振幅（単位を電圧［Ｖ］とした電流振幅）の大きさは、（式２１）〜（式２２）から（式２３）で求まるαβ軸上の電流振幅の大きさであり、電流検出できる場合の２軸上の電流振幅の大きさはｄｑ軸上にある。この２つの軸の関係は静止座標系か回転座標系かの違いである。図３は、ｄｑ軸とαβ軸を説明するための図である。図３に示すように、ｄｑ軸とαβ軸は、同一平面上に存在し、αβ軸に対してθｄｑ［ｒａｄ］だけ回転した位置にｄｑ軸が存在する。（式２３）〜（式２４）は、電流のベクトルの大きさ（スカラー量）であり、位相情報や、ｄｑ軸、αβ軸、ＵＶＷ軸などの軸の情報を持たないため、位相情報や軸の情報に関係なく計算できる。電流振幅補正係数Ｋａは、下記（式２５）に示すように求めることができる。

Ｋａ＝Ｋｄｑ／Ｋｖａ ・・・（式２５）

このようにして、上記（式１５）〜（式１７）に示すように、上記（式１８）〜（式２０）に示す位相成分に、振幅成分である電流振幅補正係数Ｋａを乗算して推定電流を算出することができる。しかし、この位相成分は、３軸上（ＵＶＷ相）の値であり、２軸上の電流振幅（ｄｑ軸電流振幅）の大きさＫｄｑと、電圧次元の電流振幅（単位を電圧［Ｖ］とした電流振幅）の大きさＫｖａで計算された電流振幅補正係数Ｋａとは、軸の情報が異なる。

そこで、電流振幅の大きさＫｄｑは、上記（式２３）〜（式２４）を３軸上の値に変換した上で電流振幅補正係数Ｋａの計算を行ってもよいが、電流振幅補正係数Ｋａは、軸の情報を含まないスカラー量の比率である。つまり、Ｋｄｑは２軸上の電流の大きさ（２軸上のスカラー）であり、Ｋｖａも２軸上の電流の大きさ（２軸上のスカラー）である。このため、電流振幅補正係数Ｋａは、（式２５）のように２軸上の比率をとった係数であるので、前述の位相成分に乗算するだけでよい。また、Ｋａは単位が［Ａ／Ｖ]となるが、（式１５）〜（式１７）（または（式１８）〜（式２０））に示した位相成分は電圧次元であり、単位が［Ｖ］となるため、乗算結果の単位は［Ａ］となり、電流次元となる。

（ラプラス演算子ｓを含まない電流推定への置換原理）
次に、ラプラス演算子ｓを含む電流推定から、ラプラス演算子ｓを含まない電流推定の置換原理について説明する。モータを駆動するための印加電圧に応じて、モータ電流（相電流）が流れる。この検出した３相のモータ電流（相電流）を検出電流（Ｉｕｄ、Ｉｖｄ、Ｉｗｄ）とする。この検出電流が上記（式６）〜（式８）に示した推定電流を近似できる場合は、上記（式６）〜（式８）は、下記（式２６）〜（式２８）のようになる。

Ｉｕｄ≒Ｉｕｅ＝（Ｖｕ−Ｖｎ−Ｅｕ）／(ｓ・Ｌｕ＋Ｒｕ) ・・・（式２６）
Ｉｖｄ≒Ｉｖｅ＝（Ｖｖ−Ｖｎ−Ｅｖ）／(ｓ・Ｌｖ＋Ｒｖ) ・・・（式２７）
Ｉｗｄ≒Ｉｗｅ＝（Ｖｗ−Ｖｎ−Ｅｗ)／（ｓ・Ｌｗ＋Ｒｗ) ・・・（式２８）

上記（式２６）〜（式２８）に示すように、モータ電流（相電流）は、印加電圧の位相と大きさに基づくため、位相情報と振幅情報を含むことになる。位相情報の成分は、前述した印加電圧（相電圧）Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、中性点電位Ｖｎ、誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗである。振幅情報の成分は、各相のインダクタンスＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗ、ラプラス演算子ｓ、各相の抵抗値Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗである。

３相の検出電流をマイクロコンピュータなどの処理装置で処理するために、下記（式２９）〜（式３０）より、２軸上のｄｑ軸電流へ変換する。

Ｉｄ＝√（２／３）・｛（Ｉｕｄ−Ｉｖｄ／２−Ｉｗｄ／２)・ｃｏｓθ
＋√（３）／２・（Ｉｖｄ−Ｉｗｄ）・ｓｉｎθ｝ ・・・(式２９)
Ｉｑ＝√（２／３）・｛−（Ｉｕｄ−Ｉｖｄ／２−Ｉｗｄ／２)・ｓｉｎθ
＋√（３）・２・（Ｉｖｄ−Ｉｗｄ）・ｃｏｓθ｝ ・・・(式３０)

上記（式２９）〜（式３０）には、それぞれＵ相の検出電流Ｉｕｄ、Ｖ相の検出電流Ｉｖｄ、Ｗ相の検出電流Ｉｗｄが含まれており、その他のパラメータは位相θのみである。この位相θは、モータの回転子（ロータ）の位置情報であり、後述する位置推定器３０（図４参照）が出力するｄｑ軸上の電気角位相θｅである。この電気角位相θｅが正確であれば、上記（式２９）〜（式３０）による変換誤差はないものと考えられる。すなわち、上記（式２９）〜（式３０）により算出されたｄｑ軸上の電流の振幅は、３相軸（ＵＶＷ軸）上の電流振幅の情報を持つといえる。

（式２３）〜（式２５）により求められた、ラプラス演算子ｓを含まない振幅成分（電流振幅補正係数Ｋａ）は、検出電流の振幅情報を含む。また、検出電流に含まれる振幅情報は、（式２６）〜（式２８）に示す通り、ラプラス演算子ｓを含んだ成分による情報と等価である。これらのことから、電流振幅補正係数Ｋａは、下記（式３１）に示すように、ラプラス演算子ｓを含んだ成分による情報と等価と見なすことができる。下記（式３１）は、Ｕ相のインダクタンスＬｕと抵抗Ｒｕを用いて電流振幅補正係数Ｋａを表しているが、Ｖ相のインダクタンスＬｖと抵抗Ｒｖ、Ｗ相のインダクタンスＬｗと抵抗Ｒｗを用いても、同様に電流振幅補正係数Ｋａを表すことができる。

Ｋａ＝Ｋｄｑ／Ｋｖａ≒１／（s・Ｌｕ＋Ｒｕ） ・・・（式３１）

以上から、検出電流の振幅情報は、ラプラス演算子ｓを含まない係数に置換可能である。

＜実施形態１のモータ制御装置の構成について＞
以上で説明した理論的背景に基づく実施形態１を説明する。図４は、実施形態１のモータ制御装置の構成の一例を示す図である。

実施形態１のモータ制御装置１００Ａは、マイクロコンピュータ１０Ａ、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）２３、１シャント電流検出器３２を有する。モータ制御装置１００Ａには、モータ１が接続されている。

また、マイクロコンピュータ１０Ａは、減算器１１、速度制御器１２、励磁電流制御器１３、減算器１４、減算器１５、ｄ軸電流制御器１６、ｑ軸電流制御器１７、非干渉化制御器１８、減算器１９、加算器２０、ｄｑ／３φ変換器２１、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）生成器２２、３φ電流算出器２４Ａ、３φ／ｄｑ変換器２５、軸誤差演算処理器２６、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御器２９、位置推定器３０、１／Ｐｎ処理器３１を有する。

減算器１１は、モータ制御装置１００Ａへ入力された速度指令値（機械角目標速度）ω^＊から、１／Ｐｎ処理器３１から出力された推定値としての現在のモータ１の回転速度（機械角推定速度）ωを減算した速度偏差（機械角速度偏差）Δωを速度制御器１２へ出力する。

速度制御器１２は、減算器１１から出力された速度偏差Δωがより小さくなるようなｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を生成し、励磁電流制御器１３および減算器１５へ出力する。励磁電流制御器１３は、速度制御器１２から出力されたｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊からｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を生成し、減算器１４へ出力する。また、ｄ軸およびｑ軸は、２相の回転座標系（電流ベクトル座標）の座標軸を表し、Ｉｄ、Ｉｑ、後述のＶｄ、Ｖｑは、この座標軸上の電流および電圧を示す。２相の回転座標系は、ｄｑ座標系ともいう。

減算器１４は、励磁電流制御器１３から出力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊から３φ／ｄｑ変換器２５から出力されたｄ軸電流Ｉｄを減算してｄ軸電流偏差ΔＩｄを生成し、ｄ軸電流制御器１６へ出力する。減算器１５は、速度制御器１２から出力されたｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊から３φ／ｄｑ変換器２５から出力されたｑ軸電流Ｉｑを減算してｑ軸電流偏差ΔＩｑを生成し、ｑ軸電流制御器１７へ出力する。

ｄ軸電流制御器１６は、減算器１４から出力されたｄ軸電流偏差ΔＩｄからｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊を生成する。ｑ軸電流制御器１７は、減算器１５から出力されたｑ軸電流偏差ΔＩｑからｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊を生成する。

非干渉化制御器１８は、ｄ軸とｑ軸の干渉をキャンセルし、それぞれを独立に制御するための非干渉化補正値を生成する。具体的には、非干渉化制御器１８は、３φ／ｄｑ変換器２５から出力されたｄ軸電流ＩｄとＰＬＬ制御器２９から出力された電気角推定速度ωｅから、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊を非干渉化するためのｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを生成し、減算器１９へ出力する。また、非干渉化制御器１８は、３φ／ｄｑ変換器２５から出力されたｑ軸電流ＩｑとＰＬＬ制御器２９から出力された電気角推定速度ωｅから、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊を非干渉化するためのｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを生成し、加算器２０へ出力する。

減算器１９は、ｄ軸電流制御器１６から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊から、非干渉化制御器１８から出力されたｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを減算してｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊を非干渉化したｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を生成し、ｄｑ／３φ変換器２１ならびに軸誤差演算処理器２６へ出力する。加算器２０は、ｑ軸電流制御器１７から出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊に、非干渉化制御器１８から出力されたｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを加算してｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊を非干渉化したｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を生成し、ｄｑ／３φ変換器２１ならびに軸誤差演算処理器２６へ出力する。

ｄｑ／３φ変換器２１は、位置推定器３０から出力された現在のロータの位置である電気角位相（ｄｑ軸位相）θｅを用いて、非干渉化された２相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を、３相の電圧指令値であるＵ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊へ変換する。そして、ｄｑ／３φ変換器２１は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊をＰＷＭ生成器２２ならびに３φ電流算出器２４Ａへ出力する。なお、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊および後述のＵ相の検出電流Ｉｕ、Ｖ相の検出電流Ｉｖ、Ｗ相の検出電流Ｉｗは３相の固定座標系の電圧および電流である。

ＰＷＭ生成器２２は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊と、ＰＷＭキャリア信号から、６相のＰＷＭ信号を生成し、ＩＰＭ２３へ出力する。ＰＷＭ生成器２２は、信号生成器の一例である。なお、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を電圧指令値とし、ｄｑ／３φ変換器２１が信号生成器に含まれるとしてもよい。

ＩＰＭ２３は、ＰＷＭ生成器２２から出力された６相のＰＷＭ信号をもとに、モータ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれへ印可する交流電圧を、外部から供給される直流電圧Ｖｄｃから生成し、それぞれの交流電圧をモータ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ印加する。ＩＰＭ２３は、モータ１の目標速度と現在速度との差をもとに生成された駆動電圧をモータ１へ供給してモータ１を駆動する駆動部の一例である。ＩＰＭ２３は、例えばトランジスタやダイオードを集積したＩＣ（Integral Circuit）でもよいが、例えばそれぞれの部品を回路基板上に配置した構成でもよい。

１シャント電流検出器３２は、シャント抵抗（不図示）に流れる母線電流を１シャント電流検出方式により検出する。そして、１シャント電流検出器３２は、検出した母線電流の情報と、ＰＷＭ生成器２２の出力である６相のＰＷＭ信号（Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐ、Ｕｎ、Ｖｎ、Ｗｎ）のスイッチング情報とを、３φ電流算出器２４Ａへ出力する。なお、１シャント電流検出器３２は、モータ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうち、２つのＣＴ（Current Transformer）で２相の電流を検出する電流センサを用いる２ＣＴなどの他の手段により代替されてもよい。

３φ電流算出器２４Ａは、１シャント電流検出器３２から出力された６相のＰＷＭ信号のスイッチング情報と母線電流（検出電流）の情報とから、モータ１の固定座標系であるＵＶＷ座標系におけるＵ相の検出電流Ｉｕ、Ｖ相の検出電流Ｉｖ、Ｗ相の検出電流Ｉｗを算出する。そして、３φ電流算出器２４Ａは、算出したモータ１のＵ相の検出電流Ｉｕ、Ｖ相の検出電流Ｉｖ、Ｗ相の検出電流Ｉｗを、３φ／ｄｑ変換器２５へ出力する。

または、３φ電流算出器２４Ａは、２ＣＴ電流検出方式により母線電流を検出する場合には、検出した２相の電流の他の１相の電流を、キルヒホッフ法則の関係式Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０から算出する。

なお、３φ電流算出器２４Ａの構成および処理の詳細は、後述する。３φ電流算出器２４Ａは、マイクロコンピュータの一部であり、モータ１を流れる電流を検出する検出部の一例である。

３φ／ｄｑ変換器２５は、位置推定器３０から出力された電気角位相θｅを用いて、３φ電流算出器２４から出力された３相のＵ相の検出電流Ｉｕ、Ｖ相の検出電流Ｉｖ、Ｗ相の検出電流Ｉｗを、２相のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑへ変換する。そして、３φ／ｄｑ変換器２５は、ｄ軸電流Ｉｄを減算器１４、非干渉化制御器１８、３φ電流算出器２４Ａ、軸誤差演算処理器２６へ、ｑ軸電流Ｉｑを減算器１５、非干渉化制御器１８、３φ電流算出器２４Ａ、軸誤差演算処理器２６へ、それぞれ出力する。

軸誤差演算処理器２６は、減算器１９から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊および加算器２０から出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊と、３φ／ｄｑ変換器２５から出力されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとから、軸誤差変動Δθを算出し、ＰＬＬ制御器２９へ出力する。ここで、軸誤差とは、実際のｄｑ軸と制御上のｄｑ軸（γδ軸）とのズレのことである。

ＰＬＬ制御器２９は、軸誤差演算処理器２６から出力された軸誤差変動Δθから、推定された現在のモータ１の回転の角速度である電気角推定速度ωｅを算出し、非干渉化制御器１８、３φ電流算出器２４Ａ、位置推定器３０、１／Ｐｎ処理器３１へそれぞれ出力する。

位置推定器３０は、ＰＬＬ制御器２９から出力された電気角推定速度ωｅから、モータ１のロータ位置を推定した推定位置である電気角位相（ｄｑ軸位相）θｅを算出する。そして、位置推定器３０は、電気角位相θｅをｄｑ／３φ変換器２１および３φ／ｄｑ変換器２５へそれぞれ出力する。位置推定器３０は、モータ１のロータ位置の推定位置を算出する位置推定部の一例である。

１／Ｐｎ処理器３１は、ＰＬＬ制御器２９から出力された電気角推定速度ωｅをモータ１の極対数Ｐｎで除算し、現在のモータ１の回転速度（機械角速度）ωを算出し、減算器１１へ出力する。

＜実施形態１の３φ電流算出器の構成について＞
図５は、実施形態１の３φ電流算出器の構成の一例を示す図である。３φ電流算出器２４Ａは、図５に示すように、検出電流相／検出パターン判定処理部２４Ａａ、検出電流処理部２４Ａｂ、電流推定部である推定電流演算部２４Ａｃ、電流再現処理部２４Ａｄを有する。

検出電流相／検出パターン判定処理部２４Ａａは、ＰＷＭ生成器２２から出力された６相のＰＷＭ信号のスイッチング情報から、１シャント電流検出器３２から出力された検出電流が何れの相であるかを判定し、判定した結果をもとに、検出電流の相を示す情報である検出電流相と、検出電流の相の数を示す情報である検出パターンとを生成する。そして、検出電流相／検出パターン判定処理部２４Ａａは、検出電流相を検出電流処理部２４Ａｂへ出力し、検出パターンを電流再現処理部２４Ａｄへ出力する。

検出電流処理部２４Ａｂは、検出電流相／検出パターン判定処理部２４Ａａから出力された検出電流相をもとに、１シャント電流検出器３２によりシャント抵抗（不図示）を用いて検出された検出電流がＵ相の検出電流Ｉｕｄ、Ｖ相の検出電流Ｉｖｄ、Ｗ相の検出電流Ｉｗｄの何れであるかを特定する。そして、検出電流処理部２４Ａｂは、特定したＵ相の検出電流Ｉｕｄ、Ｖ相の検出電流Ｉｖｄ、Ｗ相の検出電流Ｉｗｄを電流再現処理部２４Ａｄへ出力する。なお、１シャント電流検出器３２によりシャント抵抗（不図示）を用いて何れの電流も検出されなかった場合には、検出電流処理部２４Ａｂは、Ｕ相の検出電流Ｉｕｄ、Ｖ相の検出電流Ｉｖｄ、Ｗ相の検出電流Ｉｗｄの何れも電流再現処理部２４Ａｄへ出力しない。

推定電流演算部２４Ａｃは、ｄｑ／３φ変換器２１から出力されたＵ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊、３φ／ｄｑ変換器２５から出力されたｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ＰＬＬ制御器２９から出力された電気角推定速度ωｅ、位置推定器３０から出力された電気角位相θｅ、記憶装置などの外部から与えられたモータパラメータである誘起電圧定数Ｋｅをもとに、上記（式１２）、（式１５）〜（式１７）、（式１８）〜（式２０）、（式２１）〜（式２４）、（式２５）から、Ｕ相の推定電流Ｉｕｅ、Ｖ相の推定電流Ｉｖｅ、Ｗ相の推定電流Ｉｗｅを推定する。

すなわち、推定電流演算部２４Ａｃは、誘起電圧定数Ｋｅ、電気角位相θｅ、電気角推定速度ωｅをもとに、上記（式９）〜（式１１）から、誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを算出する。そして、推定電流演算部２４Ａｃは、出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊、誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗをもとに、上記（式１２）から、中性点電位Ｖｎを算出する。そして、推定電流演算部２４Ａｃは、出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊、誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗ、中性点電位Ｖｎをもとに、上記（式１８）〜（式２５）から、ラプラス演算子ｓを含まない電流振幅補正係数Ｋａを算出する。

そして、推定電流演算部２４Ａｃは、出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊、誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗ、中性点電位Ｖｎ、電流振幅補正係数Ｋａをもとに、上記（式１５）〜（式１７）から、Ｕ相の推定電流Ｉｕｅ、Ｖ相の推定電流Ｉｖｅ、Ｗ相の推定電流Ｉｗｅを推定する。そして、推定電流演算部２３Ａｃは、推定したＵ相の推定電流Ｉｕｅ、Ｖ相の推定電流Ｉｖｅ、Ｗ相の推定電流Ｉｗｅを、電流再現処理部２４Ａｄへ出力する。

電流再現処理部２４Ａｄは、検出電流相／検出パターン判定処理部２４Ａａから出力された検出パターンをもとに、検出電流処理部２４Ａｂから出力された２相の検出電流から３相電流を再現する処理と、検出電流処理部２４Ａｂから出力された１相の検出電流および推定電流演算部２４Ａｃから出力された推定電流から３相電流を再現する処理との何れかを切り替えて実行する。検出電流処理部２４Ａｂから出力された２相の検出電流から３相電流を再現する処理は、従来技術どおりの処理である。

電流再現処理部２４Ａｄは、検出電流と同相の推定電流とを比較し、検出電流と同相の推定電流との誤差が所定値以内（通常の検出電流における許容誤差以内）であるか否かを判定する。つまり、電流再現処理部２４Ａｄは、推定電流の正確さを判定する。電流再現処理部２４Ａｄは、この誤差が所定値以内であった場合、検出できなかった２相の電流を、推定電流演算部２４Ａｃから出力された推定電流で置き換える。または、電流再現処理部２４Ａｄは、検出できなかった１相の電流を推定電流とし、残りの１相をキルヒホッフの法則から算出してもよい。

電流再現処理部２４Ａｄは、検出電流と同相の推定電流とを比較した誤差が所定値を超えた場合は、推定電流に算出誤差が含まれる、または、検出電流にノイズが重畳していると判定し、この処理タイミングにおける検出電流および推定電流をモータ１の制御に用いないように、例えば出力しないなどの制御を行う。

または、検出電流と同相の推定電流との比較により求められた検出電流と推定電流との誤差を用いて、検出されていない相の電流の補正値として扱うことで、推定電流の精度を向上させることが可能となる。例えば、Ｕ相の検出電流Ｉｕが検出できた場合のＵ相の推定電流Ｉｕｅとの誤差を、下記（式３２）のように定義する。

ΔＩ＝Ｉｕ−Ｉｕｅ ・・・（式３２）

キルヒホッフの法則から、３相電流の合計値は０になることから、推定電流と実際の相電流との関係は、下記（式３３）のようになる。

Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝Ｉｕｅ＋Ｉｖｅ＋Ｉｗｅ（＝０） ・・・（式３３）

上記（式３２）を用いて（式３３）を変形すると、下記（式３４）式のようになる。下記（式３４）を式変形したものが下記（式３５）となる。

ΔＩ＋Ｉｕｅ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝Ｉｕｅ＋Ｉｖｅ＋Ｉｗｅ ・・・（式３４)
Ｉｖ＋Ｉｗ＝Ｉｖｅ＋Ｉｗｅ−ΔＩ ・・・（式３５）

上記（式３５）は、検出できない相電流の合計値は、その推定電流を、検出できた相の検出電流と推定電流との誤差を用いて補正することにより、下記（式３６）のように、再現性が高まることを示す。

Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝Ｉｕ＋Ｉｖｅ＋Ｉｗｅ−ΔＩ ・・・（式３６）

このように、検出できた相の検出電流と推定電流を比較することで、推定電流の精度が許容誤差範囲内にあるか否かを判定できる。そのため、次の処理タイミングで推定電流を算出するために必要となるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑ、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊、電気角推定速度ωｅ、電気角位相θｅから求められる振幅成分および位相成分を精度良く算出できる。このことから、１相しか相電流を検出できない場合でも、精度よく電流再現を行うことができる。また、検出した１相の相電流に対して、推定電流の精度が許容誤差範囲内であると判定した場合に、検出できていない残りの２相に対しても推定電流の精度が許容誤差範囲内であると推定できることから、検出できない２相の電流についても精度を保証することができ、推定電流値が正確な値となる。

＜実施形態１の処理タイミングおける電流検出判定とｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑ＞
図６は、処理タイミングおける電流検出判定とｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとを説明するための図である。図６は、各処理タイミング（キャリア周波数）と電流検出判定とｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとの関係を示す。図６において、電流検出判定が×の場合（電流検出できなかったタイミングである場合）、推定電流を算出する必要がある。この時、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑは検出できないため、上記（式２４）の２軸上の電流振幅（ｄｑ軸電流振幅）Ｋｄｑを算出することはできない。このため、ラプラス演算子ｓを含まない振幅成分（電流振幅補正係数Ｋａ）を算出することができない。

そのため、電流検出ができなかった処理タイミングにおけるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとして、フィルタや補間（もしくは補外）などの方法で電流検出ができなかった処理タイミングの前後で補完し、電流振幅（ｄｑ軸電流振幅）Ｋｄｑを求める。もしくは、電流振幅補正係数Ｋａそのものをフィルタや補間（もしくは補外）などの方法で電流検出ができなかった処理タイミングの前後で補完してもよい。

（実施形態１の変形例）
実施形態１では、電流検出ができなかった処理タイミングにおけるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとして、フィルタや補間（もしくは補外）などの方法で補完し、電流振幅（ｄｑ軸電流振幅）Ｋｄｑを求めるとした。しかし、これに限られず、３φ／ｄｑ変換器２５は、電流検出ができた処理タイミングにおけるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの前回値を記憶する記憶部（不図示）を有してもよい。この場合、３φ電流算出器２４Ａは、電流検出ができなかった処理タイミングにおいて、電流検出不能を示す信号を３φ／ｄｑ変換器２５へ出力する。３φ／ｄｑ変換器２５は、３φ電流算出器２４Ａから電流検出不能を示す信号が入力されると、記憶部（不図示）に記憶されるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの前回値を３φ電流算出器２４Ａへ出力する。なお、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの前回値を記憶する記憶部（不図示）は、３φ／ｄｑ変換器２５が有することに限られず、３φ／ｄｑ変換器２５の後段かつ軸誤差演算処理器２６の前段に、３φ／ｄｑ変換器２５から独立して設けられてもよい。

以上の実施形態１は、ラプラス演算子ｓを含まない電流推定手段を用いるため、推定電流の計算負荷を軽くすることができる。また、実施形態１は、電流依存、温度依存する種々のパラメータを含まない電流推定手段を用いるため、電流推定の精度を向上させることができる。また、実施形態１は、推定電流の精度が許容範囲内にあるか否かを判定し、判定結果に応じて推定電流を誤差補正するため、高い精度で電流再現できる。

［実施形態２］
＜実施形態２の理論的背景＞
（実施形態２の概要）
上述の実施形態１では、図１に示すように、モータ１を等価回路で置き換えた場合のモータ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の誘起電圧を、誘起電圧定数Ｋｅを用いて推定し、推定した誘起電圧を用いてモータ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電流を推定するとした。ここで、誘起電圧から推定電流を算出する場合、モータパラメータである誘起電圧定数Ｋｅ、回転数（回転速度）ω、ロータの回転角度（位相）θが正しくなければ、精度の高い電流推定が行えない。また、誘起電圧定数Ｋｅは、モータの個体バラツキ、モータの磁石の温度依存性や経年劣化などの要因により、推定電流の精度にも影響を及ぼす。

具体的には、上記（式９）〜（式１１）は、誘起電圧定数Ｋｅの変化によって各相の推定される誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗの値が変動するため、誤差を含む。この誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを用いて算出される上記（式１５）〜（式１７）の推定電流も誤差を含み、推定電流の推定精度が低化する。そこで、実施形態２では、モータ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを、誘起電圧定数Ｋｅを用いずｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ^＊から求めることで、誘起電圧の算出精度を推定より良いものとする。

具体的には、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊からＵ、Ｖ、Ｗ三相それぞれの誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを算出する。

以下、実施形態２のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊およびｑ軸電圧指令値ＶｑからＵ、Ｖ、Ｗ三相それぞれの誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを算出する方法について説明する。図７は、モータモデルにおける基本ベクトル図である。下記（式３７）にモータモデル式を示す。下記（式３７）のモータモデル式を過渡項を無視して図示したものが、図７である。図７において、“Ｖｏ”は誘起電圧である。

また、図８は、ｄｑ軸上の誘起電圧の算出を説明するための図である。図８に示すように、ｄ軸上の誘起電圧Ｖｏｄは、ｄｑ軸電圧（印加電圧、または出力電圧）Ｖａのｄ軸成分Ｖｄからｄ軸電流Ｉｄと抵抗値Ｒａの積に相当する電圧Ｒａ・Ｉｄを減算したものとなる。抵抗値Ｒａは、ｄ軸およびｑ軸の各１相あたりのモータ１の抵抗値である。また、ｑ軸上の誘起電圧Ｖｏｑは、ｄｑ軸電圧Ｖａのｑ軸成分Ｖｑからｑ軸電流Ｉｑと抵抗値Ｒａの積に相当する電圧Ｒａ・Ｉｑを減算したものとなる。この関係を下記（式３８）および（式３９）に示す。

Ｖｏｄ＝Ｖｄ^＊−Ｒａ・Ｉｄ ・・・（式３８）
Ｖｏｑ＝Ｖｑ^＊−Ｒａ・Ｉｑ ・・・（式３９）

上記（式３８）、（式３９）、図７、図８から、ｄｑ軸電圧Ｖａは、誘起電圧Ｖｏとｄｑ軸電流Ｉａ（図７参照）と抵抗値Ｒａとから求められることが分かる。誘起電圧定数Ｋｅは、鎖交磁束Ψａから求められ、誘起電圧定数Ｋｅと回転数（回転速度）ωとを乗じた値と、鎖交磁束Ψａと回転数（回転速度）ωとを乗じた値の関係は一致するため、合成された鎖交磁束Ψoと回転数（回転速度）ωとを乗じた値は誘起電圧Ｖｏであることが分かる。

このようにして求められたｄ軸上での誘起電圧Ｖｏｄおよびｑ軸上での誘起電圧Ｖｏｑを、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗへ変換する。２相−３相変換は、通常行われるｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値から出力電圧指令値（印加電圧）Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊への変換と同じ方法で行う。これにより、動作環境の変化によって値が変動する誘起電圧定数Ｋｅを用いず、誘起電圧を算出できる。この２相の誘起電圧Ｖｏｄおよび誘起電圧Ｖｏｑから３相の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを算出するための算出式を、下記（式４０）〜（式４２）に示す。

Ｅｕ＝√（２／３）・（Ｖｏｄ・ｃｏｓθ−Ｖｏｑ・ｓｉｎθ） ・・・（式４０）
Ｅｖ＝√（２／３）・｛Ｖｏｄ・(√（３）・ｓｉｎθ−ｃｏｓθ)／２
＋Ｖｏｑ・（ｓｉｎθ＋√（３）・ｃｏｓθ)／２） ・・・（式４１）
Ｅｗ＝√（２／３）・｛Ｖｏｄ・(−√（３）・ｓｉｎθ−ｃｏｓθ)／２
＋Ｖｏｑ・（ｓｉｎθ−√（３）・ｃｏｓθ)／２） ・・・（式４２）

上記（式３８）〜（式４２）のように、誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗをｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊から直接求めることで、従来技術の方式よりも精度の高い誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを算出できる。その結果、上記（式１５）〜（式１７）を用いて算出される推定電流Ｉｕｅ、Ｉｖｅ、Ｉｗｅの推定精度を上げることができる。

＜実施形態２のモータ制御装置の構成について＞
図９は、実施形態２のモータ制御装置の構成の一例を示す図である。実施形態２のモータ制御装置１００Ｂは、実施形態１のモータ制御装置１００Ａと比較して、マイクロコンピュータ１０Ａの代わりにマイクロコンピュータ１０Ｂ、また、マイクロコンピュータ１０Ａの一部である３φ電流算出器２４Ａの代わりに３φ電流算出器２４Ｂを有する。

ｄｑ／３φ変換器２１は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊をＰＷＭ生成器２２ならびに３φ電流算出器２４Ｂへ出力する。また、３φ／ｄｑ変換器２５は、ｄ軸電流Ｉｄを減算器１４、非干渉化制御器１８、３φ電流算出器２４Ｂ、軸誤差演算処理器２６へ、ｑ軸電流Ｉｑを減算器１５、非干渉化制御器１８、３φ電流算出器２４Ｂ、軸誤差演算処理器２６へ、それぞれ出力する。

また、減算器１９は、ｄ軸電流制御器１６から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊から、非干渉化制御器１８から出力されたｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを減算してｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊を非干渉化したｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を生成し、ｄｑ／３φ変換器２１、３φ電流算出器２４Ｂ、ならびに軸誤差演算処理器２６へ出力する。加算器２０は、ｑ軸電流制御器１７から出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊に、非干渉化制御器１８から出力されたｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを加算してｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を非干渉化したｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成し、ｄｑ／３φ変換器２１、３φ電流算出器２４Ｂ、ならびに軸誤差演算処理器２６へ出力する。

また、１シャント電流検出器３２は、検出した母線電流の情報と、ＰＷＭ生成器２２の出力である６相のＰＷＭ信号（Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐ、Ｕｎ、Ｖｎ、Ｗｎ）のスイッチング情報とを、３φ電流算出器２４Ｂへ出力する。

＜実施形態２の３φ電流算出器の構成について＞
図１０は、実施形態２の３φ電流算出器の構成の一例を示す図である。実施形態２の３φ電流算出器２４Ｂは、図１０に示すように、検出電流相／検出パターン判定処理部２４Ｂａ、検出電流処理部２４Ｂｂ、推定電流演算部２４Ｂｃ、電流再現処理部２４Ｂｄを有する。３φ電流算出器２４Ｂは、実施形態１の３φ電流算出器２４Ａと比較して、推定電流演算部２４Ｂｃのみが推定電流演算部２４Ａｃと異なり、検出電流相／検出パターン判定処理部２４Ｂａ、検出電流処理部２４Ｂｂ、電流再現処理部２４Ｂｄが、検出電流相／検出パターン判定処理部２４Ａａ、検出電流処理部２４Ａｂ、電流再現処理部２４Ａｄと同様である。

＜実施形態２の推定電流演算器の構成について＞
図１１は、実施形態２の推定電流算出部の構成の一例を示す図である。実施形態２の推定電流演算部２４Ｂｃは、ｄｑ軸誘起電圧算出部２４Ｂｃ−１、３φ軸誘起電圧算出部２４Ｂｃ−２、電流振幅演算部２４Ｂｃ−３、推定電流演算部２４Ｂｃ−４を有する。

ｄｑ軸誘起電圧算出部２４Ｂｃ−１は、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊、モータパラメータＲａをもとに、上記（式３８）〜（式３９）から、ｄ軸上の誘起電圧Ｖｏｄおよびｑ軸上の誘起電圧Ｖｏｑを算出する。そして、ｄｑ軸誘起電圧算出部２４Ｂｃ−１は、算出したｄ軸上の誘起電圧Ｖｏｄおよびｑ軸上の誘起電圧Ｖｏｑを、３φ軸誘起電圧算出部２４Ｂｃ−２へ出力する。なお、ｄｑ軸誘起電圧算出部２４Ｂｃ−１は、上記（式３８）〜（式３９）におけるモータパラメータである“Ｒａ”として、記憶装置等の外部から与えられたモータ１の抵抗値Ｒａを用いる。

３φ軸誘起電圧算出部２４Ｂｃ−２は、ｄ軸上の誘起電圧Ｖｏｄ、ｑ軸上の誘起電圧Ｖｏｑ、電気角位相θｅをもとに、上記（式４０）〜（式４２）から、３φ軸上の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを算出する。そして、３φ軸誘起電圧算出部２４Ｂｃ−２は、算出した３φ軸上の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを、推定電流演算部２４Ｂｃ−４へ出力する。なお、３φ軸誘起電圧算出部２４Ｂｃ−２は、上記（式４０）〜（式４２）における“θ”として、位置推定器３０から出力された電気角位相θｅを用いる。

電流振幅演算部２４Ｂｃ−３は、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑをもとに、上記（式２４）から、２軸上の電流振幅（ｄｑ軸電流振幅）Ｋｄｑを算出し、推定電流演算部２４Ｂｃ−４へ出力する。

推定電流演算部２４Ｂｃ−４は、３φ軸上の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗ、２軸上の電流振幅（ｄｑ軸電流振幅）Ｋｄｑ、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊をもとに、上記（式１４）、（式１５）〜（式１７）、（式１８）〜（式２０）、（式２１）〜（式２２）、（式２３）〜（式２４）、（式２５）から、３相の推定電流Ｉｕｅ、Ｉｖｅ、Ｉｗｅを算出する。そして、推定電流演算部２４Ｂｃ−４は、算出した３相の推定電流Ｉｕｅ、Ｉｖｅ、Ｉｗｅを、電流再現処理部２４Ｂｄへ出力する。

以上の実施形態２によれば、３φ軸上の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊から求める。これにより、モータ１の個体バラツキ、モータ１の磁石の温度依存性や経年劣化の影響を受ける誘起電圧定数Ｋｅを用いずに、誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗをリアルタイムで精度よく算出できる。よって、誘起電圧３相の推定電流Ｉｕｅ、Ｉｖｅ、Ｉｗｅを、より高い精度で推定することができる。

上述の実施形態および図示の具体的名称、処理、制御、各種のデータやパラメータを含む情報については、一例を示すに過ぎず、特記する場合を除いて適宜変更することができる。また、上述の実施形態における各部もしくは各装置の構成は、処理負荷や実装効率等から適宜分散または統合されてもよい。また、上述の実施形態における各処理は、処理負荷や実装効率等から、処理順序を適宜入れ替えて実行されてもよい。

上述の実施形態のより広範な態様は、上述のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。従って、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

１ モータ
１０Ａ、１０Ｂ マイクロコンピュータ
１１ 減算器
１２ 速度制御器
１３ 励磁電流制御器
１４ 減算器
１５ 減算器
１６ ｄ軸電流制御器
１７ ｑ軸電流制御器
１８ 非干渉化制御器
１９ 減算器
２０ 加算器
２１ ｄｑ／３φ変換器
２２ ＰＷＭ生成器
２３ ＩＰＭ
２４Ａ、２４Ｂ ３φ電流算出器
２４Ａａ、２４Ｂａ 検出電流相／検出パターン判定処理部
２４Ａｂ、２４Ｂｂ 検出電流処理部
２４Ａｃ、２４Ｂｃ 推定電流演算部
２４Ａｄ、２４Ｂｄ 電流再現処理部
２４Ｂｃ−１ ｄｑ軸誘起電圧算出部
２４Ｂｃ−２ ３φ軸誘起電圧算出部
２４Ｂｃ−３ 電流振幅演算部
２４Ｂｃ−４ 推定電流演算部
２５ ３φ／ｄｑ変換器
２６ 軸誤差演算処理器
２９ ＰＬＬ制御器
３０ 位置推定器
３１ １／Ｐｎ処理器
３２ １シャント電流検出器
１００Ａ、１００Ｂ モータ制御装置

Claims (6)

1. モータの目標速度と現在速度との差をもとに生成された駆動電圧を前記モータへ供給して前記モータを駆動する駆動部と、
   前記モータを流れるＵＶＷ座標系における各相の相電流を検出する検出部と、
   ｄｑ座標系における各相の駆動電圧からＵＶＷ座標系における各相の前記駆動電圧を生成する駆動電圧生成部と、を備え、
   前記検出部は、
   前記モータを流れるＵＶＷ座標系における各相の相電流を推定する電流推定部を備え、 前記電流推定部は、
   各相において電圧次元の推定電流の振幅に対する前記検出部により検出された電流の振幅の比と前記駆動電圧と前記モータの誘起電圧とから、前記モータを流れるＵＶＷ座標系における各相の相電流を推定する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記電流推定部は、
   推定した相電流の振幅と前記検出部により検出された相電流の振幅との比率と、各相の前記駆動電圧と前記モータの誘起電圧とから前記モータを流れるＵＶＷ座標系における各相の相電流を推定する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記検出部は、
   前記モータを流れるＵＶＷ座標系における各相のうち相電流を検出できた相については検出できた相電流を出力し、検出できなかった相については前記電流推定部により推定された相電流を出力する電流再現処理部を備え、
   前記電流再現処理部は、
   前記モータを流れるＵＶＷ座標系における各相のうち、相電流を検出できた相がある場合に、該検出できた相電流を出力し、検出できなかった相については前記電流推定部により推定された相電流を出力する処理と、相電流を検出できた相がない場合に、全ての相について前記電流推定部により推定された相電流を出力する処理とを切り替えて実行する
   ことを特徴とする請求項１または２に記載のモータ制御装置。
4. 前記電流再現処理部は、
   前記モータを流れるＵＶＷ座標系における各相のうち、相電流を検出できた相の相電流と前記電流推定部により推定された該相の相電流との差を判定し、
   前記差が所定値以内である場合に、相電流を検出できた相については該検出できた相電流を出力し、相電流を検出できなかった相について前記電流推定部により推定された相電流を出力する
   ことを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載のモータ制御装置。
5. 前記電流再現処理部は、
   前記差が所定値を超えた場合には、各相の相電流を前記差が所定値を超えたタイミングの前後で補完して出力する
   ことを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。
6. 前記電流再現処理部は、
   前記差が所定値以内である場合に、前記電流推定部により推定された相電流を前記差をもとに補正して出力する
   ことを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。

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