WO2019208409A1 - パルスパターン生成装置 - Google Patents

パルスパターン生成装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2019208409A1
WO2019208409A1 PCT/JP2019/016739 JP2019016739W WO2019208409A1 WO 2019208409 A1 WO2019208409 A1 WO 2019208409A1 JP 2019016739 W JP2019016739 W JP 2019016739W WO 2019208409 A1 WO2019208409 A1 WO 2019208409A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
pulse pattern
motor
iron loss
unit
Prior art date
Application number
PCT/JP2019/016739
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
山根和貴
名和政道
Original Assignee
株式会社豊田自動織機
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社豊田自動織機 filed Critical 株式会社豊田自動織機
Priority to US17/049,865 priority Critical patent/US11327116B2/en
Priority to CN201980027269.XA priority patent/CN112042101B/zh
Priority to EP19793633.9A priority patent/EP3787174B1/en
Publication of WO2019208409A1 publication Critical patent/WO2019208409A1/ja

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/34—Testing dynamo-electric machines
    • G01R31/343—Testing dynamo-electric machines in operation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
    • H02P2201/03—AC-DC converter stage controlled to provide a defined DC link voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2205/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the control loops
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2205/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the control loops
    • H02P2205/01—Current loop, i.e. comparison of the motor current with a current reference
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/50—Reduction of harmonics

Definitions

  • the present invention relates to a pulse pattern generation device.
  • the inverter for driving the motor includes a plurality of switching elements. This switching element is subjected to switching control with a predetermined pulse pattern, whereby DC power is converted to AC power.
  • the pulse pattern is determined based on the evaluation function.
  • the evaluation function is a numerical value of a loss that occurs when the motor is driven.
  • the inverter disclosed in Patent Document 1 is controlled by a pulse pattern having a harmonic voltage as an evaluation function.
  • the pulse pattern is determined so that the harmonic voltage is minimized.
  • the iron loss of the motor is reduced. Therefore, the iron loss of the motor can be reduced by controlling the inverter with the pulse pattern of Patent Document 1. However, with the pulse pattern disclosed in Patent Document 1, the copper loss cannot be reduced.
  • An object of the present invention is to provide a pulse pattern generation apparatus capable of generating a pulse pattern that reduces copper loss.
  • a pulse pattern generation device that solves the above problem is a pulse pattern generation device that generates a pulse pattern for controlling a plurality of switching elements included in an inverter that drives a motor, and a voltage applied when the motor is driven, A current calculation unit for calculating a current flowing through the coil when virtually applied to the coil of the motor; a current effective value calculation unit for calculating a current effective value from the current calculated by the current calculation unit; An iron loss estimation unit that estimates an iron loss that is a loss caused by the core of the motor, the iron loss estimated by the iron loss estimation unit, and the current effective value calculated by the current effective value calculation unit.
  • a pattern generation unit that generates the pulse pattern from an evaluation function as an evaluation item.
  • the effective current value affects the copper loss, which is a loss caused by the coil, and the copper loss is reduced by reducing the effective current value.
  • the pulse pattern considering the copper loss is generated.
  • the switching loss of the inverter switching element is controlled by this pulse pattern, so that the copper loss can be reduced.
  • the evaluation function may be the following expression (1).
  • a and b are weight adjustment coefficients
  • Irms is an effective current value
  • Wi is an iron loss.
  • a pulse pattern that reduces copper loss can be generated.
  • the block diagram which shows a motor and the inverter for a motor drive The block diagram which shows the structure of d, q / u, v, and w conversion circuit. The figure which shows an example of a map.
  • the inverter 10 includes an inverter circuit 20 and an inverter control device 30.
  • the inverter control device 30 includes a drive circuit 31 and a control unit 32.
  • the inverter 10 of this embodiment is for driving the motor 60.
  • the inverter circuit 20 includes six switching elements Q1 to Q6 and six diodes D1 to D6. IGBTs are used as the switching elements Q1 to Q6. Between positive electrode bus Lp and negative electrode bus Ln, switching element Q1 constituting the u-phase upper arm and switching element Q2 constituting the u-phase lower arm are connected in series. Between positive electrode bus Lp and negative electrode bus Ln, switching element Q3 that constitutes the v-phase upper arm and switching element Q4 that constitutes the v-phase lower arm are connected in series. Between the positive electrode bus Lp and the negative electrode bus Ln, a switching element Q5 constituting a w-phase upper arm and a switching element Q6 constituting a w-phase lower arm are connected in series. Diodes D1 to D6 are connected in antiparallel to the switching elements Q1 to Q6. A battery B as a DC power source is connected to the positive electrode bus Lp and the negative electrode bus Ln via a smoothing capacitor C.
  • the inverter circuit 20 having the switching elements Q1 to Q6 constituting the upper and lower arms can convert the DC voltage, which is the voltage of the battery B, into an AC voltage and supply it to the motor 60 in accordance with the switching operation of the switching elements Q1 to Q6. It can be done.
  • the motor 60 is obtained by star connection of three coils U, V, and W. As the motor 60, any type of motor such as an induction motor, an IPM motor, or an SPM motor may be used.
  • a drive circuit 31 is connected to the gate terminals of the switching elements Q1 to Q6.
  • the drive circuit 31 switches the switching elements Q1 to Q6 of the inverter circuit 20 based on the control signal.
  • the inverter 10 includes a position detector 61 that detects the electrical angle ⁇ of the motor 60, a current sensor 62 that detects the u-phase current Iu of the motor 60, a current sensor 63 that detects the v-phase current Iv of the motor 60, and a power source. And a voltage sensor 64 for detecting the voltage Vdc.
  • the control unit 32 is constituted by a microcomputer.
  • the control unit 32 includes a subtraction unit 33, a torque control unit 34, a torque / current command value conversion unit 35, subtraction units 36 and 37, a current control unit 38, and a d, q / u, v, and w conversion circuit. 39, a coordinate conversion unit 40, and a speed calculation unit 41.
  • the speed calculator 41 calculates the speed ⁇ from the electrical angle ⁇ detected by the position detector 61.
  • the subtraction unit 33 calculates a difference ⁇ between the command speed ⁇ * and the speed ⁇ calculated by the speed calculation unit 41.
  • the torque control unit 34 calculates the torque command value T * from the difference ⁇ of the speed ⁇ .
  • the torque / current command value conversion unit 35 converts the torque command value T * into a d-axis current command value Id * and a q-axis current command value Iq *.
  • the torque / current command value conversion unit 35 uses a table in which the target torque stored in advance in a storage unit (not shown) is associated with the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq *. Torque / current command value conversion.
  • the coordinate conversion unit 40 obtains the w-phase current Iw of the motor 60 from the u-phase current Iu and the v-phase current Iv by the current sensors 62 and 63, and based on the electrical angle ⁇ detected by the position detection unit 61, the u-phase current Iu, v-phase current Iv and w-phase current Iw are converted into d-axis current Id and q-axis current Iq.
  • the d-axis current Id is a current vector component for generating a field in the current flowing through the motor 60
  • the q-axis current Iq is a current vector component for generating torque in the current flowing through the motor 60. .
  • the subtraction unit 36 calculates a difference ⁇ Id between the d-axis current command value Id * and the d-axis current Id.
  • the subtraction unit 37 calculates a difference ⁇ Iq between the q-axis current command value Iq * and the q-axis current Iq.
  • the current control unit 38 calculates the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * based on the difference ⁇ Id and the difference ⁇ Iq.
  • the d, q / u, v, w conversion circuit 39 receives the electrical angle ⁇ , the d-axis voltage command value Vd *, the q-axis voltage command value Vq *, and the power supply voltage Vdc and inputs each of the switching elements Q1 to Q6.
  • the control signal is output to the drive circuit 31.
  • the d, q / u, v, w conversion circuit 39 includes a d, q / u, v, w conversion unit 50, a modulation factor calculation unit 51, a pulse pattern determination unit 52, and a signal. And a generating unit 53.
  • the d, q / u, v, w converter 50 converts the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * to u, u based on the electrical angle ⁇ that is angle information (rotor position). Coordinates are converted to voltage command values Vu *, Vv *, Vw * for v and w phases.
  • the modulation factor calculation unit 51 calculates the modulation factors Keu, Kev, and Kew based on the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * and the power supply voltage Vdc.
  • the modulation factor calculation unit 51 is a value obtained by dividing the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * by the power supply voltage Vdc, and the ratio of the voltage command values (voltage amplitude) Vu *, Vv *, Vw * to the power supply voltage Vdc. It is.
  • the pulse pattern determination unit 52 determines a pulse pattern that is a switching pattern of the switching elements Q1 to Q6 based on the electrical angle ⁇ and the modulation factors Keu, Kev, and Kew.
  • the pulse pattern is stored as a map M in a storage unit such as a memory.
  • the pulse pattern is set in association with the electrical angle ⁇ and the modulation factors Keu, Kev, and Kew.
  • the map M is information in which each of the ON instruction signal and the OFF instruction signal is associated with the electrical angle ⁇ and the modulation factors Keu, Kev, and Kew.
  • FIG. 3 shows an example of a map M associated with the u-phase modulation factor Keu and the electrical angle ⁇ .
  • the on instruction signal is a signal for instructing to turn on the upper arm switching elements Q1, Q3, Q5 and to turn off the lower arm switching elements Q2, Q4, Q6.
  • the off instruction signal is a signal for instructing to turn off the upper arm switching elements Q1, Q3, and Q5 and to turn on the lower arm switching elements Q2, Q4, and Q6.
  • the map M shows a pulse angle that is an electrical angle ⁇ that instructs switching from an on instruction signal to an off instruction signal and switching from an off instruction signal to an on instruction signal.
  • FIG. 3 illustrates ⁇ 1, ⁇ 2, ⁇ 3, ⁇ 4, ⁇ 5, and ⁇ 6 as pulse angles for switching between the on instruction signal and the off instruction signal.
  • FIG. 3 shows a map M in which the electrical angle ⁇ is 0 ° to 90 ° among the u-phase map M.
  • the map M is line-symmetrical at an electrical angle ⁇ of 0 °, it becomes a map from 0 ° to -90 °, and when the map at an electrical angle ⁇ of -90 ° to 90 ° is inverted to point symmetry, it is 90 ° to The map is 270 °.
  • the v-phase and w-phase maps M are obtained by shifting the electrical angle ⁇ by 120 ° and 240 ° with respect to the u-phase map M.
  • the signal generation unit 53 generates a control signal based on the pulse pattern determined by the pulse pattern determination unit 52. Based on the pulse pattern, the signal generation unit 53 sets a dead time for switching on / off of the upper arm switching elements Q1, Q3, Q5 and the lower arm switching elements Q2, Q4, Q6, and generates a control signal. . As a result, switching elements Q1 to Q6 of inverter 10 are subjected to switching control with a predetermined pulse pattern.
  • the pulse pattern generation device 70 includes a line voltage application unit 71 that applies a line voltage to the coil of the motor 60, and an induced voltage application unit 72 that applies an induced voltage to the coil of the motor 60. .
  • the coils are two coils to which a line voltage is applied. In this embodiment, the coils are two coils, a u-phase coil U and a v-phase coil V.
  • the pulse pattern generation device 70 is a device that generates a pulse pattern by simulating the driving state of the motor 60.
  • the line voltage application unit 71 virtually applies to the coils U and V a line voltage that is a voltage applied to the coils U and V when the motor 60 is driven.
  • the induced voltage application unit 72 virtually applies the induced voltage generated when the motor 60 is driven to the coils U and V.
  • the line voltage is determined from the voltage of the battery B.
  • the induced voltage is derived by analysis or actual measurement. For example, the induced voltage can be derived by calculating the voltage generated when the motor 60 is rotated using magnetic field analysis or by measuring the terminal of the motor 60 with a measuring instrument such as an oscilloscope.
  • the current that flows when the line voltage is applied to the coils U and V and the current that flows when the induced voltage is applied to the coils U and V are opposite to each other.
  • the pulse pattern generation device 70 includes a current calculation unit 73 that calculates a current i that flows when a line voltage and an induced voltage are applied to U and V, and a current effective value calculation unit 74 that calculates a current effective value from the current i. And comprising.
  • the current calculation unit 73 calculates the current i from the following equation (2).
  • L is a combined inductance of the coil U and the coil V
  • the current i takes into account the induced voltage in addition to the line voltage.
  • the slope of the current waveform due to the current i changes depending on the magnitude relationship between the line voltage and the induced voltage.
  • the current effective value calculation unit 74 calculates the current effective value Irms from the current waveform obtained from the current i calculated by the current calculation unit 73. Since the current i takes the induced voltage into consideration, a current waveform closer to the actual driving state of the motor 60 can be obtained as compared with the current waveform not taking the induced voltage into consideration. More specifically, when the induced voltage is taken into consideration, when the line voltage becomes 0 [V], the line voltage is less than the induced voltage, and the current gradient is negative. On the other hand, when the induced voltage is not taken into consideration, the current due to the induced voltage is not taken into account, and the current value is maintained when the line voltage becomes 0 [V]. That is, the inclination becomes zero. As described above, the current waveform differs between the case where the induced voltage is considered and the case where the induced voltage is not considered.
  • the pulse pattern generation device 70 includes an iron loss estimation unit 75 that estimates the iron loss.
  • the iron loss estimation unit 75 estimates an iron loss Wi that is a loss caused by the core of the motor 60, that is, the rotor core and the stator core.
  • the iron loss Wi can be estimated from the following equation (3).
  • Vn is a harmonic voltage and n is a harmonic order.
  • the pulse pattern generation device 70 includes a pattern generation unit 76.
  • the pattern generator 76 generates a pulse pattern from an evaluation function using the current effective value Irms and the iron loss Wi as evaluation items.
  • the evaluation function is a numerical value of the evaluation item, and the evaluation function of the present embodiment is the following expression (1).
  • a and b are weight adjustment coefficients
  • Irms is a current effective value
  • Wi is an iron loss
  • the weight adjustment coefficients a and b are arbitrary coefficients. By setting the values of the weight adjustment coefficients a and b, it is possible to arbitrarily set which of the current effective value Irms and the iron loss Wi is to be evaluated.
  • the effective current value Irms affects the copper loss, which is a loss caused by the coils U, V, and W, and the copper loss is reduced by reducing the effective current value Irms. If the motor 60 has a larger iron loss Wi than the copper loss, the weight adjustment coefficient b is increased to reduce the iron loss Wi in order to reduce the iron loss Wi. If the motor 60 has a copper loss larger than the iron loss Wi, the weight adjustment coefficient a is increased to reduce the copper loss, thereby reducing the copper loss.
  • the weight adjustment coefficients a and b are set according to the type of the motor 60 and the motor 60 characteristics.
  • the evaluation items of this embodiment are all related to the loss of the motor 60. Therefore, it can be said that a pulse pattern with a smaller evaluation function is a pulse pattern with reduced loss.
  • the pattern generation unit 76 generates a pulse pattern so that the value of the evaluation function is minimized. As a result, a pulse pattern map M can be obtained.
  • the switching elements Q1 to Q6 of the inverter 10 are subjected to switching control with the pulse pattern generated by the pulse pattern generation device 70.
  • This pulse pattern is a pulse pattern determined so that the evaluation function based on the current effective value Irms and the iron loss Wi is minimized.
  • the switching operation is performed so that both the current effective value Irms and the iron loss Wi are reduced. That is, based on the weight adjustment coefficients a and b, both can be reduced while balancing the copper loss and the iron loss Wi.
  • the pattern generation unit 76 generates a pulse pattern using an evaluation function whose evaluation items are the effective current value Irms and the iron loss Wi. By generating a pulse pattern from the evaluation function including the current effective value Irms in addition to the iron loss Wi, a pulse pattern is generated in consideration of not only the iron loss Wi but also the copper loss. By controlling the switching elements Q1 to Q6 of the inverter 10 with this pulse pattern, the copper loss can be reduced.
  • both the current effective value Irms and the iron loss Wi are set as evaluation items, and it is possible to select which one is to be emphasized by the weight adjustment coefficients a and b. Therefore, a suitable pulse pattern can be generated according to the motor 60.
  • the weight adjustment coefficients a and b may be changed according to the torque T of the motor 60 and the rotation speed N of the motor 60. As shown in FIG. 7, the NT region defined by the torque T and the rotational speed N is divided into a first region A1 where the copper loss is dominant and a second region A2 where the iron loss Wi is dominant. Can do. Therefore, in the first region A1 where the copper loss is dominant, the weight adjustment coefficients a and b are set so that a ⁇ Irms 2 > b ⁇ Wi 2 .
  • the weight adjustment coefficients a and b are set so that a ⁇ Irms 2 ⁇ b ⁇ Wi 2 .
  • the pattern generation part 76 can generate
  • the weight adjustment coefficients a and b may be changed according to the phase current.
  • a threshold is set for the phase current, and when the phase current is equal to or less than the threshold, the weight adjustment coefficients a and b are set so that a ⁇ Irms 2 ⁇ b ⁇ Wi 2 .
  • the threshold value a value determined by the magnitude relationship between the copper loss and the iron loss Wi is used. Thereby, the pattern generation part 76 can generate
  • c is a weight adjustment coefficient
  • x is an arbitrary evaluation item. Examples of x include the neutral point potential of the motor 60 (coils U, V, W) and conduction noise. Thus, the evaluation function only needs to include at least the current effective value Irms and the iron loss Wi.
  • the evaluation function is not limited to the expression (1), and any expression may be used as long as it includes the iron loss Wi and the effective current value Irms as evaluation items.
  • the effective current value Irms may be obtained from the current flowing when the line voltage is applied to the coils U and V without considering the induced voltage. In this case, it is preferable to use an induction motor as the motor 60.
  • the pulse pattern generation device 70 may be mounted on the inverter 10.
  • the inductance of the coils U and V used for generating the pulse pattern is corrected by providing a detection unit that can detect the deterioration degree of the coils U and V and an estimation unit that can estimate the deterioration degree of the coils U and V. .
  • the pulse pattern which considered the deterioration condition of the coils U and V can be produced
  • the switching control of the switching elements Q1 to Q6 can be performed with the pulse pattern suitable for the inverter 10.
  • the pattern generation unit 76 is not limited to the pulse pattern that minimizes the evaluation function, and may generate a pulse pattern that can output an arbitrary current waveform.
  • the iron loss estimation unit 75 may estimate the iron loss Wi from an equation different from the equation (3).
  • the modulation rate may be calculated only for one phase.
  • the control is performed using the modulation rate for one phase as the modulation rate common to three phases.
  • the pulse pattern generation device 70 may generate a pulse pattern when driving a three-phase AC motor in which three coils U, V, and W are delta-connected.
  • the current calculation unit 73 calculates a current (phase current) that flows when a phase voltage and an induced voltage are applied to a coil for one phase. Then, the pattern generation unit 76 generates a pulse pattern from the current effective value obtained from this current.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

モータを駆動するインバータが備える複数のスイッチング素子を制御するためのパルスパターンを生成するパルスパターン生成装置を提供する。パルスパターン生成装置（７０）は、線間電圧と、誘起電圧をコイルに加えたときに流れる電流ｉを算出する電流算出部（７３）と、電流ｉから電流実効値Ｉｒｍｓを算出する電流実効値算出部（７４）と、鉄損Ｗｉを推定する鉄損推定部（７５）と、電流実効値Ｉｒｍｓと鉄損Ｗi を評価項目とした評価関数からパルスパターンを生成するパターン生成部（７６）と、を備える。

Description

パルスパターン生成装置
　本発明は、パルスパターン生成装置に関する。
　モータを駆動するためのインバータは、複数のスイッチング素子を備える。このスイッチング素子が、予め定められたパルスパターンでスイッチング制御されることで、直流電力が交流電力に変換される。パルスパターンは、評価関数に基づき定められている。評価関数は、モータの駆動時に生じる損失などを数値化したものである。
　特許文献１に開示のインバータは、高調波電圧を評価関数としたパルスパターンによって制御されている。パルスパターンは、高調波電圧が最小となるように定められている。
特開２０１６－５３７８号公報
　高調波電圧を小さくすると、モータの鉄損が小さくなる。したがって、特許文献１のパルスパターンでインバータを制御することで、モータの鉄損を小さくすることができる。しかしながら、特許文献１に開示のパルスパターンでは、銅損を小さくすることができない。
　本発明の目的は、銅損を低減させるパルスパターンを生成できるパルスパターン生成装置を提供することにある。
　上記課題を解決するパルスパターン生成装置は、モータを駆動するインバータが備える複数のスイッチング素子を制御するためのパルスパターンを生成するパルスパターン生成装置であって、前記モータの駆動時に加えられる電圧を、仮想的に前記モータのコイルに印加したときに前記コイルに流れる電流を算出する電流算出部と、前記電流算出部によって算出された前記電流から電流実効値を算出する電流実効値算出部と、前記モータのコアに起因する損失である鉄損を推定する鉄損推定部と、前記鉄損推定部によって推定された前記鉄損、及び、前記電流実効値算出部によって算出された前記電流実効値を評価項目とする評価関数から前記パルスパターンを生成するパターン生成部と、を備える。
　電流実効値は、コイルに起因する損失である銅損に影響を及ぼし、電流実効値を小さくすることで銅損が小さくなる。電流実効値を含む評価関数からパルスパターンを生成することで、銅損を考慮したパルスパターンが生成されることになる。このパルスパターンでインバータのスイッチング素子がスイッチング制御されることで、銅損を低減させることができる。
　上記パルスパターン生成装置について、前記評価関数は、以下の（１）式であってもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　ただし、ａ，ｂ：重み調整用係数、Ｉｒｍｓ：電流実効値、Ｗi：鉄損である。
　これによれば、電流実効値と鉄損の両方を低減させつつ、重み調整用係数により、いずれの評価項目を重視するかを選択できる。
　本発明によれば、銅損を低減させるパルスパターンを生成できる。
モータ、及び、モータ駆動用のインバータを示すブロック図。 ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路の構成を示すブロック図。 マップの一例を示す図。 パルスパターン生成装置のブロック図。 電流実効値を含まない評価関数によって生成されたパルスパターンでスイッチング素子をスイッチング制御したときのトルク波形を示す図。 実施形態の評価関数によって生成されたパルスパターンでスイッチング素子をスイッチング制御したときのトルク波形を示す図。 モータのトルクと、モータの回転数とに対応付けて、銅損が支配的な第１領域と鉄損が支配的な第２領域を示す模式図。
　以下、パルスパターン生成装置の一実施形態について説明する。
　図１に示すように、インバータ１０は、インバータ回路２０と、インバータ制御装置３０と、を備える。インバータ制御装置３０は、ドライブ回路３１と、制御部３２と、を備える。本実施形態のインバータ１０は、モータ６０を駆動するためのものである。
　インバータ回路２０は、６つのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６と、６つのダイオードＤ１～Ｄ６と、を備える。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６としては、ＩＧＢＴを用いている。正極母線Ｌｐと負極母線Ｌｎとの間に、ｕ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ１と、ｕ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ２が直列接続されている。正極母線Ｌｐと負極母線Ｌｎとの間に、ｖ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ３と、ｖ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ４が直列接続されている。正極母線Ｌｐと負極母線Ｌｎとの間に、ｗ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ５と、ｗ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ６が直列接続されている。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６にはダイオードＤ１～Ｄ６が逆並列接続されている。正極母線Ｌｐ、負極母線Ｌｎには平滑コンデンサＣを介して直流電源としてのバッテリＢが接続されている。
　スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の間は、モータ６０のｕ相端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４の間は、モータ６０のｖ相端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６の間は、モータ６０のｗ相端子に接続されている。上下のアームを構成するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を有するインバータ回路２０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のスイッチング動作に伴いバッテリＢの電圧である直流電圧を交流電圧に変換してモータ６０に供給することができるようになっている。モータ６０は、３つのコイルＵ，Ｖ，Ｗをスター結線したものである。モータ６０としては、誘導モータ、ＩＰＭモータ、ＳＰＭモータなど、どのような種類のモータを用いてもよい。
　各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のゲート端子にはドライブ回路３１が接続されている。ドライブ回路３１は、制御信号に基づいてインバータ回路２０のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をスイッチング動作させる。
　インバータ１０は、モータ６０の電気角θを検出する位置検出部６１と、モータ６０のｕ相電流Ｉｕを検出する電流センサ６２と、モータ６０のｖ相電流Ｉｖを検出する電流センサ６３と、電源電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサ６４と、を備える。
　制御部３２はマイクロコンピュータにより構成されている。制御部３２は、減算部３３と、トルク制御部３４と、トルク／電流指令値変換部３５と、減算部３６，３７と、電流制御部３８と、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９と、座標変換部４０と、速度演算部４１と、を備える。
　速度演算部４１は、位置検出部６１により検出される電気角θから速度ωを演算する。減算部３３は、指令速度ω＊と速度演算部４１により演算された速度ωとの差分Δωを算出する。トルク制御部３４は、速度ωの差分Δωからトルク指令値Ｔ＊を演算する。
　トルク／電流指令値変換部３５は、トルク指令値Ｔ＊を、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に変換する。例えば、トルク／電流指令値変換部３５は、記憶部（図示略）に予め記憶される目標トルクとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とが対応付けられたテーブルを用いてトルク／電流指令値変換を行う。
　座標変換部４０は、電流センサ６２，６３によるｕ相電流Ｉｕおよびｖ相電流Ｉｖからモータ６０のｗ相電流Ｉｗを求め、位置検出部６１により検出される電気角θに基づいて、ｕ相電流Ｉｕ、ｖ相電流Ｉｖおよびｗ相電流Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する。なお、ｄ軸電流Ｉｄはモータ６０に流れる電流において、界磁を発生させるための電流ベクトル成分であり、ｑ軸電流Ｉｑはモータ６０に流れる電流において、トルクを発生させるための電流ベクトル成分である。
　減算部３６は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄとの差分ΔＩｄを算出する。減算部３７は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとの差分ΔＩｑを算出する。電流制御部３８は、差分ΔＩｄおよび差分ΔＩｑに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。
　ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、電気角θと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊と、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊と、電源電圧Ｖｄｃを入力して各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の制御信号をドライブ回路３１に出力する。
　図２に示すように、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部５０と、変調率算出部５１と、パルスパターン決定部５２と、信号生成部５３と、を備える。
　ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部５０は、角度情報（ロータの位置）である電気角θに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、及び、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、ｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換する。
　変調率算出部５１は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、電源電圧Ｖｄｃに基づき、変調率Ｋｅｕ，Ｋｅｖ，Ｋｅｗを算出する。変調率算出部５１は、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を電源電圧Ｖｄｃで除算した値であり、電圧指令値（電圧振幅）Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と電源電圧Ｖｄｃの比率である。
　パルスパターン決定部５２は、電気角θと変調率Ｋｅｕ，Ｋｅｖ，Ｋｅｗに基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のスイッチングパターンであるパルスパターンを決定する。パルスパターンは、マップＭとしてメモリなどの記憶部に記憶されている。パルスパターンは、電気角θと変調率Ｋｅｕ，Ｋｅｖ，Ｋｅｗに対応付けて設定されている。
　図３に示すように、マップＭは、オン指示信号とオフ指示信号とのそれぞれが、電気角θ及び変調率Ｋｅｕ，Ｋｅｖ，Ｋｅｗに対応付けられた情報である。図３には、ｕ相の変調率Ｋｅｕと電気角θに対応付けられたマップＭの一例を示す。オン指示信号は、上アームスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５をオンし、下アームスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６をオフすることを指示する信号である。オフ指示信号は、上アームスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５をオフし、下アームスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６をオンすることを指示する信号である。
　マップＭは、オン指示信号からオフ指示信号への切り替え、及び、オフ指示信号からオン指示信号への切り替えを指示する電気角θであるパルス角を示すものである。図３には、オン指示信号とオフ指示信号との切り替えを行うパルス角として、θ１，θ２，θ３，θ４，θ５，θ６を図示する。
　なお、図３では、ｕ相のマップＭのうち電気角θが０°～９０°までのマップＭを図示している。マップＭを電気角θが０°の位置で線対称にすると０°～－９０°までのマップとなり、電気角θが－９０°～９０°までのマップを点対称に反転させると９０°～２７０°のマップとなる。ｖ相、ｗ相のマップＭは、ｕ相のマップＭに対して、電気角θが１２０°，２４０°ずれたものである。
　信号生成部５３は、パルスパターン決定部５２で決定されたパルスパターンに基づき、制御信号を生成する。信号生成部５３は、パルスパターンに基づき、上アームスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５と下アームスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６のオン／オフを切り替える際のデッドタイムを設定するとともに、制御信号を生成する。これにより、インバータ１０のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６は、予め定められたパルスパターンでスイッチング制御されることになる。
　次に、上記したパルスパターンを生成するパルスパターン生成装置について説明する。
　図４に示すように、パルスパターン生成装置７０は、モータ６０のコイルに線間電圧を加える線間電圧印加部７１と、モータ６０のコイルに誘起電圧を加える誘起電圧印加部７２と、を備える。コイルは、線間電圧が加えられる２つのコイルであり、本実施形態では、ｕ相のコイルＵとｖ相のコイルＶの２つのコイルとする。パルスパターン生成装置７０は、モータ６０の駆動状況を模擬することで、パルスパターンを生成する装置である。
　線間電圧印加部７１は、コイルＵ，Ｖに、モータ６０駆動時にコイルＵ，Ｖに加わる電圧である線間電圧を仮想的に印加する。誘起電圧印加部７２は、モータ６０駆動時に生じる誘起電圧をコイルＵ，Ｖに仮想的に印加する。線間電圧は、バッテリＢの電圧から定まる。誘起電圧は、解析や、実測などにより導出されている。例えば、磁界解析を用いて、モータ６０を回転させたときに発生する電圧を算出したり、モータ６０の端子をオシロスコープなどの測定器で測定することで誘起電圧を導出することができる。線間電圧をコイルＵ，Ｖに加えたときに流れる電流と、誘起電圧をコイルＵ，Ｖに加えたときに流れる電流とは、逆向きの電流となる。
　パルスパターン生成装置７０は、線間電圧と、誘起電圧をＵ，Ｖに加えたときに流れる電流ｉを算出する電流算出部７３と、電流ｉから電流実効値を算出する電流実効値算出部７４と、を備える。電流算出部７３は、以下の（２）式から電流ｉを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　ただし、ＬはコイルＵとコイルＶとの合成インダクタンス、ｉ０ は、時刻ｔ＝０のときにコイルＵ，Ｖに流れる電流である。
　（２）式から把握できるように、電流ｉは、線間電圧に加えて、誘起電圧を考慮したものとなっている。電流ｉによる電流波形は、線間電圧と誘起電圧との大小関係により傾きが変化することになる。
　電流実効値算出部７４は、電流算出部７３が算出した電流ｉにより得られる電流波形から電流実効値Ｉｒｍｓを算出する。電流ｉは、誘起電圧を考慮したものとなっているため、誘起電圧を考慮していない電流波形に比べて、実際のモータ６０の駆動状況に近い電流波形を得ることができる。具体的にいえば、誘起電圧を考慮した場合、線間電圧が０［Ｖ］となるときは線間電圧＜誘起電圧となり、電流の傾きが負となる。これに対し、誘起電圧を考慮しない場合、誘起電圧に起因する電流が考慮されず、線間電圧が０［Ｖ］となるときに電流の値が維持される。即ち、傾きが０になる。このように、誘起電圧を考慮する場合と、考慮しない場合で、電流波形が異なるものになる。
　パルスパターン生成装置７０は、鉄損を推定する鉄損推定部７５を備える。鉄損推定部７５は、モータ６０のコア、即ち、ロータコア及びステータコアに起因する損失である鉄損Ｗiを推定する。鉄損Ｗiは、以下の（３）式から推定することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　ただし、Ｖｎ は高調波電圧、ｎは高調波次数である。
　パルスパターン生成装置７０は、パターン生成部７６を備える。パターン生成部７６は、電流実効値Ｉｒｍｓと鉄損Ｗiを評価項目とした評価関数からパルスパターンを生成する。評価関数は、評価項目を数値化したものであり、本実施形態の評価関数は、以下の（１）式である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　ただし、ａ，ｂは重み調整用係数、Ｉｒｍｓは電流実効値、Ｗiは鉄損である。
　重み調整用係数ａ，ｂは、任意の係数である。重み調整用係数ａ，ｂの値を設定することで、電流実効値Ｉｒｍｓと、鉄損Ｗiのうち、いずれを重視して評価を行うかを任意に設定することができる。電流実効値Ｉｒｍｓは、コイルＵ，Ｖ，Ｗに起因する損失である銅損に影響を及ぼし、電流実効値Ｉｒｍｓを小さくすることで銅損が小さくなる。銅損に比べて鉄損Ｗiが大きいモータ６０であれば、鉄損Ｗiを小さくするために重み調整用係数ｂを大きくして、鉄損Ｗiを低減させる。鉄損Ｗiに比べて銅損が大きいモータ６０であれば、銅損を小さくするために重み調整用係数ａを大きくして、銅損を低減させる。このように、重み調整用係数ａ，ｂは、モータ６０の種類や、モータ６０特性に応じて設定される。
　本実施形態の評価項目は、いずれも、モータ６０の損失に関するものである。したがって、評価関数が小さくなるパルスパターンほど、損失が低減されるパルスパターンであるといえる。パターン生成部７６は、評価関数の値が最小となるようにパルスパターンを生成する。これにより、パルスパターンのマップＭを得ることができる。
　本実施形態の作用について説明する。
　インバータ１０の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６は、パルスパターン生成装置７０で生成されたパルスパターンでスイッチング制御される。このパルスパターンは、電流実効値Ｉｒｍｓと鉄損Ｗiに基づく評価関数が最小になるように定められたパルスパターンである。このパルスパターンでスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をスイッチング制御することで、電流実効値Ｉｒｍｓ及び鉄損Ｗiの両方が小さくなるようにスイッチング動作が行われることになる。即ち、重み調整用係数ａ，ｂに基づき、銅損と鉄損Ｗiとの均衡を図りながら、両者を低減させることができる。
　図５に示すように、電流実効値Ｉｒｍｓを含まない評価関数から生成されたパルスパターンによってスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のスイッチング制御を行うと、電流高調波が大きく、トルクリプルも大きくなる。
　図６に示すように、本実施形態の評価関数から生成されたパルスパターンによってスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のスイッチング制御を行うと、電流実効値Ｉｒｍｓが小さくなることで、電流高調波が小さくなる。図６に示すトルク波形では、図５に示すトルク波形に比べてトルクリプルが小さくなっていることがわかる。
　本実施形態の効果について説明する。
　（１）パターン生成部７６は、電流実効値Ｉｒｍｓと、鉄損Ｗiを評価項目とする評価関数を用いてパルスパターンを生成している。鉄損Ｗiに加えて、電流実効値Ｉｒｍｓを含む評価関数からパルスパターンを生成することで、鉄損Ｗiだけでなく、銅損も考慮したパルスパターンが生成されることになる。このパルスパターンでインバータ１０のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６がスイッチング制御されることで、銅損を低減させることができる。
　（２）評価関数は、電流実効値Ｉｒｍｓと鉄損Ｗiの両方を評価項目としつつ、重み調整用係数ａ，ｂによりいずれを重視するかを選択できるものである。したがって、モータ６０に応じて、適したパルスパターンを生成することができる。
　本実施形態は、以下のように変更して実施することができる。本実施形態及び以下の変形例は、技術的に矛盾しない範囲で互いに組み合わせて実施することができる。
　○重み調整用係数ａ，ｂは、モータ６０のトルクＴとモータ６０の回転数Ｎによって変更してもよい。図７に示すように、トルクＴと回転数Ｎにより規定されるＮＴ領域は、銅損が支配的になる第１領域Ａ１と、鉄損Ｗiが支配的になる第２領域Ａ２とに分けることができる。したがって、銅損が支配的になる第１領域Ａ１では、ａ・Ｉｒｍｓ２ ＞ｂ・Ｗi２ となるように重み調整用係数ａ，ｂを設定する。一方で、鉄損Ｗiが支配的になる第２領域Ａ２では、ａ・Ｉｒｍｓ２ ＜ｂ・Ｗi２ となるように重み調整用係数ａ，ｂを設定する。これにより、パターン生成部７６は、トルクＴと回転数Ｎに応じたパルスパターンを生成することができる。
　○重み調整用係数ａ，ｂは、相電流に応じて変更してもよい。例えば、相電流に閾値を設定して、相電流が閾値以下の場合にはａ・Ｉｒｍｓ２ ＜ｂ・Ｗi２ となるように重み調整用係数ａ，ｂを設定する。また、相電流が閾値より大きい場合にはａ・Ｉｒｍｓ２ ＞ｂ・Ｗi２ となるように重み調整用係数ａ，ｂを設定する。閾値としては、銅損と鉄損Ｗiとの大小関係が判定する値などを用いる。これにより、パターン生成部７６は、相電流に応じたパルスパターンを生成することができる。
　○以下の（４）式のように、評価関数の評価項目は追加してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　ｃは重み調整用係数であり、ｘは任意の評価項目である。ｘとしては、例えば、モータ６０（コイルＵ，Ｖ，Ｗ）の中性点電位や、伝導ノイズが挙げられる。このように、評価関数としては、少なくとも、電流実効値Ｉｒｍｓと鉄損Ｗiとを含んでいればよい。
　○評価関数としては、（１）式に限られず、鉄損Ｗiと電流実効値Ｉｒｍｓを評価項目として含んでいれば、どのような式でもよい。
　○電流実効値Ｉｒｍｓは、誘起電圧を考慮せず、線間電圧をコイルＵ，Ｖに加えたときに流れる電流から求められたものでもよい。この場合、モータ６０としては、誘導モータを用いることが好ましい。
　○パルスパターン生成装置７０は、インバータ１０に搭載されていてもよい。この場合、コイルＵ，Ｖの劣化具合を検出できる検出部や、コイルＵ，Ｖの劣化具合を推定できる推定部を設けることで、パルスパターンの生成に用いられるコイルＵ，Ｖのインダクタンスを補正する。これにより、コイルＵ，Ｖの劣化具合を考慮したパルスパターンを生成することができる。パルスパターンをコイルＵ，Ｖの劣化具合に応じて更新していくことで、インバータ１０に適したパルスパターンによりスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のスイッチング制御を行うことができる。
　○パターン生成部７６は、評価関数が最小となるパルスパターンに限られず、任意の電流波形を出力できるパルスパターンなどを生成するようにしてもよい。
　○鉄損推定部７５は、（３）式とは異なる式から鉄損Ｗiを推定してもよい。
　○変調率は、１相分のみ算出されていてもよい。この場合、１相分の変調率を３相共通の変調率として制御が行われる。
　○パルスパターン生成装置７０は、３つのコイルＵ，Ｖ，Ｗをデルタ結線した三相交流モータを駆動する際のパルスパターンを生成してもよい。この場合、電流算出部７３は、１相分のコイルに相電圧及び誘起電圧を加えたときに流れる電流（相電流）を算出する。そして、この電流から得られた電流実効値からパターン生成部７６はパルスパターンを生成する。
　Ｑ１～Ｑ６　　スイッチング素子
　Ｕ，Ｖ，Ｗ　　コイル
　１０　　インバータ
　６０　　モータ
　７０　　パルスパターン生成装置
　７１　　線間電圧印加部
　７３　　電流算出部
　７４　　電流実効値算出部
　７５　　鉄損推定部
　７６　　パターン生成部

Claims (2)

  1. 　モータを駆動するインバータが備える複数のスイッチング素子を制御するためのパルスパターンを生成するパルスパターン生成装置であって、
    　前記モータの駆動時に加えられる電圧を、仮想的に前記モータのコイルに印加したときに前記コイルに流れる電流を算出する電流算出部と、
    　前記電流算出部によって算出された前記電流から電流実効値を算出する電流実効値算出部と、
    　前記モータのコアに起因する損失である鉄損を推定する鉄損推定部と、
    　前記鉄損推定部によって推定された前記鉄損、及び、前記電流実効値算出部によって算出された前記電流実効値を評価項目とする評価関数から前記パルスパターンを生成するパターン生成部と、を備えるパルスパターン生成装置。
  2. 　前記評価関数は、以下の（１）式である請求項１に記載のパルスパターン生成装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     　ただし、ａ，ｂ：重み調整用係数、Ｉｒｍｓ：電流実効値、Ｗi：鉄損である。
PCT/JP2019/016739 2018-04-27 2019-04-19 パルスパターン生成装置 WO2019208409A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US17/049,865 US11327116B2 (en) 2018-04-27 2019-04-19 Pulse pattern generation device
CN201980027269.XA CN112042101B (zh) 2018-04-27 2019-04-19 脉冲图形生成装置
EP19793633.9A EP3787174B1 (en) 2018-04-27 2019-04-19 Pulse pattern generating device

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2018-087750 2018-04-27
JP2018087750A JP6939693B2 (ja) 2018-04-27 2018-04-27 パルスパターン生成装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2019208409A1 true WO2019208409A1 (ja) 2019-10-31

Family

ID=68294873

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2019/016739 WO2019208409A1 (ja) 2018-04-27 2019-04-19 パルスパターン生成装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11327116B2 (ja)
EP (1) EP3787174B1 (ja)
JP (1) JP6939693B2 (ja)
CN (1) CN112042101B (ja)
WO (1) WO2019208409A1 (ja)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09191700A (ja) * 1996-11-11 1997-07-22 Hitachi Ltd 誘導電動機の制御方法
JP2011050121A (ja) * 2009-08-25 2011-03-10 Denso Corp 回転機の制御装置
JP2015053824A (ja) * 2013-09-09 2015-03-19 株式会社日立製作所 モータ駆動システムおよび該システムを搭載する電気鉄道車両
JP2016005378A (ja) 2014-06-18 2016-01-12 株式会社日立製作所 インバータおよびこれを用いた駆動システム

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4450398A (en) * 1982-04-05 1984-05-22 General Electric Company Microprocessor-based efficiency optimization control for an induction motor drive system
JP3502040B2 (ja) * 2000-12-27 2004-03-02 本田技研工業株式会社 ブラシレスｄｃモータの定数検出装置およびブラシレスｄｃモータの制御装置およびブラシレスｄｃモータの定数検出用プログラム
JP4578700B2 (ja) * 2001-02-23 2010-11-10 本田技研工業株式会社 ブラシレスｄｃモータの制御装置
JP4210048B2 (ja) * 2001-08-09 2009-01-14 勲 高橋 インバータの制御方法及びインバータの制御回路
US7408312B2 (en) * 2004-03-24 2008-08-05 Mitsubishi Electric Corporation Control device for permanent magnet synchronous motor
JP4995518B2 (ja) * 2006-09-14 2012-08-08 三菱電機株式会社 交流電動機の制御装置およびその鉄損抑制用重畳電流の演算方法
JP5238174B2 (ja) * 2007-03-22 2013-07-17 株式会社東芝 モータ制御装置および洗濯機
JP2015043469A (ja) * 2010-05-17 2015-03-05 シャープ株式会社 発光装置
JP5924931B2 (ja) * 2011-12-27 2016-05-25 川崎重工業株式会社 電動機駆動システム
WO2013115240A1 (ja) * 2012-01-30 2013-08-08 三菱電機株式会社 モータ制御装置
JP5451797B2 (ja) * 2012-03-07 2014-03-26 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP6193006B2 (ja) * 2013-06-20 2017-09-06 株式会社東芝 電気車制御装置
JP5959772B2 (ja) * 2014-02-17 2016-08-02 三菱電機株式会社 制御装置
JP6183285B2 (ja) * 2014-04-25 2017-08-23 株式会社デンソー 電力変換器制御装置
JP6221981B2 (ja) * 2014-07-25 2017-11-01 株式会社デンソー 回転電機の制御装置
JP2016119809A (ja) * 2014-12-22 2016-06-30 トヨタ自動車株式会社 モータ制御装置および制御方法
JP6372448B2 (ja) * 2015-08-19 2018-08-15 株式会社デンソー 回転機の制御装置
JP6458761B2 (ja) * 2016-04-28 2019-01-30 トヨタ自動車株式会社 自動車
JP6668933B2 (ja) * 2016-05-12 2020-03-18 トヨタ自動車株式会社 自動車

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09191700A (ja) * 1996-11-11 1997-07-22 Hitachi Ltd 誘導電動機の制御方法
JP2011050121A (ja) * 2009-08-25 2011-03-10 Denso Corp 回転機の制御装置
JP2015053824A (ja) * 2013-09-09 2015-03-19 株式会社日立製作所 モータ駆動システムおよび該システムを搭載する電気鉄道車両
JP2016005378A (ja) 2014-06-18 2016-01-12 株式会社日立製作所 インバータおよびこれを用いた駆動システム

Also Published As

Publication number Publication date
JP6939693B2 (ja) 2021-09-22
EP3787174A1 (en) 2021-03-03
CN112042101A (zh) 2020-12-04
EP3787174B1 (en) 2023-05-03
CN112042101B (zh) 2023-09-08
EP3787174A4 (en) 2021-06-09
JP2019193544A (ja) 2019-10-31
US20210239761A1 (en) 2021-08-05
US11327116B2 (en) 2022-05-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP7052373B2 (ja) 交流電動機の制御装置
US20110133678A1 (en) Motor control device, motor drive system and inverter control device
JP5594301B2 (ja) 電動機駆動システム
US10498283B2 (en) Motor drive device
JP6671550B1 (ja) 電力変換装置、電動機駆動システム及び制御方法
JP4775168B2 (ja) ３相回転機の制御装置
US20190280636A1 (en) Motor control apparatus
WO2019146437A9 (ja) インバータ装置
JP7225550B2 (ja) モータ制御装置
JP6287715B2 (ja) 回転機の制御装置
WO2019208409A1 (ja) パルスパターン生成装置
JP2010183702A (ja) インバータの制御装置
JP2010268599A (ja) 永久磁石モータの制御装置
JP7247468B2 (ja) モータ制御装置
JP6962267B2 (ja) パルスパターン生成装置
JP6733579B2 (ja) モータ駆動装置
JP7004980B2 (ja) パルスパターン生成装置
JP6681266B2 (ja) 電動機の制御装置及びそれを備えた電動車両
JP2020089203A (ja) モータ駆動装置
JP7251336B2 (ja) モータ制御装置
JP5456873B1 (ja) 同期機制御装置
JP2004023804A (ja) モータ制御装置
JP2021027651A (ja) 電動機の制御装置
JP2019129698A (ja) インバータ装置
JP2020108281A (ja) インバータ制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 19793633

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2019793633

Country of ref document: EP