JP4065375B2

JP4065375B2 - モータ駆動装置及びモータ駆動方法

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Publication number: JP4065375B2
Application number: JP2001354799A
Authority: JP
Inventors: 吉朗土山; 貴史福榮
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2001-11-20
Filing date: 2001-11-20
Publication date: 2008-03-26
Anticipated expiration: 2021-11-20
Also published as: JP2003164179A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、単相交流電源を入力として、モータ、特に永久磁石回転子を有する同期モータを可変速駆動する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８に従来の、単相交流電源を用いて冷凍空調機器の圧縮機などを可変速駆動する駆動装置の構成を示す。従来の駆動装置は、整流回路３を用いて商用電源１から入力した交流電圧を整流し、整流後の電圧を三相ブリッジ回路４により所望の周波数、電圧の交流電圧に変換することによりモータ２を可変速駆動する。特に、従来の駆動装置では、整流回路３による整流後の電圧脈動を低減するため、大きな静電容量の平滑コンデンサ１６を設けており、これにより電圧脈動のほとんど無い直流に変換している。また、駆動装置には、入力力率を改善するためのチョークコイル１８が接続されている。電流センサ５u、５v、５wはモータ２の可変速駆動制御、特に回転位置センサ無しで駆動を実現するためのものである。
【０００３】
上記のように一般的に駆動装置において力率改善のためのチョークコイル１８や電圧脈動低減のための平滑コンデンサ１６が設けられているが、これらのデバイスは装置の大型化を招くという弊害がある。
【０００４】
チョークコイル及び平滑コンデンサを小型化（小容量化）もしくは削除する方法が考案されている。例えば、高橋および芳賀による「ＰＭモータの高速弱め界磁を用いたダイオード整流回路の高力率化」（電気学会研究会ＳＰＣ−００−６４（ＩＥＡ−００−３９））、あるいは「ＩＰＭモータの弱め界磁を利用した高力率インバータ制御法」（平成１３年電気学会全国大会４−００９）に開示された方法がある。
【０００５】
これらの方法は、入力交流電圧の電圧が低い期間にのみ、モータに対し大きな弱め界磁制御を行なうものであり、チョークコイルを省略し平滑コンデンサも非常に少容量のものを用いることができる。なお、上記の文献及び以降の説明において、モータの動作の説明では、固定座標軸U、V、W以外に、永久磁石によるトルクを発生できる電流の回転座標軸をｑ軸と、それに対して９０°進んだ回転座標軸をｄ軸とした回転座標軸を用いている。
【０００６】
図９はｑ軸電流Ｉqを一定のままでｄ軸電流Ｉdを増加していったときのモータの端子電圧Ｖaの変化を示した図である。同図に示すように、ｄ軸電流Ｉdが小さい範囲では、ｄ軸電流Ｉdの増加に伴ってモータの端子電圧Ｖaは小さくなっていく特性を有している。この特性を利用した制御では、回転位置センサにより得られた回転子の位相情報θに基いて電流、電圧をｄ―ｑ軸上に変換して制御を行う。ここで、ｄ軸、ｑ軸電流Ｉd、Ｉqの設定値Ｉd*、Ｉq*は設定速度ω*と、現在の速度ωと、現在の直流部の電圧Ｖdcとから算出する。
【０００７】
図１０は、制御回路７ｂのトルク制御に関する回路ブロックの構成を示した図である。比較回路１１０は速度指令ω*と実際の速度ωとを比較する。ブロック１５８はその比較結果に基いて速度に対する補償演算を行う。乗算器１５９により補償演算結果に対して直流電圧Ｖdcの２乗が乗算され、ｑ軸の電流指令Ｉq*が得られる。また、ｑ軸電流はトルク特性と似た特性を有しているので、回転速度が略一定であれば図のようにｑ軸電流指令Ｉq*を与えることで、入力電力に合致したモータ出力を得るようになる。この結果は、入力力率がほぼ１になることも示している。一方、ｄ軸電流Ｉdは、ブロック１５１により、回転速度ωと、直流電圧Ｖdcと、ｑ軸電流Ｉqと、モータに関する種々のパラメータ（Φ、Ｌd，Ｌq、Ｒ）とから以下の計算式で算出される。
【数１】

上記の計算式は、下記の電圧方程式を解いて、さらに、抵抗Ｒによる影響と電流の微分による影響を省略して求めたＩdをＩd*として得たものである。
【数２】

【０００８】
このようにして得られたｑ軸電流とd軸電流の設定値Ｉq*、Ｉd*を用いることにより、一定の回転速度のもとで、直流電圧に沿ったモータ端子電圧を発生させることができ、かつ、入力電圧の２乗に略比例したトルクが発生するので、入力力率もほぼ１にすることができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように図１０に示した構成では、モータの電圧方程式を電流の微分を省略した式を用いている。この省略した部分による電圧の誤差は、電源周期にて電流を変化する場合に電源電圧に対して無視できない大きさになるので、制御が不安定になる。そのため、モータの電圧方程式を高精度に解く方法も考えられるが、式が複雑であり実時間の演算には不適である。また、モータのパラメータは同じ値となるように設計されたものであってもバラツキがあり、また、温度などの使用環境によっても変化するので、やはり制御が不安定になる。このため、電源周期に追従でき、かつ、安定した弱め界磁制御を行う方法が必要である。
【００１０】
また、図１０で示した構成では、モータの端子電圧がその瞬時の電源電圧と等しくなるように制御されるが、この方法では、電源電圧が充分高いときには不都合を生じる。以下に図１１を参照してこの不都合を説明する。
【００１１】
図１１（ａ）に示す直流部分の電圧Ｖdcは電源電圧の絶対値となり、その波形は正弦波の絶対値の波形である。回転数が一定であるとすると、入力力率がほぼ１であるためには、図１１（ｂ）に示すようにトルク波形は電力波形と同じである電力周波数の正弦波波形になる。しかしながら、直流電圧Vdcが充分高いところでは、モータの端子電圧はモータの誘起電圧とほぼ等しいはずであり、直流電圧Ｖdcは、これよりも高い電圧になっている。このため、端子電圧を逆に上昇させるべく、図１１（ｃ）に示すようにｄ軸電流をさらに増加させる必要があり、モータ２への電流が増加し、損失も増加するという問題がある。
【００１２】
また、図１１に示すように、ｄ軸電流の増加が不適切の場合、直流電圧Ｖdcが低下してゼロになる付近ではモータ２が発電機として動作し、回生ブレーキがかかるため、安定したモータ駆動ができないという問題がある。
【００１３】
本発明は上記の課題を解決するものであり、整流回路に大型コンデンサやチョークコイルを必要とせず、中間直流電圧が大きく低下する瞬間も回生ブレーキが動作することなく、効率よくモータを可変速駆動する方法を提供することを提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るモータ駆動装置は、単相交流電圧を整流して中間直流電圧Ｖdcを得て、該中間直流電圧を任意の周波数と電圧の疑似三相交流電圧に変換し、該疑似三相交流電圧を用いてモータを駆動する駆動装置である。その駆動装置は、中間直流電圧Ｖdcに応じたモータのトルク電流に相当するｑ軸電流Ｉqと、ｑ軸に直交する座標軸上のｄ軸電流Ｉdとを用いてモータの電流制御を行ない、モータの回転数と負荷状態とから求められる基本進角値βを用いてｄ軸電流の設定値Ｉd*の候補値Ｉd1*を算出する手段と、単相交流電源の半周期前の時点で用いたｄ軸電流設定値を微少に増加させる修正手段と、q軸電流の設定値Ｉq*と、ｄ軸電流の設定値の候補値Ｉd1*と、モータパラメータと、現在の回転数とからモータの端子電圧の予想値Ｖaを算出する手段と、モータの端子電圧の予想値Ｖaと現在の中間直流電圧Ｖdcとを比較する比較手段と、その比較結果にしたがい、端子電圧の予想値Ｖaが現在の中間直流電圧Ｖdcよりも低い場合には、ｄ軸電流の設定値の候補Ｉd1*を選択し、端子電圧予想値Ｖaが中間直流電圧Ｖdcよりも高い場合には、修正手段からの出力を選択する選択手段とを備える。選択手段により選択された値が、ｄ軸電流設定値Ｉd*としてモータ電流制御に使用される。
これにより、入力電圧が充分高い瞬間には、効率のよい状態でモータ駆動を実現できるので、駆動効率の低下を招くことなく、高入力力率で可変速駆動することが可能になる。
【００１５】
モータ駆動装置は、ｑ軸電流の設定値Ｉq*を中間直流電圧値Vdcの二乗に比例するように設定する手段をさらに備えてもよい。これにより、入力力率が１となる入力電力波形と同等の出力になり、チョークコイルなどの入力力率改善手段が不要になる。
【００１６】
または、モータ駆動装置は、ｑ軸電流の設定値Ｉq*を中間直流電圧値Ｖdcに比例するように設定する手段をさらに備えてもよい。これにより、平均トルクに対する最大トルクの比率が低く抑えられ、高い力率のもとで、最大電流が抑えられる。
【００１７】
モータ駆動装置は、ｑ軸電流の設定値Ｉq*を中間直流電圧値Vdcの二乗に比例するように設定する第1の設定手段と、ｑ軸電流の設定値Ｉq*を中間直流電圧値Ｖdcに比例するように設定する第２の設定手段と、モータ電流と負荷状態の関係に基いて第１の設定手段及び第２の設定手段のいずれかを選択する第２の選択手段とをさらに備えてもよい。
さらに、第2の選択手段は、回転数が所定値よりも小さい場合に、モータ電流が所定値以下になる負荷状態では、第１の設定手段を選択し、モータ電流が所定値より大きくなる負荷状態では、第２の設定手段を選択するのが好ましい。これにより、モータトルクが大きい負荷状態ではインバータのピーク電流が抑えられ、モータ回転数の高い負荷状態では入力力率が１に近づき、同一単相商用電源からの電力が大きくとれる。
【００１８】
本発明に係るモータ駆動方法は、単相交流電圧を整流して中間直流電圧Ｖdcを得て、該中間直流電圧を任意の周波数と電圧の疑似三相交流電圧に変換し、該疑似三相交流電圧を用いてモータを駆動する駆動方法である。その駆動方法は、中間直流電圧Ｖdcに応じたモータのトルク電流に相当するｑ軸電流Ｉqと、ｑ軸に直交する座標軸上のｄ軸電流Ｉdとを用いてモータの電流制御を行ない、モータの回転数と負荷状態とから求められる基本進角値βを用いてｄ軸電流の設定値Ｉd*の候補値Ｉd1*を算出し、単相交流電源の半周期前の時点で用いたｄ軸電流設定値を所定量だけ増加させ、q軸電流の設定値Ｉq*と、ｄ軸電流の設定値の候補値Ｉd1*と、モータパラメータと、現在の回転数とからモータの端子電圧の予想値Ｖaを算出し、モータの端子電圧の予想値Ｖaと現在の中間直流電圧Ｖdcとを比較し、その比較結果にしたがい、端子電圧の予想値Ｖaが現在の中間直流電圧Ｖdcよりも低い場合には、ｄ軸電流の設定値の候補Ｉd1*を選択し、端子電圧予想値Ｖaが中間直流電圧Ｖdcよりも高い場合には、所定量だけ増加させた値を選択し、その選択された値をｄ軸電流設定値Ｉd*としてモータ電流制御に使用する。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、添付の図面を参照して本発明に係るモータ駆動装置及び方法を開示する。
【００２０】
（実施の形態１）
図１は本発明に係るモータ駆動装置の全体構成を示すブロック図である。モータ駆動装置は、単相交流電源１から入力した電圧を三相交流電圧に変換してモータ２を可変速駆動する装置である。モータ駆動装置は、ダイオードブリッジで構成される整流回路３と、小型（小容量）の平滑コンデンサ６と、複数の電力用スイッチング素子からなる三相ＰＷＭインバータ回路４と、三相ＰＷＭインバータ回路４の各スイッチング素子を制御する制御回路７とからなる。さらに、モータ駆動装置は、モータ２の各相巻線の電流を検出する電流センサ５u、５v、５wを有する。また、モータ２には回転子の回転速度ω及び回転位相θを検出する回転センサ９が取りつけられている。
【００２１】
同駆動装置において、電力は、単相交流電源１から入力され、整流回路３により整流された後、後段のパルスの影響を除去する小型の平滑コンデンサ６を経由し、三相ＰＷＭインバータ回路４を経てモータ２へと送られる。制御回路７は、電流センサ５ｕ、５ｖ、５ｗにより検出されたモータ２の巻線の三相の相電流を参照しながら、平滑コンデンサ６の両端電圧である直流電圧Ｖdcを検出し、設定回転数（回転数指令値）ω*に対する状況を判断して、三相ＰＷＭインバータ回路４に対する、疑似三相交流電力発生のためのパルス幅変調（PWM）指令を出力する。本駆動装置は、従来の駆動装置と異なり、入力力率改善のリアクトルを有しておらず、また、平滑コンデンサ６は十分な平滑を行えないほどの少容量のものを使用している。なお、モータ２の電流検出のための電流センサは必ずしも各相毎に設ける必要はなく、２相分の電流センサのみを設けてもよい。これは、３つの電流値の合計は常に０になることから、２つの相の電流が判れば、残りの一相の電流値を演算により求めることができるからである。
【００２２】
図２は、制御回路７の詳細な構成を示したブロック図である。制御回路７はモータ２に取りつけられた回転センサ９から回転位相情報θや回転速度情報ωを入力する。回転位相情報θは座標変換回路２１、２２に送られる。また回転速度情報ωは、トルク制御ブロック２０に送られる。トルク制御ブロック２０の詳細は後述する。モータ２の制御情報として、さらにモータ２の相電流を電流センサ５ｕ、５ｖ、５ｗにて検出する。電流センサ５ｕ、５ｖ、５ｗにて検出されたモータ相電流情報は座標変換回路２１に送られて、現在の回転位相情報θを用いて回転座標軸d軸とｑ軸での電流値Ｉd、Ｉqに変換される。得られたd軸電流とｑ軸電流は比較回路２４、２５に送られて、d軸電流に対する設定値であるd軸電流設定値Ｉd*、ｑ軸電流に対する設定値である電流設定値Ｉq*と比較され、それぞれの電流に対する電流誤差情報を得る。電流誤差情報は、制御特性改善のための補償回路２３に送られて、電圧設定値Ｖd*、Ｖq*に変換される。ｄ軸ｑ軸での電圧設定値Ｖd*、Ｖq*は座標変換回路２２に送られ、回転位相情報θを用いて、U、V、W軸での電圧値Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*に変換される。電圧値Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*は三相ＰＷＭインバータ回路４に送られ、ＰＷＭ変調によって各相の駆動電圧に変換される。なお、d軸およびｑ軸の電流の設定値Ｉd*、Ｉq*は、回転センサ９から得られた回転速度情報ω、中間直流部分の電圧Ｖdc、設定回転数ω*及びモータ２のパラメータを用いてトルク制御ブロック２０で演算を行って算出する。
【００２３】
図３は、トルク制御ブロック２０の詳細な構成を示すブロック図である。
比較回路１１０により、回転数指令ω*と回転速度ωとが比較され誤差信号が得られる。この誤差信号は乗算器９において、制御安定のための補償回路１０８を経由して、直流電圧Ｖdcの二乗（｜Ｖdc｜²）を係数として与える係数回路１０６からの出力と乗算される。これにより、直流電圧の二乗の波形が速度の誤差信号に応じて振幅調整される。その結果としてｑ軸電流設定値Ｉq*を得る。さらに、ｑ軸電流設定値Ｉq*はブロック１０７において係数tan(β)が乗算されてd軸電流の設定値の候補値Ｉd1*が得られる。候補値Ｉd1*は選択回路１０４へ送られる。なお、βは基本進角設定値であり、電源電圧が十分高い場合に個々の回転状態に応じてモータの効率が最適となるように決定される値である。基本進角設定値βは回転数と負荷状態とから求められる。なお、負荷状態はＩqから求められる。つまり、基本進角設定値βは駆動中に回転数、電流値にしたがい予め実験により求めておいた値を使用することができる。
【００２４】
ブロック１０１は、モータ定数記憶部１０５からのモータ定数と、現在の回転速度ωと、ｑ軸電流設定値Ｉq*と、ｄ軸電流設定値の候補値Ｉd1*とを用いて、モータの特性式から、モータ端子の予想電圧値Ｖaを算出する。算出された端子電圧Vaは、比較回路１１１において現在の直流電圧Ｖdcと比較され、選択回路１０４の制御信号および補正量出力回路１０３に送られる。
【００２５】
補正量出力回路１０３は比較回路１１１の出力に基き、出力する値を変化させる。すなわち、補正量出力回路１０３は、比較回路１１１の出力が正のとき（Ｖa＞Ｖdcのとき）は、補正量として微少量＋δを加算回路１１２に出力し、比較回路１１１の出力が負のとき（Ｖa≦Ｖdcのとき）はゼロを加算回路１１２に出力する。加算回路１１２は、遅延回路１０２による一電力周期前のd軸電流設定値Ｉd*を、補正量出力回路１０３からの出力により修正する。ここで、一電力周期とは、電源周波数の２倍の周波数での周期（例えば、電源周波数が５０Ｈｚであれば１００Ｈｚでの周期）である。修正された一電力周期前のｄ軸電流設定値は選択回路１０４に送られる。選択回路１０４は、比較回路１１１からの出力にしたがい、ｄ軸電流設定値の候補値Ｉd1*又は修正された一電力周期前のｄ軸電流設定値のいずれかを選択する。選択された値はｄ軸電流の設定値Ｉd*として実際に使用される。
【００２６】
つまり、図３の回路においては、直流部分の電圧Ｖdcが十分高いとき（Ｖa＜Ｖdcのとき）には、基本進角設定値βを用いた駆動になり、一方、電圧Ｖdcが不足しているとき（Ｖa≧Ｖdcのとき）には、ｄ軸電流を増加して端子電圧を下げ、モータ２にブレーキがかからないような駆動になる。
【００２７】
図４は、上記の制御による電圧、電流波形の変化を示した図である。図４（ａ）は直流電圧Ｖdcの波形を示しているが、平滑コンデンサ６の容量が小さいことから、この波形は電源電圧の絶対値の波形となっている。図４（ｂ）に示す波形は、モータのトルクを示し、電源電圧の絶対値の二乗の波形であり、電源電圧の二倍の周波数を持つ正弦波である。したがって、図４（ｃ）に示すように、ｑ軸電流の指令値Ｉq*も同じく二倍の周波数の正弦波になっている。また、ｄ軸電流は微少修正が収束すれば、凹型の波形になる。
【００２８】
以上のように、本実施形態の駆動装置によれば、モータ端子電圧Ｖaと直流電圧との関係に基いてｄ軸電流設定値Ｉd*を適宜調整し、直流電圧Ｖdcが小さくなる領域においてｄ軸電流設定値Ｉdが大きくなるようにｄ軸電流設定値Ｉd*を制御する（図４（ｃ）参照）。これにより、平滑コンデンサ６の容量が小さく、直流電圧Ｖdcが大きく低下したときでも、モータ２に制動がかからず、滑らかな運転が可能となる。
【００２９】
(実施の形態２)
本実施形態では、モータ駆動装置のトルク制御ブロックの別の例を示す。
図５に、本実施形態のトルク制御ブロックの構成を示す。実施の形態１のトルク制御ブロック２０は、トルクが中間直流電圧Ｖdcの二乗に比例するように制御を行なっていたが、本実施形態のトルク制御ブロック２０ｂは、トルクを中間直流電圧Ｖdcに比例するように制御を行なう。このため、トルク制御ブロック２０ｂは図３の直流電圧の二乗係数回路１０６の代わりに、直流電圧Ｖdcの絶対値（｜Ｖdc｜）を係数として与える係数回路１１６を備えている。
【００３０】
図６は、本実施形態のトルク制御ブロック２０ｂによる制御を行なったときの電流波形を示した図である。図６の（ａ）は直流電圧Ｖdcの波形であり、正弦波の絶対値の波形である。図６の（ｂ）はトルクの波形であり、正弦波の絶対値の波形である。図６の（ｃ）に示すように、ｑ軸電流の指令値Ｉq*も同じ波形になっている。また、ｄ軸電流は微少修正が収束すれば、凹型の波形になる。
【００３１】
図６の（ｂ）においてトルクの平均値を示したが、トルクが大きいところが平坦であるため、平均値は振幅の中心よりも上にある。このことは、平均トルクに対して最大トルクはさほど大きいものを必要としないことを示している。したがって、本実施形態の構成によれば、平均負荷トルクが大きい場合でも、最大瞬間トルクをさほど大きくせずに対応可能となる。最大瞬間トルクはモータ電流の最大瞬間電流に対応するので、三相PWMインバータ回路の電流容量を下げることができる。
【００３２】
（実施の形態３）
図７にトルク制御ブロックのさらに別の構成を示す。
本実施形態のトルク制御ブロック２０ｃは、前述の実施の形態のトルク制御ブロック２０、２０ｂとほぼ同様の構成を有しているが、係数回路１０６、１１６を切り替えて使用する構成となっている点が異なる。
【００３３】
すなわち、本例のトルク制御ブロック２０ｃは、係数回路１０６および係数回路１１６と、係数回路１０６および係数回路１１６のいずれを使用するかを判断する判断回路１１８と、判断回路１１８の判断結果にしたがい係数回路１０６および係数回路１１６のいずれかを選択する切替え回路１１７とを備えている。
【００３４】
判断回路１１８は、回転数ωとｑ軸電流設定値Ｉq*とに基いて、使用する係数回路を決定する。すなわち、回転数ωとｑ軸電流設定値Ｉq*の積は負荷に相当することから、判断回路１１８は回転数ωとｑ軸電流設定値Ｉq*とから負荷状態を判断し、選択する係数回路を決定する。
【００３５】
選択回路１１７は判断回路１１８の決定にしたがい、係数回路１０６と係数回路１１６のいずれかを選択する。判断回路１１８は、回転数ωが所定値より小さく、かつ、ｑ軸電流設定値が所定値より大きい場合は、係数回路１１６の出力を、それ以外の場合は、係数回路１０６の出力を用いるように決定する。つまり、大きなトルクを必要とする場合には係数回路１１６の出力を選択し、大きな電力を必要とする場合には係数回路１０６の出力を選択するように切替えられる。
【００３６】
このように、係数回路を切替えることにより、回転数と負荷トルクの状態によらず、同じブリッジ回路の電流容量で、より大きな出力が得られるようになる。
【００３７】
【発明の効果】
本発明の駆動装置によれば、電源電圧が十分高い期間は、適正進角制御により高効率駆動が実現する。また、電源電圧が低い期間では、モータ端子電圧が電源電圧に等しくなるまでｄ軸電流が徐々に増加されていく。電源電圧は、日本国内では５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚであり、電源電圧不足期間はその２倍の周波数で出現するので、１００Hzもしくは１２０Hzを基底とした繰り返し制御を実現することができる。これにより、大容量の平滑コンデンサがなく、中間直流電圧の低下する期間を有する場合でも、効率がよく、モータの制動を発生させることのない駆動を実現することができる。
【００３８】
上記駆動装置において、ｑ軸電流の設定を中間直流電圧（Vdc）の波形の二乗に比例させてもよい。平滑コンデンサ容量を無視すると、中間直流電圧は｜sin(ωｔ)｜の波形であるので、この二乗は瞬時電力特性と一致する。したがって、中間直流電圧の二乗に比例するようにトルクを発生させ、回転数もほぼ一定であるとすると、出力パワーはトルクと回転数の積であるので、入力電力と瞬時瞬時で一致し、入力力率を１にすることができる。
【００３９】
上記駆動装置において、ｑ軸電流の設定を中間直流電圧（Vdc）の波形に比例させてもよい。中間直流電圧Vdcは、｜sin(ωｔ)｜の波形であり、その平均値は、「４／π」となり、「１」よりも大きく、Vdcの二乗に比例する場合に比べて瞬時電流を増加させずに大きな電力が出せるという効果を奏する。
【００４０】
さらに、上記駆動装置において、ｑ軸電流の設定パターンを回転とモータ電流に応じて切り替えることにより、最大電流を増加させずに、回転数が低くても負荷が大きい場合でも、大きな電力を出せることになるという効果を奏する。
【００４１】
本発明の駆動方法によっても、上記駆動装置と同様の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のモータ駆動装置の全体構成を示すブロック図
【図２】モータ駆動装置の制御回路の構成を示すブロック図
【図３】モータ駆動装置の制御回路内のトルク制御ブロックの構成を示すブロック図
【図４】本発明のモータ駆動装置における電圧及び電流波形図
【図５】実施の形態２のモータ駆動装置の制御回路内のトルク制御ブロックの構成を示すブロック図
【図６】実施の形態２のモータ駆動装置における電圧及び電流波形図
【図７】実施の形態３のモータ駆動装置の制御回路内のトルク制御ブロックの構成を示すブロック図
【図８】従来の駆動装置の全体構成を示すブロック図
【図９】従来のｄ軸電流Ｉdと端子電圧Ｖaとの関連を示す特性図
【図１０】従来のモータ駆動装置の制御回路内のトルク制御ブロックの構成を示すブロック図
【図１１】従来のモータ駆動装置における電圧及び電流波形図
【符号の説明】
１…………… 単相電源
２…………… ＩＰＭモータ
３…………… 整流回路
４…………… 三相PWMインバータ回路
５u，５v、５w…………… 電流センサ
６…………… 平滑コンデンサ
７…………… 制御回路
８…………… 入力電圧異常検出回路
９…………… 回転センサ
２０、２０ｂ、２０ｃ………… トルク制御ブロック
１０２………… 遅延回路
１０３………… 補正量出力回路
１０４、１１７………… 切替回路
１０６………… 二乗係数回路
１１６………… 絶対値係数回路
１１８………… 判断回路

Claims

単相交流電圧を整流して中間直流電圧Ｖdcを得て、該中間直流電圧を任意の周波数と電圧の疑似三相交流電圧に変換し、該疑似三相交流電圧を用いてモータを駆動する駆動装置であって、
該駆動装置は、前記中間直流電圧Ｖdcに応じたモータのトルク電流に相当するｑ軸電流Ｉqと、ｑ軸に直交する座標軸上のｄ軸電流Ｉdとを用いてモータの電流制御を行ない、
モータの回転数と負荷状態とから求められる基本進角値βを用いてｄ軸電流の設定値Ｉd*の候補値Ｉd1*を算出する手段と、
前記単相交流電源の半周期前の時点で用いたｄ軸電流設定値を所定量だけ増加させる修正手段と、
q軸電流の設定値Ｉq*と、ｄ軸電流の設定値の候補値Ｉd1*と、モータパラメータと、現在の回転数とからモータの端子電圧の予想値Ｖaを算出する手段と、
モータの端子電圧の予想値Ｖaと現在の中間直流電圧Ｖdcとを比較する比較手段と、
該比較結果にしたがい、端子電圧の予想値Ｖaが現在の中間直流電圧Ｖdcよりも低い場合には、前記ｄ軸電流の設定値の候補Ｉd1*を選択し、端子電圧予想値Ｖaが中間直流電圧Ｖdcよりも高い場合には、前記修正手段からの出力を選択する選択手段とを備え、
該選択手段により選択された値がｄ軸電流設定値Ｉd*として前記モータ電流制御に使用されることを特徴とするモータ駆動装置。
ｑ軸電流の設定値Ｉq*を中間直流電圧値Vdcの二乗に比例するように設定する手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
ｑ軸電流の設定値Ｉq*を中間直流電圧値Ｖdcに比例するように設定する手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
ｑ軸電流の設定値Ｉq*を中間直流電圧値Vdcの二乗に比例するように設定する第1の設定手段と、
ｑ軸電流の設定値Ｉq*を中間直流電圧値Ｖdcに比例するように設定する第２の設定手段と、
モータ電流と負荷状態の関係に基いて第１の設定手段及び第２の設定手段のいずれかを選択する第２の選択手段と
をさらに備えたことを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
前記第2の選択手段は、回転数が所定値よりも小さい場合に、モータ電流が所定値以下になる負荷状態では、第１の設定手段を選択し、モータ電流が所定値より大きくなる負荷状態では、第２の設定手段を選択することを特徴とする請求項４記載のモータ駆動装置。
単相交流電圧を整流して中間直流電圧Ｖdcを得て、該中間直流電圧を任意の周波数と電圧の疑似三相交流電圧に変換し、該疑似三相交流電圧を用いてモータを駆動する駆動方法において、
該駆動方法は、前記中間直流電圧Ｖdcに応じたモータのトルク電流に相当するｑ軸電流Ｉqと、ｑ軸に直交する座標軸上のｄ軸電流Ｉdとを用いてモータの電流制御を行なう方法であって、
モータの回転数と負荷状態とから求められる基本進角値βを用いてｄ軸電流の設定値Ｉd*の候補値Ｉd1*を算出し、
前記単相交流電源の半周期前の時点で用いたｄ軸電流設定値を所定量だけ増加させ、
q軸電流の設定値Ｉq*と、ｄ軸電流の設定値の候補値Ｉd1*と、モータパラメータと、現在の回転数とからモータの端子電圧の予想値Ｖaを算出し、
モータの端子電圧の予想値Ｖaと現在の中間直流電圧Ｖdcとを比較し、
該比較結果にしたがい、端子電圧の予想値Ｖaが現在の中間直流電圧Ｖdcよりも低い場合には、前記ｄ軸電流の設定値の候補Ｉd1*を選択し、端子電圧予想値Ｖaが中間直流電圧Ｖdcよりも高い場合には、前記所定量だけ増加させた設定値を選択し、
該選択された値がｄ軸電流設定値Ｉd*として前記モータ電流制御に使用する
ことを特徴とするモータ駆動方法。
さらに、ｑ軸電流の設定値Ｉq*を中間直流電圧値Vdcの二乗に比例するように設定することを特徴とする、請求項６記載のモータ駆動方法。
さらに、ｑ軸電流の設定値Ｉq*は中間直流電圧値Ｖdcに比例するように設定することを特徴とする、請求項６記載のモータ駆動方法。
さらに、モータ電流と負荷状態の関係に基き、ｑ軸電流の設定値Ｉq*を、中間直流電圧値Vdcの二乗または中間直流電圧値Ｖdcのいずれかに比例するように設定することを特徴とする、請求項６記載のモータ駆動方法。
回転数が所定値よりも小さい場合において、モータ電流が所定値以下になる負荷状態では、ｑ軸電流の設定値Ｉq*は中間直流電圧値Vdcの二乗に比例するように設定され、モータ電流が所定値より大きくなる負荷状態では、ｑ軸電流の設定値Ｉq*は中間直流電圧値Ｖdcに比例するように設定されることを特徴とする、請求項９記載のモータ駆動方法。