JP6369517B2 - 電力変換器の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換器の制御装置に関する。

従来から、電動機を駆動する電動機駆動装置が提案されている。例えば電動機駆動装置はコンバータとインバータとコンデンサとを備えている。コンバータは交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧を一対の直流母線の間に出力する。コンデンサは一対の直流母線の間に接続されている。インバータは、一対の直流母線の間の直流電圧を交流電圧に変換し、この交流電圧を電動機へと出力する。

一対の直流母線の間の直流電圧は、例えばインバータのスイッチングに起因して、脈動する。つまり、直流電圧は脈動成分を含む。

なお本願に関連する技術として特許文献１，２を掲示する。

特許第４７５０５５３号公報 特許第５８５３３６０号公報

直流電圧に含まれる脈動成分を抑制することが望まれている。

そこで本願は、直流電圧の脈動成分を抑制できる電力変換器の制御装置を提供することを目的とする。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第１の態様は、脈動成分(Vdch)を含む直流電圧(Vdc)を交流電圧に変換して前記交流電圧を同期電動機(M1)に出力する電力変換器(2)を制御する装置であって、前記脈動成分を検出する脈動成分検出部(6)と、前記電力変換器を制御して、前記同期電動機の負荷角を、前記脈動成分の瞬時値の増大に応じて増大させる制御回路(3)とを備える。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換器の制御装置であって、前記制御回路(3)は、前記電力変換器(2)を制御して、前記交流電圧の位相である電圧位相を、前記脈動成分の瞬時値の増大に応じて増大させて、前記負荷角を増大させる。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第３の態様は、第２の態様にかかる電力変換器の制御装置であって、前記制御回路(3)は、前記電圧位相についての第１電圧位相指令(θv*)を前記脈動成分(Vdch)の瞬時値の増大に応じて増大するように補正を行って、第２電圧位相指令(θv*’)を生成し、前記電力変換器(2)を制御するための制御信号(S)を、前記第２電圧位相指令(θv*’)に基づいて生成する。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第４の態様は、第２の態様にかかる電力変換器の制御装置であって、前記制御回路(3)は、前記同期電動機の回転速度についての第１回転速度指令(ω0c*)を前記脈動成分(Vdch)の瞬時値の増大に応じて増大するように補正して、第２回転速度指令(ω0c*’)を生成し、前記第２回転速度指令を積分して、前記電圧位相についての電圧位相指令(θv*')を生成し、前記電力変換器(2)を制御するための制御信号(S)を、前記電圧位相指令(θv*')に基づいて生成する。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第５の態様は、第２の態様にかかる電力変換器の制御装置であって、前記制御回路(3)は、前記同期電動機(M1)の回転に応じて回転する制御座標系における前記交流電圧についての第１電圧指令(V*)を生成し、固定座標系に対する前記制御座標系の位相差(θ0c')を算出し、前記位相差を前記脈動成分(Vdch)の前記瞬時値の増大に応じて増大するように補正して、補正後の位相差(θ0c)を算出し、前記第１電圧指令に対して前記補正後の位相差を用いて座標変換を施して、前記固定座標系における前記交流電圧についての第２電圧指令(Vu*,Vv*,Vw*)を生成し、前記電力変換器(2)を制御するための制御信号(S)を、前記第２電圧指令に基づいて生成する。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第６の態様は、第２の態様にかかる電力変換器の制御装置であって、前記制御回路(3)は、前記同期電動機(M1)の回転に応じて回転する制御座標系における前記交流電圧についての第１電圧指令(V*)を生成し、前記同期電動機の回転速度についての第１回転速度指令(ω0c**)を、前記脈動成分(Vdch)の前記瞬時値の増大に応じて増大するように補正して、第２回転速度指令(ω0c*)を生成し、固定座標系に対する前記制御座標系の位相差(θ0c)を、前記第２回転速度指令を積分して生成し、前記第１電圧指令に対して前記位相差を用いて座標変換を施して、前記固定座標系における前記交流電圧についての第２電圧指令(Vu*,Vv*,Vw*)を生成し、前記電力変換器(2)を制御するための制御信号(S)を、前記第２電圧指令に基づいて生成する。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第７の態様は、第６の態様にかかる電力変換器の制御装置であって、前記制御回路(3)は、前記第１回転速度指令(ω0c**)に基づいて前記第１電圧指令(V*)を生成する。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第８の態様は、第１から第４のいずれか一つの態様にかかる電力変換器の制御装置であって、前記制御回路(3)は、前記交流電圧として１個のパルスを前記電力変換器(2)に出力させる。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第９の態様は、第１から第４のいずれか一つの態様にかかる電力変換器の制御装置であって、前記電力変換器(2)は、キャリア(C)に基づくパルス幅変調で動作し、前記制御回路(3)は、前記交流電圧の周波数(Fv)を前記キャリア周波数(Fc)で除算して得られる値よりも少ない個数のパルスを含み、かつ、前記パルスの少なくとも一つは前記キャリアの周期よりも長いパルス幅を有する前記交流電圧を、前記電力変換器(2)に出力させる。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第１０の態様は、第１から第９のいずれか一つの態様にかかる電力変換器の制御装置であって、前記同期電動機(M1)は、電機子巻線を有する電機子と、界磁とを備え、前記制御回路(3)は、前記界磁による前記電機子巻線への鎖交磁束と、前記電機子巻線に交流電流が流れて発生する電機子反作用による磁束との合成たる一次磁束の大きさを制御する一次磁束制御を実行する。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第１１の態様は、第１から第１０のいずれか一つの態様にかかる電力変換器の制御装置であって、相互間に前記直流電圧(Vdc)が印加される第１直流母線(LH)および第２直流母線(LL)が、前記電力変換器(2)に接続され、前記第１直流母線と前記第２直流母線との間には、コンデンサ(C1)が接続され、前記コンデンサに対して前記電力変換器(2)とは反対側で、前記第１直流母線または前記第２直流母線の上には、リアクトル(L1)が設けられており、前記脈動成分検出部(6)は、前記コンデンサ側の前記リアクトルの一端の電位を基準電位とした前記リアクトルの電圧(VL)を、前記脈動成分(Vdch)の逆相として検出し、または、前記リアクトルの他端の電位を基準電位とした前記リアクトルの電圧を、前記脈動成分として検出する。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第１および第１０の態様によれば、脈動成分の瞬時値の増大に応じて負荷角を増大させることで、電力変換器の出力電力を増大できる。出力電力が増大すれば、電力変換器へと入力される入力電流を増大できる。この入力電流の増大によって、直流電圧の更なる増大、つまり脈動成分の瞬時値の更なる増大を抑制することができる。したがって、脈動成分の振幅を低減できる。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第２の態様によれば、簡易に負荷角を制御できる。しかも、交流電圧の振幅を変更する必要がないので、電圧利用率の上限値の低減も抑制できる。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第３の態様によれば、直接に電圧位相を制御することができる。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第４の態様によれば、回転速度指令を補正することで、電圧位相指令を補正できる。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第５の態様によれば、座標変換に用いる位相差を補正することで、電圧位相を補正しているので、従来の処理を利用できる。言い換えれば、制御座標系における電圧位相を算出する必要がなく、処理が簡易である。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第６の態様によれば、回転速度指令を補正することで、位相差、ひいては電圧位相を補正できる。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第７の態様によれば、第２回転速度指令を用いることに起因する第１電圧指令の振幅の変動を回避できる。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第８の態様によれば、脈動成分を低減しつつも、交流電圧を出力することができる。換言すれば、脈動成分を低減しつつも、出力電圧を高めることができる。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第９の態様によれば、脈動成分を低減しつつも、より高い振幅の交流電圧を出力することができる。換言すれば、脈動成分を低減しつつも、出力電圧を高めることができる。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第１１の態様によれば、簡単に脈動成分を検出できる。

電動機駆動装置の構成の一例を概略的に示す図である。 直流電圧の一例を模式的に示す図である。 ベクトル図の一例を示す図である。 制御回路の内部構成の一例を概略的に示すブロック図である。 脈動成分抽出部の内部構成の一例を概略的に示すブロック図である。 ベクトル図の一例を示す図である。 電圧指令の一例を概略的に示す図である。 制御回路の内部構成の一例を概略的に示すブロック図である。 電圧指令の一例を概略的に示す図である。 電圧指令、キャリアおよび制御信号の一例を概略的に示す図である。 電圧指令、キャリアおよび制御信号の一例を概略的に示す図である。 制御回路の内部構成の一例を概略的に示すブロック図である。 制御回路の内部構成の一例を概略的に示すブロック図である。 電動機駆動装置の構成の一例を概略的に示すブロック図である。

＜電動機駆動装置の構成＞
図１は、電動機駆動装置の構成の一例を概略的に示している。電動機駆動装置は例えば電力変換器２と制御回路３０と電圧検出部４を備えている。

電力変換器２はその入力側において直流母線ＬＨ，ＬＬに接続されている。直流母線ＬＨ，ＬＬの間には直流電圧Ｖｄｃが印加されており、電力変換器２には、この直流電圧Ｖｄｃが入力される。直流母線ＬＨに印加される電位は、直流母線ＬＬに印加される電位よりも高い。

図１に示すように、直流母線ＬＨ，ＬＬの間には、コンデンサＣ１が接続されていてもよい。このコンデンサＣ１は、例えば、大きな静電容量を有する平滑コンデンサであってもよく、あるいは、小さな静電容量を有するコンデンサ（例えばフィルタコンデンサ）であってもよい。直流電圧ＶｄｃはこのコンデンサＣ１に印加されている。

図１に示すように、電動機駆動装置には、整流器１が設けられてもよい。整流器１はその入力側において交流電源Ｅ１に接続され、その出力側において直流母線ＬＨ，ＬＬに接続される。整流器１は、交流電源Ｅ１から入力される交流電圧を整流して、整流後の直流電圧を直流母線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。整流器１は、例えばダイオード整流回路である。なお整流器１は、ダイオード整流回路に限らず、他の整流回路（例えば自励式整流回路または他励式整流回路）であってもよい。

図１の例では、交流電源Ｅ１は単相交流電源であり、２本の入力線を介して整流器１に接続されている。また図１に示すように、この入力線の一つの上にリアクトルＬ１が、コンデンサＣ１に対して電力変換器２とは反対側で、設けられていてもよい。このリアクトルＬ１は、入力線を流れる入力電流の高周波を抑制することができる。また、交流電源Ｅ１は単相交流電源に限らず、Ｎ（Ｎは３以上の整数）相交流電源であってもよい。換言すれば、整流器１はＮ相の整流器であってもよい。

電力変換器２は制御回路３０から制御信号Ｓに基づいて、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する。そして、電力変換器２はこの交流電圧を電動機Ｍ１へと出力する。電力変換器２は例えばインバータ回路である。図１の例では、電力変換器２として三相のインバータ回路が示されている。この電力変換器２は、例えば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えている。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタである。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は直流母線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列に接続されており、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４は直流母線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列に接続されており、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６は直流母線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列に接続されている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は制御回路３０からの制御信号Ｓに基づいて導通／非導通する。

ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に並列に接続されている。ダイオードＤ１〜Ｄ６の順方向は直流母線ＬＬから直流母線ＬＨへと向かう方向である。

なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は、直流母線ＬＬから直流母線ＬＨへと向かう順方向の寄生ダイオードを有していてもよい。このようなスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６としては、例えばＭＯＳ(Metal-Oxide-Semiconductor)電界効果トランジスタを挙げることができる。この場合、ダイオードＤ１〜Ｄ６は設けられていなくてもよい。

スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を接続する接続点は出力線Ｐｕの一端に接続され、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を接続する接続点は出力線Ｐｖの一端に接続され、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６を接続する接続点は出力線Ｐｗの一端に接続される。出力線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの他端は電動機Ｍ１に接続されている。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が適切に制御されることによって、電力変換器２は直流電圧Ｖｄｃを交流電圧（図１の例では三相交流電圧）に変換し、変換後の交流電圧を、出力線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを介して電動機Ｍ１へと出力することができる。なお、図１では三相の電動機Ｍ１が例示されているものの、その相数はこれに限らない。換言すれば、電力変換器２は三相の電力変換器に限らない。

電動機Ｍ１は同期電動機であって、界磁（不図示）および電機子（不図示）を備えている。界磁は例えば永久磁石を有しており、電機子へ鎖交磁束を供給する。電機子は電機子巻線を有している。電力変換器２からの交流電圧が電機子巻線に印加されることにより、当該電機子巻線には交流電流が流れる。この交流電流によって、電機子は界磁へと回転磁界を印加することができる。界磁はこの回転磁界に応じて、電機子に対して相対的に回転する。

制御回路３０は制御信号Ｓを電力変換器２（具体的にはスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６）へ出力して、電力変換器２の出力を制御し、ひいては電動機Ｍ１を制御する。

またここでは、制御回路３０はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ(ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等)、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御回路３０はこれに限らず、制御回路３０によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

＜直流電圧Ｖｄｃの脈動成分＞
例えばスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングに起因して、直流電圧Ｖｄｃは脈動する。つまり直流電圧Ｖｄｃには、高周波たる脈動成分が含まれる。図２は、直流電圧Ｖｄｃの一例を模式的に示す図である。図２の例では、脈動成分の１周期分の直流電圧Ｖｄｃが示されている。本実施の形態では、このような脈動成分の振幅（つまり直流電圧Ｖｄｃの変動幅）の増大を制御によって抑制することを企図する。

ところで、図１の例では、整流器１の入力側のリアクトルＬ１と、整流器１の出力側のコンデンサＣ１とは、交流電源Ｅ１の出力端の間において直列に接続されるので、リアクトルＬ１およびコンデンサＣ１は共振回路を形成し得る。よって、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分の振幅は、この共振回路による共振に起因して急激に増大する場合がある。本制御では、このような共振による脈動成分の振幅の増大も抑制することを企図する。そこで、以下では、脈動成分の振幅を抑制する本実施の形態の制御を、共振抑制制御と呼ぶことがある。ただし、本制御は必ずしも共振の発生を前提としない。共振がなくとも、大きな振幅を有する脈動成分が発生する場合もあり得るからである。

＜共振抑制制御の基本的な考え方＞
次に、共振抑制制御の基本的な考え方について説明する。共振抑制制御では、電力変換器２の出力電力を制御することで、電力変換器２の入力電圧たる直流電圧Ｖｄｃを制御する。具体的には、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分の瞬時値の増大に応じて、電力変換器２の出力電力を増大させる。これにより、脈動成分の瞬時値の増大中において、電力変換器２からの出力電流、ひいては電力変換器２へ入力される直流電流が増大する。この直流電流の増大によって、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分の更なる増大を抑制することができる。したがって、脈動成分の振幅を低減することができる。

逆に説明すると、脈動成分の瞬時値の低減に応じて、電力変換器２の出力電力を低減させる。これにより、脈動成分の瞬時値の低減中において、電力変換器２への直流電流が低減する。この直流電流の低減により、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分の更なる低減を抑制することができる。これにより、脈動成分の振幅を低減することができる。

＜共振抑制制御の概要＞
本実施の形態では、電動機Ｍ１の負荷角（後述）を制御して、出力電力を制御する。以下では、まず負荷角と出力電力との関係について述べる。電力変換器２の出力電力は理想的には電動機Ｍ１の出力と等しい。そしてこの電動機Ｍ１の出力は出力トルクと回転速度との積で表される。出力トルクは、電動機Ｍ１の一次磁束（後述）の大きさ、および、負荷角によって決まる。

次に、一次磁束および負荷角について説明する。図３は、電動機Ｍ１における一次磁束［λ０］（記号［］はベクトル量を表す：以下同様）と、界磁による電機子への鎖交磁束［Λａ］との関係を示すベクトル図である。鎖交磁束［Λａ］は例えば電動機Ｍ１が永久磁石を有している場合には当該永久磁石によって発生するし、電動機Ｍ１が界磁巻線を有している場合には当該界磁巻線に電流が流れることによって発生する。

図３では、α−β軸固定座標系、ｄ−ｑ軸回転座標系、Ｍ−Ｔ軸回転座標系およびＭｃ−Ｔｃ軸回転座標系が、原点を一致させて表示されている。α−β軸固定座標系は、電動機Ｍ１の固定子（例えば電機子）に固定された座標系であり、α軸およびβ軸によって構成されている。β軸はα軸に対して位相が９０度進む。ｄ−ｑ軸回転座標系は、電動機Ｍ１の回転子（例えば界磁）に固定された座標系であり、ｄ軸およびｑ軸によって構成されている。ｄ軸は鎖交磁束［Λａ］と同相に設定され、ｑ軸はｄ軸に対して位相が９０度進む。よって、ｄ−ｑ軸回転座標系は電動機Ｍ１の回転に同期して回転する。Ｍ−Ｔ軸回転座標系は、電動機Ｍ１の回転に応じて回転する座標系であり、Ｍ軸およびＴ軸によって構成されている。Ｍ軸は一次磁束［λ０］と同相に設定され、Ｔ軸はＭ軸に対して位相が９０度進む。Ｍｃ軸−Ｔｃ軸回転座標系は、制御で用いられる座標系（以下、制御座標系とも呼ぶ）であり、例えば、理想的にはＭ−Ｔ軸回転座標系と一致する。

一次磁束［λ０］は、電機子巻線に交流電流が流れて発生する電機子反作用による磁束［λｉ］と、鎖交磁束［Λａ］との合成である。電機子巻線に流れる電流は、図３においては電流［ｉａ］で示される。電機子反作用による磁束［λｉ］は、周知のように、電機子巻線に流れる電流と、電機子巻線のインダクタンスとで決定される。負荷角δはｄ軸とＭ軸との間の角度である。

図３においては、参考のために、電圧［Ｖ］，［Ｖａ］も示されている。電圧［Ｖ］は電動機Ｍ１に印加される電圧であり、電圧［Ｖａ］は電機子巻線のインダクタンス成分に印加される電圧である。よって、電圧［Ｖ］は、電機子巻線の抵抗成分の抵抗値Ｒと、電流［Ｉａ］の積と、電圧［Ｖａ］との合成である。

一次磁束［λ０］の大きさが一定である場合、出力トルクは負荷角δの増大に応じて増大し、ピークをとった後、負荷角の増大に応じて低減する。そして通常、電動機Ｍ１は、負荷角δの増大に応じて出力トルクが増大する範囲で制御される。したがって、負荷角δが増大すれば出力トルクは増大する、と考えることができる。

そこで、本実施の形態では、制御回路３０は、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分の瞬時値の増大に応じて負荷角δが増大するように、電力変換器２を制御する。これにより、脈動成分の瞬時値の増大に応じて出力電力を増大でき、ひいては脈動成分の瞬時値の更なる増大を抑制できる。逆に言えば、制御回路３０は、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分の瞬時値の低減に応じて負荷角δが低減するように、電力変換器２を制御する。これにより、脈動成分の瞬時値の低減に応じて出力電力を低減でき、ひいては脈動成分の瞬時値の更なる低減を抑制できる。よって、脈動成分の振幅を低減できるのである。

＜電圧位相＞
例えば、制御回路３０は、電力変換器２から出力される交流電圧の位相（以下、電圧位相とも呼ぶ）を制御することで、負荷角δを制御してもよい。以下、電圧位相と負荷角δとの関係について述べる。

図４の例においては、電圧位相として、ｄ−ｑ軸回転座標系における電圧位相θｖｑ、および、α−β軸固定座標系における電圧位相θｖαが示されている。例えば電圧位相θｖｑはｑ軸に対する電圧［Ｖ］の位相であり、電圧位相θｖαはα軸に対する電圧［Ｖ］の位相である。電圧位相θｖｑ，θｖαのいずれを用いて説明を行ってもよいものの、ここでは電圧位相θｖｑを用いて説明する。

例えば電圧位相θｖｑを増大させると、電圧［Ｖ］が進み方向（例えば図３において反時計回り）に回転し、これに応じて、電圧［Ｖａ］も進み方向に回転する。つまり、Ｍ−Ｔ軸回転座標系がｄ−ｑ軸回転座標系に対して進み方向に回転する。よって、負荷角δが増大する。これにより、出力トルクが増大して、電力変換器２の出力電力が増大する。逆に、電圧位相を低減させると、これに応じて、負荷角δが低減する。これにより、出力トルクが低減して、電力変換器２の出力電力が低減する。

そこで例えば、制御回路３０は、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分の瞬時値の増大に応じて電圧位相が増大するように、電力変換器２を制御する。これにより、脈動成分の瞬時値の増大に応じて負荷角δを増大でき、ひいては出力電力を増大できる。したがって、脈動成分の瞬時値の更なる増大を抑制できる。逆に言えば、制御回路３０は、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分の瞬時値の低減に応じて電圧位相が低減するように、電力変換器２を制御する。これにより、脈動成分の瞬時値の低減に応じて負荷角δを低減でき、ひいては出力電力を低減できる。したがって、脈動成分の瞬時値の更なる低減を抑制できる。よって、脈動成分の振幅を低減できるのである。

なお以下では、脈動成分の瞬時値の増大を単に脈動成分の増大とも言い、脈動成分の瞬時値の低減を単に脈動成分の低減とも言う。

＜共振抑制制御の具体例＞
図４は、制御回路３０の内部構成の一例を概略的に示す機能ブロック図である。制御回路３０は、電圧指令生成部３１と、積分器３２と、電圧位相補正部３３と、座標変換部３０２と、制御信号生成部３４とを備えている。

電圧指令生成部３１は、電力変換器２から出力される交流電圧についての電圧指令を生成する。この電圧指令は所定の制御座標系における電圧指令である。制御座標系は回転座標系であって、適宜に設定されればよい。電圧指令の生成方法は特に限定されないものの、例えば電圧指令生成部３１は一次磁束制御を実行して、電圧指令を生成してもよい。この場合、図３に示すＭｃ−Ｔｃ軸回転座標系を制御座標系として採用することができる。電圧指令は、Ｍｃ軸成分たる電圧指令ＶＭｃ*と、Ｔｃ軸成分たる電圧指令ＶＴｃ*とを含む。

図４は、一次磁束制御を用いて電圧指令を生成する制御回路３０を例示している。図４の例では、電圧指令生成部３１には、一次磁束指令λ０ｃ*、回転速度指令ω０ｃ*および電流ｉＭｃ，ｉＴｃが入力される。一次磁束指令λ０ｃ*は一次磁束［λ０］の大きさについての指令であって、例えば外部から電圧指令生成部３１に入力される。

回転速度指令ω０ｃ*は制御座標系の回転速度についての指令である。図４の例では、回転速度指令ω０ｃ*は、制御回路３０に属する速度制御部３０１によって算出される。速度制御部３０１には、回転速度指令ω０ｃ**および電流ｉＭｃ，ｉＴｃが入力される。電流ｉＭｃ，ｉＴｃは、電動機Ｍ１に流れる交流電流を、Ｍｃ−Ｔｃ軸回転座標系で表したものであり、それぞれ電流［ｉａ］のＭｃ軸成分およびＴｃ軸成分である。電動機Ｍ１を流れる電流は電流検出部５によって検出される（図１も参照）。電流検出部５は例えば電流検出回路であって、出力線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗをそれぞれ流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出し、これらを制御回路３へと出力する。この電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは制御回路３０に属する座標変換部３０２へと入力される。座標変換部３０２は、Ｍｃ−Ｔｃ軸回転座標系の位相角θ０ｃも入力される。位相角θ０ｃはα軸とＭｃ軸との間の位相差である。以下では、位相角θ０ｃを位相差θ０ｃとも呼ぶ。座標変換部３０２は電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを位相差θ０ｃに基づいて座標変換して、電流ｉＭｃ，ｉＴｃを算出する。

なお図１の例では、電流検出部５は電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの全てを検出しているものの、いずれか二つを検出してもよい。電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの総和は理想的には零であるので、この二つの電流から残りの一つの電流を算出することができる。また図１の例では、電流検出部５は電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを直接に検出しているものの、直流母線ＬＨまたは直流母線ＬＬを流れる直流電流を検出してもよい。具体的には、電流検出部５は、コンデンサＣ１と電力変換器２との間において直流母線ＬＨまたは直流母線ＬＬを流れる直流電流を検出してもよい。この直流電流は、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうちスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチパターンに応じた電流と一致する。よってスイッチパターンおよび直流電流に基づいて電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを把握できる。かかる電流検出は、いわゆる１シャント方式と呼ばれる。

速度制御部３０１は、回転速度指令ω０ｃ**を電流ｉＭｃ，ｉＴｃの少なくともいずれか一方に基づいて補正して、回転速度指令ω０ｃ*を算出し、この回転速度指令ω０ｃ*を積分器３２および電圧指令生成部３１へと出力する。例えば速度制御部３０１は、電流ｉＴｃの高調波を抽出し、この高調波に所定の正のゲインを乗算して得られた補正量を、回転速度指令ω０ｃ**から減算することで、回転速度指令ω０ｃ*を算出する。

なお、この回転速度指令の補正は、電動機Ｍ１の安定的な運転に資するものの、必ずしも必要ではない。例えば速度制御部３０１は回転速度指令ω０ｃ**をそのまま回転速度指令ω０ｃ*として出力してもよい。

電圧指令生成部３１は、一次磁束指令λ０ｃ*、回転速度指令ω０ｃ*および電流ｉＭｃ，ｉＴｃに基づいて、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*を生成し、その電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*を制御信号生成部３４へと出力する。例えば電圧指令生成部３１は、一次磁束指令λ０ｃ*についてフィードフォワード制御を行って、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*を生成してもよい。具体的な一例として、電圧指令生成部３１は、以下の式に基づいて、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*を生成する。

ＶＭｃ*＝Ｒ・ｉＭｃ＋ｓ・λＭｃ*−ω０ｃ*・λＴｃ* ・・・（１）
ＶＴｃ*＝Ｒ・ｉＴｃ＋ｓ・λＴｃ*＋ω０ｃ*・λＭｃ* ・・・（２）

ここで、λＭｃ*，λＴｃ*は、一次磁束［λ０］について磁束指令であって、それぞれＭｃ軸成分およびＴｃ軸成分である。例えば一次磁束指令λＴｃ*を零に設定した場合、一次磁束指令λＭｃ*は一次磁束指令λ０ｃ*に等しい。式（１）および式（２）は電動機Ｍ１の電圧方程式に相当する。これらの式（１）および式（２）によれば、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*がフィードフォワード制御によって算出されていることが理解できる。

式（１）および式（２）の第１項はそれぞれの第２項および第３項に比べて小さい場合がある。例えば回転速度指令ω０ｃ*が高い場合、当該第１項は小さい。このような場合には、式（１）および式（２）の第１項を省略してもよい。

なお、電圧指令生成部３１は必ずしも式（１）および式（２）を用いる必要はない。また、電圧指令生成部３１はフィードフォワード制御に替えて、或いは、フィードフォワード制御とともにフィードバック制御を用いてもよい。

積分器３２は回転速度指令ω０ｃ*を積分してＭｃ−Ｔｃ軸回転標系の位相差θ０ｃを算出する。積分器３２はこの位相差θ０ｃを座標変換部３０２および電圧位相補正部３３へと出力する。

電圧位相補正部３３には、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈも入力される。脈動成分Ｖｄｃｈは、例えば脈動成分抽出部３５から電圧位相補正部３３へと入力される。脈動成分抽出部３５は例えば制御回路３０に設けられていてもよい。脈動成分抽出部３５には、直流電圧Ｖｄｃが入力される。この直流電圧Ｖｄｃは電圧検出部４（図１も参照）によって検出される。脈動成分抽出部３５は、直流電圧Ｖｄｃからその脈動成分Ｖｄｃｈを抽出し、この脈動成分Ｖｄｃｈを電圧位相補正部３３へと出力する。

図５は、脈動成分抽出部３５の内部構成の一例を示す機能ブロック図である。例えば脈動成分抽出部３５は、ローパスフィルタ３５１と、減算器３５２とを備えている。ローパスフィルタ３５１には、電圧検出部４からの直流電圧Ｖｄｃが入力される。ローパスフィルタ３５１は、直流電圧Ｖｄｃから脈動成分Ｖｄｃｈを除去して、除去後の直流電圧Ｖｄｃ（つまり、直流電圧Ｖｄｃの低周波、例えば直流成分）を減算器３５２へと出力する。減算器３５２には、電圧検出部４からの直流電圧Ｖｄｃも入力される。減算器３５２は、電圧検出部４が出力する直流電圧Ｖｄｃから、ローパスフィルタ３５１の出力を減算して、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈを算出し、この脈動成分Ｖｄｃｈを電圧位相補正部３３へと出力する。

なお、脈動成分抽出部３５は、図５の構成に替えて、ハイパスフィルタを有していてもよい。このハイパスフィルタには、電圧検出部４から直流電圧Ｖｄｃが入力される。ハイパスフィルタは直流電圧Ｖｄｃから低周波を除去して脈動成分Ｖｄｃｈを抽出し、この脈動成分Ｖｄｃｈを電圧位相補正部３３へと出力する。

電圧位相補正部３３には、位相差θ０ｃおよび直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈが入力される。電圧位相補正部３３は、脈動成分Ｖｄｃｈに基づいて位相差θ０ｃを補正することで、電圧位相を補正する。位相差θ０ｃを補正することで、電圧位相を補正できる理由については後に述べる。

電圧位相補正部３３は、脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて位相差θ０ｃを増大させて、補正後の位相差θ０ｃ’を算出し、この位相差θ０ｃ’を制御信号生成部３４へと出力する。

図４に示すように、例えば電圧位相補正部３３はゲイン部３３１と加算器３３２とを備えている。ゲイン部３３１には、脈動成分抽出部３５から脈動成分Ｖｄｃｈが入力される。ゲイン部３３１は脈動成分ＶｄｃｈにゲインＫを乗算して、その結果（Ｋ・Ｖｄｃｈ）を加算器３３２へ出力する。ゲインＫは例えば予め設定された正の値であってよく、例えば、制御回路３０に属する所定の記憶媒体に記憶されている。加算器３３２には、位相差θ０ｃも入力される。加算器３３２はゲイン部３３１からの出力と位相差θ０ｃとを加算して、位相差θ０ｃ’を算出する。以下の式は、図４に例示する電圧位相補正部３３の演算を示している。

θ０ｃ’＝θ０ｃ＋Ｋ・Ｖｄｃｈ ・・・（３）

式（３）によれば、位相差θ０ｃ’は脈動成分Ｖｄｃｈが増大するほど増大し、脈動成分Ｖｄｃｈが低減するほど低減する。より具体的には、位相差θ０ｃ’は脈動成分Ｖｄｃｈの波形と同様に脈動する。よって、図４の電圧位相補正部３３は位相差θ０ｃに脈動成分Ｖｄｃｈを重畳している、とも説明できる。

また式（３）によれば、脈動成分Ｖｄｃｈが正であるときには、位相差θ０ｃよりも大きく位相差θ０ｃ’が算出され、脈動成分Ｖｄｃｈが負であるときには、位相差θ０ｃよりも小さくθ０ｃ’が算出される。つまり、電圧位相補正部３３は、直流電圧Ｖｄｃがその平均値よりも大きいときに、補正前の位相差θ０ｃよりも大きく補正後の位相差θ０ｃ’を算出し、直流電圧Ｖｄｃがその平均値よりも小さいときに、補正前の位相差θ０ｃよりも小さく補正後の位相差θ０ｃ’を算出してもよい。

制御信号生成部３４には、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*および位相差θ０ｃ’が入力される。制御信号生成部３４は電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*および位相差θ０ｃ’に基づいて制御信号Ｓを生成し、制御信号Ｓを電力変換器２へと出力する。具体的な一例を説明する。制御信号生成部３４は位相差θ０ｃ’を用いて電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*に対して座標変換を施して、不図示のＵＶＷ固定座標系における三相の電圧指令を生成する。そして例えば制御信号生成部３４はこの三相の電圧指令の各々に対して直流電圧Ｖｄｃを除算して、三相の電圧指令を規格化する。制御信号生成部３４は規格化後の電圧指令と所定のキャリアとの比較に基づいて、制御信号Ｓを生成する。このような制御信号Ｓの生成方法はパルス幅変調で用いられる方法である。このとき電力変換器２はキャリアＣに基づくパルス幅変調で動作することになる。

以上のように、制御信号生成部３４は、補正後の位相差θ０ｃ’を用いて、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*に対して座標変換を施して、三相の電圧指令を生成する。図６は、この座標変換を説明するための図である。図６では、制御座標系としてのＭｃ−Ｔｃ軸回転座標系が示されている。このＭｃ−Ｔｃ軸回転座標系の位相角は位相差θ０ｃである。図６では、補正後の位相差θ０ｃ’によって示される補正後の制御座標系、即ち、Ｍｃ’−Ｔｃ’軸回転座標系も示されている。

上述のとおり、制御信号生成部３４は、位相差θ０ｃではなく補正後の位相差θ０ｃ’を用いて、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*に対して座標変換を施している。つまり、この座標変換は、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*に対する座標変換ではなく、Ｍｃ’−Ｔｃ’軸回転座標系における電圧指令ＶＭｃ*’，ＶＴｃ*’（後述）に対する座標変換に相当する。

電圧指令ＶＭｃ*’，ＶＴｃ*’の値自体はそれぞれ電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*の値と同じである。ただし、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*がＭｃ−Ｔｃ軸回転座標系における値を示すのに対して、電圧指令ＶＭｃ*’，ＶＴｃ*’はＭｃ’−Ｔｃ’軸回転座標系における値を示す。つまり、この電圧指令ＶＭｃ*’，ＶＴｃ*’は、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*を、Ｍｃ−Ｔｃ軸回転座標系からＭｃ’−Ｔｃ’軸回転座標系までの位相差（＝θ０ｃ’−θ０ｃ）で回転させて得られる電圧指令である。つまり、電圧指令ＶＭｃ*’，ＶＴｃ*’の電圧位相θｖｑ’（θｖα’）は、電圧位相θｖｑ（θｖα）に対して、補正量（Ｋ・Ｖｄｃｈ）で補正して得られる値である。

要するに、制御信号生成部３４は、位相差θ０ｃ’を用いて電圧指令ＶＭｃ*’，ＶＴｃ*’に対して座標変換を施しているのである。そしてこれは、電圧位相を、位相差θ０ｃに対する補正量（Ｋ・Ｖｄｃｈ）と同様の補正量で補正していることを意味する。

以上のように、本実施の形態では、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて位相差θ０ｃ’を増大させることで、脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて電圧位相を増大させている。逆に言えば、脈動成分Ｖｄｃｈの低減に応じて位相差θ０ｃ’を低減させることで、脈動成分Ｖｄｃｈの低減に応じて電圧位相を低減させている。

このように脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて電圧位相を増大させることで、脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて負荷角δを増大させることができ、ひいては出力トルクを増大できる。よって、脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて電力変換器２の出力電力を増大できる。逆に、脈動成分Ｖｄｃｈの低減に応じて出力電力を低減できる。よって、脈動成分Ｖｄｃｈの振幅を低減することができる。つまり、直流電圧Ｖｄｃの変動（脈動成分Ｖｄｃｈの振幅）を低減できるのである。

しかも本実施の形態のように、電圧位相に基づいて負荷角δを制御すれば、簡易に負荷角δを制御できる。

また本実施の形態によれば、電圧指令の大きさ（振幅）を脈動成分Ｖｄｃｈに基づいて増減する必要がない。つまり電力変換器２が出力する交流電圧の振幅を増減させる必要がない。比較例として、例えば特許文献１の技術では、交流電圧の振幅が増減し得る。この場合、交流電圧の振幅を上限値に維持することは当然にできない。つまり、交流電圧の振幅の平均値は当該上限値よりも小さくなる。このような交流電圧の振幅の平均値の低減は、回転速度をより高い範囲で制御するという観点で望ましくない。

ここで電圧利用率を導入する。電圧利用率は、直流電圧Ｖｄｃに対して、平均的に、どの程度の割合で交流電圧を出力するかを示す指標である。この電圧利用率は、例えば、交流電圧の振幅の平均値の、直流電圧Ｖｄｃに対する比で表される。そして、上述のように交流電圧の振幅の平均値の低減が望ましくないので、この電圧利用率の上限値の低減も望ましくない。

一方で、本実施の形態によれば、脈動成分Ｖｄｃｈの低減のために電圧指令の大きさ（振幅）を増減する必要がない。よって、交流電圧の振幅を上限値に維持することができる。これによれば、電圧利用率の上限値の低減を回避、あるいは、抑制することができる。

また上述の例においては、脈動成分Ｖｄｃｈに基づいて位相差θ０ｃを補正している。他の一例として、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*に基づいて制御座標系における電圧位相を算出し、この電圧位相を脈動成分Ｖｄｃｈに基づいて補正することが考えられる。具体的には、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*は直交座標系の値であるので、これを極座標系の値に座標変換することで、制御座標系における電圧指令の振幅および電圧位相を算出することができる。そして、電圧位相を補正し、その補正後の電圧位相と、振幅とに基づいて、再び直交座標系における補正後の電圧指令ＶＭｃ*’，ＶＴｃ*’を算出してもよい。これによっても、上記の制御と同様の作用を得ることができ、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈの振幅を低減できる。しかしながら、制御座標系における電圧位相を算出する処理などが必要となる。

一方で、位相差θ０ｃを補正すれば、制御座標系における電圧位相を算出したり、補正後の電圧位相に基づいて補正後の電圧指令を算出する必要がない。つまり、処理を簡易にすることができる。

なお図４を参照して、電圧検出部４および脈動成分抽出部３５からなる部分は、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈを検出する脈動成分検出部６に相当する。この場合、制御回路３０から脈動成分検出部６を除いた部分は、電力変換器２を制御して、脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて負荷角δを増大させる制御回路３に相当する。

＜過変調＞
以下では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５を上側のスイッチング素子とも呼び、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６を下側のスイッチング素子とも呼ぶ。なお上述の例でも同様であるが、同じ出力端に接続された上側のスイッチング素子および下側のスイッチング素子は、相互に排他的にオンするように制御される。

電力変換器２が出力可能な交流電圧の振幅の上限は、直流電圧Ｖｄｃによって制限される。よって、交流電圧として略正弦波状の波形を採用する場合にも、その振幅の上限は直流電圧Ｖｄｃによって制限される。そこで、より大きな電圧を電力変換器２に出力させる場合、交流電圧として正弦波ではなく、例えば、略台形状または矩形波状の波形などを採用するとよい。つまり、交流電圧の瞬時値が最大値をとる期間（上側のスイッチング素子がオンする期間）、および、交流電圧の瞬時値が最小値をとる期間（下側のスイッチング素子がオンする期間）を長くすることにより、実質的により大きな振幅を有する交流電圧を出力するのである。このような制御は過変調制御とも呼ばれる。

ところで、電力変換器２が出力する交流電圧の振幅は、電動機Ｍ１の回転速度が高いほど大きくなる傾向にある。よって、制御回路３は、回転速度（或いは回転速度指令）が基準値よりも高いときに、過変調制御を行うとよい。

＜矩形波＞
図７は、出力線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗについての電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の一例を概略的に示す図である。図７の例では、電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の各々は矩形波状の波形（より具体的には１パルス波形）を有している。電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の相互間の位相差は略１２０度である。このような電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は電圧位相θｖに応じて最小値または最大値をとる。より具体的に、例えば電圧指令Ｖｕ*は、電圧位相θｖが例えば０度から１８０度の位相範囲に属するときに最大値をとり、電圧位相θｖが例えば１８０度から３６０度の位相範囲に属するときに最小値をとる。電圧指令Ｖｖ*，Ｖｗ*の各々と電圧指令Ｖｕ*との違いは位相差のみであるので、電圧指令Ｖｖ*，Ｖｗ*の説明を省略する。

このように電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は電圧位相θｖに応じて決まるので、電圧位相θｖを算出すれば、この電圧位相θｖに基づいて、電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成することができる。

図８は、制御回路３０の内部構成の他の一例を示す機能ブロック図である。制御回路３０は積分器３２と電圧位相補正部３３と制御信号生成部３４と脈動成分抽出部３５とを備えている。

積分器３２は回転速度指令ω０ｃ*を積分して電圧位相指令θｖ*を算出し、この電圧位相指令θｖ*を電圧位相補正部３３へ出力する。

電圧位相補正部３３には、脈動成分抽出部３５から脈動成分Ｖｄｃｈも入力される。電圧位相補正部３３は、脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて電圧位相指令θｖ*を増大させる補正を行って、補正後の電圧位相指令θｖ*’を算出する。電圧位相補正部３３は、補正後の電圧位相指令θｖ*’を制御信号生成部３４へ出力する。電圧位相補正部３３による具体的な補正方法は図４の電圧位相補正部３３による補正方法と同様であるので、繰り返しの説明を避ける。

制御信号生成部３４は、補正後の電圧位相指令θｖ*’に基づいて制御信号Ｓを生成する。例えばまず、制御信号生成部３４は電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を電圧位相指令θｖ*’に基づいて生成する。例えば制御信号生成部３４は、電圧位相指令θｖ*’が所定の第１位相範囲（例えば０〜１８０度）に属するときに、電圧指令Ｖｕ*を最大値とし、電圧位相指令θｖ*’が所定の第２位相範囲（例えば１８０〜３６０度）に属するときに、電圧指令Ｖｕ*を最小値とする。第１位相範囲および第２位相範囲の合計が交流電圧の１周期の位相（３６０度）となる。電圧指令Ｖｖ*，Ｖｗ*も同様にして生成される。

次に、制御信号生成部３４は、例えば、電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の各々とキャリアとを比較し、その比較結果を制御信号Ｓとして出力する。キャリアは例えば三角波であり、例えば、その最大値は電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の最大値と等しく、その最小値は電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の最小値と等しい。

このような制御信号Ｓにより、電力変換器２は、電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*と略等しい交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する。つまり、制御回路３０は、電圧位相指令θｖ*’が所定の第１位相範囲（例えば０〜１８０度）に属するときに、スイッチング素子Ｓ１をオンし、電圧位相指令θｖ*’が所定の第２位相範囲（例えば１８０〜３６０度）に属するときに、スイッチング素子Ｓ２をオンする。スイッチング素子Ｓ３〜Ｓ６も同様である。

以上のように、電力変換器２は、矩形波（例えば１パルス波形）の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力できる。つまり、実質的に高い振幅を有する交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力できる。よって、電動機Ｍ１をより高い回転速度で駆動することができる。しかも、電圧位相を直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて補正しているので、脈動成分Ｖｄｃｈの振幅も低減できる。

＜台形波＞
図９は、略台形状の波形を有する電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の一例を概略的に示す図である。図９に示す電圧位相θｖと電圧指令Ｖｕ*との関係は、例えば、予め決められてもよく、制御回路３０に属する記憶媒体に記憶されていてもよい。制御回路３０（制御信号生成部３４）は、補正後の電圧位相指令θｖ*’と、当該関係に基づいて、電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成してもよい。

図１０は、電圧指令Ｖｕ*、キャリアＣおよび制御信号Ｓｕの一例を概略的に示す図である。制御信号Ｓｕはスイッチング素子Ｓ１についての制御信号であり、その波形は、簡易には、交流電圧Ｖｕと等しい。例えば、キャリアＣは三角波であり、その最大値および最小値は電圧指令Ｖｕ*の最大値および最小値にそれぞれ等しい。図１０の例では、電圧指令Ｖｕ*がキャリアＣ以上であるときに、制御信号Ｓｕが活性化し、電圧指令Ｖｕ*がキャリアＣ以下であるときに、制御信号Ｓｕが非活性化する。

図１０に示すように、電圧指令Ｖｕ*が最大値をとるときには、電圧指令Ｖｕ*はキャリアＣ以上であるので、制御信号Ｓｕは活性化する。電圧指令Ｖｕ*がキャリアＣの複数周期に亘って最大値をとれば、制御信号ＳｕはキャリアＣの複数周期に亘って活性化する。

電圧指令Ｖｕ*が最大値と最小値との間を遷移する期間では、電圧指令Ｖｕ*とキャリアＣとの大小関係が、キャリアＣの１周期において、交互に切り替わる。よって、この期間では、制御信号Ｓｕは活性／非活性を交互にとる。

電圧指令Ｖｕ*が最小値をとるときには、電圧指令Ｖｕ*がキャリアＣ以下となるので、制御信号Ｓｕは非活性化する。電圧指令Ｖｕ*がキャリアＣの複数周期に亘って最小値をとれば、制御信号ＳｕはキャリアＣの複数周期に亘って非活性化する。

したがって、制御信号Ｓｕは、図１０に示すように、比較的に広いパルス幅を有するパルスと、その両側に比較的狭いパルス幅を有するパルスとを含む。制御信号Ｓｕの波形は交流電圧Ｖｕの波形と略等しいので、交流電圧Ｖｕも、比較的に広いパルス幅を有するパルスと、その両側に比較的狭いパルス幅を有するパルスとを含む。

このような略台形状の電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を採用しても、実質的に大きな振幅を有する交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力できる。しかも、電圧位相指令θｖ*を直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて補正しているので、脈動成分Ｖｄｃｈの振幅も低減できる。

また、電圧指令として正弦波の波形を採用してもよい。ただし、この電圧指令においても、脈動成分Ｖｄｃｈに応じた電圧位相の補正は行われる。また、この場合、電圧指令の振幅を、キャリアの振幅よりも大きく設定する。図１１は、電圧指令Ｖｕ*、キャリアＣおよび制御信号Ｓｕの一例を概略的に示す図である。電圧指令Ｖｕ*のピーク付近では、キャリアＣの複数周期に亘って、電圧指令Ｖｕ*がキャリアＣよりも大きくなる。したがって、当該複数周期に亘って制御信号Ｓは活性化する。同様に、電圧指令Ｖｕ*のボトム付近では、キャリアＣの複数周期に亘って、電圧指令Ｖｕ*がキャリアＣよりも小さくなる。よって、当該複数周期に亘って制御信号Ｓは非活性化する。

ここで、過変調制御を行わない場合の交流電圧の一周期に含まれるパルス数を考える。過変調制御を行わない場合、電圧指令Ｖｕ*とキャリアＣとの大小関係は、キャリアＣの各周期において、交互に切り替わる。よって、制御信号Ｓｕ（交流電圧Ｖｕ）はキャリアＣの周期ごとに一つのパルスを含む。したがって、交流電圧Ｖｕのパルス数ＮＰは、交流電圧Ｖｕの周波数ＦｖとキャリアＣの周波数Ｆｃとを用いて以下の式で表される。

ＮＰ＝Ｆｖ／Ｆｃ ・・・（４）

一方で、過変調制御では、制御信号ＳｕがキャリアＣの複数周期に亘って活性化あるいは非活性化する。したがって、過変調制御において交流電圧の１周期に含まれるパルス数は、過変調制御を行わないときの交流電圧の１周期に含まれるパルス数ＮＰよりも少ない。つまり、過変調制御におけるパルス数は、周波数Ｆｖを周波数Ｆｃで除算した値（ＮＰ）よりも少なくなる。また、過変調制御では、キャリアＣの周期よりも長いパルス幅を有するパルスが交流電圧に含まれる。

以上のように、過変調制御においては、制御回路３０は、パルス数ＮＰよりも少ないパルスを含み、かつ、そのパルスの少なくとも一つが、キャリアＣの周期よりも広いパルス幅を有する交流電圧を、電力変換器２に出力させる。

なお交流電圧が図７のように１パルスを含む場合には、実質的な交流電圧の振幅を最大化できる一方で、１シャントの電流検出は行いにくい。一方で、例えば図１０および図１１に示すように、交流電圧が複数（例えば５以下）のパルスを含む場合においては、一つのパルスが出力されるキャリアＣの一周期において、１シャントによる電流検出を行うことができる。

＜回転速度に応じた制御の切り替え＞
例えば制御回路３０は、電動機Ｍ１の回転速度が低いときには、図４の構成にしたがって動作し、回転速度が高いときに、図８の構成にしたがって動作してもよい。例えば、制御回路３０は、初期的には図４の構成にしたがって動作する。電動機Ｍ１の回転速度が増大すると、電圧指令の振幅が増大する。そこで、制御回路３０は、電圧指令の振幅を例えば電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*に基づいて算出し、この振幅が基準値Ｖｒｅｆ（例えば直流電圧Ｖｄｃ）よりも大きいか否かを判断する。そして、当該振幅が直流電圧Ｖｄｃよりも大きいと判断したときには、制御回路３０は図８の構成にしたがって動作してもよい。

これによれば、電動機Ｍ１の回転速度が高いときにも、実質的に大きな振幅を有する交流電圧を出力することができ、電動機Ｍ１の回転速度を増大させることができる。

＜回転速度指令の補正＞
上述の例では、制御回路３０は電圧位相に対して補正を行っていた。しかるに、電圧位相は回転速度指令の積分によって算出されるので、制御回路３は回転速度指令に対して補正を行っても構わない。つまり、電圧位相の元となる回転速度指令に対して補正を行ってもよい。図１２は、制御回路３０の内部構成の他の一例を概略的に示す機能ブロック図である。図１２の制御回路３０は、図８の制御回路３０と比べて、電圧位相補正部３３の替わりに、回転速度指令補正部３６を備えている。

回転速度指令補正部３６には、回転速度指令ω０ｃ*および脈動成分Ｖｄｃｈが入力される。回転速度指令補正部３６は、脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて回転速度指令ω０ｃ*が増大するように補正を行って、補正後の回転速度指令ω０ｃ*’を生成する。例えば回転速度指令補正部３６は、ゲイン部３６１と加算器３６２とを備えている。ゲイン部３６１には、脈動成分抽出部３５から脈動成分Ｖｄｃｈが入力される。ゲイン部３６１は、脈動成分Ｖｄｃｈに所定のゲインＫを乗算して、その結果（Ｋ・Ｖｄｃｈ）を加算器３６２へと出力する。加算器３６２には、回転速度指令ω０ｃ*も入力される。加算器３６２は回転速度指令ω０ｃ*に、ゲイン部３６１からの出力を加算し、その結果を補正後の回転速度指令ω０ｃ*’として積分器３２へと出力する。以下の式は、図１２の回転速度指令補正部３６による演算の一例を示す式である。

ω０ｃ*’＝ω０ｃ*＋Ｋ・Ｖｄｃｈ ・・・（５）

式（５）によれば、回転速度指令ω０ｃ*’は、脈動成分Ｖｄｃｈが増大するほど増大し、脈動成分Ｖｄｃｈが低減するほど低減する。より具体的には、回転速度指令ω０ｃ*’は脈動成分Ｖｄｃｈの波形と同様に脈動する。よって、図１２の回転速度指令補正部３６は回転速度指令ω０ｃ*に脈動成分Ｖｄｃｈを重畳している、とも説明できる。

また式（５）によれば、脈動成分Ｖｄｃｈが正であるときには、回転速度指令ω０ｃ*よりも大きく回転速度指令ω０ｃ*’が算出され、脈動成分Ｖｄｃｈが負であるときには、回転速度指令ω０ｃ*よりも小さく回転速度指令ω０ｃ*’が算出される。つまり、回転速度指令補正部３６は、直流電圧Ｖｄｃがその平均値よりも大きいときに、補正前の回転速度指令ω０ｃ*よりも大きく補正後の回転速度指令ω０ｃ*’を算出し、直流電圧Ｖｄｃがその平均値よりも小さいときに、補正前の回転速度指令ω０ｃ*よりも小さく補正後の回転速度指令ω０ｃ*’を算出してもよい。

積分器３２は、回転速度指令ω０ｃ*’を積分して電圧位相指令θｖ*’を算出し、電圧位相指令θｖ*’を制御信号生成部３４へと出力する。回転速度指令ω０ｃ*’は脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて増大するので、その回転速度指令ω０ｃ*’の積分によって算出される電圧位相指令θｖ*’も脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて増大する。つまり、図１２の例においては、電圧位相指令θｖ*（＝ω０ｃ*／ｓ）に対する補正ではなく、その算出の元となる回転速度指令ω０ｃ*に対して補正を行う。これにより、図８の電圧位相補正部３３による電圧位相指令θｖ*に対する補正と同様の作用を得ることができる。

回転速度指令ω０ｃ*に対する上記の補正は、過変調制御のみならず、過変調制御以外の通常の制御にも適用可能である。図１３は、制御回路３０の内部構成の他の一例を概略的に示す機能ブロック図である。図１３の制御回路３０は、図４の制御回路３０と比べて、電圧位相補正部３３の替わりに、回転速度指令補正部３６を備えている。回転速度指令補正部３６の機能は、図１２の回転速度指令補正部３６と同様であるので、繰り返しの説明を避ける。

なお図１３に例示するように、電圧指令生成部３１は、例えば、脈動成分Ｖｄｃｈを用いた補正が行われる前の回転速度指令ω０ｃ*を用いて、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*を生成するとよい。補正後の回転速度指令ω０ｃ*’は、脈動成分Ｖｄｃｈの増減に応じて増減するので、もし仮に、回転速度指令ω０ｃ*’を用いて電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*を算出すると、その電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*の振幅も脈動成分Ｖｄｃｈの増減に応じて増減し得る。よって、このような振幅の増減を回避すべく、電圧指令生成部３１は、脈動成分Ｖｄｃｈを用いた補正が行われる前の回転速度指令ω０ｃ*を用いて、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*を生成するのである。

＜脈動成分Ｖｄｃｈ＞
コンデンサＣ１は、上述のように、小さい静電容量を有するコンデンサであっても構わない。この場合、直流電圧ＶｄｃはコンデンサＣ１によって十分に平滑されず、整流器１の整流に起因して脈動する。例えば交流電源Ｅ１が単相交流電圧を出力し、整流器１が全波整流を行う場合には、直流電圧Ｖｄｃは単相交流電圧の周波数の２倍の周波数（以下、整流周波数と呼ぶ）で脈動する。また、交流電源Ｅ１がＮ相交流電圧を出力し、整流器１が全波整流を行う場合には、直流電圧ＶｄｃはＮ相交流電圧の周波数の２Ｎ倍の周波数で脈動する。

一方で、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチング周波数は整流周波数よりも高いので、これに起因して生じる脈動成分の周波数は、整流周波数よりも高い。

さて、本実施の形態では、例えば、整流成分よりも高い脈動成分を低減の対象としているものの、低減の対象となる周波数成分は任意に設定してもよい。例えば、リアクトルＬとコンデンサＣ１とによる共振回路の共振周波数を低減の対象としてもよい。かかる周波数は、脈動成分抽出部３５のフィルタのカットオフ周波数などによって設定される。

＜電動機駆動装置の他の例＞
図１４は、電動機駆動装置の構成の一例を概略的に示す図である。図１４の例においては、電動機駆動装置は、図１の電動機駆動装置と比較して、リアクトルＬ２を更に備えている。リアクトルＬ２は、整流器１とコンデンサＣ１との間において、直流母線ＬＨの上に設けられている。なおリアクトルＬ２は、整流器１とコンデンサＣ１との間において、直流母線ＬＬの上に設けられてもよい。

コンデンサＣ１は、小さい静電容量を有するコンデンサである。よって、直流電圧Ｖｄｃは脈動成分Ｖｄｃｈと整流成分とを含む。

この場合、リアクトルＬ１の電圧ＶＬは脈動成分Ｖｄｃｈに相当する。その理由について簡単に述べる。まず、直流電圧Ｖｄｃは整流成分Ｖｒｅｃと脈動成分Ｖｄｃｈとの和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｄｃｈ）である。そして、例えばリアクトルＬ２のコンデンサＣ１側の一端の電位を基準電位とした電圧ＶＬを考慮すると、キルヒホッフの法則により、整流器１の出力電圧は電圧ＶＬと直流電圧Ｖｄｃの和と等しい。整流器１の出力電圧は、整流成分Ｖｒｅｃとほぼ等しいと考えることができるので、Ｖｒｅｃ＝Ｖｄｃ＋ＶＬが成立する。Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃ＋Ｖｄｃｈをこの式に代入すると、ＶＬ＝−Ｖｄｃｈが成立する。つまり、電圧ＶＬは理想的には脈動成分Ｖｄｃｈの逆相となる。言い換えれば、電圧ＶＬの正負は脈動成分Ｖｄｃｈと正負と相違する。

同様に、リアクトルＬ２の整流器１側の一端の電位を基準電位とした電圧ＶＬを考慮すると、キルヒホッフの法則により、Ｖｒｅｃ＝Ｖｄｃ−ＶＬが成立する。Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃ＋Ｖｄｃｈをこの式に代入すると、ＶＬ＝Ｖｄｃｈが成立する。つまり、この場合、電圧ＶＬは理想的には、脈動成分Ｖｄｃｈと一致する。

以上のように、電圧ＶＬは脈動成分Ｖｄｃｈに相当する。図１４の例では、脈動成分検出部６は、電圧検出回路であって、リアクトルＬ２の電圧ＶＬを検出する。より具体的な一例として、脈動成分検出部６は、コンデンサＣ１側のリアクトルＬ２の一端の電位を基準電位としたリアクトルＬ２の電圧ＶＬを、脈動成分Ｖｄｃｈの逆相として検出する。あるいは、脈動成分検出部６は、リアクトルＬ２の他端の電位を基準電位としたリアクトルＬ２の電圧ＶＬを、脈動成分Ｖｄｃｈとして検出する。脈動成分検出部６は、検出した電圧ＶＬを制御回路３へと出力する。

制御回路３は電圧ＶＬに基づいて負荷角δを制御する。例えば電圧ＶＬが脈動成分Ｖｄｃｈと逆相である場合、制御回路３は、電圧ＶＬの瞬時値の増大に応じて、負荷角δを低減するように、言い換えれば、電圧ＶＬの瞬時値の低減に応じて、負荷角δを増大するように、負荷角δを制御する。つまり、電圧ＶＬの正負が脈動成分Ｖｄｃｈの正負と逆であるので、電圧ＶＬの増減と負荷角δの増減との関係を、脈動成分Ｖｄｃｈの増減と負荷角δの増減との関係と逆にするのである。

具体的な一例としては、制御回路３は、位相差θ０ｃ、電圧位相指令θｖ*、または、電圧位相指令θｖ*の算出の元となる回転速度指令ω０ｃ*を、電圧ＶＬに基づいて補正すればよい。代表的に位相差θ０ｃ’を用いて説明すると、例えば、制御回路３は以下の式を用いて位相差θ０ｃ’を算出してもよい。電圧位相指令θｖ*および回転速度指令ω０ｃ*についても同様である。

θ０ｃ’＝θ０ｃ−Ｋ・ＶＬ ・・・（６）

また、例えば電圧ＶＬが脈動成分Ｖｄｃｈと同相である場合、制御回路３は、電圧ＶＬの瞬時値の増大に応じて、負荷角δを増大するように、言い換えれば、電圧ＶＬの瞬時値の低減に応じて、負荷角δを低減するように、負荷角δを制御する。

具体的な一例としては、制御回路３は、位相差θ０ｃ、電圧位相指令θｖ*、または、電圧位相指令θｖ*の算出の元となる回転速度指令ω０ｃ*を、電圧ＶＬに基づいて補正すればよい。代表的に位相差θ０ｃ’を用いて説明すると、例えば、制御回路３は以下の式を用いて位相差θ０ｃ’を算出してもよい。電圧位相指令θｖ*および回転速度指令ω０ｃ*についても同様である。

θ０ｃ’＝θ０ｃ＋Ｋ・ＶＬ ・・・（７）

これにより、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈの振幅を低減できる。しかも、図１４の脈動成分検出部６においては、直流電圧Ｖｄｃに対してフィルタを施す処理が不要であるので、処理を簡易にできる。言い換えれば、簡易に脈動成分Ｖｄｃｈを検出できる。

他方、図５のようにローパスフィルタ３５１を採用したり、あるいは不図示のハイパスフィルタを採用したりすれば、フィルタのカットオフ周波数を調整することで、脈動成分Ｖｄｃｈの周波数を適宜に調整することができる。つまり、低減の対象となる周波数帯域を容易に調整できる。

本電動機駆動装置および制御回路３では、その発明の範囲内において、相互に矛盾しない限り、上記の種々の実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

２ 電力変換器
３ 制御回路
６ 脈動成分検出部
Ｃ１ コンデンサ
Ｌ１ リアクトル
ＬＨ，ＬＬ 直流母線
Ｍ１ 電動機

Claims (11)

1. 脈動成分(Vdch)を含む直流電圧(Vdc)を交流電圧に変換して前記交流電圧を同期電動機(M1)に出力する電力変換器(2)を制御する装置であって、
   前記脈動成分を検出する脈動成分検出部(6)と、
   前記電力変換器を制御して、前記同期電動機の負荷角を、前記脈動成分の瞬時値の増大に応じて増大させる制御回路(3)と
   を備える、電力変換器の制御装置。
2. 前記制御回路(3)は、前記電力変換器(2)を制御して、前記交流電圧の位相である電圧位相を、前記脈動成分の瞬時値の増大に応じて増大させて、前記負荷角を増大させる、請求項１に記載の電力変換器の制御装置。
3. 前記制御回路(3)は、
   前記電圧位相についての第１電圧位相指令(θv*)を前記脈動成分(Vdch)の瞬時値の増大に応じて増大するように補正を行って、第２電圧位相指令(θv*’)を生成し、
   前記電力変換器(2)を制御するための制御信号(S)を、前記第２電圧位相指令(θv*’)に基づいて生成する、請求項２に記載の電力変換器の制御装置。
4. 前記制御回路(3)は、
   前記同期電動機の回転速度についての第１回転速度指令(ω0c*)を前記脈動成分(Vdch)の瞬時値の増大に応じて増大するように補正して、第２回転速度指令(ω0c*’)を生成し、
   前記第２回転速度指令を積分して、前記電圧位相についての電圧位相指令(θv*')を生成し、
   前記電力変換器(2)を制御するための制御信号(S)を、前記電圧位相指令(θv*')に基づいて生成する、請求項２に記載の電力変換器の制御装置。
5. 前記制御回路(3)は、
   前記同期電動機(M1)の回転に応じて回転する制御座標系における前記交流電圧についての第１電圧指令(VMc*,VTc*)を生成し、
   固定座標系に対する前記制御座標系の位相差(θ0c')を算出し、
   前記位相差を前記脈動成分(Vdch)の前記瞬時値の増大に応じて増大するように補正して、補正後の位相差(θ0c)を算出し、
   前記第１電圧指令に対して前記補正後の位相差を用いて座標変換を施して、前記固定座標系における前記交流電圧についての第２電圧指令(Vu*,Vv*,Vw*)を生成し、
   前記電力変換器(2)を制御するための制御信号(S)を、前記第２電圧指令に基づいて生成する、請求項２に記載の電力変換器の制御装置。
6. 前記制御回路(3)は、
   前記同期電動機(M1)の回転に応じて回転する制御座標系における前記交流電圧についての第１電圧指令(VMc*,VTc*)を生成し、
   前記同期電動機の回転速度についての第１回転速度指令(ω0c**)を、前記脈動成分(Vdch)の前記瞬時値の増大に応じて増大するように補正して、第２回転速度指令(ω0c*)を生成し、
   固定座標系に対する前記制御座標系の位相差(θ0c)を、前記第２回転速度指令を積分して生成し、
   前記第１電圧指令に対して前記位相差を用いて座標変換を施して、前記固定座標系における前記交流電圧についての第２電圧指令(Vu*,Vv*,Vw*)を生成し、
   前記電力変換器(2)を制御するための制御信号(S)を、前記第２電圧指令に基づいて生成する、請求項２に記載の電力変換器の制御装置。
7. 前記制御回路(3)は、前記第１回転速度指令(ω0c**)に基づいて前記第１電圧指令(VMc*,VTc*)を生成する、請求項６に記載の電力変換器の制御装置。
8. 前記制御回路(3)は、
   前記交流電圧として１個のパルスを前記電力変換器(2)に出力させる、請求項１から請求項４のいずれか一つに記載の電力変換器の制御装置。
9. 前記電力変換器(2)は、キャリア(C)に基づくパルス幅変調で動作し、
   前記制御回路(3)は、前記交流電圧の周波数(Fv)を前記キャリアの周波数(Fc)で除算して得られる値よりも少ない個数のパルスを含み、かつ、前記パルスの少なくとも一つは前記キャリアの周期よりも長いパルス幅を有する前記交流電圧を、前記電力変換器(2)に出力させる、請求項１から請求項４のいずれか一つに記載の電力変換器の制御装置。
10. 前記同期電動機(M1)は、電機子巻線を有する電機子と、界磁とを備え、
    前記制御回路(3)は、前記界磁による前記電機子巻線への鎖交磁束と、前記電機子巻線に交流電流が流れて発生する電機子反作用による磁束との合成たる一次磁束の大きさを制御する一次磁束制御を実行する、請求項１から請求項９のいずれか一つに記載の電力変換器の制御装置。
11. 相互間に前記直流電圧(Vdc)が印加される第１直流母線(LH)および第２直流母線(LL)が、前記電力変換器(2)に接続され、
    前記第１直流母線と前記第２直流母線との間には、コンデンサ(C1)が接続され、
    前記コンデンサに対して前記電力変換器(2)とは反対側で、前記第１直流母線または前記第２直流母線の上には、リアクトル(L1)が設けられており、
    前記脈動成分検出部(6)は、前記コンデンサ側の前記リアクトルの一端の電位を基準電位とした前記リアクトルの電圧(VL)を、前記脈動成分(Vdch)の逆相として検出し、または、前記リアクトルの他端の電位を基準電位とした前記リアクトルの電圧を、前記脈動成分として検出する、請求項１から請求項１０のいずれか一つに記載の電力変換器の制御装置。

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