JP4210048B2 - インバータの制御方法及びインバータの制御回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はインバータの制御技術に関し、特に容量が小さな平滑コンデンサを採用した単相直流電源に対して行う場合の、インバータの制御技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
周知のように、インバータはスイッチング素子のスイッチング制御により、直流電源から可変周波数、可変電圧の交流を効率良く、しかも多相で得ることができる回路である。インバータは例えばモータへの電力供給に採用され、モータの回転数やトルクを制御する用途に用いられる。スイッチング素子としては通常、トランジスタが用いられる。
【０００３】
インバータに供給するための直流電源は、単相交流を全波整流するダイオードブリッジと、フィルタとを備える。フィルタはダイオードブリッジの出力のリプルを平滑する機能を有し、通常は大容量（例えば１０³μＦオーダー）の平滑コンデンサを備える。
【０００４】
図１６は従来のインバータ４及びその入力側と出力側の構成を示す回路図である。インバータ４にはフィルタ３ａの出力として、平滑コンデンサ３３の両端電圧Ｖ_dcが与えられる。インバータ４はハイアーム側及びローアーム側にそれぞれ設けられるトランジスタを各相毎に備えており、これらのトランジスタは図示されない制御回路によって制御されてスイッチングする。ここではインバータ４は三相の交流電流を三相モータ６に供給する場合が例示されている。
【０００５】
インバータ４はモータ６のトルクを一定にすべく、モータ６の電流振幅にリプルが生じないようにインバータのＰＷＭ（パルス幅変調）が行われる。
【０００６】
交流電源１は単相であり、ダイオードブリッジ２によって全波整流された電圧がフィルタ３ａに与えられる。但し、交流電源１の力率低下や高調波発生の問題を低減するため、ダイオードブリッジ２の出力を平滑コンデンサ３３の両端には印加していない。力率改善リアクトル３１と波形改善用コンデンサ３２の並列接続を更に、平滑コンデンサ３３と直列に接続して得られる直列接続体の両端に、ダイオードブリッジ２の出力を印加している。
【０００７】
図１７は交流電源１からダイオードブリッジ２に与えられた電圧Ｖ_S及び電流ｉ_INと、フィルタ３の出力電圧、即ち、平滑コンデンサ３３の両端電圧Ｖ_dcとの時間的変化を示すグラフである。電圧Ｖ_dcは比較的平坦ではあるが、電流ｉ_INに大きな歪みが生じている。これは大容量の平滑コンデンサ３３の両端電圧Ｖ_dcが比較的平坦で、リプルが少ないことに起因して、ダイオードブリッジ２がオンする期間が短くなるためである。
【０００８】
なお、電流ｉ_INに見られる高周波リプルは測定系に混入したノイズによるものである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
従来のインバータの制御技術では平滑コンデンサ３３の容量が大きいため、通常は電解コンデンサを採用する必要があり、これは使用環境、例えば周囲温度を制約する。また電解コンデンサを採用してもまだそのサイズは大きい。力率改善リアクトル３１のインダクタンスも数ｍＨの値に設定されるため、フィルタ３のサイズは大きくなり、コストアップを招来している。
【００１０】
また更に交流電源１の力率低下や高調波発生の問題を低減する場合には、チョッパ回路を設けることもあるが、これもコストアップに繋がる。
【００１１】
本発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、大容量の平滑コンデンサ、力率改善リアクトル、波形改善用コンデンサを省略したインバータの制御方法を改善する技術を提供することを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明のうち請求項１にかかるものは、単相交流の電源電圧（Ｖ_S）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖ_dc）に基づいて、多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）をモータ（６）に与えるインバータ（４）を制御する、インバータの制御方法である。そして、前記電源電圧は位相（θ_S）についての正弦関数（sinθ_S）に比例し、前記多相の交流電流に基づくトルク電流（ｉ_q）の指令値（ｉ_q ^*）から決定される前記モータのトルク（ｎ・Ｋ・ｉ_q ^*）を、前記トルクの平均値（Average（τ））及び前記モータの極数（２ｎ）で除した値（ｉ_q ^*／２Ｉ_q）のピークは、１を越えない。
【００１３】
そして、前記多相の交流電流に基づくトルク電流（ｉ_q）の指令値（ｉ_q ^*）として、前記正弦関数（sinθ_S）に前記正弦関数の奇数次高調波（sin３θ_S）を重畳させ、更にその結果の絶対値に比例した値を採用する。
【００１４】
この発明のうち請求項２にかかるものは、単相交流の電源電圧（Ｖ_S）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖ_dc）に基づいて、多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）をモータ（６）に与えるインバータ（４）を制御するインバータの制御方法であって、前記電源電圧は位相（θ_S）についての正弦関数（sinθ_S）に比例し、前記モータのトルク（τ）の指令値（τ^*）を、前記トルクの平均値（Average（τ））及び前記モータの極数（２ｎ）で除した値（ｉ_q ^*／２Ｉ_q）のピークは、１を越えない。
【００１５】
そして、前記モータ（６）のトルク（τ）の指令値（τ^*）として、前記正弦関数（sinθ_S）に前記正弦関数の奇数次高調波（sin３θ_S）を重畳させ、更にその結果の絶対値に比例した値を採用する。
【００１６】
この発明のうち請求項３にかかるものは、請求項１及び請求項２のいずれか一つに記載のインバータの制御方法であって、前記指令値（ｉ_q ^*，τ^*）は、台形波を呈する。
【００１７】
この発明のうち請求項４にかかるものは、請求項３記載のインバータの制御方法であって、前記台形波は、前記電源電圧（Ｖ_S）の半分の周期（π）を有し、前記正弦関数（sinθ_S）の２乗（sin²θ_S）に比例した値を、そのピーク値よりも低いレベルでリミッタ処理して得られる。
【００１８】
この発明のうち請求項５にかかるものは、請求項１及び請求項２のいずれか一つに記載のインバータの制御方法であって、前記指令値（ｉ_q ^*，τ^*）は、前記正弦関数（sinθ_S）に、前記位相（θ_S）の３倍についての正弦関数と重み（ｈ）との積を加算した結果の絶対値を採った値に比例し、前記重みは−０．２１６４乃至１．１５３に設定される。
【００１９】
この発明のうち請求項６にかかるものは、請求項５記載のインバータの制御方法であって、前記重み（ｈ）は１／３以下に設定される。
【００２０】
この発明のうち請求項７にかかるものは、請求項５記載のインバータの制御方法であって、前記重み（ｈ）は−０．１９２より大きく設定される。
【００２１】
この発明のうち請求項８にかかるものは、単相交流の電源電圧（Ｖ_S）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖ_dc）に基づいて、多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）をモータ（６）に与えるインバータ（４）を制御する方法であって、前記電源電圧は位相（θ_S）についての正弦関数（sinθ_S）に比例し、前記位相の２倍（２θ_S）についての余弦関数（cos２θ_S）と重み（ｇ）との積を１から差し引いた結果に比例した値を、前記多相の交流電流に基づくトルク電流（ｉ_q）の指令値（ｉ_q ^*）として採用し、前記重みは０より大きくかつ１より小さく設定される。
【００２２】
この発明のうち請求項９にかかるものは、単相交流の電源電圧（Ｖ_S）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖ_dc）に基づいて、多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）をモータ（６）に与えるインバータ（４）を制御する方法であって、前記電源電圧は位相（θ_S）についての正弦関数（sinθ_S）に比例し、前記位相の２倍（２θ_S）についての余弦関数（cos２θ_S）と重み（ｇ）との積を１から差し引いた結果に比例した値を、前記モータ（６）のトルク（τ）の指令値（τ^*）として採用し、前記重みは０より大きくかつ１より小さく設定される。
【００２３】
この発明のうち請求項１０にかかるものは、請求項８及び請求項１０のいずれか一つに記載のインバータの制御方法であって、前記整流電圧（Ｖ_dc）の脈動が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される。
【００２４】
この発明のうち請求項１１にかかるものは、請求項８及び請求項９のいずれか一つに記載のインバータの制御方法であって、前記単相交流の電源電圧（Ｖ_S）に基づく入力電力（Ｐ_S）が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される。
【００２５】
この発明のうち請求項１２にかかるものは、請求項８及び請求項９のいずれか一つに記載のインバータの制御方法であって、前記モータ（６）のトルク（τ）が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される。
【００２６】
この発明のうち請求項１３にかかるものは、請求項８及び請求項９のいずれか一つに記載のインバータの制御方法であって、前記多相の交流電流に基づくトルク電流振幅（Ｉ_q）が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される。
【００２７】
この発明のうち請求項１４にかかるものは、請求項８及び請求項９のいずれか一つに記載のインバータの制御方法であって、前記モータ（６）の回転数が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される。
【００２８】
この発明のうち請求項１５にかかるものは、単相交流の電源電圧（Ｖ_S）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖ_dc）に基づいて、多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）をモータ（６）に与えるインバータ（４）を制御する制御回路（５）であって、前記電源電圧は位相（θ_S）についての正弦関数（sinθ_S）に比例し、前記多相の交流電流に基づいてトルク電流（ｉ_q）を求める軸変換部（５９）と、前記正弦関数（sinθ_S）に、前記正弦関数の奇数次高調波（sin３θ_S）を重畳させ、更にその結果の絶対値に比例した指令値（ｉ_q ^*）を求める指令値計算部（５２）と、前記トルク電流及び前記指令値に基づいて前記インバータのスイッチングを制御するスイッチング指令（ＣＮＴ）を出力するスイッチング指令計算部（５８）とを備える。
【００２９】
この発明のうち請求項１６にかかるものは、単相交流の電源電圧（Ｖ_S）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖ_dc）に基づいて、多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）をモータ（６）に与えるインバータ（４）を制御する制御回路（５）であって、前記電源電圧は位相（θ_S）についての正弦関数（sinθ_S）に比例し、前記モータのトルク（τ）を求めるトルク演算部（６６）と、前記正弦関数（sinθ_S）に、前記正弦関数の奇数次高調波（sin３θ_S）を重畳させ、更にその結果の絶対値に比例した指令値（τ^*）を求める指令値計算部（６２）と、前記トルク及び前記指令値に基づいて前記インバータのスイッチングを制御するスイッチング指令（ＣＮＴ）を出力するスイッチングテーブル部（６９）とを備える。
【００３０】
この発明のうち請求項１７にかかるものは、請求項１５及び請求項１６のいずれか一つに記載のインバータの制御回路（５）であって、前記指令値（ｉ_q ^*，τ^*）は、台形波を呈する。
【００３１】
この発明のうち請求項１８にかかるものは、請求項１７記載のインバータの制御回路（５）であって、前記台形波は、前記電源電圧（Ｖ_S）の半分の周期（π）を有し、前記正弦関数（sinθ_S）の２乗（sin²θ_S）に比例した値を、そのピーク値よりも低いレベルでリミッタ処理して得られる。
【００３２】
この発明のうち請求項１９にかかるものは、請求項１５及び請求項１６のいずれか一つに記載のインバータの制御回路（５）であって、前記指令値（ｉ_q ^*，τ^*）は、前記正弦関数（sinθ_S）に、前記位相（θ_S）の３倍についての正弦関数と重み（ｈ）との積を加算した結果の絶対値を採った値に比例し、前記重みは−０．２１６４乃至１．１５３に設定される。
【００３３】
この発明のうち請求項２０にかかるものは、請求項１９記載のインバータの制御回路（５）であって、前記重み（ｈ）は１／３以下に設定される。
【００３４】
この発明のうち請求項２１にかかるものは、請求項１９記載のインバータの制御回路（５）であって、前記重み（ｈ）は−０．１９２より大きく設定される。
【００３５】
この発明のうち請求項２２にかかるものは、単相交流の電源電圧（Ｖ_S）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖ_dc）に基づいて、多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）をモータ（６）に与えるインバータ（４）を制御する制御回路（５）であって、前記電源電圧は位相（θ_S）についての正弦関数（sinθ_S）に比例し、前記多相の交流電流に基づいてトルク電流（ｉ_q）を求める軸変換部（５９）と、前記位相の２倍（２θ_S）についての余弦関数（cos２θ_S）と重み（ｇ）との積を１から差し引いた結果に比例した指令値（ｉ_q ^*）を求める指令値計算部（５２）と、前記トルク電流及び前記指令値に基づいて前記インバータのスイッチングを制御するスイッチング指令（ＣＮＴ）を出力するスイッチング指令計算部（５８）とを備え、前記重みは０より大きくかつ１より小さく設定される。
【００３６】
この発明のうち請求項２３にかかるものは、単相交流の電源電圧（Ｖ_S）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖ_dc）に基づいて、多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）をモータ（６）に与えるインバータ（４）を制御する制御回路（５）であって、前記電源電圧は位相（θ_S）についての正弦関数（sinθ_S）に比例し、前記モータ（６）のトルク（τ）を求めるトルク演算部（６６）と、前記位相の２倍（２θ_S）についての余弦関数（cos２θ_S）と重み（ｇ）との積を１から差し引いた結果に比例した指令値（τ^*）を求める指令値計算部（６２）と、前記トルク及び前記指令値に基づいて前記インバータのスイッチングを制御するスイッチング指令（ＣＮＴ）を出力するスイッチングテーブル部（６９）とを備え、前記重みは０より大きくかつ１より小さく設定される。
【００３７】
この発明のうち請求項２４にかかるものは、請求項２２及び請求項２３のいずれか一つに記載のインバータの制御回路（５）であって、前記整流電圧（Ｖ_dc）の脈動が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される。
【００３８】
この発明のうち請求項２５にかかるものは、請求項２２及び請求項２３のいずれか一つに記載のインバータの制御回路（５）であって、前記単相交流の電源電圧（Ｖ_S）に基づく入力電力（Ｐ_S）が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される。
【００３９】
この発明のうち請求項２６にかかるものは、請求項２２及び請求項２３のいずれか一つに記載のインバータの制御回路（５）であって、前記モータ（６）のトルクが小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される。
【００４０】
この発明のうち請求項２７にかかるものは、請求項２２及び請求項２３のいずれか一つに記載のインバータの制御回路（５）であって、前記多相の交流電流に基づくトルク電流振幅（Ｉ_q）が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される。
【００４１】
この発明のうち請求項２８にかかるものは、請求項２２及び請求項２３のいずれか一つに記載のインバータの制御回路（５）であって、前記モータ（６）の回転数が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される。
【００４２】
【発明の実施の形態】
Ａ．本発明の前駆的技術．
本発明の実施の形態についての詳細な説明の前に、本発明の前駆的技術について説明する。
【００４３】
図１は本発明に適用可能なモータ制御回路の構成を示す回路図である。単相の交流電源１はダイオードブリッジ２に交流電圧Ｖ_Sを与える。そしてダイオードブリッジ２の出力は、フィルタ３ｂに与えられる。フィルタ３ｂは従来の技術において示されたフィルタ３ａとは異なり、平滑コンデンサ３４のみで構成されている。しかも平滑コンデンサ３４の容量は、平滑コンデンサ３３の容量の１／１００程度であり、数十μＦである。従って平滑コンデンサ３４は電解コンデンサに換えてフィルムコンデンサが使用でき、そのサイズは小さい。
【００４４】
平滑コンデンサ３４の両端において得られる整流電圧Ｖ_dcは従来の技術と同様にインバータ４に入力する。インバータ４では、制御回路５から得られるスイッチング指令ＣＮＴに基づき、そのスイッチング素子たるトランジスタのスイッチングが行われる。これにより、モータ６には電流が供給される。
【００４５】
平滑コンデンサ３４の容量は小さいので、その整流電圧Ｖ_dcは非常に大きなリプルを有することになる。しかしながら、スイッチング指令ＣＮＴを適切に設定することにより、交流電源１からダイオードブリッジ２に与えられる電流ｉ_INの高調波、特に低次高調波を低減し、また力率の改善も可能である。
【００４６】
このように平滑コンデンサの容量を著しく小さくしたインバータの制御技術を、ここでは単相コンデンサレスインバータ制御と称する。上記の駆動技術は例えば「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭモータのインバータ制御法」（高橋、平成１２年電気学会全国大会予稿集第１５７頁）で提案されている。
【００４７】
図２は、制御回路５の構成を例示するブロック図である。ここではモータ６は永久磁石が回転子に設けられ、固定子に三相の界磁コイルが設けられる場合を例示する。制御回路５はモータ６の各相に流れる電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w及びモータ６の回転子の回転角速度（機械角）ω_m、並びに交流電源１の電圧Ｖ_S及びインバータ４に入力する電圧Ｖ_dcに基づいてスイッチング指令ＣＮＴを計算する。
【００４８】
制御回路５は軸変換部５９を有しており、三相の界磁コイルに各々流れる電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wをベクトル制御によって制御する。具体的にはモータ内部に確立した主磁束方向に磁束を作る電流成分たる磁束電流（いわゆるｄ軸電流）ｉ_dと、それと位相的に90°進んだ、トルクを直接制御するトルク電流（いわゆるｑ軸電流）ｉ_qとに分けて独立に制御する。
【００４９】
制御回路５はｄ軸電流指令値計算部５１及びｑ軸電流指令値計算部５２も有している。ｄ軸電流指令値計算部５１では、インバータ４に入力する電圧Ｖ_dc、回転角速度（機械角）ω_m、ｑ軸電流ｉ_qに基づいて、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*を求める。一方、ｑ軸電流指令値計算部５２では、電圧Ｖ_Sに基づいてｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を求める。
【００５０】
制御回路５は減算部５３，５４も有しており、それぞれｄ軸電流指令値ｉ_d ^*からｄ軸電流ｉ_dを減じて得られるｄ軸偏差Δｄ、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*からｑ軸電流ｉ_qを減じて得られるｑ軸偏差Δｑを出力する。
【００５１】
制御回路５はＰＩ制御部５５，５６も有しており、これらはそれぞれｄ軸偏差Δｄ、ｑ軸偏差Δｑに基づき、ＰＩ制御（比例・積分制御）の計算を行う。この計算結果は、制御回路５が有する電圧指令値計算部５７によって所定の計算が行われ、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*、ｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*が得られる。
【００５２】
制御回路５はスイッチング指令計算部５８も有しており、ここにおいてｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*、ｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*に基づいてスイッチング指令ＣＮＴが求められる。スイッチング指令計算部５８ではｄ−ｑ軸からＵ，Ｖ，Ｗ相への軸変換の処理を含んでいる。
【００５３】
かかるインバータの制御技術は「ＩＰＭモータの弱め界磁を利用した高力率インバータ制御法」（芳賀、高橋、平成１３年電気学会全国大会予稿集第１２１４頁）において開示され、更に具体的にはｑ軸電流指令値ｉ_q ^*がＶ_S ²に比例する、即ち、モータトルクは交流電圧Ｖ_Sの２倍周波で脈動することが示唆されている。
【００５４】
さて、力率改善リアクトルや波形改善用コンデンサを省略し、平滑コンデンサの容量を著しく低減した単相コンデンサレスインバータ制御の技術における、定常状態でのモータ効率を考察する。以下、従来のインバータ技術のように電流振幅を一定（即ち、トルク一定）に制御する場合を第１方式とし、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*をＶ_S ²に比例（即ち、トルクを交流電圧Ｖ_Sの２倍周波で脈動制御）させる場合を第２方式とし、両者を比較する。
【００５５】
一般に永久磁石型モータ、特に埋め込み永久磁石型モータでは、回転子に埋め込まれた磁石と固定子の回転磁界との間に発生する磁石トルクと、回転子の鉄心と、固定子の回転磁界との間で発生するリラクタンストルクとが存在する。モータの極の対の数をｎ、モータの速度起電圧定数をλ_a、Ｌ_d，Ｌ_qをそれぞれｄ軸及びｑ軸のインダクタンスとして採用すると、ｄ−ｑ軸座標系でトルクτは式（１）で表すことができる。
【００５６】
【数１】

【００５７】
式（１）の第１項及び第２項はそれぞれ磁石トルク及びリラクタンストルクに相当する。なお、ｄ軸電流ｉ_d、ｑ軸電流ｉ_qは回転磁界を与える電流、例えば三相の電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wとの間に式（２）が成立する。ここでθ_mはモータの回転子位置角（機械角）である。
【００５８】
【数２】

【００５９】
通常、リラクタンストルクは最も大きいものでも全トルクの３割程度であり、よってｄ軸電流ｉ_dを変動させても全トルクに与える影響は少ないと近似する。よってｉ_d＝Ｉ_d（一定）とすると、式（１）は式（３）に近似できる。
【００６０】
【数３】

【００６１】
このような近似により見かけ上リラクタンストルクを省略して取り扱うことができ、埋め込み永久磁石型モータも表面永久磁石型モータと同じ取り扱いとすることができる。
【００６２】
いま、交流電源１の位相をθ_S、振幅をＶ_Cとすると、Ｖ_S＝Ｖ_Csinθ_Sと表すことができる。この位相θ_Sの一周期（０〜２π）における極対一つ当たりのトルクの平均値Average(τ)及びｑ軸電流の実効値Ｉ_rmsは、式（４）で求められる。但し第２方式のトルクの変動する周期は、電源の変動する周期の１／２である。
【００６３】
【数４】

【００６４】
そして単位当たりのトルクの平均値Average(τ)を得るためのｑ軸電流の実効値Ｉ_rmsを損失評価の指標として用いることにする。
【００６５】
第１方式について式（４）を適用する。この場合にはｑ軸電流指令値ｉ_q ^*は一定であり、トルクの平均値Average(τ)及びｑ軸電流の実効値Ｉ_rms及び指標Ｉ_rms／Average(τ)は式（５）の通り求められる。
【００６６】
【数５】

【００６７】
同様にして第２方式について式（４）を適用して式（６）が得られる。但しここでは、トルクの平均値Average(τ)が第１方式と等しくＫ・Ｉ_qとなるように、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*の係数を定めた。
【００６８】
【数６】

【００６９】
そこで、第１方式と第２方式とを比較すると、それぞれの指標に添字１，２を付記して式（７）が得られる。
【００７０】
【数７】

【００７１】
つまり第２方式では第１方式と比較して、同じトルクを得るためには電流が（３／２）^1/2倍必要であり、従って電流の２乗に比例する銅損は（３／２）倍となる。
【００７２】
そこで、以下の実施の形態では、ｑ軸電流ｉ_qの変動幅を小さく抑え、銅損を小さくする技術を説明する。
【００７３】
Ｂ．第１の実施の形態．
本実施の形態でも図１に示されたインバータ制御の構成、及び図２に示された制御回路５の構成を採用することができる。但し、ｑ軸電流指令値計算部５２（図２）とは異なり、交流電源１の電圧Ｖ_Sの他、整流電圧Ｖ_dcも制御回路５のｑ軸電流指令値の計算に供せられる。
【００７４】
本実施の形態では、交流電源１の位相θ_Sについての周期関数sinθ_Sに当該周期関数の奇数次高調波を重畳させ、更にその結果の絶対値に比例した値をｑ軸電流指令値ｉ_q ^*として採用する。例えば周期関数sinθ_Sに対して、３倍高調波sin３θ_Sに重みｈを乗じたｈ・sin３θ_Sを重畳し、その絶対値を採り、適当な係数を乗じてｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を設定する。これを第３方式とすると、第３方式について式（４）を適用して式（８）が得られる。
【００７５】
【数８】

【００７６】
そこで式（７）と同様にして第１方式と指標を比較すると式（９）が得られる。
【００７７】
【数９】

【００７８】
図３は重みｈに対して指標Ｉ_rms／Average(τ)・Ｋを曲線Ｊ３としてプロットしたグラフである。破線Ｊ１，Ｊ２はそれぞれ第１方式及び第２方式を採用した場合を示している。式（９）のうち、係数（π／２^3/2）を除いて得られる重みｈの関数について、重みｈの導関数を求めると式（１０）が得られ、ｈ＝１／３で最小値が得られることが解る。
【００７９】
【数１０】

【００８０】
よって第３方式でｈ＝１／３を採用した場合、第１方式を採用して同じトルクを発生する場合と比較して、指標Ｉ_rms／Average(τ)・Ｋは（π／２^3/2）・（９／１０）^1/2＝約１．０５４倍大きいものの、第２方式と比較すると銅損は４０％以上の改善となることが解る。
【００８１】
図４は交流電源１の位相θ_Sに対するｑ軸電流指令値ｉ_q ^*の変化を示すグラフである。それぞれのモータトルク平均値は同じである。曲線Ｊ３０，Ｊ３１，Ｊ３２はそれぞれ重みｈの値が０，０．１，０．３の場合の第３方式でのｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を示しており、曲線Ｊ２０は第２方式でのｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を示している。
【００８２】
このようにｈ＝１／３に近いほど、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*の振幅を小さくすることができる。従って本発明には銅損を低減するのみならず、インバータ４に採用するトランジスタのピーク電流耐量を小さくするという効果もある。
【００８３】
図４から類推できるように、台形波を呈している場合であってもｑ軸電流指令値ｉ_q ^*は、交流電源１の周期関数に対する奇数次成分sin（ｍθ_S）（ｍは３以上の奇数）を含んだ関数の絶対値として表すことができ、本実施の形態の効果を得ることができる。図５は台形波の波形を例示するグラフであって、周期πで繰り返される。即ち、台形波は電源電圧Ｖ_Sの周期の半分の周期を有する。当該周期の初期Ｔ１において値が上昇し、終期Ｔ３において下降し、当該初期と終期との間Ｔ２で値が実質的に変化しない波形を呈する。
【００８４】
またここで「台形波」とは、初期Ｔ１において値が上昇し、終期Ｔ２において下降するに際して、位相θ_Sに対して必ずしも線型に変化する場合のみを指してはいない。例えば初期Ｔ１，終期Ｔ２においてsin²θ_Sに比例した変化であってもよい。本発明における「台形波」はこれを含む。その場合には第２方式において得られたｑ軸電流指令値ｉ_q ^*に対して、そのピーク値よりも低いレベルでリミッタ処理を施せば良い。
【００８５】
また、図４から類推できるように、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*のピークが式（６）のピークよりも低ければ本実施の形態の効果を得ることができる。モータのトルクτは理想的には式（３）のｑ軸電流ｉ_qにｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を代入して得られる。よってこれを式（６）で示された第２方式におけるトルクの平均値Ｋ・Ｉ_q及びモータの極数２ｎで除して得られるｉ_q ^*／２Ｉ_qは、第２方式のピークを決定する関数sin²θ_Sとして求められる。そして関数sin²θ_Sの最大値は１である。従って、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*から決定されるモータのトルクτをその平均値Average(τ)及びモータの極数２ｎで除した値のピークが１を越えなければ、本実施の形態の効果を得ることができる。
【００８６】
図６はｈ＝０．１とした場合の第３方式によって得られる、電流ｉ_IN、電圧Ｖ_Sの時間変化を示すグラフである。従来の場合の図１７と比較して、電流ｉ_INの通流幅が広がり、低次高調波が低減されていることが見て取れる。なお、電流ｉ_INに見られる高周波リプルは測定系に混入したノイズによるものである。
【００８７】
式（７），（９）から式（１１）が得られる。
【００８８】
【数１１】

【００８９】
式（１１）の値が１よりも小さいとおいて、重みｈの値は式（１２）の範囲になる。
【００９０】
【数１２】

【００９１】
式（１２）を近似計算すると、ほぼ−０．２１６４＜ｈ＜１．１５３となる。重みｈがこの範囲にあると、第２方式よりも第３方式のほうが、同じｑ軸電流指令値ｉ_q ^*に対してトルクの平均値を大きくすることができる。換言すれば、同一負荷であればモータ電流を小さくでき、銅損を低減できる。
【００９２】
しかしながら、電流ｉ_INに含まれる高調波はｈと共に増加し、指標Ｉ_rms／Average(τ)は上述のようにｈ＝１／３で最小であることに鑑みて、ｈ≦１／３に設定することが、より望ましい。また、重みｈが小さすぎるとｑ軸電流の波高値が第２方式よりも大きくなる。第３方式においてｑ軸電流の波高値が第２方式と等しくなる重みｈは、式（１３）を満足する。
【００９３】
【数１３】

【００９４】
式（１３）からｈ＝（３π−１２）／（３π＋４）となり、この値はほぼ−０．１９２となる。よって−０．１９２＜ｈに設定することが、スイッチング素子の電流容量を大きくしなくて済む点でも望ましい。
【００９５】
このように重みｈの選択は高調波と銅損とのトレードオフによって決定する。そこで、適切な重みｈを設定するには次の方法が考えられる。例えば我が国のように高調波規制が実施されていない場合は、例えば重みｈ＝１／３近傍（例えば０．３３）で固定し、トルクと回転数とに応答して上述の重みｈの下限値−０．１９２まで順次に低減する。更に説明する。整流電圧Ｖ_dcが低い期間、即ち位相θ_Sが０若しくはπの近傍では、第２方式に比べて第３方式のｑ軸電流レベルは大きく、回転数と共に上昇するモータ逆起電圧により所望の電流を流しにくくなる。そこで、トルク、換言すればｑ軸電流振幅Ｉ_qと回転数に応答して、重みｈを第２方式のｑ軸電流指令値ｉ_q ^*（図４の曲線Ｊ２０）とほぼ同一となるｈ＝−０．１９２まで順次に低減する。これにより、モータ回転数と共に逆起電力が上昇し所定のモータ電流を流し込めないという事態を回避できる。重みｈの値を順次に低減するには、実験によって回転数、トルクに対するｈの最適値を実測し、ルックアップテーブルを作成しても良い。
【００９６】
あるいは欧州などＩＥＣ（International Electrotechnical Commission:国際電気標準会議）の高調波規格値Class Aが適用される国では、負荷状態（これは電流ｉ_INの状態を左右する）に応じて最適な重みｈを実機試験によって求める。これをテーブルとして保存し、電流ｉ_INの値、好ましくは基本波成分によって当該テーブルを参照して重みｈを設定する。
【００９７】
Ｃ．第２の実施の形態．
第２方式のｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を書き直すと、式（１４）が得られる。
【００９８】
【数１４】

【００９９】
これを第１方式のｑ軸電流指令値ｉ_q ^*と比較すると、第２方式では定数Ｉ_qに対してcos２θ_Sでリプルを与えていると見ることができる。
【０１００】
一方、トルク負荷が一定の場合には、モータ６の回転数が上昇するほど、いわゆる鉄損は増大する。その一方、銅損は回転数には殆ど依存しない。モータ６の損失は銅損と鉄損の和として与えられるので、トルク負荷が一定の場合には低速になるほど銅損の影響が大きくなる。
【０１０１】
そしてモータ６が低速で回転する場合、もしくは、負荷トルクが小さい場合には、インバータ４がモータ６に対して供給する電力も低下し、平滑コンデンサ３４からインバータ４へ供給する平均電流が下がる。従って、モータ６の回転数が低いほど、もしくはトルクが小さいほど、平滑コンデンサ３４の容量が小さくても、その整流電圧Ｖ_dcにおいてリプルを除去する能力は高まる。
【０１０２】
以上のことから、本実施の形態では、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*におけるリプル成分cos２θ_Sの寄与分を、整流電圧Ｖ_dcのリプル電圧に基づいて変動させることにより、銅損を低減する技術を提案する。これにより、銅損が支配的であった、低速運転時のモータ６の損失を効果的に低減することができる。本実施の形態では重みｇ（０＜ｇ＜１）を導入してｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を次式に設定する。但し本実施の形態ではｇ＝Ｇ₁（Ｖ_dc）の関係にある。
【０１０３】
【数１５】

【０１０４】
図７は本実施の形態におけるｑ軸電流指令値ｉ_q ^*の算出を示すブロック図であり、図２のｑ軸電流指令値計算部５２として採用できる構成である。但し、第１の実施の形態で示されたのと同様に、ｑ軸電流指令値計算部５２（図２）とは異なり、交流電源１の電圧Ｖ_Sの他、整流電圧Ｖ_dcも採用される。サンプリング部５２１は、電圧Ｖ_dcのそれぞれ最大値及び最小値を出力する最大値検出部５２１ａ、最小値検出部５２１ｂを備えている。これらの出力は重み算出タイミング信号Ｙの入力を契機として更新される。
【０１０５】
そして、重み算出タイミング信号Ｙが入力する間隔において、当該間隔よりも短い所定のタイミングで電圧Ｖ_dcをサンプリングし、サンプリング電圧Ｖ_dc’を得る。
【０１０６】
図８は最大値検出部５２１ａ、最小値検出部５２１ｂにより、電圧Ｖ_dcの最大値Ｖ_max及び最小値Ｖ_minを検出する最大最小検出処理の手順を示すフローチャートであり、サンプリングタイミング毎に実行される。ステップＳ１１においてサンプリング電圧Ｖ_dc’を入力する。そして最小値検出部５２１ｂによってそれまでに設定されていた最小値Ｖ_minとサンプリング電圧Ｖ_dc’とが、ステップＳ１２において比較される。Ｖ_min＞Ｖ_dc’であれば、ステップＳ１３に進み、サンプリング電圧Ｖ_dc’を以て最小値Ｖ_minを更新する。
【０１０７】
また最大値検出部５２１ａによってそれまでに設定されていた最大値Ｖ_maxとサンプリング電圧Ｖ_dc’とが、ステップＳ１４において比較される。Ｖ_max＜Ｖ_dc’であれば、ステップＳ１５に進み、サンプリング電圧Ｖ_dc’を以て最大値Ｖ_maxを更新する。図８ではステップＳ１２からステップＳ１４へと進む態様が示されているが、ステップＳ１４からステップＳ１２へと処理が進んでも良い。そしてステップＳ１３，Ｓ１５が終了すると、最大最小検出処理の手順は終了し、図示されないメインルーチンへと復帰する。ステップＳ１２，Ｓ１４においてＶ_min≦Ｖ_dc’≦Ｖ_maxと判断された場合も同様である。
【０１０８】
図７に戻り、重み算出タイミング信号Ｙが入力すると、サンプリング部５２１はそれまでに求められた最大値Ｖ_max、最小値Ｖ_minを重み計算部５２２に出力すると共に、自身において最大値Ｖ_max、最小値Ｖ_minを初期化する。電圧Ｖ_dcは通常は０〜Ｖ_S程度の範囲で変動するので、例えば最大値検出部５２１ａの初期値として負の値（−Ｖ_S）を、最小値検出部５２１ｂの初期値として２Ｖ_Sを採用することができる。かかる動作により、重み計算部５２２よりも後段の処理は、重み算出タイミング信号Ｙが入力される度に更新されるデータについての処理となる。
【０１０９】
図９はサンプリング部５２１及び重み計算部５２２の処理を示すフローチャートである。ステップＳ２１において最大値Ｖ_max、最小値Ｖ_minを入力し、ステップＳ２２において重みｇを式（１６）に従って求める。
【０１１０】
【数１６】

【０１１１】
電圧Ｖ_dcに変動が無い場合には式（１６）の右辺の分子は０であり、従ってｇ＝０である。これは式（５），（１５）から明らかなように、第１方式に相当する。また電圧Ｖ_dcに最大限の変動があった場合には、Ｖ_max＝Ｖ_S，Ｖ_min＝０であるので、ｇ＝１である。これは式（１４），（１５）から明らかなように、第２方式に相当する。
【０１１２】
その後ステップＳ２３において、上述のように最大値Ｖ_max、最小値Ｖ_minを初期化する。そしてステップＳ２４において重み計算部５２２は重みｇを出力し、重みｇの計算処理は終了する。その後は図示されないメインルーチンへと復帰する。
【０１１３】
重み算出タイミング信号Ｙは、最大値Ｖ_max及び最小値Ｖ_minから電圧Ｖ_dcのリプルを正しく求めることができる間隔で入力することが望ましい。具体的には、ダイオードブリッジ２が全波整流であることに鑑みて、重み算出タイミング信号Ｙは位相θ_Sの半周期以上の間隔で入力することが望ましい。
【０１１４】
ｑ軸電流演算部５２４は重みｇと、交流電源１の電圧Ｖ_Sの位相θ_Sとを得て、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を求める。図１０はｑ軸電流演算部５２４の処理を示すフローチャートである。まずステップＳ３１において位相θ_S、重みｇ、ｑ軸電流振幅令Ｉ_q ^*を得る。ここでｑ軸電流振幅指令Ｉ_q ^*はｑ軸電流振幅Ｉ_qについての設定値であり、例えば固定値Ｉ_qが採用される。なお、図１、図２、図７でもｑ軸電流振幅指令Ｉ_q ^*は固定値を採るものとして、その既述を省略してきた。位相θ_Sは重み算出タイミング信号Ｙの入力如何に関わらず、ステップＳ３１が実行される時点での値が採用される。もちろん、ステップＳ３１が実行されるタイミングと、電圧Ｖ_dcをサンプリングするタイミングとは一致しても良いし、異なっても良い。
【０１１５】
そしてステップＳ３２において、式（１６）に基づいてｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を求め、ステップＳ３３においてｑ軸電流振幅令Ｉ_q ^*を減算器５４（図２参照）へ出力する。
【０１１６】
このように本実施の形態では、整流電圧Ｖ_dcのリプル電圧が小さいほど、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*におけるリプル成分cos２θ_Sの寄与分を小さくする。従って、特にモータ６の速度が低く整流電圧Ｖ_dcのリプル電圧が小さな状況において銅損を低減し、当該銅損が支配的なモータ損失を低減することができる。
【０１１７】
整流電圧Ｖ_dcのリプルを検出する手法としては、図８に示した手順に限られない。平滑コンデンサ３４にダイオードブリッジ２から流れ込む電流を検出する手段を設け、当該電流のリプルを検出しても良い。
【０１１８】
なお、本実施の形態の変形として、重みｇを整流電圧Ｖ_dcの脈動にではなく、他の変数に基づいて行っても良い。例えば本実施の形態の変形として、電源電圧Ｖ_Sに基づく入力電力Ｐ_Sを検出し、その大きさに応じて重みｇを求めても良い。図１１は当該変形において図２のｑ軸電流指令値計算部５２として採用できる構成を示すブロック図であり、図１２はｇ＝Ｇ₂（Ｐ_S）の関係を示すグラフである。
【０１１９】
重み計算部５２５は、ｇ＝Ｇ₂（Ｐ_S）の関係をデータテーブルとして有しており、与えられた入力電力Ｐ_Sに基づいて上記データテーブルを参照して重みｇを求める。入力電力Ｐ_Sが第１の閾値Ｐ₁以下であればｇ＝０であり、第１方式に相当する。また入力電力Ｐ_Sが第２の閾値Ｐ₂以上であればｇ＝１であり、第２方式に相当する。入力電力Ｐ_Sが第１の閾値Ｐ₁以上第２の閾値Ｐ₂以下であればｇ＝Ｇ₂（Ｐ_S）＝（Ｐ_S−Ｐ₁）／（Ｐ₂−Ｐ₁）と線型に求められる。
【０１２０】
これにより、入力電力Ｐ_Sが小さいほど第１方式に近く、入力電力Ｐ_Sが大きいほど第２方式に近いｑ軸電流指令値ｉ_q ^*の制御を行える。上述のように電力が低下すると整流電圧Ｖ_dcのリプルは減少する傾向にあるので、当該変形によってもモータ６の速度が低い状況において銅損を低減することができる。
【０１２１】
その他、モータのトルクを検出し、トルクが小さいほど重みｇを小さくすることもできる。また式（３）に基づいてｑ軸電流ｉ_qの振幅Ｉ_qを検出し、これが小さいほど重みｇを小さくすることもできる。また回転数を検出し、これが小さいほど重みｇを小さくすることもできる。
【０１２２】
Ｄ．第３の実施の形態．
本実施の形態では電流指令値ではなく、トルク指令の波形の脈動のピークを抑制する制御について示す。
【０１２３】
図１３は本実施の形態に適用可能なモータ制御回路の構成を示す回路図である。図１に示された構成と同様に、単相の交流電源１、ダイオードブリッジ２、フィルタ３ｂ、インバータ４、モータ６，制御回路５が相互に接続されている。モータ６，インバータ４のいずれも三相交流用である場合が例示されている。
【０１２４】
本実施の形態において、モータ６の回転の制御はトルクに基づいて行われる。そのため、制御回路５にはトルク振幅指令Ｔ_m ^*及び一次磁束振幅指令｜λ｜^*が図示されない外部から与えられる。
【０１２５】
一次磁束演算部６３は、モータ６に与えられる三相電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w及び三相電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wに基づいて一次磁束λ_α，λ_βを求める。まず式（１７）に基づいて三相電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wを二相電流ｉ_α，ｉ_βに変換する。同様にして三相電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wを二相電圧ｖ_α，ｖ_βに変換する。
【０１２６】
【数１７】

【０１２７】
次にモータ６の巻線抵抗成分をＲ₁として、式（１８）に基づいて一次磁束λ_α，λ_βを求める。
【０１２８】
【数１８】

【０１２９】
振幅演算部６４は式（１９）に基づいて、一次磁束λ_α，λ_βがモータ６の内部に作る回転磁界の大きさ｜λ｜（リサージュ図形の原点からの距離）を求め、これを減算部６５に与える。
【０１３０】
【数１９】

【０１３１】
減算部６５は一次磁束振幅指令｜λ｜^*から回転磁界の大きさ｜λ｜を差し引き、その結果たる偏差Δλを電圧ベクトル選択部６８に出力する。
【０１３２】
一方、トルク演算部６６は三相電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wから上述のように二相電流ｉ_α，ｉ_βを求め、一次磁束λ_α，λ_βを一次磁束演算部６３から得る。そして二相電流ｉ_α，ｉ_βと一次磁束λ_α，λ_βとから式（１９）に基づいてトルクτを求め、これを減算部６７に出力する。ｎはモータ６の極の対の数としている。
【０１３３】
【数２０】

【０１３４】
そして電源位相検出部６１は、交流電源１から電圧Ｖ_Sを得てその位相θ_Sを求め、これをトルク指令演算部６２へ出力する。トルク指令演算部６２は、トルク振幅指令Ｔ_m ^*及び位相θ_Sに基づいてトルク指令τ^*を求め、これを減算部６７に出力する。トルク指令τ^*の求め方は後述する。
【０１３５】
減算部６７はトルクτからトルク指令τ^*を差し引き、その結果たる偏差Δτを電圧ベクトル選択部６８に出力する。
【０１３６】
電圧ベクトル選択部６８は、偏差Δλ，Δτをヒステリシスコンパレータを用いてデジタル値に変換し、一次磁束λ_α，λ_β及び回転磁界の大きさ｜λ｜から決まる領域毎に定めた電圧ベクトルを出力する。電圧ベクトル選択部６８は一次磁束λ_α，λ_βから上述のように回転磁界の大きさ｜λ｜を求め、あるいはこれを振幅演算部６４から得る。
【０１３７】
図１４は偏差Δλに対するヒステリシスコンパレータの動作を示すグラフであり、図１５は偏差Δτに対するヒステリシスコンパレータの動作を示すグラフである。閾値Δλ_min，Δλ_max，Δτ_min，Δτ_max，ｄ₁，ｄ₂は設計仕様に応じて設定される。これらのヒステリシスコンパレータの動作により、偏差Δλ，Δτに対してデジタル値Ｓ_λ（＝０，１），Ｓ_τ（＝−１，０，１）が定められる。
【０１３８】
表１は、一次磁束λ_α，λ_β及び回転磁界の大きさ｜λ｜から決まる領域Ｉ〜VIを定める表である。そして表２はデジタル値Ｓ_λ，Ｓ_τと領域Ｉ〜VIとから、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を決定する表である。そして表３は電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７によって設定されるスイッチングの態様を示す表である。
【０１３９】
【表１】

【０１４０】
【表２】

【０１４１】
【表３】

【０１４２】
但し表３において相毎に設定された値が“０”の場合にはその相のローアーム側トランジスタがオンしてハイアーム側のトランジスタがオフしていることを示し、“１”の場合にはその相のローアーム側トランジスタがオフしてハイアーム側のトランジスタがオンしていることを示している。そしてこのようなスイッチングパターンがスイッチング指令ＣＮＴとしてインバータ４に与えられる。
【０１４３】
このようなトルク制御は、例えば「新理論に基づく誘導電動機の高速トルク制御法」（野口、高橋、回転機研究会RM-84-76）によって示されている。
【０１４４】
本実施の形態ではトルク指令演算部６２の計算が特徴的となっている。即ち、第１の実施の形態と同様にして、式（２０）に基づいてトルク指令τ^*を求める。あるいは第２の実施の形態と同様にして、式（２２）に基づいてトルク指令τ^*を求める。あるいはトルク指令τ^*を台形波に設定する。
【０１４５】
【数２１】

【０１４６】
【数２２】

【０１４７】
式（３）から明白な通り、トルクとｑ軸電流とは比例関係にある。よって、比例係数を除いて第１の実施の形態及び第２の実施の形態と同じ関数の形を採用することにより、本実施の形態においても第１の実施の形態及び第２の実施の形態と同じ効果を得ることができる。この場合、重みｈ，ｇについても、それぞれ第１及び第２の実施の形態と同様に設定することができる。
【０１４８】
また第１の実施の形態で説明したのと同様に、トルク指令τ^*をトルクτの平均値Average（τ）及びモータの極数２ｎで除した値のピークが１を越えなければ、本実施の形態の効果を得ることができる。
【０１４９】
また式（２２）に基づいてトルク指令τ^*を設定する場合には、第２の実施の形態で示されたのと同様にして、入力電力Ｐ_Sやモータのトルク、回転数に基づいて重みｇを決定することができる。
【０１５０】
【発明の効果】
この発明のうち請求項１乃至請求項４、請求項８、請求項９にかかるインバータの制御方法、並びに請求項１５乃至請求項１８、請求項２２、請求項２３にかかるインバータの制御回路によれば、全波整流において平滑コンデンサの値を小さくし、力率改善リアクトル波形改善用コンデンサを必要としないで、単相交流の入力電流の高調波を軽減することができる。
【０１５１】
この発明のうち請求項５にかかるインバータの制御方法、並びに請求項１９にかかるインバータの制御回路によれば、指令値に対してトルクの平均値を大きくすることができる。
【０１５２】
この発明のうち請求項６にかかるインバータの制御方法、並びに請求項２０にかかるインバータの制御回路によれば、指令値に対してトルクの平均値を大きくしつつも、単相交流の電源から入力される電流（ｉ_IN）に含まれる高調波を軽減することができる。
【０１５３】
この発明のうち請求項７にかかるインバータの制御方法、並びに請求項２１にかかるインバータの制御回路によれば、指令値に対してトルクの平均値を大きくしつつも、インバータ（４）のスイッチング素子の電流容量を大きくしなくて済む。
【０１５４】
この発明のうち請求項１０乃至請求項１４にかかるインバータの制御方法、並びに請求項２４乃至請求項２８にかかるインバータの制御回路によれば、モータ（６）の銅損が支配的な状況において、銅損を容易に低減する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に適用可能なモータ制御回路の構成を示す回路図である。
【図２】制御回路の構成を例示するブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態を説明するグラフである。
【図４】本発明の第１の実施の形態を説明するグラフである。
【図５】本発明の第１の実施の形態を説明するグラフである。
【図６】本発明の第１の実施の形態を説明するグラフである。
【図７】本発明の第２の実施の形態の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態の動作を示すフローチャートである。
【図９】本発明の第２の実施の形態の動作を示すフローチャートである。
【図１０】本発明の第２の実施の形態の動作を示すフローチャートである。
【図１１】本発明の第２の実施の形態の変形の構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第２の実施の形態の変形を示すグラフである。
【図１３】本発明の第３の実施の形態に適用可能なモータ制御回路の構成を示す回路図である。
【図１４】本発明の第３の実施の形態の動作を示すグラフである。
【図１５】本発明の第３の実施の形態の動作を示すグラフである。
【図１６】従来の技術を示す回路図である。
【図１７】従来の技術の動作を示すグラフである。
【符号の説明】
４ インバータ
５ 制御回路
６ モータ
５２ ｑ軸電流指令値計算部
５８ スイッチング指令計算部
５９ 軸変換部
６２ トルク指令演算部
６９ スイッチングテーブル部
ｉ_q ｑ軸電流（トルク電流）
ｉ_q ^*，τ^* 指令値
ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w 電流
Ｖ_S 電源電圧
Ｖ_dc 整流電圧

Claims (28)

1. 単相交流の電源電圧（Ｖ_S）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖ_dc）に基づいて、多相の交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）をモータ（６）に与えるインバータ（４）を制御する方法であって、
   前記電源電圧は位相（θ_S）についての正弦関数（sinθ_S）に比例し、
   前記多相の交流電流に基づくトルク電流（ｉ_q）の指令値（ｉ_q ^*）から決定される前記モータのトルク（ｎ・Ｋ・ｉ_q ^*）を、前記トルクの平均値（Average（τ））及び前記モータの極数（２ｎ）で除した値（ｉ_q ^*／２Ｉ_q）のピークは、１を越えず、
   前記多相の交流電流に基づくトルク電流（ｉ _q ）の指令値（ｉ _q ^* ）として、前記正弦関数（ sin θ _S ）に前記正弦関数の奇数次高調波（ sin ３θ _S ）を重畳させ、更にその結果の絶対値に比例した値を採用する、インバータの制御方法。
2. 単相交流の電源電圧（Ｖ _S ）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖ _dc ）に基づいて、多相の交流電流（ｉ _u ，ｉ _v ，ｉ _w ）をモータ（６）に与えるインバータ（４）を制御する方法であって、
   前記電源電圧は位相（θ _S ）についての正弦関数（ sin θ _S ）に比例し、
   前記モータのトルク（τ）の指令値（τ ^* ）を、前記トルクの平均値（ Average （τ））及び前記モータの極数（２ｎ）で除した値（ｉ _q ^* ／２Ｉ _q ）のピークは、１を越えず、
   前記モータ（６）のトルク（τ）の指令値（τ ^* ）として、前記正弦関数（ sin θ _S ）に前記正弦関数の奇数次高調波（ sin ３θ _S ）を重畳させ、更にその結果の絶対値に比例した値を採用する、インバータの制御方法。
3. 前記指令値（ｉ _q ^* ，τ ^* ）は、台形波を呈する、請求項１及び請求項２のいずれか一つに記載のインバータの制御方法。
4. 前記台形波は、前記電源電圧（Ｖ _S ）の半分の周期（π）を有し、
   前記正弦関数（ sin θ _S ）の２乗（ sin ² θ _S ）に比例した値を、そのピーク値よりも低いレベルでリミッタ処理して得られる、請求項３記載のインバータの制御方法。
5. 前記指令値（ｉ _q ^* ，τ ^* ）は、前記正弦関数（ sin θ _S ）に、前記位相（θ _S ）の３倍についての正弦関数と重み（ｈ）との積を加算した結果の絶対値を採った値に比例し、前記重みは−０．２１６４乃至１．１５３に設定される、請求項１及び請求項２のいずれか一つに記載のインバータの制御方法。
6. 前記重み（ｈ）は１／３以下に設定される、請求項５記載のインバータの制御方法。
7. 前記重み（ｈ）は−０．１９２より大きく設定される、請求項５記載のインバータの制御方法。
8. 単相交流の電源電圧（Ｖ _S ）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖ _dc ）に基づいて、多相の交流電流（ｉ _u ，ｉ _v ，ｉ _w ）をモータ（６）に与えるインバータ（４）を制御する方法であって、
   前記電源電圧は位相（θ _S ）についての正弦関数（ sin θ _S ）に比例し、
   前記位相の２倍（２θ _S ）についての余弦関数（ cos ２θ _S ）と重み（ｇ）との積を１から差し引いた結果に比例した値を、前記多相の交流電流に基づくトルク電流（ｉ _q ）の指令値（ｉ _q ^* ）として採用し、
   前記重みは０より大きくかつ１より小さく設定される、インバータの制御方法。
9. 単相交流の電源電圧（Ｖ _S ）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖ _dc ）に基づいて、多相の交流電流（ｉ _u ，ｉ _v ，ｉ _w ）をモータ（６）に与えるインバータ（４）を制御する方法であって、
   前記電源電圧は位相（θ _S ）についての正弦関数（ sin θ _S ）に比例し、
   前記位相の２倍（２θ _S ）についての余弦関数（ cos ２θ _S ）と重み（ｇ）との積を１から差し引いた結果に比例した値を、前記モータ（６）のトルク（τ）の指令値（τ ^* ）として採用し、
   前記重みは０より大きくかつ１より小さく設定される、インバータの制御方法。
10. 前記整流電圧（Ｖ _dc ）の脈動が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さ く設定される、請求項８及び請求項９のいずれか一つに記載のインバータの制御方法。
11. 前記単相交流の電源電圧（Ｖ _S ）に基づく入力電力（Ｐ _S ）が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される、請求項８及び請求項９のいずれか一つに記載のインバータの制御方法。
12. 前記モータ（６）のトルク（τ）が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される、請求項８及び請求項９のいずれか一つに記載のインバータの制御方法。
13. 前記多相の交流電流に基づくトルク電流振幅（Ｉ _q ）が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される、請求項８及び請求項９のいずれか一つに記載のインバータの制御方法。
14. 前記モータ（６）の回転数が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される、請求項８及び請求項９のいずれか一つに記載のインバータの制御方法。
15. 単相交流の電源電圧（Ｖ _S ）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖ _dc ）に基づいて、多相の交流電流（ｉ _u ，ｉ _v ，ｉ _w ）をモータ（６）に与えるインバータ（４）を制御する制御回路（５）であって、
    前記電源電圧は位相（θ _S ）についての正弦関数（ sin θ _S ）に比例し、
    前記多相の交流電流に基づいてトルク電流（ｉ _q ）を求める軸変換部（５９）と、
    前記正弦関数（ sin θ _S ）に、前記正弦関数の奇数次高調波（ sin ３θ _S ）を重畳させ、更にその結果の絶対値に比例した指令値（ｉ _q ^* ）を求める指令値計算部（５２）と、
    前記トルク電流及び前記指令値に基づいて前記インバータのスイッチングを制御するスイッチング指令（ＣＮＴ）を出力するスイッチング指令計算部（５８）と
    を備える、インバータの制御回路。
16. 単相交流の電源電圧（Ｖ _S ）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖ _dc ）に基づいて、多相の交流電流（ｉ _u ，ｉ _v ，ｉ _w ）をモータ（６）に与えるインバータ（４）を制御する制御回路（５）であって、
    前記電源電圧は位相（θ _S ）についての正弦関数（ sin θ _S ）に比例し、
    前記モータのトルク（τ）を求めるトルク演算部（６６）と、
    前記正弦関数（ sin θ _S ）に、前記正弦関数の奇数次高調波（ sin ３θ _S ）を重畳させ、更にその結果の絶対値に比例した指令値（τ ^* ）を求める指令値計算部（６２）と、
    前記トルク及び前記指令値に基づいて前記インバータのスイッチングを制御するスイッチング指令（ＣＮＴ）を出力するスイッチングテーブル部（６９）と
    を備える、インバータの制御回路。
17. 前記指令値（ｉ _q ^* ，τ ^* ）は、台形波を呈する、請求項１５及び請求項１６のいずれか一つに記載のインバータの制御回路（５）。
18. 前記台形波は、前記電源電圧（Ｖ _S ）の半分の周期（π）を有し、
    前記正弦関数（ sin θ _S ）の２乗（ sin ² θ _S ）に比例した値を、そのピーク値よりも低いレベルでリミッタ処理して得られる、請求項１７記載のインバータの制御回路（５）。
19. 前記指令値（ｉ _q ^* ，τ ^* ）は、前記正弦関数（ sin θ _S ）に、前記位相（θ _S ）の３倍についての正弦関数と重み（ｈ）との積を加算した結果の絶対値を採った値に比例し、前記重みは−０．２１６４乃至１．１５３に設定される、請求項１５及び請求項１６のいずれか一つに記載のインバータの制御回路（５）。
20. 前記重み（ｈ）は１／３以下に設定される、請求項１９記載のインバータの制御回路（５）。
21. 前記重み（ｈ）は−０．１９２より大きく設定される、請求項１９記載のインバータの制御回路（５）。
22. 単相交流の電源電圧（Ｖ _S ）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖ _dc ）に基づいて、多相の交流電流（ｉ _u ，ｉ _v ，ｉ _w ）をモータ（６）に与えるインバータ（４）を制御する制御回路（５）であって、
    前記電源電圧は位相（θ _S ）についての正弦関数（ sin θ _S ）に比例し、
    前記多相の交流電流に基づいてトルク電流（ｉ _q ）を求める軸変換部（５９）と、
    前記位相の２倍（２θ _S ）についての余弦関数（ cos ２θ _S ）と重み（ｇ）との積を１から差し引いた結果に比例した指令値（ｉ _q ^* ）を求める指令値計算部（５２）と、
    前記トルク電流及び前記指令値に基づいて前記インバータのスイッチングを制御するスイッチング指令（ＣＮＴ）を出力するスイッチング指令計算部（５８）と
    を備え、
    前記重みは０より大きくかつ１より小さく設定される、インバータの制御回路。
23. 単相交流の電源電圧（Ｖ _S ）を全波整流して得られる整流電圧（Ｖ _dc ）に基づいて、多相の交流電流（ｉ _u ，ｉ _v ，ｉ _w ）をモータ（６）に与えるインバータ（４）を制御する制御回路（５）であって、
    前記電源電圧は位相（θ _S ）についての正弦関数（ sin θ _S ）に比例し、
    前記モータ（６）のトルク（τ）を求めるトルク演算部（６６）と、
    前記位相の２倍（２θ _S ）についての余弦関数（ cos ２θ _S ）と重み（ｇ）との積を１から差し引いた結果に比例した指令値（τ ^* ）を求める指令値計算部（６２）と、
    前記トルク及び前記指令値に基づいて前記インバータのスイッチングを制御するスイッチング指令（ＣＮＴ）を出力するスイッチングテーブル部（６９）と
    を備え、
    前記重みは０より大きくかつ１より小さく設定される、インバータの制御回路。
24. 前記整流電圧（Ｖ _dc ）の脈動が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される、請求項２２及び請求項２３のいずれか一つに記載のインバータの制御回路（５）。
25. 前記単相交流の電源電圧（Ｖ _S ）に基づく入力電力（Ｐ _S ）が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される、請求項２２及び請求項２３のいずれか一つに記載のインバータの制御回路（５）。
26. 前記モータ（６）のトルクが小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される、請求項２２及び請求項２３のいずれか一つに記載のインバータの制御回路（５）。
27. 前記多相の交流電流に基づくトルク電流振幅（Ｉ _q ）が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される、請求項２２及び請求項２３のいずれか一つに記載のインバータの制御回路（５）。
28. 前記モータ（６）の回転数が小さいほど、前記重み（ｇ）は小さく設定される、請求項２２及び請求項２３のいずれか一つに記載のインバータの制御回路（５）。

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