JP2009290957A - インバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】同期電動機を駆動するインバータ制御装置において、受電フィルタに含まれるリアクトルとコンデンサの共振による不安定現象を抑制する。
【解決手段】インバータ制御装置において、インバータ装置の直流側の電気量を得る手段と、前記電気量を得る手段の出力に基づいて、前期動機電動機の軸トルクを操作して、前記電気量に含まれる交流成分を抑制する手段と、を有し、前記交流成分を抑制する手段は、前記電圧指令を生成する手段と前記交流成分を抑制する手段が干渉しないように、前記同期電動機の磁束方向の電流に対する指令値と前記磁束方向に直交する方向の電流に対する指令値の少なくとも１つを操作する。
【選択図】図１

Description

本発明は、同期電動機を駆動するインバータ制御装置に関する。

鉄道車両の分野では、リアクトルとコンデンサを含む受電フィルタを介して、直流電源とインバータ装置を接続し、直流電力を交流電力に変換することで交流電動機を駆動する構成が広く用いられている。この場合、リアクトルとコンデンサの共振による不安定現象が発生する。これに対して、受電フィルタの不安定現象を抑制するための技術が例えば特許文献１に記載されている。

前記特許文献１では、誘導電動機を駆動するインバータ制御装置において、誘導電動機の磁束方向の電圧指令と、前記磁束方向に直交する方向の電圧指令と、すべり周波数指令を操作することで、受電フィルタの不安定現象を抑制する。
特開２００２−２３８２９８号公報 中野孝良著 交流モータのベクトル制御 日刊工業新聞社

例えば電動機の高効率化を目的として誘導電動機を同期電動機に置き換えた場合、同期電動機にはすべり周波数がないため、前記特許文献１の技術を用いることができない。そのため、同期電動機を駆動する場合は、周波数指令を操作することなく、受電フィルタの不安定現象を抑制する技術が必要となる。

本発明の目的は、同期電動機を駆動するインバータ制御装置において、受電フィルタの不安定現象を抑制することである。

本発明によるインバータ制御装置は、直流電源と、インバータ装置と、前記直流電源と前記インバータ装置の間に接続された受電フィルタと、前記インバータ装置により駆動される少なくとも１台以上の同期電動機と、前記インバータ装置に対する電圧指令を生成する手段と、前記インバータ装置の直流側の電気量を得る手段を有し、
前記電気量を得る手段の出力に基づいて、前期動機電動機の軸トルクを操作して、前記電気量に含まれる交流成分を抑制する手段を有するものである。

また、前記交流成分を抑制する手段は、前記電圧指令を生成する手段と前記交流成分を抑制する手段が干渉しないように、前記同期電動機の磁束方向の電流に対する指令値と前記磁束方向に直交する方向の電流に対する指令値の少なくとも１つを操作するものである。

本発明によれば、同期電動機を駆動するインバータ制御装置において、受電フィルタの不安定現象を抑制することができる。

以下に、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。

本発明のインバータ制御装置における第１実施例について図１から図４を用いて説明する。図１は本発明動作原理を示す図である。図１（ａ）において、インバータ装置３は、リアクトル５とコンデンサ６を含む受電フィルタ２を介して直流電源１と接続され、直流電力を３相交流電力に変換する。同期電動機４は、前記インバータ装置３から出力される前記３相交流電力を入力として、これを軸トルクに変換して出力する。

前述のように、前記受電フィルタ２の不安定現象は、前記受電フィルタ２に含まれるリアクトル５とコンデンサ６の共振により発生する。このとき、前記インバータ装置３の直流側の電力が振動する。そこで、前記インバータ装置３に流入する電流を振動させることで、前記インバータ装置３の直流側の電力に含まれる交流成分を交流側に吸収し、前記同期電動機４の電力として消費する。これにより、前記受電フィルタ２の不安定現象を抑制する。

前記インバータ装置３の直流側の電力Ｐｉｎｖは式（１）となる。

ここで、Ｐｉｎｖ：前記インバータ装置３の直流側の電力、Ｅｃｆ：前記インバータ装置３の直流側の電圧、Ｉｉｎｖ：前記インバータ装置３に流入する電流である。

また、前記同期電動機４の損失を無視すると、前記同期電動機４の電力Ｐｍは式（２）となる。

ここで、Ｐｍ：前記同期電動機４の電力、Ｔ：前記同期電動機４の軸トルク、ωｉｎｖ：周波数指令、Ｎｐ：極対数である。

前記受電フィルタ２の不安定現象により、前記インバータ装置３の直流側の電力に生じる交流成分をΔＰｉｎｖとする。また、前記受電フィルタ２の不安定現象を抑制するために前記同期電動機４の電力に発生させる交流成分をΔＰｍとする。

前記同期電動機４の軸に接続されている負荷の慣性が大きいとすると、前記同期電動機４の回転速度の変動は無視できる。また、同期電動機の軸トルクＴは式（３）で表されるので、前記同期電動機４の電力Ｐｍの交流成分ΔＰｍと、前記同期電動機４の軸トルクＴの交流成分ΔＴと、ΔＴを実現するための前記同期電動機４の磁束方向（以下、ｄ軸方向という）の電流（以下、ｄ軸電流という）Ｉｄに対する操作量ΔＩｄと、ΔＴを実現するための前記ｄ軸方向に直交する方向（以下、ｑ軸方向という）の電流（以下、ｑ軸電流という）に対する操作量ΔＩｑの関係は式（４）となる。

ここで、Ｔ：軸トルク、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｋｅ：発電定数、Ｉｄ：ｄ軸電流、Ｉｑ：ｑ軸電流、Ｎｐ：極対数である。

ここで、ΔＰｍ：前記Ｐｍの交流成分、ΔＴ：前記Ｔの交流成分、Ｎｐ：極対数、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｋｅ：発電定数、Ｉｄ：ｄ軸電流、Ｉｑ：ｑ軸電流、ΔＩｄ：前記Ｉｄに対する操作量、ΔＩｑ：前記Ｉｑに対する操作量、ωｉｎｖ：周波数指令、Ｎｐ：極対数である。

前記インバータ装置３の損失と前記同期電動機４の損失を無視すると、式（１）、（４）より式（５）を得る。

ここで、ΔＰｉｎｖ：前記Ｐｉｎｖの交流成分、Ｅｃｆ：前記インバータ装置３の直流側の電圧、Ｉｉｎｖ：前記インバータ装置３に流入する電流、ΔＰｍ：前記Ｐｍの交流成分、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｋｅ：発電定数、Ｉｄ：ｄ軸電流、Ｉｑ：ｑ軸電流、ΔＩｄ：前記Ｉｄに対する操作量、ΔＩｑ：前記Ｉｑに対する操作量、Ｎｐ：極対数である。

図２（ｂ）にΔＰｉｎｖと、ΔＰｍと、ΔＴの関係を示す。前記受電フィルタ２の不安定現象により、前記インバータ装置３の直流側の電力に含まれる交流成分ΔＰｉｎｖが増加したとする。この場合、式（５）に基づいて、前記同期電動機４の軸トルクをΔＴ増加させることで、前記同期電動機４の電力をΔＰｍ増加させる（図１（ｂ）の実線の矢印）。

一方、前記インバータ装置３の直流側の電力に含まれる交流成分ΔＰｉｎｖが減少したとする。この場合、式（５）に基づいて、前記同期電動機４の軸トルクをΔＴ減少させることで、前記同期電動機４の電力をΔＰｍ減少させる（図１（ｂ）の破線の矢印）。

このように、式（５）に基づいて前記同期電動機４の軸トルクを操作することで、前記インバータ装置３の直流側の電力に含まれる交流成分を交流側に吸収し、前記同期電動機４の電力として消費する。これにより、前記受電フィルタ２の不安定現象を抑制する。

前記同期電動機４の軸トルクをΔＴ操作するには、式（５）に基づいてｄ軸電流に対する操作量ΔＩｄとｑ軸電流に対する操作量ΔＩｑを導出すればよい。

図２は、本発明を適用したインバータ制御装置を示す図である。図２において、インバータ装置３は、リアクトルとコンデンサを含む受電フィルタ２を介して直流電源１と接続され、直流電力を３相交流電力に変換する。同期電動機４は、前記インバータ装置３から出力される前記３相交流電力を入力として、これを軸トルクに変換して出力する。図１では、１台の同期電動機を駆動する構成となっているが、２台以上の同期電動機を駆動する構成であってもよい。

第１の加算器７は、ｄ軸電流Ｉｄに対する指令値である第１のｄ軸電流指令Ｉｄ＊と、後述する電圧振動抑制手段１７の出力であるｄ軸電流操作量ΔＩｄを加算して第２のｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊を出力する。第２の加算器８は、ｑ軸電流Ｉｑに対する指令値である第１のｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、後述する電圧振動抑制手段１７の出力であるｑ軸電流操作量ΔＩｑを加算して第２のｑ軸電流指令Ｉｑ＊＊を出力する。

ベクトル制御手段９は、交流電動機の制御方式のひとつであるベクトル制御を実現する。ベクトル制御については、例えば非特許文献１に記載されているので、詳細は省略する。
前記ベクトル制御手段９は、第１の減算器１０と、第２の減算器１１と、電圧ベクトル演算手段１２と、電流制御手段１３と、第３の加算器１４と、第４の加算器１５から構成される。

第１の減算器１０は、前記第１の加算器７から出力される前記第２のｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊から前記ｄ軸電流Ｉｄを減算して出力する。第２の減算器１１は、前記第２の加算器８から出力される前記第２のｑ軸電流指令Ｉｑ＊＊から前記ｑ軸電流Ｉｑを減算して出力する。

電圧ベクトル演算手段１２は、前記第１の加算器７から出力される前記第２のｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊と、前記第２の加算器８から出力される前記第２のｑ軸電流指令Ｉｑ＊＊と、電動機定数と、ここでは図示していない前記インバータ装置３に対する周波数指令ωｉｎｖに基づいて、第１のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊と、第１のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を出力する。

電流制御手段１３は、前記第１の減算器１０の出力と、前記第２の減算器１１の出力に基づいて、前記ｄ軸電流Ｉｄが前記第１の加算器７から出力される前記第２のｄ軸電流指令Ｉｄ＊＊に追従するように、また、前記ｑ軸電流Ｉｑが前記第１の加算器８から出力される前記第２のｑ軸電流指令Ｉｑ＊＊に追従するように、第２のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊＊と、第２のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊＊を出力する。

第３の加算器１４は、前記電圧ベクトル手段１２から出力される前記第１のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊と、前記電流制御手段１３から出力される前記第２のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊＊を加算して前記第３のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊＊＊を出力する。第４の加算器１５は、前記電圧ベクトル手段１２から出力される前記第１のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、前記電流制御手段１３から出力される前記第２のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊＊を加算して前記第３のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊＊＊を出力する。

座標変換手段１６は、前記第３の加算器１４から出力される前記第３のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊＊＊と、前記第４の加算器１５から出力される前記第３のｑ軸電圧指令Ｖｑ＊＊＊を座標変換して、前記インバータ装置３に対する交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を出力する。

電圧振動抑制手段１７は、前記インバータ装置３の直流側の電力に生じる交流成分を抑制するための前記ｄ軸電流操作量ΔＩｄと前記ｑ軸電流操作量ΔＩｑを出力する。

本実施例における前記電圧振動抑制手段１７の構成を図３に示す。前記インバータ装置３の直流側の電力に生じる交流成分ΔＰｉｎｖを直接検出することは困難であるため、ここでは、電圧検出手段１８で検出した前記インバータ装置３の直流側の電圧Ｅｃｆに含まれる交流成分ΔＥｃｆを用いる。

交流成分抽出手段１９は、前記電圧検出手段１８で検出した前記インバータ装置３の直流側の電圧Ｅｃｆを入力として、例えばバンドパスフィルタなどを用いて、前記インバータ装置３の直流側の電圧Ｅｃｆに含まれる交流成分ΔＥｃｆを抽出して出力する。

電流操作量演算手段２０は、前記交流成分抽出手段１９から出力される前記交流成分ΔＥｃｆを入力として、前記交流成分ΔＥｃｆを抑制ように、式（５）に基づいて前記ｄ軸電流操作量ΔＩｄと、前記ｑ軸電流操作量ΔＩｑを導出して出力する。

ΔＥｃｆと、ΔＩｄと、ΔＩｑの関係を図４に示す。図４は逆突極性を有した同期電動機を想定して、前記ｄ軸電流Ｉｄを負の値、前記ｄ軸電流Ｉｄを正の値としたときのΔＩｄとΔＩｑを示している。

逆突極性を有する同期電動機では、ｄ軸インダクタンスＬｄに対してｑ軸インダクタンスＬｑが大きく、式（３）より、同期電動機の軸トルクは負のｄ軸電流を流すことで増加する。そのため、図４では縦軸方向を同期電動機の軸トルクが増加する方向とするためにΔＩｄは極性を反転して示している。

ΔＥｃｆが増加した場合、前記インバータ装置３の直流側の電力は増加しているので、前記同期電動機４の軸トルク、つまり電力が増加するように−ΔＩｄと、ΔＩｑを増加させる（図４の実線の矢印）。一方、ΔＥｃｆが減少した場合、前記インバータ装置３の直流側の電力は減少しているので、前記同期電動機４の軸トルク、つまり電力が減少するように−ΔＩｄと、ΔＩｑを減少させる（図４の破線の矢印）。

本実施例では、前記電圧振動抑制手段１７から出力される前記ｄ軸電流操作量ΔＩｄと前記ｑ軸電流操作量ΔＩｑが、前記電圧ベクトル演算手段１２と前記電流制御手段１３の両方に入力される。これにより、前記電圧振動抑制手段１７と前記電流制御手段１３の干渉を抑制できる。

電圧ベクトル演算手段１２は、いわゆるフィードフォワード制御を行うため、前記電流制御手段１３の応答速度に影響されることなく、前記受電フィルタ２の不安定現象を抑制できる。

また、本実施例では、前記ｄ軸電流操作量ΔＩｄを加算したｄ軸電流指令と、前記ｑ軸電流操作量ΔＩｑを加算したｑ軸電流指令に基づいて電圧指令を導出するため、前記同期電動機４の動作状態に合わせて最適な電圧指令の振幅と位相が導出できる。そのため、本発明は、前記インバータ装置３の出力電圧の振幅が飽和する領域においても適用可能である。

本発明のインバータ制御装置における第２実施例について図５を用いて説明する。
第１実施例と異なる点は、前記電圧振動抑制手段１７の出力である前記ｄ軸電流操作量ΔＩｄと、前記ｑ軸電流操作量ΔＩｑを前記電圧ベクトル演算手段１２のみに入力する点である。

前記電流制御手段１３の応答速度が前記電圧振動抑制手段１７の応答速度に対して遅く、前記電流制御手段１３と前記電圧振動抑制手段１７が干渉しない場合、本実施例のような構成で前記受電フィルタ２の不安定現象を抑制できる。

また、第１実施例と同様に、前記ｄ軸電流操作量ΔＩｄを加算したｄ軸電流指令と、前記ｑ軸電流操作量ΔＩｑを加算したｑ軸電流指令に基づいて電圧指令を導出するため、前記同期電動機４の動作状態に合わせて最適な電圧指令の振幅と位相が導出できる。そのため、本発明は、前記インバータ装置３の出力電圧の振幅が飽和する領域においても適用可能である。

本発明のインバータ制御装置における第３実施例について図６を用いて説明する。
第１実施例や第２実施例と異なる点は、前記電圧振動抑制手段１７の出力である前記ｄ軸電流操作量ΔＩｄと、前記ｑ軸電流操作量ΔＩｑを前記電流制御手段１３のみに入力する点である。

前記電流制御手段１３の応答速度が速く、前記受電フィルタ２に含まれるリアクトルとコンデンサの共振周波数に応答できる場合、本実施例のような構成で前記受電フィルタ２の不安定現象を抑制できる。

また、第１実施例や第２実施例と同様に、前記ｄ軸電流操作量ΔＩｄを加算したｄ軸電流指令と、前記ｑ軸電流操作量ΔＩｑを加算したｑ軸電流指令に基づいて電圧指令を導出するため、前記同期電動機４の動作状態に合わせて最適な電圧指令の振幅と位相が導出できる。そのため、本発明は、前記インバータ装置３の出力電圧の振幅が飽和する領域においても適用可能である。

本発明のインバータ制御装置における第４実施例について図７と図８を用いて説明する。
第１実施例から第３実施例と異なる点は、前記電圧振動抑制手段１７の出力としてｑ軸電流操作量ΔＩｑのみ出力する点である。

前述のように、同期電動機の軸トルクは式（３）で表される。式（３）において、右辺第２項はｑ軸インダクタンスＬｑとｄ軸インダクタンスＬｄの差に比例する。

埋め込み磁石型の同期電動機のように突極性を有する同期電動機では、ｑ軸インダクタンスＬｑとｄ軸インダクタンスＬｄが異なるため、式（３）の右辺第２項を利用できるが、表面磁石型の同期電動機のように突極性のない同期電動機では、ｑ軸インダクタンスＬｑとｄ軸インダクタンスＬｄが等しいため、式（３）の右辺第２項を利用できない。

そこで、突極性のない同期電動機では、ｑ軸電流Ｉｑのみを操作して軸トルクを振動させることで受電フィルタの不安定現象を抑制する。

この場合、前記インバータ装置３の直流側の電力に含まれる交流成分ΔＰｉｎｖとｑ軸電流に対する操作量ΔＩｑの関係は、式（５）においてｄ軸電流に対する操作量ΔＩｄを零とすることで式（６）となる。

ここで、ΔＰｉｎｖ：前記Ｐｉｎｖの交流成分、Ｅｃｆ：前記インバータ装置３の直流側の電圧、Ｉｉｎｖ：前記インバータ装置３に流入する電流、ΔＰｍ：前記Ｐｍの交流成分、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｋｅ：発電定数、Ｉｄ：ｄ軸電流、ΔＩｑ：前記Ｉｑに対する操作量、Ｎｐ：極対数である。

本実施例における前記電圧振動抑制手段１７の構成を図８に示す。前記インバータ装置３の直流側の電力に生じる交流成分ΔＰｉｎｖを直接検出することは困難であるため、ここでは、電圧検出手段１８で検出した前記インバータ装置３の直流側の電圧Ｅｃｆに含まれる交流成分ΔＥｃｆを用いる。

交流成分抽出手段１９は、前記電圧検出手段１８で検出した前記インバータ装置３の直流側の電圧Ｅｃｆを入力として、例えばバンドパスフィルタなどを用いて、前記インバータ装置３の直流側の電圧Ｅｃｆに含まれる交流成分ΔＥｃｆを抽出して出力する。

電流操作量演算手段２０は、前記交流成分抽出手段１９から出力される前記交流成分ΔＥｃｆを入力として、前記交流成分ΔＥｃｆを抑制ように、式（６）に基づいて前記ｑ軸電流操作量ΔＩｑを導出して出力する。

本実施例では、前記電圧振動抑制手段１７から出力される前記ｑ軸電流操作量ΔＩｑが前記電圧ベクトル演算手段１２と前記電流制御手段１３の両方に入力される。これにより、前記電圧振動抑制手段１７と前記電流制御手段１３の干渉を抑制できる。

電圧ベクトル演算手段１２は、いわゆるフィードフォワード制御を行うため、前記電流制御手段１３の応答速度に影響されることなく、前記受電フィルタ２の共振による不安定現象を抑制できる。

また、本実施例では、前記ｑ軸電流操作量ΔＩｑを加算したｑ軸電流指令に基づいて電圧指令を導出するため、前記同期電動機４の動作状態に合わせて、最適な電圧指令の振幅と位相が導出できる。そのため、本発明は、前記インバータ装置３の出力電圧の振幅が飽和する領域においても適用可能である。

本発明のインバータ制御装置における第５実施例について図９を用いて説明する。
第４実施例と異なる点は、前記電圧振動抑制手段１１の出力である前記ｑ軸電流操作量ΔＩｑを前記電圧ベクトル演算手段１２のみに入力する点である。

前記電流制御手段１３の応答速度が前記電圧振動振動手段１７の応答速度に対して遅く、前記電流制御手段１３と前記電圧振動抑制手段１７の干渉が発生しない場合、本実施例のような構成で前記受電フィルタ２の不安定現象を抑制できる。

また、第４実施例と同様に、前記ｑ軸電流操作量ΔＩｑを加算したｑ軸電流指令に基づいて電圧指令を導出するため、前記同期電動機４の動作状態に合わせて、最適な電圧指令の振幅と位相が導出できる。そのため、本発明は、前記インバータ装置３の出力電圧の振幅が飽和する領域においても適用可能である。

本発明のインバータ制御装置における第６実施例について図１０を用いて説明する。
第４実施例や第５実施例と異なる点は、前記電圧振動抑制手段１７の出力である前記ｑ軸電流操作量ΔＩｑを前記電流制御手段１３にのみ入力する点である。

前記電流制御手段１３の応答速度が速く、前記受電フィルタ２に含まれるリアクトルとコンデンサの共振周波数に応答できる場合、本実施例のような構成で前記受電フィルタ２の不安定現象を抑制できる。

また、第４実施例や第５実施例と同様に、前記ｑ軸電流操作量ΔＩｑを加算したｑ軸電流指令に基づいて電圧指令を導出するため、前記同期電動機４の動作状態に合わせて、最適な電圧指令の振幅と位相が導出できる。そのため、本発明は、前記インバータ装置３の出力電圧の振幅が飽和する領域においても適用可能である。

鉄道車両の分野では、リアクトルとコンデンサを含む受電フィルタを介して、直流電源とインバータ装置を接続し、直流電力を交流電力に変換することで交流電動機を駆動する方式が広く用いられている。そのため、リアクトルとコンデンサの共振により発生する不安定現象は避けられない課題である。

今後は、電動機の高効率化を目的とした同期電動機への置き換えが進むと考えられるため、同期電動機を対象とした本発明は重要な技術である。

図１は本発明の動作原理を示す図である。 図２は本発明を適用したインバータ制御装置の第１実施例を示す図である。 図３は本発明の第１実施例における電圧振動抑制手段の構成を示す図である。 図４は本発明の第１実施例におけるΔＥｃｆと、ΔＩｄと、ΔＩｑとの関係を示す図である。 図５は本発明を適用したインバータ制御装置の第２実施例を示す図である。 図６は本発明を適用したインバータ制御装置の第３実施例を示す図である。 図７は本発明を適用したインバータ制御装置の第４実施例を示す図である。 図８は本発明の第４実施例における電圧振動抑制手段の構成を示す図である。 図９は本発明を適用したインバータ制御装置の第５実施例を示す図である。 図１０は本発明を適用したインバータ制御装置の第６実施例を示す図である。

符号の説明

１ 直流電源
２ 受電フィルタ
３ インバータ装置
４ 同期電動機
５ 受電フィルタのリアクトル
６ 受電フィルタのコンデンサ
７ 第１の加算器
８ 第２の加算器
９ ベクトル制御手段
１０ 第１の減算器
１１ 第２の減算器
１２ 電圧ベクトル演算手段
１３ 電流制御手段
１４ 第３の加算器
１５ 第４の加算器
１６ 座標変換手段
１７ 電圧振動抑制手段
１８ 電圧検出手段
１９ 交流成分抽出手段
２０ 電流操作量演算手段
Ｉｄ＊ 第１のｄ軸電流指令
Ｉｑ＊ 第１のｑ軸電流指令
Ｉｄ＊＊ 第２のｄ軸電流指令
Ｉｑ＊＊ 第２のｑ軸電流指令
Ｉｄ ｄ軸電流
Ｉｑ ｑ軸電流
ΔＩｄ Ｉｄに対する操作量
ΔＩｑ Ｉｑに対する操作量
ωｉｎｖ 周波数指令
Ｖｄ＊ 第１のｄ軸電圧指令
Ｖｑ＊ 第１のｑ軸電圧指令
Ｖｄ＊＊ 第２のｄ軸電圧指令
Ｖｑ＊＊ 第２のｑ軸電圧指令
Ｖｄ＊＊＊ 第３のｄ軸電圧指令
Ｖｑ＊＊＊ 第３のｑ軸電圧指令
Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊ 交流電圧指令
Ｅｃｆ インバータ装置の直流側の電圧
ΔＥｃｆ Ｅｃｆの交流成分
Ｉｉｎｖ インバータ装置に流入する電流
ΔＩｉｎｖ Ｉｉｎｖの交流成分
Ｔ 同期電動機の軸トルク
ΔＴ Ｔの交流成分
Ｒ 巻線抵抗
Ｌｄ ｄ軸インダクタンス
Ｌｑ ｑ軸インダクタンス
Ｋｅ 発電定数
Ｎｐ 極対数
Ｐｉｎｖ インバータ装置の直流側の電力
ΔＰｉｎｖ Ｐｉｎｖの交流成分
Ｐｍ 同期電動機の電力
ΔＰｍ Ｐｍの交流成分

Claims (9)

1. 直流電源と、インバータ装置と、前記直流電源と前記インバータ装置の間に接続された受電フィルタと、前記インバータ装置により駆動される少なくとも１台以上の同期電動機と、前記インバータ装置に対する電圧指令を生成する手段とを有するインバータ制御装置において、
   前記インバータ装置の直流側の電気量を得る手段と、前記電気量を得る手段の出力に基づいて、前記同期電動機の磁束方向の電流に対する指令値と前記磁束方向に直交する電流に対する指令値の少なくなくとも一方を操作して前記同期電動機の軸トルクを操作することで前記電気量に含まれる交流成分を抑制する手段と、を有することを特徴とするインバータ制御装置。
2. 請求項１に記載のインバータ制御装置において、
   前記交流成分を抑制する手段は、前記電圧指令を生成する手段と前記交流成分を抑制する手段が干渉しないように、前記同期電動機の磁束方向の電流に対する指令値と、前記磁束方向に直交する電流に対する指令値の少なくなくとも一方を操作することを特徴とするインバータ制御装置。
3. 請求項１または請求項２に記載のインバータ制御装置において、
   前記電圧指令を生成する手段は、電動機定数と、前記磁束方向の電流に対する指令値と、前記磁束方向に直交する電流に対する指令値に基づいて前記インバータ装置に対する第１の電圧指令を生成する手段と、
   電動機定数と、前記磁束方向の電流と、前記磁束方向の電流に対する指令値と、前記磁束方向に直交する電流と、前記磁束方向に直交する電流に対する指令値に基づいて前記インバータ装置に対する第２の電圧指令を生成する手段と、を有し、
   前記第１の電圧指令と、前記第２の電圧指令に基づいて前記インバータ装置に対する電圧指令を生成することを特徴とするインバータ制御装置。
4. 請求項３に記載のインバータ制御装置において、
   前記交流成分を抑制する手段は、前記第１の電圧指令を生成する手段に入力する前記磁束方向の電流に対する指令値と、前記第１の電圧指令を生成する手段に入力する前記磁束方向に直交する電流に対する指令値の少なくとも一方を操作し、また、前記第２の電圧指令を生成する手段に入力する前記磁束方向の電流に対する指令値と、前記第２の電圧指令を生成する手段に入力する前記磁束方向に直交する電流に対する指令値の少なくとも一方を操作することで前記同期電動機の軸トルクを操作することを特徴とするインバータ制御装置。
5. 請求項３に記載のインバータ制御装置において、
   前記交流成分を抑制する手段は、 前記第１の電圧指令を生成する手段に入力する前記磁束方向の電流に対する指令値と、前記第１の電圧指令を生成する手段に入力する前記磁束方向に直交する電流に対する指令値の少なくとも一方を操作することで前記同期電動機の軸トルクを操作することを特徴とするインバータ制御装置。
6. 請求項３に記載のインバータ制御装置において、
   前記交流成分を抑制する手段は、前記第２の電圧指令を生成する手段に入力する前記磁束方向の電流に対する指令値と、前記第２の電圧指令を生成する手段に入力する前記磁束方向に直交する電流に対する指令値の少なくとも一方を操作することで前記同期電動機の軸トルクを操作することを特徴とするインバータ制御装置。
7. 請求項１ないし請求項６のいずれかに記載のインバータ制御装置において、
   前記受電フィルタは、少なくともリアクトルとコンデンサを有することを特徴とするインバータ制御装置。
8. 請求項１ないし請求項７のいずれかに記載のインバータ制御装置において、
   前記電気量は、前記インバータ装置の直流側の電圧であることを特徴とするインバータ制御装置。
9. 請求項１ないし請求項８のいずれかに記載のインバータ制御装置において、
   前記電圧指令を生成する手段は、前記同期電動機の回転位相情報を得る手段と、前記同期電動機に流入する電流を得る手段と、前記同期電動機に流入する電流を前記同期電動機の磁束方向の電流と前記磁束方向に直交する電流に座標変換する手段と、前記回転位相情報に基づいて前記インバータ装置に対する周波数指令を生成する手段と、前記インバータ装置の直流側の電圧を得る手段と、前記インバータ装置を駆動する手段と、を有することを特徴とするインバータ制御装置。

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