WO2012144000A1 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

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英俊 北中
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a control device for an AC motor that drives and controls the AC motor.
  • the damping operation amount which is a value obtained by squaring the fluctuation ratio of the capacitor voltage Efc, is integrated with the torque command Tm * so that the inverter has a positive resistance against the fluctuation of the capacitor voltage Efc.
  • the structure which controls to have a characteristic and suppresses and stabilizes the electric vibration of the LC filter circuit is disclosed.
  • the damping operation amount is integrated with the torque command Tm * in order to change the inverter input power Pinv so that the inverter has a positive resistance characteristic. For this reason, when the torque command Tm * is zero or a small value close to zero, the amount of damping operation becomes zero or a small value close to zero, and the inverter input power Pinv cannot be changed.
  • the inverter input power Pinv cannot be operated by the damping operation amount DAMPCN, and the capacitor voltage Efc is generated when the capacitor voltage Efc vibrates due to disturbance such as fluctuation of the overhead wire voltage. There is a problem that the performance of suppressing the vibration is not sufficient.
  • the present invention has been made in view of the above, and can suppress the electric vibration of the LC filter circuit even when the magnitude of the torque command Tm * is small or near zero, and the AC motor can be stabilized. It is an object of the present invention to obtain a control device for an AC motor that can be driven and controlled.
  • the present invention has an LC filter circuit composed of a reactor and a capacitor on the DC power supply side, and the capacitor voltage, which is the voltage across the capacitor, is an AC voltage of an arbitrary frequency.
  • An AC motor control device that drives and controls an AC motor via an inverter that converts to a damping control unit that calculates a damping operation amount that suppresses fluctuations in the capacitor voltage, and the damping control unit includes: A fluctuation rate of the capacitor voltage is calculated, a damping operation amount is calculated based on the fluctuation rate and a predetermined value set as a value within a predetermined range centered on the maximum torque of the AC motor, and the damping operation amount Based on the torque command or current command of the AC motor, based on the torque command or current command, Serial to control the inverter so that the current flowing through the inverter in a direction to suppress the variation with respect to variation of the capacitor voltage changes, and wherein the.
  • the electric vibration of the LC filter circuit can be suppressed, and the AC motor can be stably driven and controlled. Play.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of an AC motor system according to an embodiment.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram showing an example of a circuit in which an inverter controlled at a constant power is connected to an LC filter connected to a DC power source.
  • FIG. 3 is a diagram showing a transfer function block of the system shown in FIG.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing a circuit example in which a load composed of a resistor is connected to an LC filter connected to a DC power source.
  • FIG. 5 is a diagram showing a transfer function block of the system shown in FIG.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the relationship of signals of each part of the damping control unit.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of an AC motor system according to an embodiment.
  • the AC motor system of the present embodiment includes a DC power source 1 and an LC filter circuit including a reactor 2 and a capacitor 3 in order to suppress the harmonic current from flowing out to the power source side.
  • An inverter 4 that converts the voltage across the capacitor 3 (capacitor voltage) Efc into an AC voltage having an arbitrary frequency, an AC motor 6, and an AC motor control device 50 that drives and controls the AC motor 6 are provided. .
  • the AC motor control device 50 includes a vector control unit 30 and a damping control unit 40, and includes a signal ⁇ r from the speed detector 7 that detects the rotational speed of the AC motor 6, and current detectors 5a to 5c that detect the motor current.
  • the signals Iu, Iv, Iw and the voltage Efc of the capacitor 3 are input.
  • a current detector is provided for each of the three phases. However, if the current detector is provided for at least two phases, the remaining one phase can be calculated and calculated. You may comprise.
  • the AC motor 6 will be described below with a configuration example using an induction motor, but the damping control unit 40 disclosed in the present invention is also useful when a synchronous motor is used as the AC motor 6.
  • the vector control unit 30 controls the AC motor on a dq axis rotational coordinate system in which the axis that coincides with the secondary magnetic flux axis of the AC motor 6 is defined as the d axis and the axis orthogonal to the d axis is defined as the q axis. In other words, so-called vector control is performed.
  • the vector control unit 30 includes a torque basic command Tm0 *, a secondary magnetic flux command ⁇ 2 * generated by a higher-level control unit (not shown), U-phase current Iu and V-phase current detected by the current detectors 5a to 5c. Iv and W-phase current Iw are input, and torque Tm generated by AC motor 6 matches torque command Tm * generated from torque basic command Tm0 * (the generation method will be described below). Be controlled.
  • M is a mutual inductance
  • l2 is a secondary leakage inductance
  • s is a differential operator
  • PP is the number of pole pairs of the AC motor 6
  • R2 is a secondary resistance of the AC motor 6.
  • the slip angular frequency command ⁇ s * calculated by the equation (3) and the rotational angular frequency ⁇ r output from the speed detector 7 attached to the shaft end of the AC motor 6 are added by the adder 20.
  • the inverter angular frequency ⁇ output from the inverter 4 is used, and the result obtained by integrating the result by the integrator 21 is input to the dq-axis to three-phase coordinate converter 22 and the three-phase to dq-axis coordinate converter 23 as the phase angle ⁇ of coordinate conversion. To do.
  • the d phase on the dq coordinate calculated by the following equation (4) is used to calculate the U phase current Iu, the V phase current Iv, and the W phase current Iw detected by the current detectors 5a to 5c. It converts into axial current Id and q-axis current Iq.
  • the subtracter 10 takes the difference between the q-axis current command Iq * and the q-axis current Iq, and inputs the result to the q-axis current controller 12 at the next stage.
  • the q-axis current controller 12 performs proportional-integral control on the input value and outputs a q-axis voltage compensation value qe.
  • the subtractor 11 takes the difference between the d-axis current command Id * and the d-axis current Id and inputs the result to the d-axis current controller 13 at the next stage.
  • the d-axis current controller 13 proportionally amplifies the input value and outputs a d-axis voltage compensation value de.
  • q-axis current error qe and the d-axis current error de are expressed by the following equations (5) and (6).
  • s is a differential operator
  • K1 proportional gain
  • K2 integral gain
  • qe (K1 + K2 / s) ⁇ (Iq * ⁇ Iq)
  • de (K1 + K2 / s) ⁇ (Id * ⁇ Id) (6)
  • the voltage non-interference calculation unit 14 calculates the d-axis feedforward voltage Ed * from the d-axis current command Id *, the q-axis current command Iq *, and the circuit constants of the AC motor 6 according to the following equations (7) and (8).
  • Q-axis feedforward voltage Eq * is calculated.
  • l1 is a primary leakage inductance
  • l2 is a secondary leakage inductance.
  • Adders 17 and 18 add q-axis voltage compensation value qe and q-axis feedforward voltage Eq * to q-axis voltage command Vq *, and add d-axis voltage compensation value de and d-axis feedforward voltage Ed *. These are input to the dq-axis to three-phase coordinate converter 22 as d-axis voltage commands Vd *.
  • Vq * Eq * + qe (9)
  • Vd * Ed * + de (10)
  • the dq axis-three-phase coordinate converter 22 generates three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * from the q-axis voltage command Vq * and the d-axis voltage command Vd *, and controls the inverter 4 .
  • the vector control unit 6 uses the q-axis current command Iq * and the d-axis current command Id * calculated from the torque command Tm * and the secondary magnetic flux command ⁇ 2 * to determine the actual current of the AC motor 6 as q.
  • Vector control with current feedback control is performed so that the shaft current Iq and the d-axis current Id match, and the AC motor 6 rotates by outputting a torque Tm that matches the torque command Tm *. Since the above control operation is basically the same as known vector control, a detailed description of the operation is omitted.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit in which an inverter 4 controlled at constant power is connected to an LC filter connected to the DC power source 1.
  • FIG. 2 is a simplified representation of the system shown in FIG.
  • an LC filter circuit composed of a reactor 2 and a capacitor 3 is connected to a DC power source 1, and an inverter 4 that drives and controls the AC motor 6 is connected to the capacitor 3.
  • the reactor 2 includes an inductance L and a resistance R.
  • the capacitance of the capacitor 3 is C.
  • the inverter 4 is configured to be controlled so that the output of the AC motor 6 is kept constant even when the capacitor voltage Efc varies, that is, constant power characteristics with respect to the variation of the capacitor voltage Efc. . That is, even if Efc varies, the input power Pinv of the inverter 4 is controlled so as not to change.
  • the inverter 4 viewed from the DC power supply 1 side has a negative resistance characteristic.
  • the negative resistance characteristic is a characteristic that the inverter input current Idc decreases when the capacitor voltage Efc increases, and the inverter input current Idc increases when the capacitor voltage Efc decreases, and the normal resistance (positive resistance) and Is a characteristic in which a change in current with respect to a change in voltage is reversed. Note that it is common knowledge that a normal resistance (positive resistance) increases when the voltage increases and decreases when the voltage decreases.
  • the direct current portion of the system shown in FIG. 2 exhibits negative resistance characteristics, and as the capacitor voltage Efc increases, the inverter input current Idc decreases. Therefore, the operation promotes the increase of the capacitor voltage Efc. Since the inverter input current Idc increases as the capacitor voltage Efc decreases, the operation facilitates the decrease in the capacitor voltage Efc. For this reason, braking is not applied to the fluctuation of the capacitor voltage Efc, the electric vibration of the LC filter circuit is expanded, and the capacitor voltage Efc continuously vibrates in the vicinity of the resonance frequency of the LC filter.
  • the above is a qualitative explanation.
  • the inverter 4 is controlled so that its output is constant.
  • the relational expression of the inverter input power Pinv, the capacitor voltage Efc, and the inverter input current Idc is expressed by the following expression (11).
  • the transfer function block diagram of the system shown in FIG. 2 is as shown in FIG. From the transfer function block diagram shown in FIG. 3, the closed loop transfer function G (s) from the DC voltage Es to the capacitor voltage Efc is expressed by the following equation (13).
  • Equation (17) the smaller R, the larger C, the smaller Pinv, and the larger Efc0, the smaller R is required to stabilize the system.
  • the resistance component existing on the DC side is as small as several tens of m ⁇ , and it is difficult to satisfy Equation (17), the system becomes unstable, and the LC filter circuit generates vibration. That is, it can be understood that the capacitor voltage Efc oscillates and diverges unless a resistor satisfying the equation (17) is added to the circuit shown in FIG.
  • Patent Document 1 A specific conventional example is shown in Patent Document 1. It is as it is.
  • FIG. 4 is a diagram showing a circuit in which a load composed of a resistor 60 is connected to the LC filter connected to the DC power supply 1. Compared with the circuit shown in FIG. 2, the inverter 4 and the AC motor 6 are replaced with a resistor 60. The resistance value of the resistor 60 is R0.
  • the transfer function block diagram of the system shown in FIG. 4 is as shown in FIG. From FIG. 5, the closed loop transfer function Gp (s) from the voltage Es of the DC power supply 1 to the capacitor voltage Efc is expressed by the following equation (18).
  • the circuit in which the resistor 60 is connected to the LC filter connected to the DC power supply 1 is always stable.
  • the present invention pays attention to this principle, and is characterized in that the inverter 4 is controlled so that the vibration component of the capacitor voltage Efc is equivalent to the characteristic shown when the resistor 60 is connected. .
  • the inverter 4 can be operated so as to have a positive resistance characteristic with respect to the fluctuation of the capacitor voltage Efc.
  • the rotational frequency FM of the AC motor 6 is a value that changes according to the speed of the electric vehicle.
  • the resonance frequency of the LC filter circuit handled by the damping control unit 40 is 10 Hz to 20 Hz, which is a time of 50 ms to 100 ms when converted to a cycle. From the above, the vibration cycle of the LC filter circuit can be regarded as a sufficiently short time with respect to the speed change of the electric vehicle. Therefore, in considering the configuration of the damping control unit 40, the rotational frequency FM of the AC motor 6 is constant. You can make assumptions.
  • the inverter input power Pinv can be changed in proportion to the square of the change rate of the capacitor voltage Efc if control is performed so that the torque Tm of the AC motor 6 is multiplied by n2. .
  • the inverter 4 has a positive resistance characteristic with respect to the fluctuation of the capacitor voltage Efc, and can suppress and stabilize the electric vibration of the LC filter circuit.
  • the inverter 4 can be stabilized with a positive resistance characteristic.
  • the value Tma used in the above equation (27) is preferably a value corresponding to the vicinity of the maximum torque of the AC motor 6 to be controlled.
  • the maximum torque of the AC motor 6 or a large value less than the maximum torque is used.
  • rated torque normally 50% or more of the maximum torque
  • starting torque (equal to the normal maximum torque), etc.).
  • the value Tma is preferably as large as possible, 1500 or less. If the value Tma is small, it is not preferable because the effect of suppressing electrical vibration is reduced as can be seen from the above description.
  • the value Tma is too large (for example, 200% or more) than the maximum torque of the AC motor 6, the amount of change in the torque command Tm * becomes too large and the operation becomes unstable.
  • the value Tma may be a value larger than the maximum torque as long as the value Tma is not too large within the range.
  • the range of the value Tma is preferably in the range of 50% to 200% of the maximum torque of the AC motor 6.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the relationship of signals inside the damping control unit 40 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the damping controller 40 receives the voltage Efc of the capacitor 3 and branches to two systems.
  • a high-pass filter (hereinafter HPF) 41 and a low-pass filter (hereinafter LPF) 43 cut unnecessary high frequency components and unnecessary low frequency components, and calculate a vibration component Efca in which only the vicinity of the resonance frequency of the LC filter circuit is extracted.
  • HPF high-pass filter
  • LPF low-pass filter
  • the HPF 41, the LPF 42, and the LPF 43 are first-order filters configured from a first-order lag element, and their configurations are well-known, and thus description thereof is omitted.
  • a second or higher order filter may be used, but the configuration of the filter becomes complicated.
  • the LPF 43 is required is to remove a high-frequency component included in the capacitor voltage Efc that becomes a disturbance to the control system.
  • the lower limit of the high-frequency component to be removed is several hundred Hz and it is close to the resonance frequency band (usually about 10 to 20 Hz) of the LC filter that is the object of damping control, only the LPF 43 is used. If it is removed, the resonance frequency component of the LC filter included in the vibration component Efca is affected, which causes a phase delay, which is not preferable.
  • the resonance frequency component of the LC filter included in the vibration component Efca while ensuring the same high frequency component removal characteristics as when the LPF 43 is used alone. It becomes possible to improve the phase lag of.
  • the characteristics of the HPF 41 and the LPF 43 it is desirable to match the frequency at which the gain is 1 with the vibration frequency (10 Hz to 20 Hz) of the LC filter.
  • the DC component Efcd is added to the vibration component Efca calculated as described above by the adder 44, and this is set as the filtered capacitor voltage Efcad (FIG. 6C). Furthermore, the divider 45 calculates the fluctuation ratio Efcfp of the capacitor voltage Efc by dividing the filtered capacitor voltage Efcad by the DC component Efcd. Then, Efcfp is input to the square calculator 48.
  • the square calculator 48 squares the fluctuation ratio Efcfp of the capacitor voltage Efc, and outputs the result to the multiplier 49 as the signal DM1.
  • the multiplier 49 multiplies the signal DM1 by the value Tma and outputs the resulting signal DM2 to the subtractor 46.
  • the subtractor 46 subtracts the value Tma from the signal DM2 and outputs the result to the vector control unit 30 as a damping operation amount DAMPCN (FIG. 6 (e)).
  • the damping operation amount DAMPCN is added to the torque basic command Tm0 * by the adder 24 of the vector control unit 30, and the vector control is performed based on the resultant torque command Tm *.
  • the damping operation amount DAMPCN is added to the basic torque command Tm0 *, but the damping operation amount DAMPCN is added to the q-axis current command Iq * that is synonymous with the torque command.
  • the same effect can be obtained.
  • DAMPPCNIQ is calculated from DAMPCN by the following formula (28), added to the q-axis current command Iq *, and the added result may be configured as a new q-axis current command Iq *.
  • DAMPCNIQ (DAPMCN / ( ⁇ 2 * ⁇ PP)) ⁇ (L2 / M) (28)
  • the only setting value required in the process of calculating the damping operation amount is the value Tma.
  • the value Tma is a value that can be easily grasped from the specifications of the AC motor 6 to be used. Therefore, in designing damping control, it is not necessary to derive a set gain or the like by simulation or actual adjustment work, and the adjustment work of the control system can be simplified.
  • the present invention is not limited to a control device for an AC motor for electric railways, and can be applied to various related fields.

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Abstract

　トルク指令の大きさが小さいときやゼロ近傍であるときであってもＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制でき、交流電動機を安定に駆動制御することが可能な交流電動機の制御装置を得ることを目的とする。交流電動機６を駆動制御する交流電動機の制御装置であって、コンデンサ電圧の変動を抑制するダンピング操作量を算出するダンピング制御部４０、を備え、ダンピング制御部４０は、コンデンサ電圧の変動割合を算出し、この変動割合と交流電動機の最大トルクを中心とする所定の範囲内の値として設定された所定値とに基づいてダンピング操作量を算出し、このダンピング操作量に基づき交流電動機６のトルク指令または電流指令を生成し、トルク指令または電流指令に基づいてコンデンサ電圧の変動に対して変動を抑える方向にインバータ４を流れる電流が変化するように制御する。

Description

交流電動機の制御装置
　本発明は、交流電動機を駆動制御する交流電動機の制御装置に関する。
　交流電動機をインバータを使用して駆動制御する技術は、産業界で広く利用されている。電気鉄道においても、従来から広く利用されている技術であるが、直流き電の電気鉄道に上記システムを適用する場合、インバータの直流側に配置される高調波吸収用のリアクトルとコンデンサからなるＬＣフィルタ回路に電気振動が発生し、コンデンサの両端電圧（コンデンサ電圧）が振動し、電動機の制御が不安定化することが知られており、これを抑制するためのダンピング制御方法が下記特許文献１に示されている。
　下記特許文献１では、コンデンサ電圧Ｅｆｃの変動割合を二乗した値であるダンピング操作量を、トルク指令Ｔｍ＊に積算する構成とすることで、コンデンサ電圧Ｅｆｃの変動分に対して、インバータが正抵抗特性を有するように制御し、ＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制して安定化する構成が開示されている。
特許第４０６５９０１号公報
　しかしながら、上記従来の技術では、インバータが正抵抗特性を有するようにインバータ入力電力Ｐｉｎｖを変化させるために、トルク指令Ｔｍ＊にダンピング操作量を積算する構成としている。このため、トルク指令Ｔｍ＊がゼロあるいはゼロに近い小さな値である場合、ダンピング操作量はゼロあるいはゼロに近い小さな値となり、インバータ入力電力Ｐｉｎｖを変化させることができなくなる。
　たとえば、トルク指令Ｔｍ＊がゼロであればダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮによってインバータ入力電力Ｐｉｎｖを操作することができず、架線電圧の変動等の外乱によりコンデンサ電圧Ｅｆｃの振動が生じた場合において、コンデンサ電圧Ｅｆｃの振動を抑制する性能が十分でない、という問題がある。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、トルク指令Ｔｍ＊の大きさが小さいときやゼロ近傍であるときであってもＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制でき、交流電動機を安定に駆動制御することが可能な交流電動機の制御装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、直流電源側にリアクトルとコンデンサからなるＬＣフィルタ回路を有し、前記コンデンサの両端電圧であるコンデンサ電圧を任意の周波数の交流電圧に変換するインバータを介して交流電動機を駆動制御する交流電動機の制御装置であって、前記コンデンサ電圧の変動を抑制するダンピング操作量を算出するダンピング制御部、を備え、前記ダンピング制御部は、前記コンデンサ電圧の変動割合を算出し、前記変動割合と前記交流電動機の最大トルクを中心とする所定の範囲内の値として設定された所定値とに基づいてダンピング操作量を算出し、前記ダンピング操作量に基づき前記交流電動機のトルク指令または電流指令を生成し、前記トルク指令または電流指令に基づいて、前記コンデンサ電圧の変動に対して変動を抑える方向に前記インバータを流れる電流が変化するように前記インバータを制御する、ことを特徴とする。
　この発明によれば、トルク指令Ｔｍ＊の大きさが小さいときやゼロ近傍であるときであってもＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制でき、交流電動機を安定に駆動制御することができる、という効果を奏する。
図１は、実施の形態の交流電動機システムの構成例を示すブロック図である。 図２は、直流電源に接続されたＬＣフィルタに、定電力制御されたインバータが接続された回路の一例を示す説明図である。 図３は、図２で示したシステムの伝達関数ブロックを示す図である。 図４は、直流電源に接続されたＬＣフィルタに、抵抗で構成された負荷が接続された回路例を示す説明図である。 図５は、図４で示したシステムの伝達関数ブロックを示す図である。 図６は、ダンピング制御部各部の信号の関係を説明する図である。
　以下に、本発明にかかる交流電動機の制御装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態．
　図１は、実施の形態の交流電動機システムの構成例を示すブロック図である。図１に示すように、本実施の形態の交流電動機システムは、直流電源１と、高調波電流が電源側に流出するのを抑制するために、リアクトル２とコンデンサ３からなるＬＣフィルタ回路と、コンデンサ３の両端電圧（コンデンサ電圧）Ｅｆｃを、任意の周波数の交流電圧に変換するインバータ４と、交流電動機６と、交流電動機６を駆動制御する交流電動機の制御装置５０と、を有している。
　交流電動機の制御装置５０は、ベクトル制御部３０とダンピング制御部４０から構成され、交流電動機６の回転速度を検出する速度検出器７からの信号ωｒ、電動機電流を検出する電流検出器５ａ～５ｃからの信号Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、コンデンサ３の電圧Ｅｆｃが入力される。なお、本実施の形態では、３相にそれぞれ電流検出器を備えるように構成しているが、電流検出器は最低２相に設けてあればのこり１相は演算して算出できるので、そのように構成してもよい。
　また、速度検出器７を設けずに、交流電動機６の回転速度を演算して算出する速度センサレスベクトル制御方式も実用化されており、その場合は速度検出器７は不要となる。
　さらに、交流電動機６としては、以下では誘導電動機を使用した構成例で説明するが、本発明で開示するダンピング制御部４０は、交流電動機６として同期電動機を使用した場合にも有用である。
　次に、ベクトル制御部３０の構成を説明する。ベクトル制御部３０は、交流電動機６の二次磁束軸に一致した軸をｄ軸とし、前記ｄ軸に直交する軸をｑ軸と定義されたｄｑ軸回転座標系上で交流電動機の制御を行う、所謂ベクトル制御を行うものである。
　ベクトル制御部３０には、上位の制御部（図示しない）で生成されるトルク基本指令Ｔｍ０＊、二次磁束指令Φ２＊、電流検出器５ａ～５ｃにより検出されたＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗが入力される構成とし、交流電動機６が発生するトルクＴｍが、トルク基本指令Ｔｍ０＊から生成されるトルク指令Ｔｍ＊（生成方法は以下に説明する）と一致するように制御される。
　次いで、ベクトル制御部３０内部の各機能ブロックの構成を説明する。ｑ軸電流指令生成部８、ｄ軸電流指令生成部９では、外部の制御部（図示せず）より入力されるトルク基本指令Ｔｍ０＊にダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮ（後述する）を加算したトルク指令Ｔｍ＊と、二次磁束指令Φ２＊と、交流電動機６の回路定数とから、次式（１）および（２）にて、ｄ軸（励磁分）電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸（トルク分）電流指令Ｉｑ＊を演算する。ただし、次式（１）および（２）において、Ｌ２は電動機の二次自己インダクタンスであり、Ｌ２＝Ｍ＋ｌ２で表現される。Ｍは相互インダクタンス、ｌ２は二次漏れインダクタンス、ｓは微分演算子、ＰＰは交流電動機６の極対数、Ｒ２は交流電動機６の二次抵抗を示す。
　　Ｉｑ＊＝（Ｔｍ＊／（Φ２＊・ＰＰ））・（Ｌ２／Ｍ）　・・・（１）
　　Ｉｄ＊＝Φ２＊／Ｍ＋Ｌ２／（Ｍ・Ｒ２）・ｓΦ２＊　・・・（２）
　すべり角周波数指令生成部１９では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊と交流電動機６の回路定数から、次式（３）より、交流電動機６に与えるすべり角周波数指令ωｓ＊を演算する。
　　ωｓ＊＝（Ｉｑ＊／Ｉｄ＊）・（Ｒ２／Ｌ２）　・・・（３）
　この式（３）により算出したすべり角周波数指令ωｓ＊と、交流電動機６の軸端に取り付けられた速度検出器７の出力である回転角周波数ωｒとを、加算器２０で加えたものを、インバータ４が出力するインバータ角周波数ωとし、これを積分器２１で積分した結果を座標変換の位相角θとして、ｄｑ軸－三相座標変換器２２、三相－ｄｑ軸座標変換器２３に入力する。
　三相－ｄｑ軸座標変換器２３では、電流検出器５ａ～５ｃにより検出されたＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、次式（４）により算出するｄｑ座標上のｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとに変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　減算器１０はｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑの差をとり、結果を次段のｑ軸電流制御器１２に入力する。ｑ軸電流制御器１２は、入力された値を比例積分制御し、ｑ軸電圧補償値ｑｅを出力する。減算器１１はｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄの差をとり、結果を次段のｄ軸電流制御器１３に入力する。ｄ軸電流制御器１３は、入力された値を比例積分増幅し、ｄ軸電圧補償値ｄｅを出力する。
　ｑ軸電流誤差ｑｅ、ｄ軸電流誤差ｄｅは、次式（５）、（６）で表現される。
なお、下式において、ｓは微分演算子、Ｋ１；比例ゲイン、Ｋ２；積分ゲインである。
　　ｑｅ＝（Ｋ１＋Ｋ２／ｓ）・（Ｉｑ＊－Ｉｑ）　・・・（５）
　　ｄｅ＝（Ｋ１＋Ｋ２／ｓ）・（Ｉｄ＊－Ｉｄ）　・・・（６）
　電圧非干渉演算部１４では、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊と、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、交流電動機６の回路定数とから、次式（７）、（８）によりｄ軸フィードフォワード電圧Ｅｄ＊、ｑ軸フィードフォワード電圧Ｅｑ＊を演算する。
　ただし、上記式（７）および式（８）において、σはσ＝１－Ｍ2／（Ｌ１・Ｌ２）で定義される漏れ係数である。また、Ｌ１は電動機の一次自己インダクタンスであり、Ｌ１＝Ｍ＋ｌ１で計算される。Ｌ２は二次自己インダクタンスであり、Ｌ２＝Ｍ＋ｌ２で計算される。なお、ｌ１は一次漏れインダクタンス、ｌ２は二次漏れインダクタンスである。
　　Ｅｄ＊＝－ω・Ｌ1・σ・Ｉｑ＊＋（Ｍ／Ｌ２）・ｓΦ２＊　・・・（７）
　　Ｅｑ＊＝ω・Ｌ1・σ・Ｉｄ＊＋（ω・Ｍ・Φ２＊）／Ｌ２　・・・（８）
　加算器１７、１８では、ｑ軸電圧補償値ｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧Ｅｑ＊を加算したものをｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とし、ｄ軸電圧補償値ｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧Ｅｄ＊を加算したものをｄ軸電圧指令Ｖｄ＊として、それぞれｄｑ軸－三相座標変換器２２に入力する構成としている。
　ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊は、次式（９）、（１０）で表現される。
　　Ｖｑ＊＝Ｅｑ＊＋ｑｅ　・・・（９）
　　Ｖｄ＊＝Ｅｄ＊＋ｄｅ　・・・（１０）
　最後に、ｄｑ軸－三相座標変換器２２により、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊から三相の電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成し、インバータ４を制御する。
　このようにして、ベクトル制御部６は、トルク指令Ｔｍ＊と二次磁束指令Φ２＊から算出したｑ軸電流指令Ｉｑ＊、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊に、実際の交流電動機６の電流であるｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電流Ｉｄが一致するように電流フィードバック制御を付加したベクトル制御を実施し、交流電動機６はトルク指令Ｔｍ＊と一致するトルクＴｍを出力して回転する。なお、以上の制御動作は、基本的には公知のベクトル制御と同様であるので詳細な動作説明は割愛する。
　次に、本発明の主要部であるダンピング制御部４０の構成を説明する。図１に示すダンピング制御部４０の具体的説明をする前に、ＬＣフィルタ回路に電気振動が発生する原因と、本発明の実施の形態１に示すダンピング制御部の構成の根拠となるＬＣフィルタ回路の電気振動抑制原理を簡単に説明する。
　図２は、直流電源１に接続されたＬＣフィルタに、定電力制御されたインバータ４が接続された回路を示す図である。図２は、図１に示すシステムを簡単化して表現したものである。
　図２に示すとおり、直流電源１にリアクトル２、コンデンサ３で構成したＬＣフィルタ回路が接続され、コンデンサ３に交流電動機６を駆動制御するインバータ４が接続されている構成である。リアクトル２は、インダクタンス分Ｌと、抵抗分Ｒとからなる。コンデンサ３の静電容量はＣである。
　なお、インバータ４は、コンデンサ電圧Ｅｆｃが変動しても交流電動機６の出力が一定に維持されるように、つまりコンデンサ電圧Ｅｆｃの変動に対して定電力特性となるように制御される構成である。つまり、Ｅｆｃが変動しても、インバータ４の入力電力Ｐｉｎｖは変化しないように制御される。
　このように構成された図２のシステムにおいて、直流電源１側からみたインバータ４は負抵抗特性となる。負抵抗特性とは、コンデンサ電圧Ｅｆｃが上昇すればインバータ入力電流Ｉｄｃが減少し、コンデンサ電圧Ｅｆｃが低下すれば、インバータ入力電流Ｉｄｃが増加する特性のことであり、通常の抵抗（正抵抗）とは電圧の変化に対する電流の変化が逆となる特性である。なお、通常の抵抗（正抵抗）は、電圧が上昇すれば電流が増加し、電圧が減少すれば、電流は減少することは常識として知られている。
　以上のとおり、図２に示すシステムの直流部は負抵抗特性を示し、コンデンサ電圧Ｅｆｃが上昇すればするほどインバータ入力電流Ｉｄｃが減少するので、コンデンサ電圧Ｅｆｃの増加を助長する動作となり、逆にコンデンサ電圧Ｅｆｃが減少するほどインバータ入力電流Ｉｄｃが増加するので、コンデンサ電圧Ｅｆｃの減少を助長する動作となる。このため、コンデンサ電圧Ｅｆｃの変動に対して制動が効かず、ＬＣフィルタ回路の電気振動は拡大してゆき、コンデンサ電圧ＥｆｃはＬＣフィルタの共振周波数付近で持続振動する。以上が定性説明である。
　次いで、図２のシステムの伝達関数を求め、これを評価することで、以上説明した現象を定量説明する。まず、図２のシステムから、直流電圧Ｅｓからコンデンサ電圧Ｅｆｃまでの伝達関数を求める。
　インバータ４は、上述したとおり、その出力が一定となるように制御される。この場合、インバータの入力電力Ｐｉｎｖとコンデンサ電圧Ｅｆｃ、インバータ入力電流Ｉｄｃの関係式は次式（１１）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　上記の関係は非線形であるので、線形化を図る。その場合の動作点をＥｆｃ０、Ｉｄｃ０とすると、その近傍では次式（１２）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　図２および（１２）式から、図２に示すシステムの伝達関数ブロック図は図３のとおりとなる。図３に示す伝達関数ブロック図から、直流電圧Ｅｓからコンデンサ電圧Ｅｆｃまでの閉ループ伝達関数Ｇ（ｓ）は次式（１３）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　この伝達関数Ｇ（ｓ）が安定であるためには、Ｇ（ｓ）の極がすべて負であることが必要である。すなわち、Ｇ（ｓ）の分母である次式（１４）に示す特性方程式の解がすべて負である必要がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　上式の解をα、βとすると、両者とも負であることが必要であるので、Ｇ（ｓ）が安定となる条件として、次式（１５）、（１６）が導出できる。解と係数の関係から次式（１５）、（１６）が求まる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　式（１６）は有用な情報を含まないのでここでは無視する。式（１５）は、書き直すと次式（１７）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　式（１７）から、Ｌが小さいほど、Ｃが大きいほど、Ｐｉｎｖが小さいほど、Ｅｆｃ０が大きいほど、系を安定化するのに必要なＲは小さくてすむ。例として電気車駆動用インバータシステムにおける一般的な数値であるＬ＝１２ｍＨ、Ｃ＝６６００μＦ、Ｐｉｎｖ＝１０００ＫＷ、Ｅｆｃ０＝１５００Ｖの条件を式（１７）に代入すると、系を安定化できるＲの値は、Ｒ＞０．８（Ω）となる。
　しかしながら通常、直流側に存在する抵抗成分は数十ｍΩ程度と微小であり、式（１７）を満たすのは困難であり、システムは不安定となりＬＣフィルタ回路は振動を発生する。つまり、図２に示す回路に、式（１７）を満足する抵抗を付加するか、あるいは制御的に安定化を図らない限り、コンデンサ電圧Ｅｆｃは振動し発散してしまうことが理解できる。
　実際には、抵抗を付加することは、装置を大型化し、損失の増大を招くので、制御的に安定化を図る方法が必要となり、その具体的な従来例は、特許文献１に示されているとおりである。
　ところで、負荷が抵抗（通常の正抵抗）負荷の場合について、上記と同様に定量説明する。図４は、直流電源１に接続されたＬＣフィルタに、抵抗６０で構成された負荷が接続された回路を示す図である。図２に示した回路と比較して、インバータ４と交流電動機６が、抵抗６０で置き換えられた回路である。なお、抵抗６０の抵抗値をＲ０とする。
　図４に示すシステムの伝達関数ブロック図は図５のとおりとなる。図５より、直流電源１の電圧Ｅｓからコンデンサ電圧Ｅｆｃまでの閉ループ伝達関数Ｇｐ（ｓ）は次式（１８）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　式（１８）で示された閉ループ伝達関数Ｇｐ（ｓ）の特性方程式は次式（１９）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　Ｒ＞０なので、式（１９）で示される特性方程式の解がすべて負となる条件は常に満たされる。このことから負荷が抵抗６０で構成される場合は、常時安定であることがわかる。
　なお、図４において、リアクトル２の抵抗Ｒを無視して考えた場合、抵抗６０の抵抗値がゼロのときは、システム中に電力損失がなくなるため振動を抑制することはできず、システムは安定限界となる。このため電源電圧の変動等の外乱により一度振動が発生すると、振動を抑制することはできずＬＣフィルタ回路の振動は持続する。また抵抗６０の抵抗値が小さいほど、すなわち抵抗６０で消費される電力（正抵抗成分）が大きいほど、システムはより安定となることが知られている。
　以上に説明したとおり、直流電源１に接続されたＬＣフィルタに、抵抗６０を接続した回路は常に安定であることが分かる。本発明は、この原理に着目したものであり、コンデンサ電圧Ｅｆｃの振動成分に対して、抵抗６０が接続された場合に示す特性と等価になるように、インバータ４を制御することを特徴としている。
　図４に示す、ＬＣフィルタの出力に抵抗６０が接続されている回路の特性について、以下に説明する。図４の回路において、コンデンサ電圧Ｅｆｃのもと、抵抗６０に電流Ｉｄｃが流れていたとすると、抵抗６０での電力ＰＲは次式（２０）となる。
　　ＰＲ＝Ｅｆｃ・Ｉｄｃ　・・・（２０）
コンデンサ電圧Ｅｆｃが変動し、当初のｎ倍になった場合、抵抗６０に流れる電流Ｉｄｃも同様にｎ倍となるため、このときの抵抗６０での電力ＰＲｎは次式（２１）となる。
　　ＰＲｎ＝ｎ・Ｅｆｃ・ｎ・Ｉｄｃ＝ｎ2・Ｅｆｃ・Ｉｄｃ＝ｎ2・ＰＲ・・・（２１）
即ち、抵抗６０での電力ＰＲｎは、コンデンサ電圧Ｅｆｃの変化割合の二乗に比例することが分かる。
　このことから、式（２１）の関係が成立するようにインバータ４を制御することで、インバータ４をコンデンサ電圧Ｅｆｃの変動に対して正抵抗特性となるように動作させることができる。
　ところで、交流電動機６の出力は、交流電動機６の回転周波数ＦＭ×出力トルクＴｍで表現され、損失を無視すると、これはインバータ４の入力電力Ｐｉｎｖに等しいため、次式（２２）が成立する。
　　Ｐｉｎｖ＝ＦＭ・Ｔｍ　・・・（２２）
　インバータ４をコンデンサ電圧Ｅｆｃの変動に対して正抵抗特性となるように動作させるためには、コンデンサ電圧Ｅｆｃがｎ倍になった場合の電力Ｐｉｎｖｎが、式（２１）と同様に、次式（２３）の関係となれば良い。
　　Ｐｉｎｖｎ＝ｎ2・Ｐｉｎｖ＝ｎ2・ＦＭ・Ｔｍ　・・・（２３）
　ここで、交流電動機６の回転周波数ＦＭは、電気車の速度に応じて変化する値である。一方、ダンピング制御部４０が扱うＬＣフィルタ回路の共振周波数は１０Ｈｚ～２０Ｈｚであり、周期に換算すると５０ｍｓ～１００ｍｓの時間である。以上から、ＬＣフィルタ回路の振動周期は、電気車の速度変化に対して十分に短時間とみなせるので、ダンピング制御部４０の構成を考える上では、交流電動機６の回転周波数ＦＭは一定であると仮定しても構わない。
　従って、コンデンサ電圧Ｅｆｃがｎ倍になった場合に、交流電動機６のトルクＴｍをｎ2倍するよう制御を掛ければ、インバータ入力電力Ｐｉｎｖをコンデンサ電圧Ｅｆｃの変化割合の二乗に比例させて変化させられる。このようにすれば、コンデンサ電圧Ｅｆｃの変動分に対して、インバータ４は正抵抗特性を有し、ＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制して安定化できる。
　したがって、トルク指令がＴｍ＊であるとき、コンデンサ電圧Ｅｆｃがｎ倍となったときに安定化のために付加すべきインバータ入力電力の変化分ΔＰは、上記式（２２）および（２３）より次式（２４）とできる。
　　ΔＰ＝Ｐｉｎｖｎ－Ｐｉｎｖ＝ｎ2・ＦＭ・Ｔｍ＊－ＦＭ・Ｔｍ＊　・・・（２４）
　上記式（２４）のインバータ入力電力の変化分ΔＰを得るために必要な、付加すべきトルク指令変化分ΔＴｍ＊は、以下の（２５）式となる。
　ΔＴｍ＊＝ΔＰ／ＦＭ＝（ｎ2－１）・Ｔｍ＊　　・・・（２５）
　以上から、トルク指令Ｔｍ＊にトルク指令変化分ΔＴｍ＊を付加（加算）して制御することで、インバータ４に正抵抗特性を持たせて安定化することが可能である。しかしトルク指令Ｔｍ＊が小さいほど正抵抗分が小さくなるため、トルク指令Ｔｍ＊が小さい場合にはトルク指令Ｔｍ＊が十分に大きい場合（たとえばトルク指令Ｔｍ＊が定格トルクや最大トルクである場合）と比べて、コンデンサ電圧Ｅｆｃの振動抑制効果が低下する。
　たとえば、トルク指令Ｔｍ＊がゼロあるいはゼロに近い小さな値である場合、上記式（２５）により、ΔＴｍ＊（すなわちΔＰ）はゼロあるいはゼロに近い小さな値となり、その結果、インバータ入力電力Ｐｉｎｖを変化させることができなくなる。このため、架線電圧変動等の外的要因によりコンデンサ電圧Ｅｆｃの電気振動が発生したケースにおいて、電気振動を抑制することが困難となる。
　そこで、本実施の形態では、トルク指令Ｔｍ＊がゼロである場合にもトルク指令Ｔｍ＊がある程度以上大きな値（Ｔｍ＊＝Ｔｍａ）であるときと同様のインバータ入力電力の変化分ΔＰａを得られる構成とする。
　トルク指令がＴｍ＊＝Ｔｍａであるとき、コンデンサ電圧Ｅｆｃがｎ倍となったときに安定化のために付加すべきインバータ入力電力の変化分ΔＰａは、上記式(２４)、(２５)より以下の式（２６）とできる。
　　ΔＰａ＝Ｐｉｎｖｎ－Ｐｉｎｖ＝ｎ2・ＦＭ・Ｔｍａ－ＦＭ・Ｔｍａ　・・・（２６）
　上記式（２６）のインバータ入力電力の変化分ΔＰａを得るために必要な、付加すべきトルク指令変化分ΔＴｍａ＊は、以下の式（２７）となる。
　ΔＴｍａ＊＝ΔＰａ／ＦＭ＝（ｎ2－１）・Ｔｍａ　　　・・・（２７）
　以上から、トルク指令Ｔｍ＊に上記トルク指令変化分ΔＴｍａ＊を付加（加算）して制御することで、トルク指令Ｔｍ＊の大きさによらず、コンデンサ電圧Ｅｆｃの変動に対してトルク指令Ｔｍ＊がある程度以上大きな値（Ｔｍ＊＝Ｔｍａ）であるときと同様のインバータ入力電力の変化分ΔＰａを得ることができる。これにより、トルク指令Ｔｍ＊がゼロや小さい値であるときに、架線電圧変動等の外的要因によりコンデンサ電圧Ｅｆｃの電気振動が発生したケースにおいても、電気振動を抑制することが可能となる。
　なお、上記式（２７）などで用いる値Ｔｍａは、制御対象である交流電動機６の最大トルク近傍に相当する値とするのが好ましく、例えば、交流電動機６の最大トルクあるいは最大トルク未満の大きい値（たとえば定格トルク（通常最大トルクの５０％以上である）、起動トルク（通常最大トルクと等しい）等）であればよい。例えば、交流電動機６の最大トルクが１５００Ｎｍなら値Ｔｍａは１５００あるいはそれ未満の極力大きい値とするのが好ましい。値Ｔｍａが小さいと、上述の説明からわかるとおり電気振動の抑制効果が低下するので好ましくない。また値Ｔｍａが交流電動機６の最大トルクより大きすぎると（たとえば２００％以上）、トルク指令Ｔｍ＊の変化量が大きくなりすぎて動作が不安定となる。なお、値Ｔｍａは、最大トルクより大きすぎない範囲であれば最大トルクより大きな値としてもよい。発明者が実施したシミュレーション結果によれば、値Ｔｍａの範囲は交流電動機６の最大トルクの５０％～２００％の範囲内が好ましい。
　次に、図１と図６を参照しながら、以上に説明した方法の具体的な構成を説明する。図６は、本発明の実施の形態１におけるダンピング制御部４０内部の信号の関係を説明する図である。
　ダンピング制御部４０には、コンデンサ３の電圧Ｅｆｃを入力し、２系統に分岐する。一方は、ハイパスフィルタ（以下ＨＰＦ）４１、ローパスフィルタ（以下ＬＰＦ）４３により不要な高周波成分、不要な低周波成分がカットされ、ＬＣフィルタ回路の共振周波数付近のみが抽出された振動成分Ｅｆｃａを算出する。例えば、図６（ａ）に示すように、コンデンサ電圧Ｅｆｃが１５００Ｖを中心として１６５０Ｖ～１３５０Ｖまで振動している場合、Ｅｆｃａは図６（ｂ）のように＋１５０Ｖ～－１５０Ｖの範囲でコンデンサ電圧Ｅｆｃの振動成分と同位相で変動する信号となる。
　他方は、ＬＰＦ４２により直流成分のみを抽出し、直流成分Ｅｆｃｄとする。ＨＰＦ４１、ＬＰＦ４２、ＬＰＦ４３は、一次遅れ要素から構成した一次フィルタであり、その構成は公知であるので説明を割愛する。もちろん、二次以上のフィルタでもよいが、フィルタの構成が複雑化する。
　ここで、ＨＰＦ４１、ＬＰＦ４３の作用を説明する。ＬＰＦ４３を必要とする理由は、コンデンサ電圧Ｅｆｃに含まれる、制御系への外乱となる高周波成分を除去するためである。しかしながら、除去したい高周波成分の下限が数百Ｈｚであり、ダンピング制御の対象である、ＬＣフィルタの共振周波数帯域（通常１０～２０Ｈｚ程度）に近接しているため、ＬＰＦ４３のみを用いて高周波成分の除去をすると、振動成分Ｅｆｃａに含まれるＬＣフィルタの共振周波数成分にまで影響し、位相遅れを生じさせることになり好ましくない。
　そこで、ＨＰＦ４１を直列に追加してＬＰＦ４３と組み合わせてフィルタを構成することで、ＬＰＦ４３を単独使用した場合と同様な高周波成分除去特性を確保しながら、振動成分Ｅｆｃａに含まれるＬＣフィルタの共振周波数成分の位相遅れを改善することが可能となる。なお、ＨＰＦ４１、ＬＰＦ４３の特性については、ゲインが１となる周波数をＬＣフィルタの振動周波数（１０Ｈｚ～２０Ｈｚ）に合わせるのが望ましい。
　以上のようにして算出した振動成分Ｅｆｃａに、加算器４４で、直流成分Ｅｆｃｄを加え、これをフィルタ後コンデンサ電圧Ｅｆｃａｄとする（図６（ｃ））。更に、割算器４５でフィルタ後コンデンサ電圧Ｅｆｃａｄを直流成分Ｅｆｃｄで割ることにより、コンデンサ電圧Ｅｆｃの変動割合Ｅｆｃｆｐを算出する。そして、Ｅｆｃｆｐを二乗演算器４８に入力する。
　二乗演算器４８は、コンデンサ電圧Ｅｆｃの変動割合Ｅｆｃｆｐを二乗し、信号ＤＭ１として乗算器４９へ出力する。乗算器４９は信号ＤＭ１と値Ｔｍａとの乗算を行いその結果である信号ＤＭ２を減算器４６に出力する。減算器４６は信号ＤＭ２から値Ｔｍａを減算してその結果をダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮとしてベクトル制御部３０に出力する（図６（ｅ））。最後にベクトル制御部３０の加算器２４にて、ダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮがトルク基本指令Ｔｍ０＊に加算され、その結果であるトルク指令Ｔｍ＊によりベクトル制御が実施される。
　このように生成したトルク指令Ｔｍ＊でベクトル制御することで、インバータ４をコンデンサ電圧Ｅｆｃの変動に対して正抵抗特性となるように動作させて、コンデンサ電圧Ｅｆｃの振動を抑制できる。またトルク指令Ｔｍ＊の大きさによらず、コンデンサ電圧Ｅｆｃの変動に対してトルク指令Ｔｍ＊がある程度以上大きな値（Ｔｍ＊＝Ｔｍａ）であるときと同様のインバータ入力電力の変化分ΔＰａを得るできるため、トルク指令Ｔｍ＊がゼロや小さい値であるときに、架線電圧変動等の外的要因によりコンデンサ電圧Ｅｆｃの電気振動が発生したケースにおいても、電気振動を抑制することが可能となる。従ってＬＣフィルタ回路の電気振動を抑制でき、交流電動機６の安定な運転が可能となる。
　以上に示したとおり、本実施の形態によれば、最適なダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮが自動算出され、ゲインの設定自体が不要となるダンピング制御部が構成できる。さらに、ダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮの算出に交流電動機６の定数を使用しないため、交流電動機６の種類が変更されても、制御系の調整は不要である。
　以上の説明では、交流電動機６として誘導電動機を用いた場合を例として説明したが、同記電動機やその他の交流電動機を用いた場合のベクトル制御部に対しても以上に説明したダンピング制御部の構成やダンピング操作量の算出方法を適用することができる。
　なお、本実施の形態で示した構成では、ダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮはトルク基本指令Ｔｍ０＊に加算されているが、ダンピング操作量ＤＡＭＰＣＮをトルク指令と同義であるｑ軸電流指令Ｉｑ＊に加算しても同様の効果が得られる。なおＤＡＭＰＣＮをｑ軸電流指令Ｉｑ＊に加算する場合は、式（１）を利用してトルク指令ベースの値からｑ軸電流指令ベースの値に換算してから加算する必要がある。
　具体的には、以下の式（２８）によりＤＡＭＰＣＮからＤＡＭＰＣＮＩＱを算出し、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に加算し、加算した結果を新たなｑ軸電流指令Ｉｑ＊として構成すればよい。
ＤＡＭＰＣＮＩＱ＝（ＤＡＰＭＣＮ／（Φ２＊・ＰＰ））・（Ｌ２／Ｍ）・・・（２８）
　また本発明の構成では、交流電動機６の力行運転、回生運転でダンピング操作量を切り替える必要はなく制御系が簡素化できる。
　また本発明の構成では、以上に説明したようにダンピング操作量の算出過程で必要となる設定値は値Ｔｍａのみである。値Ｔｍａは使用する交流電動機６の仕様から容易に把握することができる値である。したがって、ダンピング制御の設計にあたって、シミュレーションや現物調整作業で設定ゲイン等の導出を行う必要がなく、制御系の調整作業が簡素化できる。
　また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
　さらに、本発明は、電気鉄道用の交流電動機の制御装置に限られるものではなく、種々の関連分野への応用が可能であることは言うまでもない。
　１　直流電源
　２　リアクトル
　３　コンデンサ
　４　インバータ
　５ａ～５ｃ　電流検出器
　６　交流電動機
　７　速度検出器
　８　ｑ軸電流指令生成部
　９　ｄ軸電流指令生成部
　１０，１１　減算器
　１２　ｑ軸電流制御器
　１３　ｄ軸電流制御器
　１４　電圧非干渉演算部
　１７，１８　加算器
　１９　すべり角周波数指令生成部
　２０　加算器
　２１　積分器
　２２　ｄｑ軸－三相座標変換器
　２３　三相－ｄｑ軸座標変換器
　２４　加算器
　３０　ベクトル制御部
　４０　ダンピング制御部
　４１　ハイパスフィルタ
　４２　ローパスフィルタ
　４３　ローパスフィルタ
　４４　加算器
　４５　割算器
　４６　減算器
　４８　二乗演算器
　４９　乗算器
　５０　交流電動機の制御装置
　６０　抵抗

Claims (7)

  1. 　直流電源側にリアクトルとコンデンサからなるＬＣフィルタ回路を有し、前記コンデンサの両端電圧であるコンデンサ電圧を任意の周波数の交流電圧に変換するインバータを介して交流電動機を駆動制御する交流電動機の制御装置であって、
    　前記コンデンサ電圧の変動を抑制するダンピング操作量を算出するダンピング制御部、を備え、
    　前記ダンピング制御部は、前記コンデンサ電圧の変動割合を算出し、前記変動割合と前記交流電動機の最大トルクを中心とする所定の範囲内の値として設定された所定値とに基づいてダンピング操作量を算出し、前記ダンピング操作量に基づき前記交流電動機のトルク指令または電流指令を生成し、前記トルク指令または電流指令に基づいて、前記コンデンサ電圧の変動に対して変動を抑える方向に前記インバータを流れる電流が変化するように前記インバータを制御する、ことを特徴とする交流電動機の制御装置。
  2. 　前記ダンピング操作量は、前記コンデンサ電圧の変動割合を二乗した信号と前記所定値との積から、前記所定値を引いた値に基づき生成されることを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
  3. 　前記所定値は、前記交流電動機の最大トルクの５０％～２００％の範囲で選定されたものであることを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
  4. 　前記所定値は、前記交流電動機の最大トルクであることを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
  5. 　前記所定値は、前記交流電動機の定格トルクであることを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
  6. 　前記ダンピング制御部は、入力された前記コンデンサ電圧を、前記コンデンサ電圧に含まれる直流成分で割ることにより、前記コンデンサ電圧の変動割合を算出することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
  7. 　前記ダンピング制御部は、前記コンデンサ電圧に含まれる不要な高周波成分をカットした信号と、前記コンデンサ電圧に含まれる直流成分とを加算した信号を、前記コンデンサ電圧に含まれる直流成分で割ることにより、前記コンデンサ電圧の変動割合を算出することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
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