WO2013105187A1 - インバータ制御装置 - Google Patents

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WO2013105187A1
WO2013105187A1 PCT/JP2012/008213 JP2012008213W WO2013105187A1 WO 2013105187 A1 WO2013105187 A1 WO 2013105187A1 JP 2012008213 W JP2012008213 W JP 2012008213W WO 2013105187 A1 WO2013105187 A1 WO 2013105187A1
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current
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voltage
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光夫 河地
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パナソニック株式会社
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    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
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    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Definitions

  • the present invention relates to an inverter control device in which a smoothing unit constituted by a remarkably small capacitor is connected to an output terminal of a rectifying unit, and an output voltage pulsates greatly at twice the frequency of an AC power supply frequency.
  • the present invention relates to an apparatus for driving an electric motor such as a brushless DC motor at an arbitrary rotational speed.
  • An inverter control device that drives a general electric motor rectifies an AC power supply and smoothes the rectified DC power with a smoothing capacitor.
  • the smoothed DC power is converted into AC power having an arbitrary rotation speed and voltage by an inverter, and the AC power is supplied to the motor.
  • a smoothing capacitor is indispensable, and this smoothing capacitor has been a cause of increase in capacity and cost.
  • the smoothing capacitor is unnecessary or has a significantly reduced capacity, pulsation synchronized with the AC power supply will occur in the rectified DC voltage, which will adversely affect the motor, such as increased torque pulsation and reduced drive efficiency. It has been known.
  • the electric motor drive device of Patent Document 2 integrates the voltage difference between the applied voltage of the electric motor and the voltage drop due to the winding resistance of the electric motor (winding resistance value ⁇ current value), thereby generating a total magnetic flux (from the stator side) of the electric motor.
  • the amount of the generated magnetic flux and the magnetic flux generated from the rotor side) is calculated, and proportional-integral control is performed based on the magnetic flux difference between the magnetic flux command and the total magnetic flux calculation value.
  • the electric current of the component which acts on field-weakening operation according to the change of the applied voltage of an electric motor is controlled so that the total magnetic flux calculation value becomes a constant value (magnetic flux command).
  • Patent Document 2 in order to enhance the effect of field weakening control in the high-speed rotation region, the magnetic flux command is reduced as the rotation speed of the electric motor is increased, and accordingly, the total magnetic flux amount to be kept constant is also reduced. Is described.
  • Patent Document 2 also describes a countermeasure against a phenomenon in which the harmonic component of the input current increases due to the occurrence of a non-passing period in the input current from the AC power supply due to regenerative energy from the electric motor. This is because the current command value of the component (orthogonal biaxial coordinate system) that acts on the field-weakening operation is reduced in the phase corresponding to the zero cross point of the AC power supply voltage, so that the regenerative operation direction near the zero cross of the AC power supply voltage This is a method for suppressing the current.
  • the method uses a current phase value that minimizes the amplitude of the armature current of the motor in the current vector that generates the same torque as the current command value of “field weakening control” obtained from the limit value of the applied voltage of the motor.
  • the induced voltage of the motor obtained from each current command value is compared with the obtained current command value of “maximum torque control”. Then, by selecting a current command value (either weak field control or maximum torque control) at which the induced voltage becomes smaller, current control is performed, so that stable drive of the motor is realized, and reduction in drive efficiency of the motor is reduced.
  • a current command value either weak field control or maximum torque control
  • the field-weakening operation is minimized so that the armature current of the motor is minimized, the reduction in the drive efficiency of the motor is reduced, or the regenerative operation direction is reduced.
  • An electric motor is used that controls the current and / or reduces the influence of the induced voltage generated by the field magnet and increases the ratio of reluctance torque. With these configurations, regenerative energy from the electric motor is reduced, and harmonic components of the input current from the AC power supply are suppressed.
  • the inverter control device having such a conventional configuration has a problem that the overall system efficiency of the motor drive system (inverter control device including the motor) cannot be optimized.
  • the present invention solves the above-described conventional problems, and in an inverter control device configured with a small-capacitance capacitor, an electric motor using a motor with an increased reluctance torque ratio and controlling regenerative energy from the motor.
  • the purpose is to optimize the overall efficiency of the drive system.
  • An inverter control device for driving a motor A rectifier unit with an AC power supply as input; A smoothing unit in which the value of the capacitor is set so that the output voltage of the rectifying unit pulsates at approximately twice the frequency of the AC power supply frequency; An orthogonal transform unit that converts the smoothed voltage from the smoothing unit into a desired alternating voltage to drive the electric motor; A drive control unit for transmitting information for driving the motor corresponding to the smoothing voltage to the orthogonal transform unit; A current detection unit for detecting the armature current of the electric motor, The drive control unit includes: a magnetic flux estimation unit that estimates an interlinkage magnetic flux value of the motor based on the armature current detected from the current detection unit; and a position of the armature current with respect to an induced voltage
  • a current phase difference adjustment unit that adjusts a phase difference; and a power calculation unit that calculates an input power of the motor from the voltage output by the orthogonal transform unit and the armature current detected by the current detection unit,
  • the current phase difference adjustment unit has a linkage flux estimated value estimated by the magnetic flux estimation unit equal to or less than a preset linkage flux set value, and an average value of input electric power of the motor calculated by the power calculation unit The phase is set so that becomes the minimum value.
  • the inverter control device of the present invention utilizes an electric motor with an increased reluctance torque ratio, By controlling the regenerative energy from the electric motor, it is possible to optimize the overall system efficiency of the electric motor drive system.
  • the system block diagram of the inverter control apparatus in 1st Embodiment which concerns on this invention The system block diagram of the inverter control apparatus in 2nd Embodiment concerning this invention
  • System configuration diagram of an inverter control device according to a third embodiment of the present invention The figure which shows an example of the time change of the phase current state of an electric motor
  • FIG. 9A is a first operating characteristic diagram showing the absolute value of the AC voltage and the smoothed voltage in the inverter control device of the present invention, and FIG.
  • FIG. 9B is a first diagram showing the bus current in the inverter control device of the present invention.
  • Operating characteristic diagram (A) 2nd operation characteristic figure which shows the alternating voltage absolute value and smoothing voltage in the inverter control apparatus of this invention, (b) 2nd operation characteristic which shows the alternating voltage absolute value and smoothing voltage in the inverter control apparatus of this invention
  • Figure Characteristic chart of total regenerative energy and motor linkage flux in inverter control device of the present invention (A) Characteristic diagram of total amount of regenerative energy and converter (rectifier unit + smoothing unit) efficiency in inverter control device of the present invention, (b) Characteristic diagram of total amount of regenerative energy and inverter (orthogonal transform unit) efficiency, (c) Regenerative energy Characteristic of total amount and total efficiency
  • One characteristic diagram of the motor output torque in the inverter control device of the present invention Schematic of the first processing flow in the inverter control device of the present invention Schematic of the second processing flow in the inverter control device of the present invention.
  • the magnet torque generated with the field magnetic flux and the armature current, the inductance change of the armature winding, and the reluctance torque generated with the armature current are generated.
  • An inverter control device for driving an electric motor that is used in combination and has an increased ratio of reluctance torque, the rectifying unit having an AC power supply as an input, and the output voltage of the rectifying unit being approximately twice the AC power frequency.
  • a drive control unit that transmits information for the operation to the orthogonal transform unit; and a current detection unit that detects the armature current of the motor. Adjusts the phase difference of the armature current with respect to the induced voltage generated by the motor, and a magnetic flux estimation unit that estimates the linkage flux value of the motor based on the armature current detected from the current detection unit A current phase difference adjustment unit; and a power calculation unit that calculates input power of the motor from the voltage output by the orthogonal transform unit and the armature current detected by the current detection unit, and the current phase difference
  • the adjustment unit is configured so that the linkage flux estimated value estimated by the flux estimation unit is equal to or less than a preset linkage flux setting value, and the average value of the input power of the motor calculated by the power calculation unit is a minimum value.
  • the drive control unit obtains a regeneration period measurement value indicating a period during which a regenerative current flows from the motor to the capacitor.
  • the current phase difference adjustment unit further sets a phase so that the regeneration period measurement value measured by the regeneration period measurement unit is equal to or less than a preset regeneration period setting value. .
  • the period during which the regenerative energy and regenerative current from the electric motor are flowing is controlled to be equal to or less than a predetermined value, respectively, and the non-flow period of the input current from the AC power supply is reliably suppressed to be equal to or less than the predetermined value.
  • the magnetic flux estimation unit includes a preset specification value of the motor and the current detection unit. Based on the detected armature current, the flux linkage in the orthogonal biaxial coordinate system is calculated and estimated. With this configuration, the interlinkage magnetic flux of the electric motor can be calculated by calculation, so that it is not necessary to newly provide a sensor or the like, which is advantageous in terms of cost.
  • the current detection unit directly detects a DC-side bus current of the orthogonal transform unit, and the bus The armature current flowing indirectly to the motor from the detected current value is detected, and the regenerative period measuring unit flows from the motor to the capacitor based on the detected bus current value. Measure the period.
  • the inverter control device is the inverter control device according to any one of the first to fourth aspects, further comprising a smoothing voltage detection unit that detects the smoothing voltage, and the current phase difference adjustment unit. Is configured to perform phase adjustment only when the smoothed voltage detection value detected by the smoothing voltage detector is less than an arbitrary set value. With such a configuration, the processing time of the microcomputer, the system LSI, etc. can be shortened.
  • An inverter control device is the inverter control device according to any one of the first to fourth aspects, particularly in an AC voltage detection unit that detects the voltage of the AC power supply, and the AC voltage detection unit.
  • An absolute value conversion unit that takes an absolute value of the detected AC voltage detection value, and the current phase difference adjustment unit has an arbitrary absolute value of the AC voltage detection value converted by the absolute value conversion unit. The phase adjustment is performed only when it is less than the set value. With such a configuration, the processing time of the microcomputer, the system LSI, etc. can be shortened.
  • the inverter control device is detected by the AC voltage detection unit that detects the voltage of the AC power supply and the AC voltage detection unit, particularly in the inverter control device according to the second or third aspect.
  • An absolute value converter that takes an absolute value of the AC voltage detection value; and a smoothing voltage detector that detects the smoothed voltage; and the regeneration period measuring unit is the AC voltage converted by the absolute value converter
  • the period during which the regenerative current flows from the motor to the capacitor is measured based on the magnitude relationship between the absolute value of the detected value and the smoothed voltage detected value detected by the smoothed voltage detector.
  • the current phase difference adjustment unit is configured to detect the smoothed voltage detection value and the absolute value detected by the smoothing voltage detection unit.
  • the phase adjustment is performed only when at least one of the absolute values of the AC voltage detection value converted by the conversion unit is less than an arbitrary set value.
  • the inverter control device is the inverter control device according to any one of the first to eighth aspects, in particular, wherein the smoothing section is composed of a capacitor and a reactor, and is obtained by the capacitor and the reactor.
  • the resonance frequency is set to be 40 times or more of the AC power supply frequency.
  • the interlinkage magnetic flux setting value is determined by the regenerative energy charged from the motor to the capacitor. It is set to be 2.5 times or less of the flux linkage when zero. With such a configuration, it is possible to optimize the efficiency of the “converter (rectifier unit + smoothing unit) + inverter (orthogonal transform unit)” by reliably controlling the regenerative energy from the electric motor below a predetermined value.
  • the electric motor according to the eleventh aspect of the present invention is an electric motor connected to the inverter control device according to any one of the first to tenth aspects, and the motor is driven at a predetermined rotational speed and load torque.
  • the linkage flux controlled by the drive control unit of the inverter control device has a specification that is 2.5 times or less of the linkage flux when the regenerative energy charged to the capacitor of the inverter control device is zero. Have. With such a configuration, the efficiency of the “converter (rectifying unit + smoothing unit) + inverter (orthogonal transform unit)” can be optimized by reliably suppressing the regenerative energy from the electric motor below a predetermined value.
  • FIG. 1 is a system configuration diagram of an inverter control device according to a first embodiment of the present invention.
  • This inverter control device is supplied with electric power from an AC power source 1 such as a commercial power source which is a single-phase AC power source, and a rectifying unit 2 configured by a diode bridge for full-wave rectification of the supplied AC power source 1, and a rectifying unit 2
  • the smoothing unit 3 in which the value of the capacitor 32 is set so that the output voltage from the capacitor pulsates substantially at a frequency approximately twice the AC power supply frequency, and the smoothing voltage from the smoothing unit 3 is converted into an AC voltage having a desired frequency and voltage value.
  • the orthogonal transformation part 4 and the drive control part 6 which transmits the information for driving the electric motor 5 corresponding to a smooth voltage to the orthogonal transformation part 4 are provided.
  • the electric motor 5 includes a stator 51 to which three armature windings (51u, 51v, 51w) Y-connected around a neutral point are attached, and a rotor 52 to which a magnet is attached.
  • the electric motor 5 includes a magnetic torque generated by a field magnetic flux generated by a magnet of the rotor 52 and an armature current (51u, 51v, 51w) of the stator 51, and an armature winding (51u). , 51v, 51w) and the reluctance torque generated in association with the inductance change and the armature current are used together to increase the ratio of the reluctance torque.
  • the orthogonal transform unit 4 includes a half-bridge circuit composed of a pair of switching elements for three phases for the U phase, the V phase, and the W phase.
  • the pair of switching elements of the half-bridge circuit are connected in series between the high-voltage side end and the low-voltage side end of the capacitor 32, and a smoothing voltage across the capacitor 32 is applied to the half-bridge circuit.
  • the U-phase half-bridge circuit includes a high-voltage side switching element 41u and a low-voltage side switching element 41x.
  • the V-phase half-bridge circuit includes a switching element 41v on the high voltage side and a switching element 41y on the low voltage side.
  • the W-phase half-bridge circuit includes a switching element 41w on the high voltage side and a switching element 41z on the low voltage side.
  • a free-wheeling diode (42u to 42z) is connected in parallel with each switching element.
  • the smoothing voltage applied to the orthogonal transformation unit 4 is converted into a three-phase AC voltage by the switching operation of the switching element in the orthogonal transformation unit 4 described above, and thereby the electric motor 5 is driven.
  • a current detection unit 7 for detecting a bus current is arranged on the DC side bus of the orthogonal transform unit 4.
  • the smoothing unit 3 includes a reactor 31 that is set so that the LC resonance frequency is 40 times or more the AC power supply frequency and that reduces the peak value of the inrush charging / discharging current to the small-capacitance capacitor 32.
  • the drive control unit 6 can be configured by a microcomputer, a system LSI, or the like.
  • the drive control unit 6 includes a base driver 10, a PWM signal generation unit 12, a current control unit 13, a current phase difference adjustment unit 14, a phase current conversion unit 15, a rotor position speed estimation unit 16, a magnetic flux estimation unit 17, and a power calculation.
  • Each functional block of the unit 20 is provided.
  • the phase current conversion unit 15 observes the bus current on the DC side of the orthogonal conversion unit 4 flowing in the current detection unit 7 and converts the bus current into the armature current of the motor 5.
  • the phase current conversion unit 15 actually detects the current only for a predetermined period from when the direct current bus current of the orthogonal conversion unit 4 is converted.
  • the rotor position speed estimator 16 includes an armature current of the electric motor 5 converted by the phase current converter 15, an output voltage calculated by the PWM signal generator 12, and a smoothed voltage detected by the smooth voltage detector 8. From this information, the rotor magnetic pole position and rotation speed of the electric motor 5 are estimated.
  • deviation information between the current phase difference given from the current phase difference adjusting unit 14, the rotation speed of the motor 5 estimated by the rotor position speed estimation unit 16, and the speed command value given from the outside is included. Based on this, the current command value is derived using PI calculation or the like so that the rotation speed of the electric motor 5 matches the speed command value.
  • the PWM signal generation unit 12 includes a current command value derived by the current control unit 13, an armature current of the electric motor 5 converted by the phase current conversion unit 15, and the electric motor 5 estimated by the rotor position speed estimation unit 16.
  • a PWM signal for driving the electric motor 5 is generated from the information on the rotor magnetic pole position.
  • the PWM signal generation unit 12 generates the PWM signal, for example, when the smoothing voltage applied to the orthogonal transformation unit 4 is 200 V, the U-phase instruction voltage is 150 V, the V-phase instruction voltage is 100 V, and the W-phase instruction.
  • the duty of the PWM signal of each phase is 75% for the U phase, 50% for the V phase, W The phase is 0%.
  • the result of dividing the indicated voltage of each phase by the smooth voltage is the duty of the PWM signal.
  • the duty of the PWM signal is 100%.
  • the PWM signal obtained as described above is finally output to the base driver 10, and each switching element (41u to 41z) is driven based on the PWM signal to generate a sinusoidal alternating current.
  • the sine wave drive of the electric motor 5 is realized by flowing a sine wave armature current.
  • FIG. 4 shows the state of the armature current flowing through the armature winding of the electric motor 5 and the direction of the current flowing through the armature winding of each phase in each section of the electrical angle every 60 °.
  • the U-phase winding 51u and the W-phase winding 51w are neutral from the unconnected end to the neutral point, and the V-phase winding 51v is neutral. Current flows from the point toward the unconnected end.
  • the U-phase winding 51u is directed from the non-connection end toward the neutral point, and the V-phase winding 51v and the W-phase winding 51w are not connected from the neutral point. Current is flowing toward the edge.
  • the state of the phase current flowing through the windings of each phase changes every electrical angle of 60 °.
  • FIG. 6 shows a state of a current flowing through the electric motor 5 and the orthogonal transform unit 4 when driven by the PWM signal in FIG. 6A shows the current state at timing 1
  • FIG. 6B shows the current state at timing 2
  • FIG. 6A shows the current state at timing 1
  • FIG. 6B shows the current state at timing 2
  • FIG. 6B shows the current state at timing 2
  • FIG. 6C shows the current state at timing 3.
  • FIG. In the bus on the direct current side of the orthogonal transform unit 4, no current appears at the timing 1 shown in FIG. 6A, and the armature current (W-phase) flowing through the W-phase winding 51w at the timing 2 shown in FIG. 6B. Current) appears, and at a timing 3 shown in FIG. 6C, an armature current (V-phase current) flowing through the V-phase winding 51v appears.
  • the bus current on the DC side of the orthogonal transformation unit 4 at the timing 3 is a direction that flows from the low voltage side end of the capacitor 32 to the high voltage side end of the capacitor 32 via the orthogonal transformation unit 4, and is generated in the electric motor 5.
  • the regenerative state is shown in which the regenerated electrical energy is returned to the capacitor 32 (hereinafter, this electrical energy is referred to as regenerative energy).
  • phase current of the electric motor 5 corresponding to the state of the switching elements (41u to 41z) appears on the bus of the orthogonal transform unit 4.
  • the armature current of the turned-on phase or the lower arm switching elements (41x, 41y, 41z) has a relationship in which the armature current of the turned-on phase appears on the bus of the orthogonal transform unit 4 when any one of them is turned on.
  • the armature current (iu, iv, iw) of each phase can be obtained from the relationship of Equation 1 below. it is obvious.
  • timings 4 and 5 shown in FIGS. 5 and 7 are dead time periods for preventing the upper and lower arms of the orthogonal transform unit 4 from being short-circuited due to the operation delay of the switching elements (41u to 41z).
  • the bus current of the orthogonal transformation unit 4 during this period is indefinite depending on the direction in which the armature current of each phase flows.
  • FIG. 9A shows the first operating characteristic indicating the AC voltage absolute value and the smoothed voltage in the inverter control device of the present invention
  • FIG. 9B shows the first bus current in the inverter control device of the present invention
  • 1 shows operating characteristics.
  • 9 (a) and 9 (b) show the AC voltage absolute value of the AC power supply 1 (broken line portion in FIG. 9 (a)) and the smoothed voltage (FIG. 9 (a)) applied to the orthogonal transform unit 4.
  • the waveform of the bus current on the DC side of the orthogonal transformation unit 4 flowing through the current detection unit 7 and the solid line portion (FIG. 9B) is shown.
  • the smoothing voltage applied to the orthogonal transform unit 4 when the current flows through the electric motor 5 is approximately the power frequency fs of the AC power source 1. Large pulsation at double frequency.
  • the waveform of the bus current on the DC side of the orthogonal transformation unit 4 flowing in the current detection unit 7 is orthogonal to the direction from the orthogonal transformation unit 4 to the low voltage side end of the capacitor 32 and is orthogonally transformed from the low voltage side end of the capacitor 32.
  • the direction to flow to part 4 is shown as negative.
  • the waveform of the bus current is a pulse-like waveform according to the operation of each switching element (41u to 41z) in the orthogonal transformation unit 4.
  • the period during which the bus current on the DC side of the orthogonal transform unit 4 is negative (hereinafter referred to as a regeneration period) is an AC power source as shown in FIG. 9B. It may occur near the zero cross of the power supply voltage of 1. In this regeneration period, the regenerative energy from the electric motor 5 is charged in the capacitor 32.
  • the total amount Ereg of regenerative energy charged in the capacitor 32 is obtained by integrating the difference between the smoothing voltage Vdc applied to the orthogonal transformation unit 4 and the AC voltage absolute value
  • the total amount of regenerative energy Ereg is not limited to the AC voltage value of the AC power source 1, the capacity of the reactor 31 and the capacitor 32 of the smoothing unit 3, and the specifications of the motor 5 and the load conditions (rotation speed, load torque, environmental temperature, etc.). ).
  • the interlinkage magnetic flux (d-axis interlinkage magnetic flux) that contributes to the induced voltage generated by the electric motor 5 and / or the interlinkage magnetic flux (primary interlinkage magnetic flux) that contributes to the applied voltage required to drive the electric motor 5.
  • FIG. 11 shows the characteristics of the regenerative energy total amount Ereg and the linkage flux (d-axis linkage flux / primary linkage flux) of the motor 5 controlled by the drive control unit 6 under two different load conditions (A, B). Is shown. As the interlinkage magnetic flux (d-axis interlinkage magnetic flux / primary interlinkage magnetic flux) of the electric motor 5 increases, there is a monotonically increasing relationship in which the total amount of regenerative energy Ereg increases.
  • FIG. 12A shows the characteristics of the total regenerative energy Ereg and the efficiency of the converter (rectifying unit 2 + smoothing unit 3)
  • FIG. 12B shows the characteristics of the inverter (orthogonal transform unit 4) efficiency
  • FIG. c) shows the characteristics of the total amount of regenerative energy and the total efficiency.
  • the total efficiency of “converter (rectifying unit 2 + smoothing unit 3) + inverter (orthogonal transformation unit 4)” decreases.
  • a limit value is provided for the total amount of regenerative energy Ereg to limit the total amount of regenerative energy Ereg from the motor 5. Control below the value.
  • FIG. 10A shows the second operating characteristic showing the AC voltage absolute value and the smoothed voltage in the inverter control device of the present invention
  • FIG. 10B shows the AC voltage absolute value and the smoothing voltage in the inverter control device of the present invention.
  • the 2nd operation characteristic which shows a smoothing voltage is shown.
  • 10 (a) and 10 (b) are similar to FIGS. 9 (a) and 9 (b), and the AC voltage absolute value of the AC power supply 1 (broken line portion in FIG. 10 (a)) and the orthogonal transform unit.
  • 4 shows the waveform of the smoothing voltage applied to 4 (solid line part in FIG. 10A) and the bus current on the DC side of the orthogonal transforming part 4 flowing in the current detection part 7 (FIG. 10B).
  • a method of estimating the magnetic flux) is adopted.
  • the linkage flux setting value (d-axis linkage flux setting value / primary linkage flux setting value) of the electric motor 5 corresponding to the limit value of the total regenerative energy Ereg is provided.
  • the interlinkage magnetic flux of the electric motor 5 also depends on load conditions (rotation speed, load torque, environmental temperature, etc.), and therefore, based on actual machine test results and simulation analysis results, for example, in advance
  • a plurality of interlinkage magnetic flux setting values are provided as table data for each number of revolutions (corresponding interlinkage magnetic flux setting values ( ⁇ Aset, ⁇ Bset) are provided for two different load conditions (A, B) in FIG. 11). ing).
  • the linkage flux set value (d-axis linkage flux set value / primary linkage flux set value) is calculated from the electric motor 5 to the capacitor 32 based on the actual machine test result, simulation analysis result, and the like. Is preferably set to be 2.5 times or less of the flux linkage when the regenerative energy charged to zero is zero (for example, in the case of load condition A in FIG. 11, the regenerative energy from the motor 5 is zero). In this case, assuming that the flux linkage is ⁇ A0, the flux linkage setting value ⁇ Aset is set so as to satisfy the condition of Equation 3).
  • the regenerative energy from the electric motor 5 is reliably controlled to a predetermined value or less, thereby optimizing the efficiency of the “converter (rectifying unit 2 + smoothing unit 3) + inverter (orthogonal transformation unit 4)”. be able to.
  • the flux estimator 17 estimates the flux linkage of the motor 5, and the flux linkage estimated value is less than or equal to the preset flux linkage set value and is calculated by the power calculator 20.
  • the current phase difference adjustment unit 14 adjusts the phase difference of the current with respect to the induced voltage generated by the motor 5 so that the average value of the input power of the motor 5 is minimized.
  • FIG. 14 shows a first processing flow of the inverter control apparatus of the present invention.
  • a description will be given based on the flow shown in FIG.
  • the capacity of the capacitor 32 in the inverter control device of the present invention is extremely small and the armature current of the motor 5 pulsates greatly, the magnetic flux estimation unit 17 prior to the estimation of the interlinkage magnetic flux of the motor 5,
  • the motor 5 is fixed at a predetermined rotation speed (for example, one of the plurality of rotation speeds in the table data described above) with the speed command value given from the constant (S101).
  • the electric motor 5 is calculated from the output voltage calculated by the PWM signal generation unit 12 and the armature current converted by the phase current conversion unit 15 every predetermined time Ta as shown in Equation 4.
  • the average value Pa of the input power is calculated (S102).
  • vd d-axis output voltage
  • vq q-axis output voltage
  • id d-axis current detection value
  • iq q-axis current detection value
  • output voltage and armature current are expressed in a three-phase AC coordinate system (u, v, Coordinate transformation is performed from w) to the rotating coordinate system (d, q).
  • the magnetic flux estimation unit 17 first calculates an average value Ia of effective values of the armature current converted by the phase current conversion unit 15 at predetermined time Ta set in advance, as shown in Equation 5. S103).
  • armature current is a three-phase AC coordinate system Coordinate conversion is performed from (u, v, w) to the rotating coordinate system (d, q).
  • the predetermined time Ta it is preferable to set an integer multiple of the smoothing voltage fluctuation period.
  • ida d-axis current average value
  • iqa q-axis current average value
  • ⁇ T current phase difference setting value
  • ⁇ da d-axis linkage flux average value
  • ⁇ qa q-axis linkage flux average value
  • ⁇ da ⁇ 2 ⁇ da square value
  • ⁇ qa ⁇ 2 ⁇ qa square value
  • ⁇ 1a primary flux linkage average value
  • the magnetic flux estimating unit 17 can calculate the interlinkage magnetic flux of the electric motor 5 by the calculation of the above mathematical formulas 5 to 10, so that it is not necessary to newly provide a sensor or the like in detecting the interlinkage magnetic flux. This is advantageous in terms of cost.
  • the linkage flux estimated value (d-axis linkage flux average value ⁇ da / primary linkage flux average value ⁇ 1a) estimated by the flux estimation unit 17 is preset. It is determined whether or not it is equal to or less than the flux setting value (d-axis linkage flux setting value / primary linkage flux setting value) (S105). If the estimated flux linkage value exceeds the linkage flux setting value in S105, the linkage flux estimate value (d-axis linkage flux average value ⁇ da / primary linkage flux average value ⁇ 1a) is set as the linkage flux setting.
  • the current phase difference ⁇ T is monotonously increased by a predetermined change width ⁇ 1 until the value (d-axis linkage flux set value / primary linkage flux set value) or less is reached (S107).
  • the total amount Ereg of regenerative energy from the electric motor 5 can be controlled to be equal to or less than a predetermined limit value.
  • the linkage flux estimated value (d-axis linkage flux average value ⁇ da / primary linkage flux average value ⁇ 1a) is equal to or less than linkage flux setting value (d-axis linkage flux setting value / primary linkage flux setting value).
  • the current phase difference ⁇ T is changed by a predetermined change width ⁇ 2 (change width is smaller than ⁇ 1).
  • the current phase difference ⁇ T is adjusted so that the value of Pa becomes the minimum value based on the change of the average value Pa (calculated by Formula 4) of the motor input power before and after the change of the current phase difference ⁇ T (S106).
  • the current phase difference ⁇ T is first increased by the change amount ⁇ 2. .
  • the change in Pa becomes a decreasing direction before and after the change of the current phase difference ⁇ T
  • the current phase difference ⁇ T is further increased by ⁇ 2
  • the change of Pa becomes an increasing direction before and after the change of the current phase difference ⁇ T.
  • the value of Pa can be minimized by adjusting the current phase difference ⁇ T so as to decrease the current phase difference ⁇ T by ⁇ 2.
  • the efficiency of the “converter (rectifying unit 2 + smoothing unit 3) + inverter (orthogonal transformation unit 4)” is optimized (minimum necessary (set in advance) Realization of total efficiency of efficiency target value). Furthermore, by suppressing the input power of the motor 5 to the minimum, it is possible to reduce the decrease in motor efficiency and optimize the efficiency of the entire system.
  • the flux estimation unit 17 calculates the linkage flux estimated value using the average value Ia of the effective values of the armature current converted by the phase current conversion unit 15, but the mathematical formula 5a As described above, the average value Ipa of the peak values of the armature current converted by the phase current conversion unit 15 may be used.
  • the d-axis current average value ida and the q-axis current average value iqa are calculated using the formulas 9a and 10a, and the flux linkage estimated value is calculated by the calculations of the formulas 6 to 8.
  • the magnetic flux estimation unit 17 uses the average value Ia * of the current command value set by the current control unit 13 (corresponding to the average value of the effective value of the armature current) as shown in Equation 5b. May be.
  • the flux linkage estimated value may be calculated using Ia * instead of Ia in Equations 8 and 9.
  • the power calculation unit 20 calculates the average value Pa of the input power of the motor 5 using the armature current (id, iq) converted by the phase current conversion unit 15.
  • the average value Pa * of the input power of the electric motor 5 may be calculated using the command value (id *, iq *).
  • the current phase difference adjustment unit 14 may use Pa * instead of Pa to adjust the current phase difference ⁇ T so that the value of Pa * becomes the minimum value.
  • the resonance frequency fLC of the reactor 31 and the capacitor 32 is set to 40 times or more of the power supply frequency fs in order to suppress the harmonic component of the input current from the AC power supply 1 and clear the IEC standard.
  • the combination of the reactor 31 and the capacitor 32 is determined (so that the constraint condition of fLC ⁇ (40 ⁇ fs) is satisfied).
  • Equation 11 the resonance frequency fLC is expressed as Equation 11.
  • the capacity of the reactor 31 is selected in the range of L1 ⁇ 0.633 [mH] based on the above-described constraints and Equation 11.
  • the electric motor 5 includes a magnetic flux generated by the field magnetic flux generated by the magnet of the rotor 52 and the armature current flowing in the armature windings (51u, 51v, 51w) of the stator 51.
  • This is a specification in which the inductance change of the armature windings (51u, 51v, 51w) and the reluctance torque generated along with the armature current are used in combination, and the ratio of the reluctance torque is increased, using FIG. Differences from the conventional motor specifications mainly based on magnet torque will be described.
  • FIG. 13 shows the motor output torque (the combined torque of the magnet torque and the reluctance torque) in the motor specification (1) based on the conventional magnet torque and the motor specification (2) in which the ratio of the reluctance torque related to the inverter control device of the present invention is increased. ) Characteristics.
  • the magnetic flux estimation unit 17 and the current phase difference adjustment unit 14 indirectly detect the total regenerative energy Ereg from the motor 5 by estimating the linkage flux of the motor 5.
  • control is performed so that the total amount of regenerative energy Ereg is less than or equal to the limit value.
  • the limit value By determining the specification of 5, it is possible to control so that the total amount of regenerative energy Ereg is less than or equal to the limit value.
  • the specification of the motor 5 is determined so that the linkage flux) is 2.5 times or less of the linkage flux when the regenerative energy charged from the motor to the capacitor 32 of the inverter controller becomes zero (linkage flux).
  • Specificifications of the electric motor related to are d-axis inductance Ld, q-axis inductance Lq, and electromotive force coefficient ⁇ ).
  • the efficiency of the “converter (rectifying unit 2 + smoothing unit 3) + inverter (orthogonal transformation unit 4)” is optimized (required minimum (preliminary setting) in advance) by reliably suppressing the regenerative energy from the electric motor below a predetermined value. Realization of the total efficiency of the target efficiency value).
  • FIG. 2 is a system configuration diagram of the inverter control device according to the second embodiment of the present invention.
  • the same components as those of the inverter control device (FIG. 1) in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and when the operations are the same, the description is omitted because it is redundant, and only the different contents are described here. explain.
  • the orthogonal transformation unit 4 detected from the current detection unit 7 as a component.
  • a regenerative period measuring unit 18 is newly provided for measuring a period during which the regenerative current flows from the electric motor 5 to the capacitor 32 for each smoothing voltage fluctuation period based on the detected DC current on the DC side.
  • the linkage flux estimated value estimated by the flux estimation unit 17 is equal to or less than a preset linkage flux set value, and the regeneration period measurement value measured by the regeneration period measurement unit 18 is preset.
  • the phase difference of the current with respect to the induced voltage generated by the electric motor 5 is adjusted so that the average value of the input electric power of the electric motor 5 calculated by the electric power calculation unit 20 is equal to or smaller than the set regeneration period set value.
  • FIG. 15 shows a second processing flow in the inverter control apparatus of the present invention.
  • the capacitor 32 has a remarkably small capacity, and the armature current of the motor 5 pulsates greatly, so that the flux linkage of the motor 5 in the magnetic flux estimation unit 17 Prior to the estimation, the speed command value given from the outside is made constant, and the electric motor 5 is fixed at a predetermined number of revolutions (for example, one of the plurality of revolutions of the table data described above) (S201).
  • the regeneration period measurement unit 18 measures a period in which the bus current detection value on the DC side of the orthogonal transform unit 4 detected from the current detection unit 7 is negative every predetermined time Ta set in advance (S202). .
  • the bus current detection value is less than a predetermined value (set in view of the influence of ⁇ ⁇ , noise, etc.) by a counter or the like. Count the number of times. If the number of times counted during a predetermined time Ta (set an integer multiple of the smoothing voltage fluctuation period, which is M times) is N, the regeneration period measurement value Treg for each smoothing voltage fluctuation period is calculated by Equation 12. it can.
  • the average value of the input power of the motor 5 from the output voltage calculated by the PWM signal generation unit 12 and the armature current converted by the phase current conversion unit 15 at every predetermined time Ta. Pa is calculated from Equation 4 (S203).
  • the magnetic flux estimation unit 17 first calculates the average value Ia of the effective values of the armature current converted by the phase current conversion unit 15 from the formula 5 for every predetermined time Ta set in advance (S204).
  • the linkage flux estimated value (d-axis linkage flux average value ⁇ da / primary linkage flux average value ⁇ 1a) estimated by the flux estimation unit 17 is preset. It is determined whether or not it is equal to or less than the flux setting value (d-axis linkage flux setting value / primary linkage flux setting value) (S206). If the estimated flux linkage value exceeds the linkage flux setting value in S206, the linkage flux estimate value (d-axis linkage flux average value ⁇ da / primary linkage flux average value ⁇ 1a) is set as the linkage flux setting.
  • the current phase difference ⁇ T is monotonously increased by a predetermined change width ⁇ 1 until a value (d-axis linkage magnetic flux setting value / primary linkage flux setting value) or less is reached (S210).
  • a value d-axis linkage magnetic flux setting value / primary linkage flux setting value
  • the total amount Ereg of regenerative energy from the electric motor 5 can be controlled to be equal to or less than a predetermined limit value.
  • the flux linkage estimated value (d-axis linkage flux average value ⁇ da / primary linkage flux average value ⁇ 1a) is equal to or less than linkage flux setting value (d-axis linkage flux setting value / primary linkage flux setting value).
  • the regeneration period measurement value Treg measured by the regeneration period measurement unit 18 is equal to or less than a preset regeneration period setting value (S207).
  • the regeneration period measurement value Treg exceeds the regeneration period setting value in S207
  • the current phase difference ⁇ T is changed by a predetermined change width ⁇ 3 (changed from ⁇ 1 until the regeneration period measurement value Treg becomes equal to or less than the regeneration period setting value.
  • the field is weakened by increasing monotonically (small width, large change width than ⁇ 2), and the regeneration period is optimized (S209).
  • the current phase difference adjustment unit 14 changes the current phase difference ⁇ T by a predetermined change width ⁇ 2 (change width is smaller than ⁇ 1 and ⁇ 3).
  • the current phase difference ⁇ T is adjusted so that the value of Pa becomes the minimum value based on the change of the average value Pa (calculated by Formula 4) of the motor input power before and after the change of the current phase difference ⁇ T (S208).
  • the inverter control apparatus includes the magnet torque generated with the field magnetic flux and the armature current, the reluctance torque generated with the inductance change of the armature winding and the armature current.
  • an inverter control device that drives an electric motor 5 having a high reluctance torque ratio
  • the rectifier 2 that receives the AC power supply 1 and the output voltage of the rectifier 2 is an abbreviation of the AC power supply frequency.
  • a smoothing unit 3 in which the value of the capacitor is set so as to pulsate at a double frequency an orthogonal transformation unit 4 that converts the smoothed voltage from the smoothing unit 3 to a desired AC voltage to drive the motor 5, and a smoothing voltage.
  • a drive control unit 6 that transmits information for driving the motor to the orthogonal transform unit 4 and a current detection unit 7 that detects an armature current of the motor 5 are provided.
  • a magnetic flux estimation unit 17 that estimates the flux linkage value of the electric motor 5 based on the armature current detected from the output unit 7 and a current phase difference adjustment that adjusts the phase difference of the armature current with respect to the induced voltage generated by the electric motor 5.
  • Unit 14 a regeneration period measurement unit 18 that measures a regeneration period measurement value indicating a period during which the regeneration current is flowing from the electric motor 5 to the capacitor, and a voltage and current detection unit 7 output by the orthogonal transform unit 4.
  • a power calculation unit 20 that calculates the input power of the electric motor 5 from the armature current, and the current phase difference adjustment unit 14 is an interlinkage in which the interlinkage magnetic flux estimation value estimated by the magnetic flux estimation unit 17 is set in advance. Less than the magnetic flux set value, the regeneration period measurement value measured by the regeneration period measurement means is less than or equal to the preset regeneration period set value, and the average value of the input power of the motor 5 calculated by the power calculation unit 20 is the minimum value. To be It has set up. In this way, by controlling the period during which regenerative energy and regenerative current from the electric motor 5 are flowing to a predetermined value or less, the non-passage period of the input current from the AC power supply 1 is reliably suppressed to a predetermined value or less.
  • the efficiency optimization of the “converter (rectifying unit 2 + smoothing unit 3) + inverter (orthogonal transformation unit 4)” (realizing the total efficiency of the minimum necessary (predetermined efficiency target value)) is achieved. And the fall of motor efficiency can be reduced by suppressing the input electric power of the motor 5 to the minimum, and the efficiency optimization of the whole system can be aimed at.
  • FIG. 3 is a system configuration diagram of an inverter control device according to the third embodiment of the present invention.
  • the same components as those of the inverter control device in the first embodiment (FIG. 1) and the inverter control device in the second embodiment (FIG. 2) are denoted by the same reference numerals. Since the description is redundant, it will be omitted, and only different contents will be described here.
  • the inverter control device (FIG. 3) has an AC voltage detection unit that detects the voltage of the AC power supply 1 as a component. 9 and an absolute value converter 19 that takes the absolute value of the AC voltage detection value Vac detected by the AC voltage detector 9 is newly provided.
  • the electric motor 5 is based on the magnitude relationship between the absolute value
  • the period during which the regenerative current is flowing from the capacitor 32 to the capacitor 32 is measured (the detection frequency of the AC voltage detection value Vac and the smoothing voltage detection value Vdc is the same, and the timing for detecting them is preferably relatively close).
  • the detection period of the AC current detection value Vac and the smoothing voltage detection value Vdc is Tsmp, and the regeneration period measurement unit 18 uses a counter or the like to calculate “Vdc>
  • the regeneration period measurement value Treg2 for each cycle can be calculated by Equation 13.
  • the period during which the regenerative current flows from the motor 5 to the capacitor 32 is measured based on the magnitude relationship between the absolute value
  • the inverter control devices in the first to third embodiments include the current phase difference given from the current phase difference adjustment unit 14, the rotation speed of the motor 5 estimated by the rotor position speed estimation unit 16, and the external Has been described with the configuration including the current control unit 13 that derives the current command value so that the rotational speed of the electric motor 5 matches the speed command value based on deviation information from the speed command value given from the above, but instead of the current command value
  • the inverter control devices in the first to third embodiments have been described with the configuration including the rotor position speed estimation unit 16 that estimates the rotor magnetic pole position and the rotation speed of the electric motor 5, an encoder, a resolver, or the like is used. It goes without saying that a position sensor for detecting the magnetic pole position of the rotor may be used.
  • the current detection part of the inverter control apparatus in 1st and 3rd embodiment detects the direct current side bus current of the orthogonal transformation part 4, and flows into the electric motor 5 indirectly from the detected value of the bus current.
  • the configuration for detecting the armature current has been described, but it goes without saying that a current sensor such as DC-CT may be used (in this case, since the armature current can be directly detected, the phase current converter 15 is Is unnecessary).
  • the phase adjustment by the current phase difference adjustment unit 14 is performed only when the smoothed voltage detection value detected by the smoothing voltage detection unit 8 is less than an arbitrary set value.
  • an arbitrary set value is the maximum value of the charging voltage of the capacitor 32 by the regenerative energy from the motor 5 to the maximum value of the smoothing voltage.
  • the AC voltage value of the AC power source 1 and the capacity of the reactor 31 and the capacitor 32 of the smoothing unit 3 are set in consideration).
  • the phase adjustment by the current phase difference adjustment unit 14 is performed only when the absolute value of the AC voltage detection value converted by the absolute value conversion unit 19 is less than an arbitrary set value. May be performed. Thereby, the processing time of the microcomputer, the system LSI, etc. can be shortened (an arbitrary set value is the maximum value of the charging voltage of the capacitor 32 due to regenerative energy from the motor 5 to the absolute value of the AC voltage detection value). In this range, the AC voltage value of the AC power source 1 and the capacity of the reactor 31 and the capacitor 32 of the smoothing unit 3 are set in consideration.
  • phase adjustment by the current phase difference adjustment unit 14 may be combined only when the smoothing voltage detection value detected by the smoothing voltage detection unit 8 is less than an arbitrary set value. . In this case, the phase adjustment is performed by the current phase difference adjustment unit 14 only when at least one of the absolute value of the smoothed voltage detection value and the AC voltage detection value is less than an arbitrary set value.
  • an AC voltage detection unit 9 and an absolute value conversion unit 19 are further provided, and the absolute value of the AC voltage detection value converted by the absolute value conversion unit 19 is provided.
  • the phase adjustment may be performed by the current phase difference adjustment unit 14 only when the value is less than an arbitrary set value.
  • the inverter control device uses an electric motor with an increased reluctance torque ratio in an inverter control device configured with a small-capacitance capacitor, and controls regenerative energy from the electric motor. Since it is possible to optimize the efficiency of the electric motor drive system, it can be applied to the use of driving an electric motor such as an air conditioner such as an air conditioner, a refrigerator, a refrigerator, or a vacuum cleaner.
  • an electric motor such as an air conditioner such as an air conditioner, a refrigerator, a refrigerator, or a vacuum cleaner.

Abstract

　小容量のコンデンサ３２で構成されたインバータ制御装置の駆動制御部６は、電流検出部７から検出されたリラクタンストルクの割合を高めた電動機５の電流に基づいて電動機５の鎖交磁束を推定する磁束推定部１７と、電動機５が発生する誘起電圧に対する電流の位相差を調整する電流位相差調整部１４と、直交変換部４が出力する電圧と電流検出部７からの電流から電動機５の入力電力を算出する電力算出部２０とを含み、磁束推定部１７で推定された鎖交磁束推定値が所定の設定値以下、かつ電力算出部２０からの入力電力の平均値が最小値となるように電流位相差調整部１４で位相調整を行うことにより、電動機駆動システムの効率最適化を図る。

Description

インバータ制御装置
　本発明は、整流部の出力端子に著しく小容量のコンデンサで構成される平滑部を接続し、出力電圧が交流電源周波数の２倍周波で大きく脈動するようなインバータ制御装置に関する。特に、ブラシレスＤＣモータ等の電動機を任意の回転数で駆動する装置に関する。
　一般的な電動機を駆動するインバータ制御装置は、交流電源を整流し、整流後の直流電力を平滑コンデンサで平滑する。平滑後の直流電力をインバータで任意の回転数、電圧の交流電力に変換し、その交流電力を電動機に供給する。このような構成の場合、平滑コンデンサが必須となるため、この平滑コンデンサが大容量化、コストアップの要因になっていた。しかしながら、平滑コンデンサを不要もしくは大幅に小容量化する場合には、整流後の直流電圧に交流電源と同期した脈動が発生し、電動機にトルク脈動の増大や駆動効率の低下等の悪影響を及ぼすことが知られている。
　そこで、この平滑コンデンサを不要もしくは大幅に小容量化した場合の直流電圧の脈動による電動機への悪影響を軽減するため、電動機に与える電圧指令値に相当したインバータ出力電圧が得られない飽和状態となったときに、ＰＷＭ信号の出力タイミングを早めてインバータ出力電圧の位相を進める方法がある（例えば、特許文献１を参照。）。
　特許文献１のインバータ装置は、インバータに印加される直流電圧が脈動により低下する場合に、電動機の界磁磁束を弱めることで電動機の印加電圧を制限している（いわゆる弱め界磁制御に相当する）。しかしながら、特許文献１のインバータ装置では、電動機の界磁磁束を弱めるための電機子電流を流す必要があり、電機子電流の増加や電動機の駆動効率の低下などの悪影響が懸念される。
　そのため、平滑コンデンサを不要もしくは大幅に小容量化した構成のインバータ制御装置において、電動機の印加電圧を制限する場合に、電動機の総磁束量を一定に保つように電流制御することにより弱め界磁動作が自然と行われるようにし、電動機の電機子電流を最小限に抑えて電動機の駆動効率の低下を軽減する電動機駆動装置がある（例えば、特許文献２を参照。）。
　特許文献２の電動機駆動装置は、電動機の印加電圧と電動機の巻線抵抗による電圧降下分（巻線抵抗値×電流値）との電圧差分を積分することにより電動機の総磁束（固定子側から発生する磁束と回転子側から発生する磁束との合成ベクトル）の量を演算し、磁束指令と総磁束演算値との磁束差分に基づいて比例積分制御を実施する。そして、総磁束演算値が一定値（磁束指令）となるように、電動機の印加電圧の変化に応じて弱め界磁動作に作用する成分（直交２軸座標系）の電流を制御している。
　また、特許文献２には、高速回転領域では弱め界磁制御の効果を高めるために、電動機の回転速度が上がるにつれて磁束指令を低減させることで、これに伴って一定に保つ総磁束量も低下させることが記載されている。
　さらに、特許文献２では、電動機からの回生エネルギーにより、交流電源からの入力電流に不通流期間が発生することで、入力電流の高調波成分が増加する現象への対策についても記載されている。これは、交流電源電圧のゼロクロス点に相当する位相において、弱め界磁動作に作用する成分（直交２軸座標系）の電流指令値を低減することで、交流電源電圧のゼロクロス付近における回生動作方向の電流を抑制する方法である。また、埋め込み磁石界磁型の同期電動機（ＩＰＭモータ）において、界磁磁石により発生する誘起電圧の影響を軽減し、リラクタンストルクの割合を高めた仕様の電動機を用いる方法もある。これらの方法では、いずれも回生エネルギーを低減することで入力電流の高調波成分を抑制する効果があることが提示されている。
　電動機の電機子電流を最小限に抑えて電動機の駆動効率の低下を軽減する別の方法もある。その方法は、電動機の印加電圧の制限値から求められる「弱め界磁制御」の電流指令値と、同一トルクを発生させる電流ベクトルの中で電動機の電機子電流の振幅が最小となるような電流位相で求められる「最大トルク制御」の電流指令値とで、それぞれの電流指令値から求められた電動機の誘起電圧を比較する。そして、誘起電圧がより小さくなる電流指令値（弱め界磁制御または最大トルク制御のいずれか）を選択して電流制御することにより、電動機の安定駆動を実現しつつ、電動機の駆動効率の低下を軽減する（例えば、非特許文献１を参照。）。
特開平１０－１５０７９５号公報 特許第４６９３９０４号明細書
西原達也、森本茂雄、真田雅之著「ＩＰＭＳＭ速度制御システムにおける電解コンデンサレス化の影響」平成２１年電気学会全国大会、４－０６７、Ｐ．１１６～１１７（第４分冊）
　しかしながら、前記従来の構成のインバータ制御装置では、弱め界磁動作を必要最小限とすることで電動機の電機子電流を最小限に抑え、電動機の駆動効率の低下を軽減する、もしくは回生動作方向の電流を制御する、および／または界磁磁石により発生する誘起電圧の影響を軽減し、リラクタンストルクの割合を高めた仕様の電動機を用いている。これらの構成によって、電動機からの回生エネルギーを低減し、交流電源からの入力電流の高調波成分を抑制している。このような従来の構成のインバータ制御装置では、電動機駆動システム（電動機を含めたインバータ制御装置）のシステム全体効率を最適にすることができないという課題を有していた。
　本発明は、前記従来の課題を解決するもので、小容量コンデンサで構成されたインバータ制御装置において、リラクタンストルクの割合を高めた電動機を活用し、その電動機からの回生エネルギーを制御することで電動機駆動システムのシステム全体効率の最適化を図ることを目的とする。
　界磁磁束および電機子電流に伴って発生するマグネットトルクと、電機子巻線のインダクタンス変化および前記電機子電流に伴って発生するリラクタンストルクとを併用して利用し、前記リラクタンストルクの割合を高めた電動機を駆動するインバータ制御装置であって、
　交流電源を入力とする整流部と、
　前記整流部の出力電圧が交流電源周波数の略２倍周波で脈動するようコンデンサの値を設定した平滑部と、
　前記電動機を駆動するため前記平滑部からの平滑電圧を所望の交流電圧に変換する直交変換部と、
　前記平滑電圧に対応した電動機駆動を行うための情報を前記直交変換部に伝達する駆動制御部と、
　前記電動機の前記電機子電流を検出する電流検出部と、を備え、
　前記駆動制御部は、前記電流検出部から検出された前記電機子電流に基づいて前記電動機の鎖交磁束値を推定する磁束推定部と、前記電動機が発生する誘起電圧に対する前記電機子電流の位相差を調整する電流位相差調整部と、前記直交変換部が出力する電圧と前記電流検出部で検出された前記電機子電流とから前記電動機の入力電力を算出する電力算出部と、を含み、
　前記電流位相差調整部は、前記磁束推定部で推定された鎖交磁束推定値が予め設定された鎖交磁束設定値以下、かつ前記電力算出部で算出された前記電動機の入力電力の平均値が最小値となるように位相を設定する。
　これによって、電動機からの回生エネルギーを所定値以下に制御することで「コンバータ（整流部＋平滑部）＋インバータ（直交変換部）」の効率の最適化を図り、電動機の入力電力を最小限に抑制することで電動機効率の低下を軽減し、システム全体効率の最適化を図ることができる。
　本発明のインバータ制御装置は、リラクタンストルクの割合を高めた電動機を活用し、
その電動機からの回生エネルギーを制御することで電動機駆動システムのシステム全体効
率の最適化を図ることができる。
本発明に係る第１の実施の形態におけるインバータ制御装置のシステム構成図 本発明に係る第２の実施の形態におけるインバータ制御装置のシステム構成図 本発明に係る第３の実施の形態におけるインバータ制御装置のシステム構成図 電動機の相電流状態の時間的変化の一例を示す図 ＰＷＭ信号の変化の一例を示す図 （ａ）図５におけるＰＷＭ信号による駆動時に電動機および直交変換部にタイミング１のときに流れる電流の状態を示す図、（ｂ）はタイミング２のときに流れる電流の状態を示す図、（ｃ）はタイミング３のときに流れる電流の状態を示す図 ＰＷＭ信号の変化の別の一例を示す図 （ａ）図７におけるＰＷＭ信号による駆動時に電動機および直交変換部にタイミング１のときに流れる電流の状態を示す図、（ｂ）タイミング２のときに流れる電流の状態を示す図、（ｃ）タイミング３のときに流れる電流の状態を示す図 図９（ａ）は、本発明のインバータ制御装置における交流電圧絶対値及び平滑電圧を示す第１の動作特性図、図９（ｂ）は、本発明のインバータ制御装置における母線電流を示す第１の動作特性図 （ａ）本発明のインバータ制御装置における交流電圧絶対値及び平滑電圧を示す第２の動作特性図、（ｂ）本発明のインバータ制御装置における交流電圧絶対値及び平滑電圧を示す第２の動作特性図 本発明のインバータ制御装置における回生エネルギー総量と電動機鎖交磁束の一特性図 （ａ）本発明のインバータ制御装置における回生エネルギー総量とコンバータ（整流部＋平滑部）効率の特性図、（ｂ）回生エネルギー総量とインバータ（直交変換部）効率の特性図、（ｃ）回生エネルギー総量とトータル効率の特性図 本発明のインバータ制御装置における電動機出力トルクの一特性図 本発明のインバータ制御装置における第１の処理フローの概略図 本発明のインバータ制御装置における第２の処理フローの概略図 本発明のインバータ制御装置における電流位相差と電機子電流の一特性図
　本発明における第１の態様のインバータ制御装置は、界磁磁束および電機子電流に伴って発生するマグネットトルクと、電機子巻線のインダクタンス変化および前記電機子電流に伴って発生するリラクタンストルクとを併用して利用し、前記リラクタンストルクの割合を高めた電動機を駆動するインバータ制御装置であって、交流電源を入力とする整流部と、前記整流部の出力電圧が交流電源周波数の略２倍周波で脈動するようコンデンサの値を設定した平滑部と、前記電動機を駆動するため前記平滑部からの平滑電圧を所望の交流電圧に変換する直交変換部と、前記平滑電圧に対応した電動機駆動を行うための情報を前記直交変換部に伝達する駆動制御部と、前記電動機の前記電機子電流を検出する電流検出部と、を備え、前記駆動制御部は、前記電流検出部から検出された前記電機子電流に基づいて前記電動機の鎖交磁束値を推定する磁束推定部と、前記電動機が発生する誘起電圧に対する前記電機子電流の位相差を調整する電流位相差調整部と、前記直交変換部が出力する電圧と前記電流検出部で検出された前記電機子電流とから前記電動機の入力電力を算出する電力算出部と、を含み、前記電流位相差調整部は、前記磁束推定部で推定された鎖交磁束推定値が予め設定された鎖交磁束設定値以下、かつ前記電力算出部で算出された前記電動機の入力電力の平均値が最小値となるように位相を設定する。この構成により、電動機からの回生エネルギーを所定値以下に制御することで「コンバータ（整流部＋平滑部）＋インバータ（直交変換部）」の効率最適化を図る。その結果、電動機の入力電力を最小限に抑制することで電動機効率の低下を軽減し、システム全体の効率最適化を図ることができる。
　本発明における第２の態様のインバータ制御装置は、特に第１の態様のインバータ制御装置において、前記駆動制御部は、前記電動機から前記コンデンサに回生電流が流れている期間を示す回生期間計測値を計測する回生期間計測部をさらに含み、前記電流位相差調整部は、前記回生期間計測部で計測された前記回生期間計測値が予め設定された回生期間設定値以下となるように位相を設定する。この構成により、電動機からの回生エネルギーおよび回生電流が流れている期間をそれぞれ所定値以下に制御することで、交流電源からの入力電流の不通流期間を確実に所定値以下に抑制しつつ「コンバータ（整流部＋平滑部）＋インバータ（直交変換部）」の効率最適化を図る。その結果、電動機の入力電力を最小限に抑制することで電動機効率の低下を軽減し、システム全体の効率最適化を図ることができる。
　本発明における第３の態様のインバータ制御装置は、特に第１または第２の態様のインバータ制御装置において、前記磁束推定部は、予め設定された前記電動機の諸元値と、前記電流検出部から検出された前記電機子電流に基づいて直交２軸座標系の鎖交磁束を算出して推定する。この構成により、演算により電動機の鎖交磁束を算出することができるため、センサ等を新たに設ける必要がなくコスト面で有利となる。
　本発明における第４の態様のインバータ制御装置は、特に第２または第３の態様のインバータ制御装置において、前記電流検出部は、前記直交変換部の直流側の母線電流を直接検出し、前記母線電流の検出値から間接的に前記電動機に流れる前記電機子電流を検出する構成であって、前記回生期間計測部は、前記母線電流の検出値に基づいて前記電動機から前記コンデンサに回生電流が流れている期間を計測する。このような構成により、電動機に流れる電機子電流の検出と併用できるため、センサ等を新たに設ける必要がなくコスト面で有利となる。
　本発明における第５の態様のインバータ制御装置は、特に第１～４のいずれか１つの態様のインバータ制御装置において、前記平滑電圧を検出する平滑電圧検出部をさらに備え、前記電流位相差調整部は、前記平滑電圧検出部で検出された平滑電圧検出値が任意の設定値未満の場合にのみ、位相調整を行うように構成されている。このような構成により、マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等の処理時間の短縮を図ることができる。
　本発明における第６の態様のインバータ制御装置は、特に第１～４のいずれか１つの態様のインバータ制御装置において、前記交流電源の電圧を検出する交流電圧検出部と、前記交流電圧検出部で検出された交流電圧検出値の絶対値をとる絶対値変換部と、をさらに備え、前記電流位相差調整部は、前記絶対値変換部で変換された前記交流電圧検出値の絶対値が任意の設定値未満の場合にのみ、位相調整を行うように構成されている。このような構成により、マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等の処理時間の短縮を図ることができる。
　本発明における第７の態様のインバータ制御装置は、特に第２または第３の態様のインバータ制御装置において、前記交流電源の電圧を検出する交流電圧検出部と、前記交流電圧検出部で検出された交流電圧検出値の絶対値をとる絶対値変換部と、前記平滑電圧を検出する平滑電圧検出部と、をさらに備え、前記回生期間計測部は、前記絶対値変換部で変換された前記交流電圧検出値の絶対値と、前記平滑電圧検出部で検出された平滑電圧検出値との大小関係に基づいて前記電動機から前記コンデンサに回生電流が流れている期間を計測する。このような構成により、交流電源の電圧歪みおよび／または電源周波数が変動した場合でも確実に電動機からコンデンサに回生電流が流れている期間を計測することができる。
　本発明における第８の態様のインバータ制御装置は、特に第７の態様のインバータ制御装置において、前記電流位相差調整部は、前記平滑電圧検出部で検出された前記平滑電圧検出値、前記絶対値変換部で変換された前記交流電圧検出値の絶対値のうち少なくともいずれか１つの値が任意の設定値未満の場合にのみ、位相調整を行う。このような構成により、マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等の処理時間の短縮を図ることができる。
　本発明における第９の態様のインバータ制御装置は、特に第１～８のいずれか１つの態様のインバータ制御装置において、前記平滑部は、コンデンサおよびリアクタで構成され、前記コンデンサおよび前記リアクタにより求められる共振周波数を、交流電源周波数の４０倍以上になるよう設定する。このような構成により、交流電源からの入力電流における電源高調波特性の高性能化を実現することができる。
　本発明における第１０の態様のインバータ制御装置は、特に第１～９のいずれか１つの態様のインバータ制御装置において、前記鎖交磁束設定値は、前記電動機から前記コンデンサへ充電される回生エネルギーがゼロとなる場合の鎖交磁束の２．５倍以下となるように設定する。このような構成により、電動機からの回生エネルギーを所定値以下に確実に制御することで「コンバータ（整流部＋平滑部）＋インバータ（直交変換部）」の効率最適化を図ることができる。
　本発明における第１１の態様の電動機は、特に第１～１０のいずれか１つの態様のインバータ制御装置に接続される電動機であって、前記電動機が所定の回転数及び負荷トルクで駆動される条件において、前記インバータ制御装置の駆動制御部で制御される鎖交磁束は、前記インバータ制御装置のコンデンサへ充電される回生エネルギーがゼロとなる場合における鎖交磁束の２．５倍以下となる仕様を有する。このような構成により、電動機からの回生エネルギーを所定値以下に確実に抑制することで「コンバータ（整流部＋平滑部）＋インバータ（直交変換部）」の効率最適化を図ることができる。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
（実施の形態１）
　図１は、本発明に係る第１の実施の形態のインバータ制御装置におけるシステム構成図を示す。このインバータ制御装置は、単相交流電源である商用電源等の交流電源１より電力を供給され、供給された交流電源１を全波整流するダイオードブリッジで構成された整流部２と、整流部２からの出力電圧が交流電源周波数の略２倍周波で大きく脈動するようコンデンサ３２の値を設定した平滑部３と、平滑部３からの平滑電圧を所望の周波数、電圧値の交流電圧に変換する直交変換部４と、平滑電圧に対応した電動機５の駆動を行うための情報を直交変換部４に伝達する駆動制御部６と、を備える。
　電動機５は、中性点を中心にＹ結線された３つの電機子巻線（５１ｕ、５１ｖ、５１ｗ）が取り付けられた固定子５１と、磁石が装着されている回転子５２と、を備える。この電動機５は、回転子５２の磁石による界磁磁束および固定子５１の電機子巻線（５１ｕ、５１ｖ、５１ｗ）に流れる電機子電流に伴って発生するマグネットトルクと、電機子巻線（５１ｕ、５１ｖ、５１ｗ）のインダクタンス変化および電機子電流に伴って発生するリラクタンストルクとを併用して利用し、そのリラクタンストルクの割合を高めている。
　直交変換部４は、１対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用として３相分備える。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、コンデンサ３２の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路にコンデンサ３２の両端の平滑電圧が印加される。Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子４１ｕおよび低圧側のスイッチング素子４１ｘより成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子４１ｖおよび低圧側のスイッチング素子４１ｙより成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子４１ｗおよび低圧側のスイッチング素子４１ｚより成る。また、各スイッチング素子と並列に還流ダイオード（４２ｕ～４２ｚ）が接続されている。
　直交変換部４に印加されている平滑電圧は、前述した直交変換部４内のスイッチング素子のスイッチング動作によって３相の交流電圧に変換され、それにより電動機５が駆動される。また、直交変換部４の直流側の母線には母線電流を検出する電流検出部７が配されている。
　平滑部３は、ＬＣ共振周波数が交流電源周波数の４０倍以上となるように設定され、小容量のコンデンサ３２への突入充放電電流のピーク値を軽減するためのリアクタ３１を備えている。
　駆動制御部６は、マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等により構成可能なものである。この駆動制御部６は、ベースドライバ１０、ＰＷＭ信号生成部１２、電流制御部１３、電流位相差調整部１４、相電流変換部１５、回転子位置速度推定部１６、磁束推定部１７、電力算出部２０の各機能ブロックを備えている。
　相電流変換部１５は、電流検出部７に流れる直交変換部４の直流側の母線電流を観察し、その母線電流を電動機５の電機子電流に変換する。相電流変換部１５は、実際には直交変換部４の直流側の母線電流が変換されたときから所定の期間だけ電流を検出する。
　回転子位置速度推定部１６は、相電流変換部１５により変換された電動機５の電機子電流と、ＰＷＭ信号生成部１２で演算される出力電圧と、平滑電圧検出部８で検出される平滑電圧の情報から、電動機５の回転子磁極位置と回転速度を推定する。
　電流制御部１３では、電流位相差調整部１４から与えられる電流位相差と、回転子位置速度推定部１６で推定された電動機５の回転速度と、外部から与えられる速度指令値との偏差情報に基づいて、電動機５の回転速度が速度指令値に一致するよう電流指令値をＰＩ演算等を用いて導出する。
　ＰＷＭ信号生成部１２は、電流制御部１３により導出される電流指令値と、相電流変換部１５により変換された電動機５の電機子電流と、回転子位置速度推定部１６より推定される電動機５の回転子磁極位置の情報から、電動機５を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。
　ＰＷＭ信号生成部１２におけるＰＷＭ信号の生成は、例えば、直交変換部４に印加される平滑電圧が２００Ｖの状況において、Ｕ相の指示電圧が１５０Ｖ、Ｖ相の指示電圧が１００Ｖ、Ｗ相の指示電圧が０Ｖであった場合、各相のＰＷＭ信号のデューティ（ＰＷＭ信号のキャリア周期における上アームスイッチング素子がオンである状態の時間比率）は、Ｕ相が７５％、Ｖ相が５０％、Ｗ相が０％となる。
　すなわち、各相の指示電圧を平滑電圧で除算した結果がＰＷＭ信号のデューティとなる。また、各相の指示電圧が平滑電圧を上回る場合には、ＰＷＭ信号のデューティは１００％となる。
　前述のようにして求められたＰＷＭ信号は、最終的にベースドライバ１０に出力され、各スイッチング素子（４１ｕ～４１ｚ）はＰＷＭ信号に基づいて駆動され、正弦波状の交流を生成する。このように本発明の実施例では、正弦波状の電機子電流を流すことにより電動機５の正弦波駆動を実現している。
　次に、図４～８を用いて直交変換部４の直流側の母線に流れる母線電流において電動機５の電機子電流が現れる様子を説明する。
　図４は、電動機５の電機子巻線に流れる電機子電流の状態と、６０°毎の電気角の各区間における各相の電機子巻線に流れる電流の方向を示す。
　図４を参照すると、電気角０～６０°の区間においては、Ｕ相巻線５１ｕとＷ相巻線５１ｗには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線５１ｖには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。また、電気角６０～１２０°の区間においては、Ｕ相巻線５１ｕには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線５１ｖとＷ相巻線５１ｗには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。以降、電気角６０°毎に各相の巻線に流れる相電流の状態が変化していく様子が示されている。
　例えば、図４において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部１２で生成された半キャリア周期分のＰＷＭ信号が図５のように変化する場合を説明する。ここで、図５において、信号Ｕはスイッチング素子４１ｕを、信号Ｖはスイッチング素子４１ｖを、信号Ｗはスイッチング素子４１ｗを、信号Ｘはスイッチング素子４１ｘを、信号Ｙはスイッチング素子４１ｙを、信号Ｚはスイッチング素子４１ｚを動作させる信号を示す。これらの信号は、アクティブ・ハイで示している。図６は、図５におけるＰＷＭ信号による駆動時に電動機５および直交変換部４に流れる電流の状態を示す。図６（ａ）はタイミング１のとき、図６（ｂ）はタイミング２のとき、図６（ｃ）はタイミング３のときの電流の状態を示す。直交変換部４の直流側の母線には、図６（ａ）に示すタイミング１では電流が現れず、図６（ｂ）に示すタイミング２ではＷ相巻線５１ｗに流れる電機子電流（Ｗ相電流）が現れ、図６（ｃ）に示すタイミング３ではＶ相巻線５１ｖに流れる電機子電流（Ｖ相電流）が現れる。
　別の例として、図４において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部１２で生成された半キャリア周期のＰＷＭ信号が図７のように変化する場合について図８を用いて説明する。この場合、直交変換部４の直流側の母線には、図８（ａ）に示すタイミング１では電流が現れず、図８（ｂ）に示すタイミング２ではＵ相巻線５１ｕに流れる電機子電流（Ｕ相電流）が現れ、図８（ｃ）に示すタイミング３ではＷ相巻線５１ｗに流れる電機子電流（Ｗ相電流）が現れる。ここで、タイミング３における直交変換部４の直流側の母線電流は、コンデンサ３２の低圧側端から直交変換部４を介してコンデンサ３２の高圧側端へと流れる方向であり、電動機５にて発生した電気エネルギーがコンデンサ３２に戻される回生状態を示している（以下、この電気エネルギーを回生エネルギーと記載する）。
　このように、直交変換部４の母線上にスイッチング素子（４１ｕ～４１ｚ）の状態に応じた電動機５の相電流が現れることが分かる。
　具体的には、上アームのスイッチング素子（４１ｕ、４１ｖ、４１ｗ）のいずれか１つがオンしている状態の時にそのオンした相の電機子電流が、あるいは下アームのスイッチング素子（４１ｘ、４１ｙ、４１ｚ）のいずれか１つがオンしている状態の時にそのオンした相の電機子電流が、直交変換部４の母線上に現れるという関係性が成り立つ。
　前述のようにキャリア周期内の近接したタイミングで２相分の電流を判断することができれば、下記に示す数式１の関係から各相の電機子電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）が求められることは明らかである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　なお、図５および図７に示すタイミング４とタイミング５は、スイッチング素子（４１ｕ～４１ｚ）の動作遅延により直交変換部４の上下アームが短絡するのを防止するためのデッドタイム期間である。この期間における直交変換部４の母線電流は、各相の電機子電流の流れる向きによって不定である。
　図９（ａ）は、本発明のインバータ制御装置における交流電圧絶対値及び平滑電圧を示す第１の動作特性を示し、図９（ｂ）は、本発明のインバータ制御装置における母線電流を示す第１の動作特性を示す。図９（ａ）および図９（ｂ）は、交流電源１の交流電圧絶対値（図９（ａ）の破線部）と、直交変換部４に印加される平滑電圧（図９（ａ）の実線部）と、電流検出部７に流れる直交変換部４の直流側の母線電流（図９（ｂ））の波形を示している。
　本発明のインバータ制御装置におけるコンデンサ３２の容量は、著しく小さいものを用いているため、電動機５に電流が流れると直交変換部４に印加される平滑電圧は、交流電源１の電源周波数ｆｓの略２倍周波で大きく脈動する。
　電流検出部７に流れる直交変換部４の直流側の母線電流の波形は、直交変換部４からコンデンサ３２の低圧側端へと流れる方向を正として、逆にコンデンサ３２の低圧側端から直交変換部４へと流れる方向を負として表示している。この母線電流の波形は、直交変換部４における各スイッチング素子（４１ｕ～４１ｚ）の動作に応じてパルス状の波形となっている。
　小容量のコンデンサ３２で構成されたインバータ制御装置では、図９（ｂ）に示すように直交変換部４の直流側の母線電流が負となる期間（以下、回生期間と記載する）が交流電源１の電源電圧のゼロクロス付近で発生することがある。この回生期間では、電動機５からの回生エネルギーがコンデンサ３２に充電される。
　このコンデンサ３２に充電される回生エネルギーの総量Ｅｒｅｇは、数式２のように、直交変換部４に印加される平滑電圧Ｖｄｃと交流電源１の交流電圧絶対値｜Ｖａｃ｜との差分を積分することで求めることができ、図９（ａ）における斜線部面積に相当する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　この回生エネルギー総量Ｅｒｅｇは、交流電源１の交流電圧値や平滑部３のリアクタ３１、コンデンサ３２の容量の他に、電動機５の仕様や電動機５の負荷条件（回転数、負荷トルク、環境温度等）に大きく関係する。特に、電動機５が発生する誘起電圧に寄与する鎖交磁束（ｄ軸鎖交磁束）および／または電動機５を駆動するために必要な印加電圧に寄与する鎖交磁束（１次鎖交磁束）に着目する。
　図１１は、異なる２つの負荷条件（Ａ、Ｂ）において回生エネルギー総量Ｅｒｅｇと駆動制御部６で制御されている電動機５の鎖交磁束（ｄ軸鎖交磁束／１次鎖交磁束）の特性を示している。電動機５の鎖交磁束（ｄ軸鎖交磁束／１次鎖交磁束）が大きくなるにつれて、回生エネルギー総量Ｅｒｅｇが増加する単調増加の関係性がある。
　図１２（ａ）は、回生エネルギー総量Ｅｒｅｇとコンバータ（整流部２＋平滑部３）効率の特性を示し、図１２（ｂ）は、インバータ（直交変換部４）効率の特性を示し、図１２（ｃ）は、回生エネルギー総量とトータル効率の特性を示す。図１２（ｃ）に示すように、回生エネルギー総量Ｅｒｅｇが過大になると「コンバータ（整流部２＋平滑部３）＋インバータ（直交変換部４）」のトータル効率が低下する。そのため、本発明のインバータ制御装置では、必要最低限（予め設定した効率目標値）のトータル効率を実現するため、回生エネルギー総量Ｅｒｅｇに制限値を設けて、電動機５からの回生エネルギー総量Ｅｒｅｇを制限値以下に制御する。
　回生エネルギー総量Ｅｒｅｇを制限値以下に制御した場合の動作の一例として図１０（ａ）および図１０（ｂ）を用いて説明する。図１０（ａ）は、本発明のインバータ制御装置における交流電圧絶対値及び平滑電圧を示す第２の動作特性を示し、図１０（ｂ）は、本発明のインバータ制御装置における交流電圧絶対値及び平滑電圧を示す第２の動作特性を示す。図１０（ａ）および図１０（ｂ）は、図９（ａ）および図９（ｂ）と同様に交流電源１の交流電圧絶対値（図１０（ａ）の破線部）と、直交変換部４に印加される平滑電圧（図１０（ａ）の実線部）と、電流検出部７に流れる直交変換部４の直流側の母線電流（図１０（ｂ））の波形を示している。
　図９（ａ）および図９（ｂ）に対して図１０（ａ）および図１０（ｂ）では、回生エネルギー総量Ｅｒｅｇだけでなく回生期間も減少している。その結果、電動機５からコンデンサ３２へ充電される回生エネルギーに起因する無効電力を減少することができる。
　この回生エネルギー総量Ｅｒｅｇを間接的に検出するため、図１１の単調増加の関係性を踏まえ、駆動制御部６で制御されている電動機５の鎖交磁束（ｄ軸鎖交磁束／１次鎖交磁束）を推定する方法を採用している。そして、回生エネルギー総量Ｅｒｅｇの制限値に相当する電動機５の鎖交磁束設定値（ｄ軸鎖交磁束設定値／１次鎖交磁束設定値）を設けている。
　ただし、図１１に示すように、電動機５の鎖交磁束は負荷条件（回転数、負荷トルク、環境温度等）にも依存するため、実機試験結果やシミュレーション解析結果等を踏まえて、例えば、予め回転数毎のテーブルデータとして複数の鎖交磁束設定値を設けておく（図１１では異なる２つの負荷条件（Ａ、Ｂ）に対して、それぞれの鎖交磁束設定値（λＡｓｅｔ、λＢｓｅｔ）を設けている）。
　なお、鎖交磁束設定値（ｄ軸鎖交磁束設定値／１次鎖交磁束設定値）については、実機試験結果やシミュレーション解析結果等を踏まえて、数式３のように、電動機５からコンデンサ３２へ充電される回生エネルギーがゼロとなる場合における鎖交磁束の２．５倍以下となるように設定するのが好ましい（例えば、図１１の負荷条件Ａの場合、電動機５からの回生エネルギーがゼロとなる場合における鎖交磁束をλＡ０とすると、鎖交磁束設定値λＡｓｅｔは、数式３の条件を満足するように設定する）。このように設定することにより、電動機５からの回生エネルギーを所定値以下に確実に制御することで「コンバータ（整流部２＋平滑部３）＋インバータ（直交変換部４）」の効率最適化を図ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　本発明のインバータ制御装置では、磁束推定部１７で電動機５の鎖交磁束を推定し、その鎖交磁束推定値が予め設定された鎖交磁束設定値以下、かつ電力算出部２０で算出された電動機５の入力電力の平均値が最小となるように、電動機５が発生する誘起電圧に対する電流の位相差を電流位相差調整部１４で位相調整する。
　以下、図１４を用いて本発明のインバータ制御装置の特徴である磁束推定部１７、電力算出部２０、電流位相差調整部１４の具体的な動作を説明する。
　図１４は、本発明のインバータ制御装置の第１の処理フローを示す。以下、図１４に示すフローに基づいて説明する。本発明のインバータ制御装置におけるコンデンサ３２の容量は、著しく小さいものを用いており、電動機５の電機子電流が大きく脈動するため、磁束推定部１７における電動機５の鎖交磁束の推定に先立ち、外部より与えられる速度指令値を一定にして電動機５を所定回転数（例えば、前述のテーブルデータの複数の回転数のうちの１つ）に固定する（Ｓ１０１）。
　次に、電力算出部２０では、数式４のように、所定時間Ｔａ毎に、ＰＷＭ信号生成部１２で演算される出力電圧と、相電流変換部１５より変換された電機子電流から、電動機５の入力電力の平均値Ｐａを算出する（Ｓ１０２）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、ｖｄ：ｄ軸出力電圧、ｖｑ：ｑ軸出力電圧、ｉｄ：ｄ軸電流検出値、ｉｑ：ｑ軸電流検出値、出力電圧および電機子電流は３相交流座標系（ｕ、ｖ、ｗ）から回転座標系（ｄ、ｑ）に座標変換を実施している。
　次に、磁束推定部１７では、数式５のように、まず始めに予め設定した所定時間Ｔａ毎に、相電流変換部１５により変換された電機子電流の実効値の平均値Ｉａを算出する（Ｓ１０３）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ここで、ｉｄ：ｄ軸電流検出値、ｉｑ：ｑ軸電流検出値、ｉｄ＾２：ｉｄの２乗値、ｉｑ＾２：ｉｑの２乗値であり、電機子電流は３相交流座標系（ｕ、ｖ、ｗ）から回転座標系（ｄ、ｑ）に座標変換を実施している。
　なお、所定時間Ｔａについては平滑電圧の変動周期の整数倍を設定するのが好ましい。
　この算出された電機子電流の実効値の平均値Ｉａと、予め設定された電動機５の諸元値（ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、起電力係数Λ）に基づいて直交２
軸座標系の鎖交磁束を算出する（Ｓ１０４）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ここで、ｉｄａ：ｄ軸電流平均値、ｉｑａ：ｑ軸電流平均値、βＴ：電流位相差設定値、λｄａ：ｄ軸鎖交磁束平均値、λｑａ：ｑ軸鎖交磁束平均値、λｄａ＾２：λｄａの２乗値、λｑａ＾２：λｑａの２乗値、λ１ａ：１次鎖交磁束平均値である。
　このように、磁束推定部１７では、上記の数式５～数式１０の演算により電動機５の鎖交磁束を算出することができるため、鎖交磁束の検出において、センサ等を新たに設ける必要がなくコスト面で有利となる。
　なお、ｄ軸鎖交磁束平均値λｄａのみで十分な制御性能が確保できる場合には、マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等の処理時間の短縮を図る等の目的で、ｑ軸鎖交磁束平均値λｑａおよび／または１次鎖交磁束平均値λ１ａ等の演算処理は割愛してもよい。
　次に、電流位相差調整部１４では、まず磁束推定部１７で推定された鎖交磁束推定値（ｄ軸鎖交磁束平均値λｄａ／１次鎖交磁束平均値λ１ａ）が予め設定された鎖交磁束設定値（ｄ軸鎖交磁束設定値／１次鎖交磁束設定値）以下か否かを判別する（Ｓ１０５）。Ｓ１０５において鎖交磁束推定値が鎖交磁束設定値を超えている場合には、鎖交磁束推定値（ｄ軸鎖交磁束平均値λｄａ／１次鎖交磁束平均値λ１ａ）が鎖交磁束設定値（ｄ軸鎖交磁束設定値／１次鎖交磁束設定値）以下となるまで、電流位相差βＴを所定の変化幅Δβ１ずつ単調増加させて弱め界磁動作を行う（Ｓ１０７）。このように、電動機５からの回生エネルギーの総量Ｅｒｅｇを所定の制限値以下に制御することができる。
　Ｓ１０５において鎖交磁束推定値（ｄ軸鎖交磁束平均値λｄａ／１次鎖交磁束平均値λ１ａ）が鎖交磁束設定値（ｄ軸鎖交磁束設定値／１次鎖交磁束設定値）以下の場合、電流位相差調整部１４の動作として、電流位相差βＴを所定の変化幅Δβ２（Δβ１よりも変化幅が小）だけ変化させる。電流位相差βＴの変化前後の電動機入力電力の平均値Ｐａ（数式４で算出）の変化に基づいてＰａの値が最小値となるように電流位相差βＴを調整する（Ｓ１０６）。
　具体的には、図１６に示すように、電流位相差βＴに対する電動機入力電力の平均値Ｐａは、最小値を持つ２次関数で変化するため、まず電流位相差βＴを変化量Δβ２だけ増加させる。そして、電流位相差βＴの変化前後でＰａの変化が減少方向となる場合には、さらに電流位相差βＴをΔβ２だけ増加させ、逆に電流位相差βＴの変化前後でＰａの変化が増加方向となる場合には、電流位相差βＴをΔβ２だけ減少させるよう電流位相差βＴを調整することで、Ｐａの値を最小値とすることができる。
　前述のように電動機５からの回生エネルギーを所定値以下に制御することで「コンバータ（整流部２＋平滑部３）＋インバータ（直交変換部４）」の効率最適化（必要最低限（予め設定した効率目標値）のトータル効率を実現）を図っている。さらに、電動機５の入力電力を最小限に抑制することで電動機効率の低下を軽減し、システム全体の効率最適化を図ることができる。
　なお、前述の説明では、磁束推定部１７において、相電流変換部１５により変換された電機子電流の実効値の平均値Ｉａを用いて、鎖交磁束推定値を算出しているが、数式５ａのように、相電流変換部１５により変換された電機子電流のピーク値の平均値Ｉｐａを用いてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　この場合には、数式９ａ、数式１０ａを用いてｄ軸電流平均値ｉｄａ、ｑ軸電流平均値ｉｑａを算出し、数式６～数式８の演算により鎖交磁束推定値を算出すればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　さらに、別の方法として、磁束推定部１７において、数式５ｂのように、電流制御部１３で設定される電流指令値の平均値Ｉａ＊（電機子電流の実効値の平均値に相当）を用いてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　ここで、ｉｄ＊：ｄ軸電流指令値、ｉｑ＊：ｑ軸電流指令値、ｉｄ＊＾２：ｉｄ＊の２乗値、ｉｑ＊＾２：ｉｑ＊の２乗値である。この場合には、数式８および数式９のＩａの代わりにＩａ＊を用いて、鎖交磁束推定値を算出すればよい。
　なお、前述の説明では、電力算出部２０において、相電流変換部１５より変換された電機子電流（ｉｄ、ｉｑ）を用いて電動機５の入力電力の平均値Ｐａを算出しているが、電流指令値（ｉｄ＊、ｉｑ＊）を用いて電動機５の入力電力の平均値Ｐａ＊を算出してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　この場合には、電流位相差調整部１４において、Ｐａの代わりにＰａ＊を用いて、Ｐａ＊の値が最小値となるように電流位相差βＴを調整するようにすればよい。
　以下、本発明のインバータ制御装置に係わる小容量のリアクタ３１と小容量のコンデンサ３２の仕様決定に関する具体的な方法について説明する。
　本発明のインバータ制御装置では、交流電源１からの入力電流の高調波成分を抑制してＩＥＣ規格をクリアするために、リアクタ３１とコンデンサ３２との共振周波数ｆＬＣを電源周波数ｆｓの４０倍以上となるように（ｆＬＣ≧（４０×ｆｓ）の制約条件を満足するように）リアクタ３１とコンデンサ３２の組み合わせを決定するものである。
　ここで、リアクタの容量をＬ１［Ｈ］、コンデンサ３２の容量をＣ１［Ｆ］とすると、共振周波数ｆＬＣは数式１１のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　例えば、電源周波数を５０Ｈｚ、コンデンサ３２の容量を１０μＦとすると、前述の制約条件と数式１１より、Ｌ１≦０．６３３［ｍＨ］の範囲でリアクタ３１の容量を選定することになる。
　このように、小容量のリアクタ３１と小容量のコンデンサ３２の組み合わせを決定することで、交流電源１からの入力電流における電源高調波特性の高性能化を実現することができる。
　以下、本発明のインバータ制御装置に係わる電動機５の仕様決定に関する具体的な方法について説明する。
　本発明のインバータ制御装置に係わる電動機５は、回転子５２の磁石による界磁磁束および固定子５１の電機子巻線（５１ｕ、５１ｖ、５１ｗ）に流れる電機子電流に伴って発生するマグネットトルクと、電機子巻線（５１ｕ、５１ｖ、５１ｗ）のインダクタンス変化および電機子電流に伴って発生するリラクタンストルクとを併用して利用し、そのリラクタンストルクの割合を高めた仕様であり、図１３を用いて従来のマグネットトルク主体の電動機仕様との違いを説明する。
　図１３は、従来のマグネットトルク主体の電動機仕様（１）と本発明のインバータ制御装置に係わるリラクタンストルクの割合を高めた電動機仕様（２）における電動機出力トルク（マグネットトルクとリラクタンストルクとの合成トルク）の特性を示している。電機子電流の実効値の平均値Ｉａが同一条件下で、最大出力トルクＴｍａｘが同一、かつ最大出力トルクＴｍａｘが得られるときの電流位相差βＴが電動機仕様（１）のβｓ１から電動機仕様（２）のβｓ２へと増加するように電動機の仕様を決定している（βｓ２の取り得る範囲はβｓ１＜βｓ２≦４５［ｄｅｇ］とする）。
　また、前述のように磁束推定部１７、電流位相差調整部１４において、電動機５の鎖交磁束を推定することで電動機５からの回生エネルギー総量Ｅｒｅｇを間接的に検出している。その鎖交磁束推定値が予め設定した鎖交磁束以下となるよう電流位相差βＴを調整することで、回生エネルギー総量Ｅｒｅｇが制限値以下となるように制御しているが、次のように電動機５の仕様を決定することで、確実に回生エネルギー総量Ｅｒｅｇが制限値以下となるように制御することができる。
　具体的には、電動機５が所定の回転数及び負荷トルクで駆動される条件において、インバータ制御装置の駆動制御部６で制御される電動機の実際の鎖交磁束（ｄ軸鎖交磁束／１次鎖交磁束）が、電動機からインバータ制御装置のコンデンサ３２へ充電される回生エネルギーがゼロとなる場合の鎖交磁束の２．５倍以下となるように電動機５の仕様を決定する（鎖交磁束に係わる電動機の諸元は、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、起電力係数Λである）。
　このように、電動機からの回生エネルギーを所定値以下に確実に抑制することで「コンバータ（整流部２＋平滑部３）＋インバータ（直交変換部４）」の効率最適化（必要最低限（予め設定した効率目標値）のトータル効率を実現）を確実に図ることができる。
　（実施の形態２）
　図２は、本発明の第２の実施の形態におけるインバータ制御装置のシステム構成図を示す。第１の実施の形態におけるインバータ制御装置（図１）と同じ構成要素は、同一符号で示してあり、その動作が同一の場合には、説明が重複するため省略し、ここでは異なる内容についてのみ説明する。
　第１の実施の形態のインバータ制御装置（図１）に対して、第２の実施の形態におけるインバータ制御装置（図２）では、構成要素として、電流検出部７から検出された直交変換部４の直流側の母線電流検出値に基づいて、平滑電圧の変動周期毎に電動機５からコンデンサ３２に回生電流が流れている期間を計測する回生期間計測部１８を新たに設けている。電流位相差調整部１４では、磁束推定部１７で推定された鎖交磁束推定値が予め設定された鎖交磁束設定値以下、かつ回生期間計測部１８で計測された回生期間計測値が予め設定された回生期間設定値以下、かつ電力算出部２０で算出された電動機５の入力電力の平均値が最小値となるように、電動機５が発生する誘起電圧に対する電流の位相差を調整する。
　以下、図１５を用いて本発明のインバータ制御装置の特徴である磁束推定部１７、電力算出部２０、回生期間計測部１８、電流位相差調整部１４の具体的な動作を説明する。
　図１５は、本発明のインバータ制御装置における第２の処理フローを示している。第１の実施の形態におけるインバータ制御装置と同様にコンデンサ３２の容量は著しく小さいものを用いており、電動機５の電機子電流は大きく脈動するため、磁束推定部１７における電動機５の鎖交磁束の推定に先立ち、外部より与えられる速度指令値を一定にして電動機５を所定回転数（例えば、前述のテーブルデータの複数の回転数のうちの１つ）に固定する（Ｓ２０１）。
　次に、回生期間計測部１８では、予め設定した所定時間Ｔａ毎に、電流検出部７から検出された直交変換部４の直流側の母線電流検出値が負となる期間を計測する（Ｓ２０２）。
　具体的には、電流検出部７ではキャリア周期Ｔｓ毎に母線電流を検出しているため、カウンタ等で母線電流検出値が所定値（±δ、ノイズ等の影響を鑑みて設定）未満となる回数をカウントする。所定時間Ｔａ（平滑電圧の変動周期の整数倍を設定、Ｍ倍とする）の間にカウントした回数がＮ回とすると、平滑電圧の変動周期毎の回生期間計測値Ｔｒｅｇは、数式１２により算出できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　このように、電動機５に流れる電機子電流の検出と併用できるため、センサ等を新たに設ける必要がなくコスト面で有利となる。
　次に、電力算出部２０では、所定時間Ｔａ毎に、ＰＷＭ信号生成部１２で演算される出力電圧と、相電流変換部１５より変換された電機子電流から、電動機５の入力電力の平均値Ｐａを数式４より算出する（Ｓ２０３）。
　次に、磁束推定部１７では、まず始めに予め設定した所定時間Ｔａ毎に、相電流変換部１５により変換された電機子電流の実効値の平均値Ｉａを数式５より算出する（Ｓ２０４）。
　この算出された電機子電流の実効値の平均値Ｉａと、予め設定された電動機５の諸元値（ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、起電力係数Λ）に基づいて直交２軸座標系の鎖交磁束を数式６～数式１０より算出する（Ｓ２０５）。
　次に、電流位相差調整部１４では、まず磁束推定部１７で推定された鎖交磁束推定値（ｄ軸鎖交磁束平均値λｄａ／１次鎖交磁束平均値λ１ａ）が予め設定された鎖交磁束設定値（ｄ軸鎖交磁束設定値／１次鎖交磁束設定値）以下か否かを判別する（Ｓ２０６）。Ｓ２０６において鎖交磁束推定値が鎖交磁束設定値を超えている場合には、鎖交磁束推定値（ｄ軸鎖交磁束平均値λｄａ／１次鎖交磁束平均値λ１ａ）が鎖交磁束設定値（ｄ軸鎖交磁束設定値／１次鎖交磁束設定値）以下となるまで、電流位相差βＴを所定の変化幅Δβ１ずつ単調増加させて弱め界磁動作を行う（Ｓ２１０）。このように、電動機５からの回生エネルギーの総量Ｅｒｅｇを所定の制限値以下に制御することができる。
　Ｓ２０６において鎖交磁束推定値（ｄ軸鎖交磁束平均値λｄａ／１次鎖交磁束平均値λ１ａ）が鎖交磁束設定値（ｄ軸鎖交磁束設定値／１次鎖交磁束設定値）以下の場合、電流位相差調整部１４の動作として、まず回生期間計測部１８で計測された回生期間計測値Ｔｒｅｇが予め設定された回生期間設定値以下か否かを判別する（Ｓ２０７）。Ｓ２０７において回生期間計測値Ｔｒｅｇが回生期間設定値を超えている場合には、回生期間計測値Ｔｒｅｇが回生期間設定値以下となるまで、電流位相差βＴを所定の変化幅Δβ３（Δβ１よりも変化幅が小、Δβ２よりも変化幅が大）ずつ単調増加させて弱め界磁動作を行い、回生期間の最適化を実施する（Ｓ２０９）。
　Ｓ２０７において回生期間計測値Ｔｒｅｇが回生期間設定値以下の場合、電流位相差調整部１４の動作として、電流位相差βＴを所定の変化幅Δβ２（Δβ１およびΔβ３よりも変化幅が小）だけ変化させ、電流位相差βＴの変化前後の電動機入力電力の平均値Ｐａ（数式４で算出）の変化に基づいてＰａの値が最小値となるように電流位相差βＴを調整する（Ｓ２０８）。
　前述したように第２の実施形態のインバータ制御装置は、界磁磁束および電機子電流に伴って発生するマグネットトルクと、電機子巻線のインダクタンス変化および電機子電流に伴って発生するリラクタンストルクとを併用して利用し、リラクタンストルクの割合を高めた電動機５を駆動するインバータ制御装置であって、交流電源１を入力とする整流部２と、整流部２の出力電圧が交流電源周波数の略２倍周波で脈動するようコンデンサの値を設定した平滑部３と、電動機５を駆動するため平滑部３からの平滑電圧を所望の交流電圧に変換する直交変換部４と、平滑電圧に対応した電動機駆動を行うための情報を直交変換部４に伝達する駆動制御部６と、電動機５の電機子電流を検出する電流検出部７と、を備え、駆動制御部６は、電流検出部７から検出された電機子電流に基づいて電動機５の鎖交磁束値を推定する磁束推定部１７と、電動機５が発生する誘起電圧に対する電機子電流の位相差を調整する電流位相差調整部１４と、電動機５から前記コンデンサに回生電流が流れている期間を示す回生期間計測値を計測する回生期間計測部１８と、直交変換部４が出力する電圧と電流検出部７で検出された電機子電流とから電動機５の入力電力を算出する電力算出部２０と、を含み、電流位相差調整部１４は、磁束推定部１７で推定された鎖交磁束推定値が予め設定された鎖交磁束設定値以下、かつ回生期間計測手段で計測された回生期間計測値が予め設定された回生期間設定値以下、かつ前記電力算出部２０で算出された電動機５の入力電力の平均値が最小値となるように位相を設定している。このように、電動機５からの回生エネルギーおよび回生電流が流れている期間をそれぞれ所定値以下に制御することで、交流電源１からの入力電流の不通流期間を確実に所定値以下に抑制しつつ「コンバータ（整流部２＋平滑部３）＋インバータ（直交変換部４）」の効率最適化（必要最低限（予め設定した効率目標値）のトータル効率を実現）を図っている。そして、電動機５の入力電力を最小限に抑制することで電動機効率の低下を軽減し、システム全体の効率最適化を図ることができる。
　（実施の形態３）
　図３は、本発明の第３の実施の形態におけるインバータ制御装置のシステム構成図を示す。第１の実施の形態におけるインバータ制御装置（図１）や第２の実施の形態におけるインバータ制御装置（図２）と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その動作が同一の場合には、説明が重複するため省略し、ここでは異なる内容についてのみ説明する。
　第２の実施の形態のインバータ制御装置（図２）に対して、第３の実施の形態におけるインバータ制御装置（図３）では、構成要素として、交流電源１の電圧を検出する交流電圧検出部９と、交流電圧検出部９で検出された交流電圧検出値Ｖａｃの絶対値をとる絶対値変換部１９を新たに設けている。回生期間計測部１８では、絶対値変換部１９より得られる交流電圧検出値の絶対値｜Ｖａｃ｜と、平滑電圧検出部８より検出される平滑電圧検出値Ｖｄｃとの大小関係に基づいて電動機５からコンデンサ３２に回生電流が流れている期間を計測する（交流電圧検出値Ｖａｃと平滑電圧検出値Ｖｄｃの検出する頻度は同一で、それらを検出するタイミングは比較的近いことが好ましい）。
　具体的には、交流電流検出値Ｖａｃと平滑電圧検出値Ｖｄｃの検出周期をＴｓｍｐとし、回生期間計測部１８では、カウンタ等で「Ｖｄｃ＞｜Ｖａｃ｜±δ２（δ２はノイズ等の影響を鑑みて設定）」を満足する場合の回数をカウントし、所定時間Ｔａ（平滑電圧の変動周期の整数倍を設定、Ｍ２倍とする）の間にカウントした回数がＮ２回とすると、平滑電圧の変動周期毎の回生期間計測値Ｔｒｅｇ２は、数式１３により算出できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　その他の構成要素の動作については、第２の実施の形態におけるインバータ制御装置と同一のため説明を省略する。
　このように、交流電圧検出値の絶対値｜Ｖａｃ｜と平滑電圧検出値Ｖｄｃの大小関係に基づいて電動機５からコンデンサ３２に回生電流が流れている期間を計測するものであり、交流電源１の電圧歪みおよび／または電源周波数が変動した場合でも確実に電動機５からコンデンサ３２に回生電流が流れている期間を計測することができる。
　なお、第１～第３の実施の形態におけるインバータ制御装置は、電流位相差調整部１４から与えられる電流位相差と、回転子位置速度推定部１６で推定された電動機５の回転速度と、外部から与えられる速度指令値との偏差情報に基づいて電動機５の回転速度が速度指令値に一致するよう電流指令値を導出する電流制御部１３を備える構成で説明したが、電流指令値の代わりにトルク指令値Ｔｑ＊を導出するトルク制御部を備える構成としてもよい（例えば、電流指令値Ｉ＊にゲインＫを乗じて「Ｔｑ＊＝Ｋ×Ｉ＊」のようにトルク指令値Ｔｑ＊を導出する）。
　なお、第１～第３の実施の形態におけるインバータ制御装置は、電動機５の回転子磁極位置と回転速度を推定する回転子位置速度推定部１６を備える構成で説明したが、エンコーダやレゾルバ等の回転子の磁極位置を検出する位置センサを使用してもよいことは言うまでもない。
　なお、第１および第３の実施の形態におけるインバータ制御装置の電流検出部は、直交変換部４の直流側の母線電流を直接検出し、その母線電流の検出値から間接的に電動機５に流れる電機子電流を検出する構成で説明したが、ＤＣ－ＣＴ等の電流センサを使用してもよいことは言うまでもない（この場合には、直接電機子電流が検出できるため、相電流変換部１５が不要となる）。
　なお、第１～第３の実施の形態におけるインバータ制御装置において、平滑電圧検出部８で検出される平滑電圧検出値が任意の設定値未満の場合にのみ、電流位相差調整部１４で位相調整を行うことにより、マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等の処理時間の短縮を図ることができる（任意の設定値とは、電動機５からの回生エネルギーによるコンデンサ３２の充電電圧の最大値～平滑電圧最大値の範囲内で、交流電源１の交流電圧値や平滑部３のリアクタ３１、コンデンサ３２の容量等も考慮して設定する）。
　なお、第３の実施の形態におけるインバータ制御装置において、絶対値変換部１９で変換された交流電圧検出値の絶対値が任意の設定値未満の場合にのみ、電流位相差調整部１４で位相調整を行ってもよい。これにより、マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等の処理時間の短縮を図ることができる（任意の設定値とは、電動機５からの回生エネルギーによるコンデンサ３２の充電電圧の最大値～交流電圧検出値の絶対値の最大値の範囲内で、交流電源１の交流電圧値や平滑部３のリアクタ３１、コンデンサ３２の容量等も考慮して設定する）。また、これに加えて、前述した平滑電圧検出部８で検出される平滑電圧検出値が任意の設定値未満の場合にのみ、電流位相差調整部１４で位相調整を行うことを組み合わせてもよい。この場合、平滑電圧検出値と交流電圧検出値の絶対値の少なくともいずれか１つの値が任意の設定値未満の場合にのみ、電流位相差調整部１４で位相調整を行う。
　なお、第１および第２の実施の形態におけるインバータ制御装置において、交流電圧検出部９と、絶対値変換部１９と、をさらに設け、絶対値変換部１９で変換された交流電圧検出値の絶対値が任意の設定値未満の場合にのみ、電流位相差調整部１４で位相調整を行ってもよい。
　以上のように、本発明にかかるインバータ制御装置は、小容量のコンデンサで構成されたインバータ制御装置において、リラクタンストルクの割合を高めた電動機を活用し、その電動機からの回生エネルギーを制御することで電動機駆動システムの効率最適化を図ることが可能となるため、エアコン等の空気調和機、冷凍冷蔵庫、掃除機等の電動機を駆動する用途に適用できる。
　１　交流電源
　２　整流部
　３　平滑部
　３１　リアクタ
　３２　コンデンサ
　４　直交変換部
　４１ｕ～４１ｚ　スイッチング素子
　４２ｕ～４２ｚ　還流ダイオード
　５　電動機
　５１　固定子
　５１ｕ～５１ｗ　電機子巻線
　５２　回転子
　６　駆動制御部
　７　電流検出部
　８　平滑電圧検出部
　９　交流電圧検出部
　１０　ベースドライバ
　１２　ＰＷＭ信号生成部
　１３　電流制御部
　１４　電流位相差調整部
　１５　相電流変換部
　１６　回転子位置速度推定部
　１７　磁束推定部
　１８　回生期間計測部
　１９　絶対値変換部
　２０　電力算出部

Claims (11)

  1. 　界磁磁束および電機子電流に伴って発生するマグネットトルクと、電機子巻線のインダクタンス変化および前記電機子電流に伴って発生するリラクタンストルクとを併用して利用し、前記リラクタンストルクの割合を高めた電動機を駆動するインバータ制御装置であって、
    　交流電源を入力とする整流部と、
    　前記整流部の出力電圧が交流電源周波数の略２倍周波で脈動するようコンデンサの値を設定した平滑部と、
    　前記電動機を駆動するため前記平滑部からの平滑電圧を所望の交流電圧に変換する直交変換部と、
    　前記平滑電圧に対応した電動機駆動を行うための情報を前記直交変換部に伝達する駆動制御部と、
    　前記電動機の前記電機子電流を検出する電流検出部と、を備え、
    　前記駆動制御部は、前記電流検出部から検出された前記電機子電流に基づいて前記電動機の鎖交磁束値を推定する磁束推定部と、前記電動機が発生する誘起電圧に対する前記電機子電流の位相差を調整する電流位相差調整部と、前記直交変換部が出力する電圧と前記電流検出部で検出された前記電機子電流とから前記電動機の入力電力を算出する電力算出部と、を含み、
    　前記電流位相差調整部は、前記磁束推定部で推定された鎖交磁束推定値が予め設定された鎖交磁束設定値以下、かつ前記電力算出部で算出された前記電動機の入力電力の平均値が最小値となるように位相を設定するインバータ制御装置。
  2. 　前記駆動制御部は、前記電動機から前記コンデンサに回生電流が流れている期間を示す回生期間計測値を計測する回生期間計測部をさらに含み、
    　前記電流位相差調整部は、前記回生期間計測部で計測された前記回生期間計測値が予め設定された回生期間設定値以下となるように位相を設定する請求項１に記載のインバータ制御装置。
  3. 　前記磁束推定部は、予め設定された前記電動機の諸元値と、前記電流検出部から検出された前記電機子電流に基づいて直交２軸座標系の鎖交磁束を算出して推定する請求項１または２に記載のインバータ制御装置。
  4. 　前記電流検出部は、前記直交変換部の直流側の母線電流を直接検出し、前記母線電流の検出値から間接的に前記電動機に流れる前記電機子電流を検出する構成であって、
    　前記回生期間計測部は、前記母線電流の検出値に基づいて前記電動機から前記コンデンサに回生電流が流れている期間を計測する請求項２または３に記載のインバータ制御装置。
  5. 　前記平滑電圧を検出する平滑電圧検出部をさらに備え、
    　前記電流位相差調整部は、前記平滑電圧検出部で検出された平滑電圧検出値が任意の設定値未満の場合にのみ、位相調整を行う請求項１～４のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
  6. 　前記交流電源の電圧を検出する交流電圧検出部と、
    　前記交流電圧検出部で検出された交流電圧検出値の絶対値をとる絶対値変換部と、をさらに備え、
    　前記電流位相差調整部は、前記絶対値変換部で変換された前記交流電圧検出値の絶対値が任意の設定値未満の場合にのみ、位相調整を行う請求項１～４のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
  7. 　前記交流電源の電圧を検出する交流電圧検出部と、
    　前記交流電圧検出部で検出された交流電圧検出値の絶対値をとる絶対値変換部と、
    　前記平滑電圧を検出する平滑電圧検出部と、をさらに備え、
    　前記回生期間計測部は、前記絶対値変換部で変換された前記交流電圧検出値の絶対値と、前記平滑電圧検出部で検出された平滑電圧検出値との大小関係に基づいて前記電動機から前記コンデンサに回生電流が流れている期間を計測する請求項２または３に記載のインバータ制御装置。
  8. 　前記電流位相差調整部は、前記平滑電圧検出部で検出された前記平滑電圧検出値、前記絶対値変換部で変換された前記交流電圧検出値の絶対値のうち少なくともいずれか１つの値が任意の設定値未満の場合にのみ、位相調整を行う請求項７に記載のインバータ制御装置。
  9. 　前記平滑部は、コンデンサおよびリアクタで構成され、前記コンデンサおよび前記リアクタにより求められる共振周波数を、交流電源周波数の４０倍以上になるよう設定する請求項１～８のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
  10. 　前記鎖交磁束設定値は、前記電動機から前記コンデンサへ充電される回生エネルギーがゼロとなる場合の鎖交磁束の２．５倍以下となるように設定する請求項１～９のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
  11. 　前記請求項１～１０のいずれか１項に記載のインバータ制御装置に接続される電動機であって、
    　前記電動機が所定の回転数及び負荷トルクで駆動される条件において、前記インバータ制御装置の駆動制御部で制御される鎖交磁束は、前記インバータ制御装置のコンデンサへ充電される回生エネルギーがゼロとなる場合における鎖交磁束の２．５倍以下となる仕様を有する電動機。
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