JP2002238298A - 電力変換器の制御装置 - Google Patents
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Abstract
れる交流分を効果的に抑制する。 【解決手段】フィルタコンデンサの電圧Ecf1を検出
し、Ecf1の交流分に基づきd軸電圧補正量dvd,
q軸電圧補正量dvq,q軸電流補正量diq及び周波
数補正量dω1を演算し、d軸電圧指令,q軸電圧指
令,q軸電流、及び周波数指令に加算して、電力変換器
の直流電流を制御する。これにより、直流電流に含まれ
る交流分を打ち消して、交流分を効果的に抑制する。
Description
変換し誘導電動機を駆動する電力変換器の制御装置に関
する。
変周波数可変電圧の交流に変換する電力変換器で制御し
た誘導機により、電気車を駆動している。図2に従来技
術の誘導機の制御方法を示す。図2において、1は集電
器、2はフィルタリアクトル、3はフィルタコンデン
サ、4は電力変換器、5は誘導機、6は回転速度検出
器、7は電流検出器、8はバンドパスフィルタ、9及び
10は加算器、11は積分器、12は係数器、13は電
圧指令部である。
受電し、フィルタリアクトル2及びフィルタコンデンサ
3により、高周波成分を除去し、電力変換器4に直流電
圧を供給する。電力変換器4は、交流電圧指令Vu* ,
Vv* 、及びVw* に基づき、可変周波数可変電圧の交
流電圧に変換し、誘導機5を制御する。誘導機5の回転
速度を検出する回転速度検出器6の検出した回転速度ω
rに外部から設定するすべり周波数指令ωs* を加算器
9で加算し、第1の周波数指令ω13* を求める。電流
検出器7で検出したフィルタリアクトル2を流れる架線
電流Isをバンドパスフィルタ8に入力し、フィルタリ
アクトル2とフィルタコンデンサ3で決まる共振周波数
近傍の成分を検出する。バンドパスフィルタ8の出力で
ある、周波数補正量dωと前記の第1の周波数指令ω1
3* を加算器10で加算し、第2の周波数指令ω14*
を求める。第2の周波数指令ω14* を積分器11で積
分して電圧位相θvを求める。また、係数器12で、第
1の周波数指令ω13* に予め定めた周波数電圧比Kを
かけて、電圧指令V* を求める。電圧指令V* 、及び前
記の電圧位相θvに基づき電圧指令部13が交流電圧指
令Vu* ,Vv* ,Vw* を出力する。
3号公報に開示されている。特開昭57−145503
号公報には、架線電流に基づき交流電圧を操作する制御
方法が開示されている。上記従来技術によれば、フィル
タリアクトルとフィルタコンデンサの共振による不安定
や振動を抑制できる。
が、特開平5−83976号公報や特開2000−31
2403号公報に開示されている。
電力変換器に供給された直流電圧の帰線電流を、電気車
が走行する軌道に流す。一方、軌道は地上に設置した保
安装置等が電気車の在線を検知する軌道回路としても使
われている。このため、電力変換器の帰線電流に、軌道
回路が利用する交流信号と同一の周波数成分の障害電流
が含まれると、軌道回路が障害を受けるおそれがある。
このため、帰線電流に含まれる障害電流を除去する必要
がある。なお、軌道に流れる帰線電流とフィルタリアク
トルに流れる架線電流は、同じ値であるため、以下では
特に区別が必要な場合を除いて架線電流に統一する。
に搭載するフィルタリアクトルやフィルタコンデンサで
除去できるが、分倍周軌道回路のように低い周波数を用
いる軌道回路に対応するためには、フィルタリアクトル
のインダクタンスやフィルタコンデンサの容量を大きく
する必要がある。しかし、これらを大きくすると鉄道車
両の重量が増加し、加減速性能の低下や消費電力の増加
などの問題が発生する。
操作して誘導機の電力を制御して電力変換器の直流側の
電流を制御し、障害電流を除去している。しかし、周波
数を操作して誘導機の電力を制御する場合、誘導機の電
気的な遅れ要素により周波数の操作量に対して電力に大
きな時間遅れが生じる。図3(a)と図3(b)は従来
技術で周波数の操作量から誘導機の電力までの周波数特
性で、誘導機5の回転速度を変えた6個の特性である。
図3(a)の横軸は周波数の操作量に含まれる交流成分
の周波数を表し、縦軸は横軸の周波数成分に対応する誘
導機の電力の交流成分の振幅との比を表す。また図3
(b)の横軸は図3(a)と同じで、縦軸は該交流成分
の位相と誘導機の電力の交流成分の位相の差を表す。図
3(a)と図3(b)とから軌道回路でよく使用される
25Hz〜60Hzの帯域では周波数の操作量に対して
誘導機の電力の位相が大きく遅れることがわかる。操作
量から制御量までの位相遅れが大きい場合に図2のよう
なフィードバックループを構成すると、不安定になりや
すく、障害電流を抑制するために、フィードバックルー
プのゲインを上げると制御系が不安定になり、架線電流
に含まれる障害電流を効果的に抑制できない。
する制御方法でも操作量に対して誘導機の電力の位相遅
れが大きいため、効果的に障害電流を抑制できない。
ィルタコンデンサを大型化することなく、効果的に架線
電流に含まれる障害電流を抑制することである。
は、直流電圧を可変周波数可変電圧の交流電圧に変換す
る電力変換器に対し、電圧指令と周波数指令に基づき交
流電圧指令を出力する電力変換器の制御装置において、
電力変換器の直流側の電気量である直流電圧,フィルタ
リアクトルの両端電圧、あるいはフィルタリアクトルに
流れる電流を検出する検出器と、検出した電気量から直
流成分を除去するハイパスフィルタと該ハイパスフィル
タの出力に基づき前記電圧指令を補正する電圧補正器と
前記ハイパスフィルタの出力に基づき前記周波数指令を
補正する周波数補正器とを具備し、該周波数補正器と前
記電圧補正器の出力に基づいて交流電圧指令を出力すれ
ばよい。このように周波数と電圧を同時に操作すれば、
電力変換器の交流側に接続された誘導機内部の干渉を抑
制できるので、誘導機の電力を小さな位相遅れで制御で
き、障害電流を効果的に抑制できる。
る場合には、電圧指令の操作を止めて、周波数指令のみ
の制御に切り替えることにより安定な制御ができる。
す。図1は、障害電流を抑制できる速度センサがないベ
クトル制御の構成である。なお、前記従来技術と同一の
構成要素には同一の符号を用いた。図1中、20は電流
検出器、21は電圧検出器、22は受電部、100は電
圧制御部、101,108,109、及び110は加算
器、102はすべり制御部、103は速度推定部、10
4及び105は減算器、106はハイパスフィルタ、10
7は第1のノイズ抑制部、111は電圧座標変換部、1
12は電流座標変換部、113は積分器である。
トル2,フィルタコンデンサ3、及び電圧検出器21を
含み、電力変換器4へ直流電圧を供給すると共に、第1
のフィルタコンデンサ電圧Ecf1を出力する。電圧制
御部100では、外部から与えたd軸電流指令id* ,
q軸電流指令iq* 、及び加算器101の出力である第
1の周波数指令ω11を入力として(1)式に基づき第1
のd軸電圧指令vd1を演算し、さらに(2)式に基づ
き第1のq軸電圧指令vq1を演算する。
タ定数であり、Rσは1次換算の巻線抵抗、lσは1次
換算の漏れインダクタンス、L1は1次自己インダクタ
ンスである。
d* ,q軸電流指令iq* を入力として(3)式に基づ
きすべり周波数指令ωs* を演算する。
であり、R2は2次抵抗、L2は2次自己インダクタン
スである。
* と減算器104の出力である第2のq軸電流iq2の
差を求める減算器105の出力を用いて、(4)式に基
づき誘導機5の回転速度を推定し回転速度推定値ωr^
を演算する。
sはラプラス演算子である。
* と回転速度推定値ωr^を加算し、第1の周波数指令
ω11を演算する。
で検出したフィルタコンデンサ3の両端電圧である第1
のフィルタコンデンサ電圧Ecf1の直流成分を含む低
周波成分を除去し、第2のフィルタコンデンサ電圧Ec
f2を出力する。
ィルタコンデンサ電圧Ecf2に基づき、d軸電圧補正
量dvd,q軸電圧補正量dvq,周波数補正量dω
1、及びq軸電流補正量diqを演算する。なお、第1
のノイズ抑制部107の詳細は後述する。
と第1のd軸電圧指令vd1を加算し第2のd軸電圧指
令vd2を求める。加算器109では、q軸電圧補正量
dvqと第1のq軸電圧指令vq1を加算し第2のq軸電
圧指令vq2を求める。電圧座標変換部111では、第
2のd軸電圧指令vd2,第2のq軸電圧指令vq2を
積分器113の出力である位相θに基づき回転座標変換
して交流電圧指令Vu*,Vv* 、及びVw* を演算す
る。
第1の周波数指令ω11を加算し第2の周波数指令ω1
2を求め、積分器113において第2の周波数指令ω1
2を積分して位相θを求める。電流座標変換部112で
は、電力変換器4から誘導機5に流れる電流を検出する
電流検出器20で検出したモータ電流iu,iv、及び
iwを位相θに基づき回転座標変換してd軸電流id及
び第1のq軸電流iq1を求める。減算器104では、第
1のq軸電流iq1からq軸電流補正量diqを減算し
て第2のq軸電流iq2を出力する。
詳細を示す。図4において、401は制御器、402は
1次遅れ要素、403,404,407,408、及び4
10は係数器、405は進み遅れ要素、406及び40
9は加算器である。制御器401は、第2のフィルタコ
ンデンサ電圧Ecf2を入力としてq軸電流補正指令d
iq* を出力する。制御器401では、例えば(5)式
に示す伝達関数を用いる。
制御時定数である。
電圧補正量dvd,q軸電圧補正量dvq,周波数補正
量dω1、及びq軸電流補正量diqを演算する。q軸
電流補正量diqは、q軸電流補正指令diq* を入力
とする1次遅れ要素402の出力である。周波数補正量
dω1はq軸電流補正量diqに(6)式に示すゲイン
を乗算する係数器403の出力である。
diqに第1の周波数指令ω11を乗算した係数器40
7の出力と周波数補正量dω1にq軸電流指令iq* を
乗算した係数器408の出力を加算器409で加算し、
さらに係数器410で−lσを乗算して求められる。q
軸電圧補正量dvqは、q軸電流補正指令diq* が入
力である進み遅れ要素405の出力と周波数補正量dω
1に係数器404でd軸電流指令id* と漏れインダク
タンスlσの積を乗算した結果を加算器406で加算し
て求められる。
電流への障害電流を抑制するには、直流側から電力変換
器4に流れる直流電流から障害を引き起こす交流成分を
除去すればよい。このとき、フィルタコンデンサ電圧の
当該周波数の交流成分が0になるため、フィルタコンデ
ンサ電圧の当該周波数の交流成分が0になるように電力
変換器4の直流電流を制御すればよい。
変換器4の損失が十分小さいと仮定すると、電力が等し
くなる。このことから電力変換器4の直流電流Idcは
(7)式となる。
する回転座標上での電力変換器4の交流側の出力電圧で
あるd軸電圧及びq軸電圧である。id及びiq1は回
転速度ω1で回転する回転座標上での電力変換器4の交
流側の出力電流であるd軸電流及びq軸電流であり、電
流座標変換部112の出力である。Ecfは電力変換器
4の直流電圧であるフィルタコンデンサ3の両端電圧で
ある。
なる誘導機5の回転速度ωrが大きい場合である。この
とき、d軸電圧Vdに比べて、q軸電圧Vqが大きくな
る。よって、(7)式は(8)式で近似できる。
できれば、直流電流idcを制御できる。次に、第1の
q軸電流iq1を制御する方法を述べる。
回転座標系での誘導機5の電圧方程式を示す。
波数、Mは誘導機5の相互インダクタンスである。ま
た、φdは誘導機5のd軸磁束、φqは誘導機5のq軸
磁束である。
が相互に関係することがわかる。このため、周波数ω1
のみを操作すると第1のq軸電流iq1が制御されるだ
けでなく、d軸電流id,d軸磁束φd、及びq軸磁束
φqが変動し、干渉を引き起こすため、高応答な制御を
行うことが難しい。電圧だけを制御した場合も同様であ
る。
た際に、d軸電流id,d軸磁束φd、及びq軸磁束φ
qが変動しない制御方法が必要である。そこで、第1の
q軸電流iq1をq軸電圧vqで制御し、q軸磁束φq
を周波数ω1で制御し、d軸電流idをd軸電圧vdで
制御して、第1のq軸電流iq1を制御した際にd軸電
流idとq軸磁束φqの変動を抑制する。なお、d軸磁
束φdは(9)式の3行目が第1のq軸電流iq1を含
まず、d軸電流idとq軸磁束φqのみを含むため、d
軸電流idとq軸磁束φqの変動を抑制してd軸磁束φ
dの変動を抑制できる。
1のq軸電流iq1をΔiq1だけ変動すると(9)式
の2行目からq軸電圧補正量dvqは(10)式で制御
する必要がある。
磁束φqの変動は抑制されているため(10)式には現
れない。一方、周波数補正量dω1は後述するように操
作するため、考慮する必要がある。また、Δiq1は微
少であり線形化近似できる。しかし、(10)式では微
分項を含むため、このままでは実現できない。そこで、
Δiq1は(11)式で示すようにq軸電流補正指令d
iq* に対し時間遅れを入れる。
2)式となり、(12)式に従ってq軸電圧補正量dv
qを操作すればよい。
は(1)式及び(2)式に基づき電圧制御しているた
め、ほぼ一致する。
る。(9)式の4行目をq軸磁束φqについて解くと
(13)式となる。
時定数が長いので、変動を無視できる。従って、すべり
周波数ωsは周波数補正量dω1により直接操作でき
る。よって、周波数補正量dω1を(14)式で制御し
て、(13)式の括弧内は0となるため、q軸磁束φq
の変動を抑制できる。
を制御しているため、φd=M・id* である。
る。d軸磁束φd、及びq軸磁束φqの変動は抑制され
ていることと、第1のq軸電流iq1をΔiq1に制御
することと、周波数ω1をdω1で操作することと、回
転速度ωrの変動が無視できることとを考慮すると、d
軸電流の変動量Δidとd軸電圧操作量dvdの関係
は、(9)式の1行目から(15)式となる。
5)式の右辺を0にすればよい。よって、(11)式か
らd軸電圧操作量dvdを(16)式で制御すればよ
い。
電流指令iq* と第2のq軸電流iq2が一致し、さら
にq軸電流補正量diqが微少であるため、q軸電流指
令iq* と第1のq軸電流iq1はほぼ等しい。
る。第1のq軸電流をΔiq1変動させたとき、変動し
たΔiq1により速度推定部103の出力である速度推
定値ωr^が変動し、第1のd軸電圧指令vd1,第1
のq軸電圧指令vq1,第1の周波数指令ω11が変動
し干渉する。これを防ぐには、第2のq軸電流は、第1
のq軸電流からΔiq1の変動を除去した値であればよ
い。よって、q軸電流補正量diqはΔiq1と同じ値
であればよいため、(11)式から(17)式であれば
よい。
補正量dvq,q軸電流補正量diq、及び周波数補正
量dω1をq軸電流補正指令diq* に基づき(16)
式,(12)式,(14)式、及び(17)式に従って
操作すれば、q軸電流補正指令diq* に対して実際の
q軸電流の変動はΔiq1となる。図4に示すブロック
によれば、d軸電圧補正量dvd,q軸電圧補正量dv
q,q軸電流補正量diq、及び周波数補正量dω1を
q軸電流補正指令diq* に基づき(16)式,(1
2)式,(14)式、及び(17)式に従って操作でき
る。q軸電流補正指令diq* とΔiq1の関係は(1
1)式であるから、一次遅れの特性となり、ゲインと位
相の周波数特性はそれぞれ図5(a),図5(b)のよ
うになる。図5(a),図5(b)は図3(a),図3
(b)の周波数特性と比べて、位相の遅れが少なく、ま
た回転速度に対する依存性がない。このため、高応答に
第1のq軸電流を制御できる。よって、(8)式から直
流電流も高応答に制御でき、効果的なノイズ抑制ができ
る。
ンKp及びKiが小さく、回転速度の推定応答が低い場
合は、第2のq軸電流iq2に含まれる周波数の高い成
分は、第1のd軸電圧指令vd1,第1のq軸電圧指令
vq1、及び第1の周波数指令ω11に現れない。この
ため、抑制すべき障害電流の周波数に比べ回転速度の推
定応答が低い場合は、q軸電流補正量diqを0とする
か、あるいは省略しても同様な効果がある。
合には、d軸電圧補正量dvdの値が小さくなるため、
d軸電圧補正量dvdを0とするか、あるいは省略して
も同様な効果がある。
お、第1の実施例を示す図1と同一の構成要素について
は同じ符号で表わす。図6において、201は回転速度
検出器、202は電流制御部、203は加算器である。
部103の出力である速度推定値ωr^を用いて制御す
るのに対し、図6では、回転速度検出器201で検出し
た誘導機5の回転速度ωrを用いて制御する。図6にお
いて、回転速度検出器201で検出した回転速度ωrを速
度推定値ωr^の代わりに加算器101に入力する。ま
た、減算器105の出力を、電流制御部202に入力し
て、(18)式に基づき第2のq軸電圧補正量Δvqと
して出力する。
ある。第2のq軸電圧補正量Δvq,第1のq軸電圧指
令vq1、及びq軸電圧補正量dvqは、加算器203
で加算され、第2のq軸電圧指令vq2になる。
より第1のq軸電流からq軸電流の変動量Δiq1を除
去した第2のq軸電流iq2を用いて制御するため、第
1の実施例と同様の原理が成り立ち、同様の効果が得ら
れる。
2及びKi2が小さく、電流の制御応答が低い場合は、
第2のq軸電流iq2に含まれる周波数の高い成分は、
第2のq軸電圧指令vq2に現れない。このため、抑制
すべき障害電流の周波数に比べ電流の制御応答が低い場
合には、q軸電流補正量diqを0とするか、あるいは
省略しても同様な効果がある。
合には、d軸電圧補正量dvdの値が小さくなるため、
d軸電圧補正量dvdを0とするか、あるいは省略して
も同様な効果がある。
お、図6と同一の構成要素については同じ符号で表し、
説明を省略する。図7において、300は第2のノイズ
抑制部、301は係数器、302は加算器、303は電
圧座標変換部である。図7は、すべり周波数制御に適用
した例である。すべり周波数指令ωs* は外部から与え
られ、加算器101において回転速度ωrと加算され、
第1の周波数指令ω11となる。係数器301におい
て、第1の周波数指令に周波数電圧比Kを乗算し、第1
の電圧指令v11を演算する。また、ハイパスフィルタ
106の出力である第2のフィルタコンデンサ電圧Ec
f2が第2のノイズ抑制部300に入力され電圧補正量
dv1及び周波数補正量dω1が出力される。加算器1
10において周波数補正量dω1と第1の周波数指令ω
11が加算されて第2の周波数指令ω12が演算され
る。
積分されて位相θとなる。また、電圧補正量dv1と第
1の電圧指令v11は加算器302で加算されて第2の
電圧指令v12が演算される。電圧座標変換部303で
は、位相θと第2の電圧指令v12に基づき交流電圧指
令Vu* ,Vv* 、及びVw* を出力する。
示す。図4に示す第1のノイズ抑制部と同一の構成要素
には同一の符号を付け、説明を省略する。図8におい
て、501は係数器である。進み遅れ要素405の出力
が電圧補正量dv1として出力される。また、1次遅れ
要素402の出力は係数器501に入力され、係数器5
01の出力が周波数補正量dω1として出力される。
いためq軸電流補正量diqは不要である。また、漏れ
インダクタンスlσが小さいことを仮定するとd軸電圧
補正量も不要である。また、誘導機5の回転速度ωrが
小さい場合を除けば、d軸電圧に比べq軸電圧が大きい
ため、電圧指令とq軸電圧指令はほぼ一致する。このた
め、q軸電圧補正量dvqを電圧補正量dv1としても
問題がない。また、第1のq軸電圧指令vq1と第1の
電圧指令がほぼ等しいことと(2)式とから(19)式
となる。
左辺の第2項が小さいため左辺の第2項を無視し、さら
に2次自己インダクタンスL2と1次自己インダクタン
スは通常ほぼ同じ値であるので(20)式が成り立つ。
器501を用いることができる。
及び第2の実施例と同様に、電圧で直流電流を制御し、
周波数で干渉を抑制でき、同様の効果が得られる。
1の実施例と同一の構成要素には同一の符号を付け、説
明を省略する。
1は第3のノイズ抑制部である。第2の受電部23が、
図1の受電部22と異なるのは、第1のフィルタコンデ
ンサ電圧Ecf1に加えて、第3のノイズ抑制部601
の入力である第3のフィルタコンデンサ電圧Ecf3を
出力することである。第3のノイズ抑制部601は、第
3のフィルタコンデンサ電圧Ecf3,第2のフィルタ
コンデンサ電圧Ecf2,第1のd軸電圧指令vd1、及び
第1のq軸電圧指令vq1を入力として、d軸電圧補正
量dvd,q軸電圧補正量dvq,q軸電流補正量di
q、及び周波数補正量dω1を出力する。なお、第3の
フィルタコンデンサ電圧Ecf3は第1のフィルタコン
デンサ電圧Ecf1と同じであるが接続先が異なるた
め、後述する第2の受電部の別の構成で説明を容易にす
るため区別して表記する。
に示す。図4に示す第1のノイズ抑制部と同一の構成要
素には同一の符号を付け、説明を省略する。図10にお
いて、701,702,703,704、及び705は
乗算器、706は加算器、707,708、及び710
は関数発生器、709は除算器、711はバンドパスフ
ィルタである。
d1及び第1のq軸電圧指令vq1を入力として(2
1)式に示す演算を行い、vdqを出力する。
09で第3のフィルタコンデンサ電圧Ecf3で除算さ
れ、関数発生器707及び関数発生器708に入力され
る。関数発生器707は入力が小さいときには0を出力
し、入力が大きいときには1を出力する。一方、関数発
生器708は入力が小さいときには1を出力し、入力が
大きいときには0を出力する。
タコンデンサ電圧Ecf2を入力とし、ノイズを抑制す
る必要のある周波数成分のみを出力する。バンドパスフ
ィルタ711の出力と関数発生器707の出力は乗算器
705において乗算され、加算器706に入力される。
また、係数器403の出力と関数発生器708の出力は
乗算器704において乗算され、加算器706に入力さ
れる。加算器706では、乗算器704の出力と乗算器
705の出力が加算され、周波数補正量dω1として出
力される。
出力は、乗算器701において乗算され、q軸電圧補正
量dvqとして出力される。係数器410の出力と関数
発生器708の出力は、乗算器702において乗算さ
れ、d軸電圧補正量dvdとして出力される。一次遅れ
要素402の出力と関数発生器708の出力は、乗算器
703において乗算され、q軸電流補正量diqとして
出力される。
圧に大きさの制限がある場合に有効である。交流側出力
電圧が低いときには、関数発生器710の出力vdqが
小さいため、関数発生器707は0を出力し、関数発生
器708は1を出力する。このときには、加算器406
の出力とq軸電圧補正量dvq,係数器410の出力と
d軸電圧補正量dvd,1次遅れ要素402の出力とq
軸電流補正量diq,係数器403の出力と周波数補正
量dω1がそれぞれ等しくなるため、前述した図4に示
す第1のノイズ抑制部と同じ動作となり、第1の実施例
と同様の効果がある。
かる場合は、d軸電圧補正量dvd,q軸電圧補正量d
vqによる操作ができない。この場合には、関数発生器
710の出力vdqが大きいため、関数発生器707は1
を出力し、関数発生器708は0を出力する。このとき
には、d軸電圧補正量dvd,q軸電圧補正量dvq、
及びq軸電流補正量diqが0となり、これらの操作を
停止する。一方、周波数補正量dω1は第2のフィルタ
コンデンサ電圧Ecf2の内、障害電流を抑制したい周
波数成分のみを含む。この場合の動作を以下説明する。
増加すると、第2のフィルタコンデンサ電圧Ecf2も
増加し、周波数補正量dω1が増加する。周波数補正量
dω1が増加すると電力変換器4の交流側出力の周波数
が増加し、誘導機5のすべりが増加する。誘導機5のす
べりが増加すると、トルクが増加し入力電力も増加す
る。よって、電力変換器4の交流側電力が増加し、これ
により、直流側電力も増加し電力変換器4の直流側電流
が増加する。この結果、第1のフィルタコンデンサ電圧
Ecf1の増加が抑制される。第1のフィルタコンデン
サ電圧Ecf1が減少した場合も同様に減少が抑制され
るため、第1のフィルタコンデンサ電圧Ecf1の変動が抑
制可能となり、その結果、障害電流を抑制できる。この
場合の動作は従来技術と類似している。しかし、図3に
示す周波数特性では、誘導機5の回転速度が大きい領域
で、周波数の操作量に対する直流電流の位相遅れが小さ
い。交流側出力電圧が飽和するのは、回転速度が大きい
領域である。よって、周波数の操作量に対する直流電流
の位相遅れが小さいため、本実施例でも十分な効果があ
る。
少した場合、第1のフィルタコンデンサ電圧Ecf1も
減少する。この場合には、電力変換器4の交流側出力の
大きさの制限値が減少する。これに対し、第1のフィル
タコンデンサ電圧Ecf1すなわち第3のフィルタコン
デンサ電圧Ecf3が減少すると、除算器709の除数
が減少し、除算器709の出力が増加する。このため、
関数発生器707及び関数発生器708の出力が切り替
わるときの、交流側出力の大きさは小さくなる。よっ
て、制限値の低下にあわせて、切り替わるときの交流側
出力の大きさも小さくなる。このため、集電器1の電圧
が変動した場合も、正常に動作する。
出力の切り替えは、交流側出力電圧が飽和する前である
ことが必要である。このため、交流側出力が飽和する時
の除算器709の出力よりも小さい値で関数発生器70
7及び関数発生器708の出力は切り替わる様に設定す
る。また、切替時の衝撃を小さくするためには、入力に
対する出力の傾きを有限の傾きにして、徐々に切り替え
る。
ても同様に、電力変換器4の出力側電圧が飽和する場合
には電圧の補正量を0にして、周波数制御を図10に示
す方法に切り替えて、電力変換器4の出力側電圧が飽和
する場合にも安定して動作できる。
述した第1の実施例,第2の実施例、及び第3の実施例
では受電部22のフィルタコンデンサ電圧を検出した
が、本実施例では図11に示すように集電器1及びフィ
ルタリアクトル2に流れる架線電流Isを検出する。図
11において、801は架線電流Isを検出する電流検
出器、802は進み遅れ要素である。架線電流Isとフ
ィルタコンデンサ3の両端電圧Ecfの間にはフィルタ
リアクトル2のインダクタンスLfとフィルタリアクト
ル2の抵抗分Rfにより(22)式に示す関係がある。
の伝達関数を実現すれば受電部22と同様の第1のフィ
ルタコンデンサ電圧Ecf1を出力できる。但し、T3
は完全微分を避けるための制御時定数であり、抑制した
い障害電流の周波数に対して十分小さい値である。
と同様の効果がある。
実施例では、第1の実施例,第2の実施例、及び第3の
実施例の受電部22を図12とした。図12において、
901はフィルタリアクトルの両端電圧を検出する電圧検
出器、902は符号を反転する反転器である。
アクトルの両端電圧とフィルタコンデンサの両端電圧の
和は一定となるため、交流分に着目するとフィルタリア
クトルの両端電圧は、フィルタコンデンサの両端電圧は
大きさが同じで符号が反対である。このため、電圧検出
器901の出力を反転器902で符号を反転すると、反
転器902の出力の交流分と、受電部22の第1のフィ
ルタコンデンサ電圧Ecf1の交流分は等しくなる。よ
って、受電部22に代えて図12に示す構成を用いても
同様の効果がある。
示す。本実施例は第4の実施例の図8の受電部23に代
えて、図13及び図14に示す受電部を用いる。図13
は、図11にフィルタコンデンサ3の両端電圧を検出す
る電圧検出器21を加えたものである。なお、電圧検出
器21は受電部23のものと同一である。前記(22)式
が完全微分を含むことから、進み遅れ要素802の出力
の直流分は、フィルタコンデンサ3の両端電圧の直流分
と一致しない。一方、図9の第3のノイズ抑制部601
の入力である第3のフィルタコンデンサ電圧Ecf3で
は、直流分を含めたフィルタコンデンサ3の両端電圧が
必要である。このため、第3のフィルタコンデンサ電圧
Ecf3には電圧検出器21の出力を用いる必要があ
る。
先に説明したように受電部23と同様であるため、図9
に示す構成と同様の効果が得られる。
の両端電圧を検出する電圧検出器21を加えたものであ
る。なお、電圧検出器21は受電部23のものと同一で
ある。反転器902の出力の直流分は、フィルタコンデ
ンサ3の両端電圧の直流分と一致しない。このため、第
3のフィルタコンデンサ電圧Ecf3には電圧検出器2
1の出力を用いる必要がある。
先に説明したように受電部23と同様であるため、図9
に示す構成と同様の効果が得られる。
フィルタコンデンサを大型化することなく、効果的に架
線電流に含まれる障害電流を抑制できる。
と、操作量の交流成分の周波数成分に対する誘導機の電
力の交流成分の振幅との比を示すグラフである。
と、操作量の交流成分の位相に対する誘導機の電力の交
流成分の位相との差を示すグラフである。
ある。
に対するq軸電流の変動量Δiq1のゲインの周波数特
性を示すグラフである。
に対するq軸電流の変動量Δiq1の位相の周波数特性
を示すグラフである。
ある。
である。
…電力変換器、5…誘導機、20…電力変換器4の出力
電流を検出する電流検出器、21…フィルタコンデンサ
3の両端電圧を検出する電圧検出器、100…電圧制御
部、103…速度推定部、106…ハイパスフィルタ、
107…第1のノイズ抑制部、112…電流座標変換
部、201…回転速度検出器、300…第2のノイズ抑
制部、601…第3のノイズ抑制部、801…電流検出
器、901…電圧検出器。
Claims (13)
- 【請求項1】直流電圧を可変周波数可変電圧の交流電圧
に変換する電力変換器に対し、電圧指令と周波数指令に
基づき交流電圧指令を出力する電力変換器の制御装置に
おいて、 電力変換器の直流側の電気量を検出する検出器と、検出
した電気量から直流成分を除去するハイパスフィルタ
と、該ハイパスフィルタの出力に基づき前記電圧指令を
補正する電圧補正器と、前記ハイパスフィルタの出力に
基づき前記周波数指令を補正する周波数補正器とを具備
し、 該周波数補正器と前記電圧補正器の出力に基づいて交流
電圧指令を出力することを特徴とする電力変換器の制御
装置。 - 【請求項2】請求項1の電力変換器の制御装置におい
て、前記電気量は電力変換器の直流電圧であることを特
徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項3】請求項1の電力変換器の制御装置におい
て、電力変換器の直流電圧は直流電源と直列に接続され
たリアクトルと電力変換器と並列に接続されたコンデン
サを介して供給されると共に、前記電気量は前記リアク
トルの両端電圧であることを特徴とする電力変換器の制
御装置。 - 【請求項4】請求項1の電力変換器の制御装置におい
て、電力変換器の直流電圧は直流電源と直列に接続され
たリアクトルと電力変換器と並列に接続されたコンデン
サを介して供給されると共に、前記電気量は前記リアク
トルに流れる電流であることを特徴とする電力変換器の
制御装置。 - 【請求項5】第1のd軸電圧指令及び第1のq軸電圧指
令を出力する電圧制御部と、第1の周波数指令を出力す
る周波数制御部とを具備し、直流電圧を可変周波数可変
電圧の交流電圧に変換する電力変換器に対し、交流電圧
指令を出力する電力変換器の制御装置において、 電力変換器の直流側の電気量を検出する検出器と、検出
した電気量から直流成分を除去するハイパスフィルタ
と、該ハイパスフィルタの出力に基づき前記第1のq軸
電圧指令を補正し第2のq軸電圧指令を出力するq電圧
補正器と、前記ハイパスフィルタの出力に基づき前記周
波数指令を補正する周波数補正器とを具備し、 該周波数補正器の出力と前記第2のq軸電圧指令に基づ
き交流電圧指令を出力することを特徴とする電力変換器
の制御装置。 - 【請求項6】請求項5の電力変換器の制御装置におい
て、前記電気量は電力変換器の直流電圧であることを特
徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項7】請求項5の電力変換器の制御装置におい
て、電力変換器の直流電圧は直流電源と直列に接続され
たリアクトルと電力変換器と並列に接続されたコンデン
サを介して供給され、前記電気量は前記リアクトルの両
端電圧であることを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項8】請求項5の電力変換器の制御装置におい
て、電力変換器の直流電圧は直流電源と直列に接続され
たリアクトルと電力変換器と並列に接続されたコンデン
サを介して供給され、前記電気量は前記リアクトルに流
れる電流であることを特徴とする電力変換器の制御装
置。 - 【請求項9】請求項5,請求項6,請求項7、及び請求
項8の何れかの電力変換器の制御装置において、前記ハ
イパスフィルタの出力に基づき前記第1のd軸電圧指令
を補正し第2のd軸電圧指令を出力するd電圧補正器と
を具備し、 該周波数補正器の出力、前記第2のq軸電圧指令及び前
記第2のd軸電圧指令に基づき交流電圧指令を出力する
ことを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項10】請求項5,請求項6,請求項7,請求項
8、及び請求項9の何れかの電力変換器の制御装置にお
いて、 電力変換器の交流側電流を検出する交流電流検出器と、
交流電流検出器から第1のq軸電流を検出する電流座標
変換部と、前記ハイパスフィルタの出力に基づき該第1
のq軸電流を補正し第2のq軸電流を出力するq軸電流
補正器とを具備することを特徴とする電力変換器の制御
装置。 - 【請求項11】請求項5,請求項6,請求項7,請求項
8,請求項9、及び請求項10の何れかの電力変換器の
制御装置において、 電力変換器の交流側に接続された誘導機の回転速度を推
定し推定速度を出力する速度推定部を具備し、前記周波
数制御部は該推定速度に基づき前記第1の周波数指令を
出力することを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項12】請求項5,請求項6,請求項7,請求項
8,請求項9、及び請求項10の何れかの電力変換器の
制御装置において、 電力変換器の交流側に接続された誘導機の回転速度を検
出する速度検出器を具備し、前記周波数制御部は該速度
検出器の出力に基づき前記第1の周波数指令を出力する
ことを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項13】請求項1から請求項12の何れかの電力
変換器の制御装置において、 電力変換器の出力電圧が飽和する場合には、周波数指令
を補正することを特徴とする電力変換器の制御装置。
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