JP4065901B1 - 交流電動機のベクトル制御装置 - Google Patents

Abstract

最適なダンピング操作量が自動算出され、ゲインの設定自体が不要となるダンピング制御部を得、これにより制御系の調整作業が簡略化できる交流電動機のベクトル制御装置を提供する。
交流電動機６を電流指令、あるいはトルク指令に応じてベクトル制御を行うベクトル制御部３０と、コンデンサ電圧Ｅｆｃの変動を抑制するダンピング操作量を算出するダンピング制御部４０とを備え、ダンピング制御部４０は、コンデンサ電圧Ｅｆｃの変動割合を算出し、その変動割合に応じたダンピング操作量によりベクトル制御部３０の電流指令、あるいはトルク指令を操作し、コンデンサ電圧Ｅｆｃの変動に対して変動を抑える方向にインバータ４を流れる電流が変化するようにインバータ４を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電動機をベクトル制御する交流電動機のベクトル制御装置に関する。

交流電動機をインバータを使用してベクトル制御する技術は、産業界で広く利用されている。電気鉄道においても、従来から広く利用されている技術であるが、直流き電の電気鉄道に上記システムを適用する場合、インバータの直流側に配置される高調波吸収用のリアクトルとコンデンサからなるＬＣフィルタ回路に電気振動が発生し、コンデンサの両端電圧（コンデンサ電圧）が振動し、電動機の制御が不安定化することが知られており、これを抑制するためのダンピング制御方法が非特許文献１、非特許文献２に示されている。

木村 彰他著「誘導電動機駆動電気車制御系の安定化に関する考察」、電気学会論文誌Ｄ、１１０巻３号、平成２年、第２９１〜３００頁 近藤圭一郎他著「鉄道車両駆動時のＩＭ速度センサレス制御系の磁束に関する考察」、電気学会半導体電力変換研究会資料、ＳＰＣ０３−１００、２００３年、第６９〜７４頁

非特許文献１、非特許文献２とも、コンデンサの電圧を検出し、バンドパスフィルタ（以下ＢＰＦ）により振動成分を抽出して位相を調整して、ゲインを掛けて得たダンピング操作量を、すべり周波数指令（非特許文献１）、あるいはトルク指令（非特許文献２）に加算する構成のダンピング制御部を付加して、ＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制する構成としている。
なお、非特許文献１は、すべり周波数制御を適用した電動機制御系への適用例であり、非特許文献２は、ベクトル制御を適用した電動機制御系への適用例である。

前記従来のダンピング制御部は、ＢＰＦとゲインからなる制御系から構成されている。ＢＰＦの設定に関しては、リアクトルとコンデンサの共振周波数成分を位相遅れなく検出できるように、その定数を設定すればよいが、ゲインの設定に関しては、ゲインが最適値よりも低すぎると電気振動の抑制効果が不十分となり、高すぎると上記共振周波数よりも高い周波数の電気振動が継続発生してしまうので、その中間の最適なゲイン設定とせねばならない。
ところが、非特許文献１に示されているように、ＬＣフィルタ回路の電気振動を効果的に抑制し安定化が可能な最適ゲイン範囲は極めて狭く、調整が容易ではない。非特許文献１では、制御系を周波数領域で解析し、最適なゲイン設定を算出することが試みられているが、その算出過程は簡単ではなく、また依然として算出されたゲインを、制御系へ設定する作業が必要である。また、非特許文献１に示されているように、算出過程の式で電動機の定数が使用されているため、インバータに接続される電動機の種類が変われば、それに対応するゲインを再度算出して設定せねばならない。
このように、従来のダンピング制御部のゲイン設定には非常に手間が掛かっていた。

本発明は、上記問題を解決するためになされたものであり、ＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制するための制御系の調整作業を簡略化できる交流電動機のベクトル制御装置を提供することを目的とするものである。

本発明は、直流電源側にリアクトルとコンデンサからなるＬＣフィルタ回路を有し、前記コンデンサの両端電圧（コンデンサ電圧）を任意の周波数の交流電圧に変換するインバータを介して交流電動機をベクトル制御する交流電動機のベクトル制御装置において、
前記交流電動機を電流指令、あるいはトルク指令に応じてベクトル制御を行うベクトル制御部と、前記コンデンサ電圧の変動を抑制するダンピング操作量を算出し、算出した前記ダンピング操作量により前記ベクトル制御部の前記電流指令、あるいは前記トルク指令を操作し、前記コンデンサ電圧の変動に対して変動を抑える方向に前記インバータを流れる電流が変化するように前記インバータを制御するダンピング制御部とを備え、前記ダンピング制御部は、前記交流電動機の力行運転時には、前記コンデンサ電圧の変動割合を二乗して得た信号の値をダンピング操作量とし、前記交流電動機の回生運転時には、前記コンデンサ電圧の変動割合の位相を反転した信号を二乗して得た信号をダンピング操作量とするものである。

本発明に係る交流電動機のベクトル制御装置によれば、ＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制するための制御系の調整作業を簡略化できる。

本発明の実施の形態１における交流電動機のベクトル制御装置の構成を示すブロック図である。 直流電源に接続されたＬＣフィルタに、定電力制御されたインバータが接続された回路を示す説明図である。 図２のシステムの伝達関数ブロックを示す図である。 直流電源に接続されたＬＣフィルタに、抵抗で構成された負荷が接続された回路を示す説明図である。 図４のシステムの伝達関数ブロックを示す図である。 本発明の実施の形態１におけるダンピング制御部各部の信号の関係を説明する図である。 本発明の実施の形態１における交流電動機のベクトル制御装置の動作シミュレーション結果を示す図である。

符号の説明

１：直流電源
２：リアクトル
３：コンデンサ
４：インバータ
５ａ〜５ｃ：電流検出器
６：交流電動機
７：速度検出器
８：ｑ軸電流指令生成部
９：ｄ軸電流指令生成部
１０、１１：減算器
１２：ｑ軸電流制御器
１３：ｄ軸電流制御器
１４：電圧非干渉演算部
１７、１８：加算器
１９：すべり周波数指令生成部
２０：加算器
２１：積分器
２２：ｄｑ軸−三相座標変換器
２３：三相−ｄｑ軸座標変換器
２４：掛算器
３０：ベクトル制御部
４０：ダンピング制御部
４１：ハイパスフィルタ
４２：ローパスフィルタ
４３：ローパスフィルタ
４４：加算器
４５：割算器
４６：減算器
４７：スイッチ
４８：二乗演算器
４９：リミッタ
５０：ベクトル制御装置
６０：抵抗

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における交流電動機のベクトル制御装置の構成を示すブロック図である。
図１に示すように、主回路は直流電源１、高調波電流が電源側に流出するのを抑制するために、リアクトル２とコンデンサ３からなるＬＣフィルタ回路を有しており、前記コンデンサ３の両端電圧（コンデンサ電圧）Ｅｆｃを、任意の周波数の交流電圧に変換するインバータ４により交流に変換し、交流電動機６をベクトル制御するベクトル制御装置５０を有している。
ベクトル制御装置５０は、ベクトル制御部３０とダンピング制御部４０から構成され、交流電動機６の回転速度を検出する速度検出器７からの信号ωｒ、電動機電流を検出する電流検出器５ａ〜５ｃからの信号Ｉｕ、 Ｉｖ、 Ｉｗ、コンデンサ３の電圧Ｅｆｃが入力される。
なお、電流検出器は最低２相に設けてあれば、のこり１相は演算して算出できるので、そのように構成してもよい。
また、速度検出器７を設けずに、交流電動機６の回転速度を演算して算出する速度センサレスベクトル制御方式も実用化されており、その場合は速度検出器７は不要となる。
さらに、交流電動機６としては、以下では誘導電動機を使用した構成例で説明するが、本発明で開示するダンピング制御部４０は、交流電動機６として同期電動機を使用した場合にも有用である。

次に、ベクトル制御部３０の構成を説明する。
ベクトル制御部３０は、交流電動機６の二次磁束軸に一致した軸をｄ軸とし、前記ｄ軸に直交する軸をｑ軸と定義されたｄｑ軸回転座標系上で交流電動機の制御を行う、所謂ベクトル制御を行うものである。
ベクトル制御部３０には、上位の制御部（図示しない）で生成されるトルク基本指令Ｔｍ０＊、二次磁束指令Φ２＊、電流検出器５ａ〜５ｃにより検出されたＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗが入力される構成とし、交流電動機６が発生するトルクＴｍが、トルク基本指令Ｔｍ０＊から生成されるトルク指令Ｔｍ＊（生成方法は以下に説明する）と一致するように制御される。

次いで、ベクトル制御部３０内部の各機能ブロックの構成を説明する。
ｑ軸電流指令生成部８、ｄ軸電流指令生成部９では、外部の制御部（図示せず）より入力されるトルク基本指令Ｔｍ０＊にダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮ（後述する）を積算したトルク指令Ｔｍ＊と、二次磁束指令Φ２＊と、交流電動機６の回路定数とから、次式（１）および（２）にて、ｄ軸（励磁分）電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸（トルク分）電流指令Ｉｑ＊を演算する。
ただし、式（１）および（２）において、Ｌ２は電動機の二次自己インダクタンスであり、Ｌ２＝Ｍ＋ｌ２で表現される。Ｍは相互インダクタンス、ｌ２は二次漏れインダクタンス、ｓは微分演算子、ＰＰは交流電動機６の極対数、Ｒ２は交流電動機６の二次抵抗を示す。
Ｉｑ＊＝（Ｔｍ＊／（Φ２＊・ＰＰ））・（Ｌ２／Ｍ）・・・・・（１）
Ｉｄ＊＝Φ２＊／Ｍ＋Ｌ２／（Ｍ・Ｒ２）・ｓΦ２＊・・・・・・（２）

すべり角周波数指令生成部１９では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊と交流電動機６の回路定数から、次式（３）より、交流電動機６に与えるすべり角周波数指令ωｓ＊を演算する。
ωｓ＊＝（Ｉｑ＊／Ｉｄ＊）・（Ｒ２／Ｌ２）・・・・・（３）

この式（３）により算出したすべり角周波数指令ωｓ＊と、交流電動機６の軸端に取り付けられた速度検出器７の出力である回転角周波数ωｒとを、加算器２０で加えたものを、インバータ４が出力するインバータ角周波数ωとし、これを積分器２１で積分した結果を座標変換の位相角θとして、ｄｑ軸−三相座標変換器２２、三相−ｄｑ軸座標変換器２３に入力する。

三相−ｄｑ軸座標変換器２３では、電流検出器５ａ〜５ｃにより検出されたＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、次式（４）により算出するｄｑ座標上のｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとに変換する。

減算器１０はｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑの差をとり、結果を次段のｑ軸電流制御器１２に入力する。ｑ軸電流制御器１２は、入力された値を比例積分制御し、ｑ軸電圧補償値ｑｅを出力する。
減算器１１はｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄの差をとり、結果を次段のｄ軸電流制御器１３に入力する。ｄ軸電流制御器１３は、入力された値を比例積分増幅し、ｄ軸電圧補償値ｄｅを出力する。
ｑ軸電流誤差ｑｅ、ｄ軸電流誤差ｄｅは、次式（５）、（６）で表現される。
なお、下式において、ｓは微分演算子、Ｋ１；比例ゲイン、Ｋ２；積分ゲインである。
ｑｅ＝（Ｋ１＋Ｋ２／ｓ）・（Ｉｑ＊−Ｉｑ）・・・・・（５）
ｄｅ＝（Ｋ１＋Ｋ２／ｓ）・（Ｉｄ＊−Ｉｄ）・・・・・（６）

電圧非干渉演算部１４では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊と、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、交流電動機６の回路定数とから、次式（７）、（８）によりｄ軸フィードフォワード電圧Ｅｄ＊、ｑ軸フィードフォワード電圧Ｅｑ＊を演算する。
ただし、式（７）および式（８）において、σはσ＝１−Ｍ²／（Ｌ１・Ｌ２）で定義される漏れ係数である。また、Ｌ１は電動機の一次自己インダクタンスであり、Ｌ１＝Ｍ＋ｌ１で計算される。Ｌ２は二次自己インダクタンスであり、Ｌ２＝Ｍ＋ｌ２で計算される。（ｌ１は一次漏れインダクタンス、ｌ２は二次漏れインダクタンス）
Ｅｄ＊＝−ω・Ｌ1・σ・Ｉｑ＊＋（Ｍ／Ｌ２）・ｓΦ２＊・・・・・（７）
Ｅｑ＊＝ω・Ｌ1・σ・Ｉｄ＊＋（ω・Ｍ・Φ２＊）／Ｌ２・・・・・（８）

加算器１７、１８では、ｑ軸電圧補償値ｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧Ｅｑ＊を加算したものをｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とし、ｄ軸電圧補償値ｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧Ｅｄ＊を加算したものをｄ軸電圧指令Ｖｄ＊として、それぞれｄｑ軸−三相座標変換器２２に入力する構成としている。
ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊は、次式（９）、（１０）で表現される。
Ｖｑ＊＝Ｅｑ＊＋ｑｅ・・・・・（９）
Ｖｄ＊＝Ｅｄ＊＋ｄｅ・・・・・（１０）

最後に、ｄｑ軸−三相座標変換器２２により、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊から三相の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成し、インバータ２を制御する。

このようにして、ベクトル制御部６は、トルク指令Ｔｍ＊と二次磁束指令Φ２＊から算出したｑ軸電流指令Ｉｑ＊、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊に、実際の交流電動機６の電流であるｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電流Ｉｄが一致するように電流フィードバック制御を付加したベクトル制御を実施し、交流電動機６はトルク指令Ｔｍ＊と一致するトルクＴｍを出力して回転する。
なお、この制御動作は、基本的には公知のベクトル制御と同様であるので詳細な動作説明は割愛する。

次に、本発明の主要部であるダンピング制御部４０の構成を説明する。
図１に示すダンピング制御部４０の具体的説明をする前に、ＬＣフィルタ回路に電気振動が発生する原因と、本発明の実施の形態１に示すダンピング制御部の構成の根拠となるＬＣフィルタ回路の電気振動抑制原理を簡単に説明する。
図２は、直流電源１に接続されたＬＣフィルタに、定電力制御されたインバータ４が接続された回路を示す図である。図２は、図１に示すシステムを簡単化して表現したものである。
図２に示すとおり、直流電源１にリアクトル２、コンデンサ３で構成したＬＣフィルタ回路が接続され、コンデンサ３に交流電動機６を駆動制御するインバータ４が接続されている構成である。リアクトル２は、インダクタンス分Ｌと、抵抗分Ｒとからなる。コンデンサ３の静電容量はＣである。
なお、インバータ４は、コンデンサ電圧Ｅｆｃが変動しても交流電動機６の出力が一定に維持されるように、つまりコンデンサ電圧Ｅｆｃの変動に対して定電力特性となるように制御される構成である。つまり、Ｅｆｃが変動しても、インバータ４の入力電力Ｐｉｎｖは変化しないように制御される。

このように構成された図２のシステムにおいて、直流電源１側からみたインバータ４は負抵抗特性となる。
負抵抗特性とは、コンデンサ電圧Ｅｆｃが上昇すればインバータ入力電流Ｉｄｃが減少し、コンデンサ電圧Ｅｆｃが増加すれば、インバータ入力電流Ｉｄｃが減少する特性のことであり、通常の抵抗（正抵抗）とは電圧の変化に対する電流の変化が逆となる特性である。なお、通常の抵抗（正抵抗）は、電圧が上昇すれば電流が増加し、電圧が減少すれば、電流は減少することは常識として知られている。
以上のとおり、図２に示すシステムの直流部は負抵抗特性を示し、コンデンサ電圧Ｅｆｃが上昇すればするほどインバータ入力電流Ｉｄｃが減少するので、コンデンサ電圧Ｅｆｃの増加を助長する動作となり、逆にコンデンサ電圧Ｅｆｃが減少するほどインバータ入力電流Ｉｄｃが増加するので、コンデンサ電圧Ｅｆｃの減少を助長する動作となる。このため、コンデンサ電圧Ｅｆｃの変動に対して制動が効かず、ＬＣフィルタ回路の電気振動は拡大してゆき、コンデンサ電圧ＥｆｃはＬＣフィルタの共振周波数付近で持続振動する。以上が定性説明である。

次いで、図２のシステムの伝達関数を求め、これを評価することで、以上説明した現象を定量説明する。
まず、図２のシステムから、直流電圧Ｅｓからコンデンサ電圧Ｅｆｃまでの伝達関数を求める。
インバータ４は、上述したとおり、その出力が一定となるように制御される。この場合、インバータの入力電力Ｐｉｎｖとコンデンサ電圧Ｅｆｃ、インバータ入力電流Ｉｄｃの関係式は次式（１１）となる。

上記の関係は非線形であるので、線形化を図る。その場合の動作点をＥｆｃ０、Ｉｄｃ０とすると、その近傍では次式（１２）が成立する。

図２および（1２）式から、図２に示すシステムの伝達関数ブロック図は図３のとおりとなる。
図３に示す伝達関数ブロック図から、直流電圧Ｅｓからコンデンサ電圧Ｅｆｃまでの閉ループ伝達関数Ｇ（ｓ）は次式（１３）となる。

この伝達関数G(s)が安定であるためには、G(s)の極がすべて負であることが必要である。すなわち、G(s)の分母である次式（１４）に示す特性方程式の解がすべて負である必要がある。

上式の解をα、βとすると、両者とも負であることが必要であるので、Ｇ（ｓ）が安定となる条件として、次式（１５）、（１６）が導出できる。解と係数の関係から次式（１５）、（１６）が求まる。

式（１６）は有用な情報を含まないのでここでは無視する。式（１５）は、書き直すと次式（１７）となる。

式（１７）から、Ｌが小さいほど、Ｃが大きいほど、Ｐｉｎｖが小さいほど、Ｅｆｃ０が大きいほど、系を安定化するのに必要なＲは小さくてすむ。
例として電気車駆動用インバータシステムにおける一般的な数値であるＬ＝１２ｍＨ、Ｃ＝６６００μＦ、Ｐｉｎｖ＝１０００ＫＷ、Ｅｆｃ０＝１５００Ｖの条件を式（１７）に代入すると、系を安定化できるＲの値は、Ｒ＞０．８（Ω）となる。
しかしながら通常、直流側に存在する抵抗成分は数十ｍΩ程度と微小であり、式（１７）を満たすのは困難であり、システムは不安定となりＬＣフィルタ回路は振動を発生する。
つまり、図２に示す回路に、式（１７）を満足する抵抗を付加するか、あるいは制御的に安定化を図らない限り、コンデンサ電圧Ｅｆｃは振動し発散してしまうことが理解できる。
実際には、抵抗を付加することは、装置を大型化し、損失の増大を招くので、制御的に安定化を図る方法が必要となり、その具体的な従来例は、非特許文献１、非特許文献２に示されているとおりである。

ところで、負荷が抵抗（通常の正抵抗）負荷の場合について、上記と同様に定量説明する。
図４は、直流電源１に接続されたＬＣフィルタに、抵抗６０で構成された負荷が接続された回路を示す図である。図２に示した回路と比較して、インバータ４と交流電動機６が、抵抗６０で置き換えられた回路である。なお、抵抗６０の抵抗値をＲ０とする。
図４に示すシステムの伝達関数ブロック図は図５のとおりとなる。
図５より、直流電源１の電圧Ｅｓからコンデンサ電圧Ｅｆｃまでの閉ループ伝達関数Ｇｐ（ｓ）は次式（１８）となる。

式（１８）で示された閉ループ伝達関数Ｇｐ（ｓ）の特性方程式は次式（１９）となる。

Ｒ＞０なので、式（１９）で示される特性方程式の解がすべて負となる条件は常に満たされる。このことから負荷が抵抗６０で構成される場合は、常時安定であることがわかる。

以上に説明したとおり、直流電源１に接続されたＬＣフィルタに、抵抗６０を接続した回路は常に安定であることが分かる。本発明は、この原理に着目したものであり、コンデンサ電圧Ｅｆｃの振動成分に対して、抵抗６０が接続された場合に示す特性と等価になるように、インバータ４を制御することを特徴としている。

図４に示す、ＬＣフィルタの出力に抵抗６０が接続されている回路の特性について、以下に説明する。
図４の回路において、コンデンサ電圧Ｅｆｃのもと、抵抗６０に電流Ｉｄｃが流れていたとすると、抵抗６０での電力ＰＲは次式（２０）となる。
ＰＲ＝Ｅｆｃ・Ｉｄｃ・・・（２０）
コンデンサ電圧Ｅｆｃが変動し、当初のｎ倍になった場合、抵抗６０に流れる電流Ｉｄｃも同様にｎ倍となるため、このときの抵抗６０での電力ＰＲｎは次式（２１）となる。
ＰＲｎ＝ｎ・Ｅｆｃ・ｎ・Ｉｄｃ＝ｎ²・Ｅｆｃ・Ｉｄｃ＝ｎ²・ＰＲ・・・（２１）
即ち、抵抗６０での電力ＰＲｎは、コンデンサ電圧Ｅｆｃの変化割合の二乗に比例することが分かる。
このことから、式（２１）の関係が成立するようにインバータ４を制御することで、インバータ４をコンデンサ電圧Ｅｆｃの変動に対して正抵抗特性となるように動作させることができる。

ところで、交流電動機６の出力は、交流電動機６の回転周波数ＦＭ×出力トルクＴｍで表現され、損失を無視すると、これはインバータ４の入力電力Ｐｉｎｖに等しいため、次式（２２）が成立する。
Ｐｉｎｖ＝ＦＭ・Ｔｍ・・・（２２）
インバータ４をコンデンサ電圧Ｅｆｃの変動に対して正抵抗特性となるように動作させるためには、コンデンサ電圧Ｅｆｃがｎ倍になった場合の電力Ｐｉｎｖｎが、式（２１）と同様に、次式（２３）の関係となれば良い。
Ｐｉｎｖｎ＝ｎ²・Ｐｉｎｖ＝ｎ²・ＦＭ・Ｔｍ・・・（２３）
ここで、交流電動機６の回転周波数ＦＭは、電気車の速度に応じて変化する値である。一方、ダンピング制御部４０が扱うＬＣフィルタ回路の共振周波数は１０Ｈｚ〜２０Ｈｚであり、周期に換算すると５０ｍｓ〜１００ｍｓの時間である。以上から、ＬＣフィルタ回路の振動周期は、電気車の速度変化に対して十分に短時間とみなせるので、ダンピング制御部４０の構成を考える上では、交流電動機６の回転周波数ＦＭは一定であると仮定しても構わない。
従って、コンデンサ電圧Ｅｆｃがｎ倍になった場合に、交流電動機６のトルクＴｍをｎ²倍するよう制御を掛ければ、インバータ入力電力Ｐｉｎｖをコンデンサ電圧Ｅｆｃの変化割合の二乗に比例させて変化させられる。
即ち、コンデンサ電圧Ｅｆｃの変動割合を二乗した値を、トルク指令Ｔｍ*に積算する構成とすればよい。
このようにすれば、コンデンサ電圧Ｅｆｃの変動分に対して、インバータ４は正抵抗特性を有し、ＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制して安定化できる。

次に、図１と図６を参照しながら、以上に説明した方法の具体的な構成を説明する。
図６は、本発明の実施の形態１におけるダンピング制御部４０内部の信号の関係を説明する図である。
ダンピング制御部４０には、コンデンサ３の電圧Ｅｆｃを入力し、２系統に分岐する。
一方は、ハイパスフィルタ（以下ＨＰＦ）４１、ローパスフィルタ（以下ＬＰＦ）４３により不要な高周波成分、不要な低周波成分がカットされ、ＬＣフィルタ回路の共振周波数付近のみが抽出された振動成分Ｅｆｃａを算出する。例えば、図６（ａ）に示すように、コンデンサ電圧Ｅｆｃが１５００Ｖを中心として１６５０Ｖ〜１３５０Ｖまで振動している場合、Ｅｆｃａは図６（ｂ）のように＋１５０Ｖ〜−１５０Ｖの範囲でコンデンサ電圧Ｅｆｃの振動成分と同位相で変動する信号となる。
他方は、ＬＰＦ４２により直流成分のみを抽出し、直流成分Ｅｆｃｄとする。
ＨＰＦ４１、ＬＰＦ４２、ＬＰＦ４３は、一次遅れ要素から構成した一次フィルタであり、その構成は公知であるので説明を割愛する。もちろん、二次以上のフィルタでもよいが、フィルタの構成が複雑化する。

ここで、ＨＰＦ４１、ＬＰＦ４３の作用を説明する。
ＬＰＦ４３を必要とする理由は、コンデンサ電圧Ｅｆｃに含まれる、制御系への外乱となる高周波成分を除去するためである。しかしながら、除去したい高周波成分の下限が数百Ｈｚであり、ダンピング制御の対象である、ＬＣフィルタの共振周波数帯域（通常１０〜２０Ｈｚ程度）に近接しているため、ＬＰＦ４３のみを用いて高周波成分の除去をすると、振動成分Ｅｆｃａに含まれるＬＣフィルタの共振周波数成分にまで影響し、位相遅れを生じさせることになり好ましくない。
そこで、ＨＰＦ４１を直列に追加してＬＰＦ４３と組み合わせてフィルタを構成することで、ＬＰＦ４３を単独使用した場合と同様な高周波成分除去特性を確保しながら、振動成分Ｅｆｃａに含まれるＬＣフィルタの共振周波数成分の位相遅れを改善することが可能となる。なお、ＨＰＦ４１、ＬＰＦ４３の特性については、ゲインが１となる周波数をＬＣフィルタの振動周波数（１０Ｈｚ〜２０Ｈｚ）に合わせるのが望ましい。

以上のようにして算出した振動成分Ｅｆｃａに、加算器４４で、直流成分Ｅｆｃｄを加え、これをフィルタ後コンデンサ電圧Ｅｆｃａｄとする（図６（ｃ））。
更に、割算器４５でフィルタ後コンデンサ電圧Ｅｆｃａｄを直流成分Ｅｆｃｄで割ることにより、コンデンサ電圧Ｅｆｃの変動割合Ｅｆｃｆｐを算出する。
そして、交流電動機６が力行運転時はＥｆｃｆｐをそのまま二乗演算器４８に入力する。
なお、交流電動機６が回生運転時は減算器４６により２からコンデンサ電圧Ｅｆｃの変動割合Ｅｆｃｆｐを引いた回生運転用反転信号Ｅｆｃｆｎをスイッチ４７で選択し、二乗演算器４８に入力する。これは交流電動機６の回生運転時は、電力の向きが交流電動機６の力行時と逆となるため、コンデンサ電圧Ｅｆｃが増加すれば回生電力を減少させ、コンデンサ電圧Ｅｆｃが減少すれば、回生電力を増加させる方向の操作が必要なためであり、回生運転用反転信号Ｅｆｃｆｎはコンデンサ電圧Ｅｆｃの変動割合Ｅｆｃｆｐの位相を反転した信号となる（図６（ｄ））。
二乗演算器４８は、コンデンサ電圧Ｅｆｃの変動割合Ｅｆｃｆｐあるいは回生運転用反転信号Ｅｆｃｆｎを二乗し、リミッタ４９に入力する。
リミッタ４９では、必要に応じて上限、下限を任意の値に制限した後、ダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮとしてベクトル制御部３０に出力する（図６（ｅ））。リミッタ４９では、例えばダンピング制御に伴う、交流電動機６のトルクＴｍの過渡変動量を制限したい場合に設定する。
最後にベクトル制御部３０にて、ダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮがトルク基本指令Ｔｍ０＊に積算され、その結果であるトルク指令Ｔｍ＊によりベクトル制御が実施される。
このように生成したトルク指令Ｔｍ＊でベクトル制御することで、インバータ４をコンデンサ電圧Ｅｆｃの変動に対して正抵抗特性となるように動作させて、コンデンサ電圧Ｅｆｃの振動を抑制し、交流電動機６の安定な運転が可能となる。

図７は、本発明の実施の形態１における交流電動機のベクトル制御装置の動作シミュレーション結果を示す図である。
図７は、図１に示した構成において、トルク基本指令Ｔｍ０＊を５００Ｎ・ｍ程度に設定して交流電動機６を運転中に、直流電源１の電圧Ｅｓを８００Ｖから１０００Ｖの間を周期５００ｍｓステップ変化させた場合の波形を示す。
図７に示すように、本発明のダンピング制御を実施しない場合(図７の右側の波形)では、直流電源１の電圧Ｅｓのステップ変化毎にコンデンサ電圧Ｅｆｃに大きな振動が発生しているが、本発明のダンピング制御を実施した場合(図７の左側の波形)では、直流電流１の電圧Ｅｓのステップ変化に係わらず、コンデンサ電圧Ｅｆｃにはほとんど振動が発生していないことがわかる。
図７より、本発明のダンピング制御は、コンデンサ電圧Ｅｆｃの振動を効果的に抑制できていることが確認できる。

以上に示したとおり、本発明の実施の形態１によれば、最適なダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮが自動算出され、ゲインの設定自体が不要となるダンピング制御部が構成できる。さらに、ダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮの算出に交流電動機６の定数を使用しないため、交流電動機６の種類が変更されても、制御系の調整は不要である。
以上の説明では、交流電動機６として誘導電動機を用いた場合を例として説明したが、同記電動機やその他の交流電動機を用いた場合のベクトル制御部に対しても以上に説明したダンピング制御部の構成やダンピング操作量の算出方法を適用することができる。

なお、実施の形態１に示した構成では、ダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮはトルク基本指令Ｔｍ０＊に積算されているが、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に積算しても同様の効果が得られる。

この実施の形態では、コンデンサ電圧の変動割合ｎにより、力行時にはダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮを、ＤＡＮＰＣＮ＝ｎ²で計算し、回生時にＤＡＭＰＣＮ＝(２−ｎ)²で計算した。コンデンサ電圧の変動分の直流分に対する割合をΔｎ(＝ｎ−１)とし、０.５より大きいゲインＫにより、力行時にはＤＡＭＰＣＮ＝(１＋Ｋ＊Δｎ)²で計算し、回生時にはＤＡＭＰＣＮ＝１としてもよい。
コンデンサ電圧の変動に対する電力変換装置を流れる電流の変動分ΔＩｄｃ＝ＤＡＭＰＣＮ／ｎは、Δｎの２次以上の項を無視すると、以下のようになる。力行時は、ΔＩｄｃ＝(１＋Ｋ・Δｎ)²／(１＋Δｎ)≒１＋(２・Ｋ−１)・Δｎである。よって、Ｋ＞０.５であれば、力行時にコンデンサ電圧が増加するとインバータを流れる電流が増加し、コンデンサ電圧が減少するとインバータを流れる電流が減少することになる。つまり、コンデンサ電圧の変動に対して変動を抑える方向にインバータを流れる電流が変化するようにインバータを制御でき、ＬＣフィルタ回路の電気振動が不安定になることは無い。
なお、Ｋが大きいほどダンピングの効果が大きいが、コンデンサ電圧が急激に変動した場合にトルクの変動が大きくなる。

回生時には、インバータを流れる電流の向きが力行時と逆になり、インバータが定電力動作を行っても負抵抗特性を示さない。そのため、ダンピング操作を行わない場合(ＤＡＭＰＣＮ＝１)でも、ＬＣフィルタ回路の電気振動が不安定になることは無い。ＤＡＭＰＣＮ＝(１−Ｋ・Δｎ)²などのようにすれば、ＬＣフィルタ回路の電気振動をより早く減衰させることができる。回生時のゲインＫは、力行時とは異なる値でもよい。
ダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮの計算式は、Δｎの２次式でなくてもよく、１次式や３次式以上の式、Δｎの多項式を分母および分子に持つ分数式などでもよい。微小変動に対する線形近似式において、力行運転時の計算式ではΔｎの係数が１より大きく、回生運転時の計算式ではΔｎの係数が０より小さければ、どのような計算式でもよい。

また、以上の実施の形態１に示した構成は、本発明の内容の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

さらに、本発明は、電気鉄道用の交流電動機のベクトル制御装置に限られるものではなく、自動車、エレベータ、電力システム等、種々の関連分野への応用が可能であることは言うまでもない。

Claims (5)

1. 直流電源側にリアクトルとコンデンサからなるＬＣフィルタ回路を有し、前記コンデンサの両端電圧（コンデンサ電圧）を任意の周波数の交流電圧に変換するインバータを介して交流電動機をベクトル制御する交流電動機のベクトル制御装置において、
   前記交流電動機を電流指令、あるいはトルク指令に応じてベクトル制御を行うベクトル制御部と、
   前記コンデンサ電圧の変動を抑制するダンピング操作量を算出し、算出した前記ダンピング操作量により前記ベクトル制御部の前記電流指令、あるいは前記トルク指令を操作し、前記コンデンサ電圧の変動に対して変動を抑える方向に前記インバータを流れる電流が変化するように前記インバータを制御するダンピング制御部とを備え、
   前記ダンピング制御部は、前記交流電動機の力行運転時には、前記コンデンサ電圧の変動割合を二乗して得た信号の値をダンピング操作量とし、
   前記交流電動機の回生運転時には、前記コンデンサ電圧の変動割合の位相を反転した信号を二乗して得た信号をダンピング操作量とすることを特徴とする交流電動機のベクトル制御装置。
2. 前記ダンピング制御部は、入力された前記コンデンサ電圧を、前記コンデンサ電圧に含まれる直流成分で割ることにより、前記コンデンサ電圧の変動割合を算出することを特徴とする請求項１記載の交流電動機のベクトル制御装置。
3. 前記ダンピング制御部は、前記コンデンサ電圧に含まれる不要な高周波成分をカットした信号と、前記コンデンサ電圧に含まれる直流成分とを加算した信号を、前記コンデンサ電圧に含まれる直流成分で割ることにより、前記コンデンサ電圧の変動割合を算出することを特徴とする請求項１記載の交流電動機のベクトル制御装置。
4. 前記ダンピング制御部は、前記ダンピング操作量の上下限をリミッタで制限することを特徴とする請求項１記載の交流電動機のベクトル制御装置。
5. 前記交流電動機は、電気車駆動用の交流電動機であることを特徴とする請求項１記載の交流電動機のベクトル制御装置。

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