WO2023013302A1 - 交流電動機の駆動制御装置および駆動制御方法 - Google Patents

交流電動機の駆動制御装置および駆動制御方法 Download PDF

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WO2023013302A1
WO2023013302A1 PCT/JP2022/025709 JP2022025709W WO2023013302A1 WO 2023013302 A1 WO2023013302 A1 WO 2023013302A1 JP 2022025709 W JP2022025709 W JP 2022025709W WO 2023013302 A1 WO2023013302 A1 WO 2023013302A1
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WO
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motor
phase difference
phase
drive control
control device
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PCT/JP2022/025709
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俊文 坂井
悟士 隅田
健志 篠宮
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株式会社日立製作所
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop

Definitions

  • the present invention relates to a drive control device and drive control method for an AC motor, and is applied to electric railway vehicles, electric vehicles, industrial inverters, wind power generation systems, diesel generator systems, and the like.
  • Angle sensors include resolvers and magnetic sensors.
  • Resolvers in particular are angle sensors that convert mechanical angles into electrical signals using electromagnetic induction, and are widely used as angle detection sensors for machine tools and robots. It was way.
  • it is being applied as an angle detection sensor for permanent magnet synchronous motors for automobiles because it has characteristics such as excellent environmental resistance.
  • Patent Document 1 discloses that the electrical angular frequency of an AC motor obtained by calculation based on the detected angle of an angle sensor is subjected to notch filter processing of a frequency to be cut off, thereby reducing the influence of the error of the angle sensor. Techniques for reducing are disclosed.
  • Patent Document 1 calculates the electrical angular frequency of an AC motor from the change in the angle detected by the angle sensor over time, and applies notch filter processing to cut off frequency components proportional to the electrical angular frequency calculated value. This is intended to reduce torque vibration and speed vibration of a drive control device for an AC motor caused by an angle error of an angle sensor.
  • an object of the present invention is to provide a drive control apparatus and a drive control method for an AC motor that suppresses torque oscillation of the AC motor caused by an angle error caused by the sensor noise of the angle sensor. be.
  • one typical drive control device for an AC motor of the present invention is a drive control device for an AC motor driven by a power converter using vector control, comprising: A phase difference calculator that calculates the phase difference between the rotational position information and the control phase used for vector control and outputs a first phase difference, and a specific frequency component from the first phase difference by filtering It comprises a filter section that outputs the attenuated second phase difference, and a speed and phase calculation section that calculates the rotation speed and control phase of the AC motor based on the second phase difference.
  • the torque oscillation of the AC motor can be suppressed, and an AC motor drive control device with high control stability can be realized.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a drive control device for an AC motor according to Embodiment 1 of the present invention
  • FIG. FIG. 2 is a diagram showing definitions of coordinate systems and symbols used in controlling an AC motor according to the present invention
  • 3 is a block diagram showing a configuration example of a phase/velocity calculator according to the first embodiment
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of a phase difference calculator according to the first embodiment
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of a proportional/integral control unit according to the first embodiment
  • FIG. FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of a drive control device for an AC motor according to Embodiment 2 of the present invention
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of a phase/velocity calculator according to the second embodiment;
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of a phase difference calculator according to the second embodiment;
  • FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration example of a phase difference FF compensator according to Example 2;
  • 3 is a block diagram showing a configuration example of a drive control device for an AC motor according to Embodiment 3 of the present invention;
  • FIG. FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of a phase/velocity calculation unit according to Example 3;
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of a drive control device for an AC motor according to Embodiment 4 of the present invention;
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of a phase/velocity calculator according to a fourth embodiment
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration example of a drive control device for an AC motor according to Embodiment 5 of the present invention
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of a phase/velocity calculator according to Example 5
  • FIG. 10 is a block diagram showing a schematic configuration of a part of a railway vehicle equipped with an AC motor drive control device using any one of Embodiments 1 to 5 as Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of an AC motor drive control device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • an AC motor 103 to be controlled a power converter 102 that drives the AC motor 103, a controller 101 that controls the power converter 102, a command generator 105 that generates a torque command Tm* for the AC motor 103,
  • a phase current detector 121 that detects the current flowing through the AC motor 103 and a rotational position detector 124 that detects the rotor position of the AC motor 103 are provided.
  • the AC motor 103 is a motor controlled by AC power output from the power converter 102 .
  • a permanent magnet synchronous motor will be described as an example of an AC motor, but the present invention is not limited to this motor, and can be applied to any other AC motor Applicable.
  • an AC motor is used as an example, but even if an AC generator is used as a control object, the same effects as in the case of an AC motor can be obtained.
  • the power converter 102 includes input terminals 123a and 123b for supplying DC power to the power converter 102, a main circuit section 132 composed of six switching elements Sup to Swn, and a gate driver for directly driving the main circuit section 132. 133 , a DC resistor 134 and a smoothing capacitor 131 mounted for overcurrent protection of the power converter 102 . Further, power converter 102 converts the DC power supplied from input terminals 123 a and 123 b into AC power based on the gate command signal generated by controller 101 , and supplies the converted AC power to AC motor 103 . do.
  • the phase current detector 121 detects alternating currents iu and iw flowing from the power converter 102 to the permanent magnet synchronous machine 103 .
  • This phase current detection unit 121 is realized by, for example, a current sensor using a Hall element.
  • the phase current detection unit 121 shown in FIG. 1 is configured to detect an alternating current by two-phase detection, it may be configured to detect three phases. Alternately, an AC current value estimated from a current value flowing through DC resistor 134 attached for overcurrent protection of power converter 102 may be used without using a phase current sensor.
  • the rotational position detector 124 outputs an angle signal ⁇ corresponding to the rotor position (rotational angle) of the AC motor 103 .
  • the rotational position detector 124 is implemented by, for example, a resolver, encoder, magnetic sensor, and the like.
  • the phase/speed calculator 110 converts the electrical angular frequency ⁇ re of the rotation speed of the AC motor 103 and the dq coordinate conversion of the current detection value for vector control and the voltage command value from the angle signal ⁇ corresponding to the detected rotor position. to calculate the control phase ⁇ dc used in the UVW coordinate transformation of .
  • the command generator 105 is a controller positioned higher than the controller 101, and generates a torque command Tm* to the AC motor.
  • the controller 101 controls the torque generated by the AC motor 103 based on the torque command Tm* from the command generator 105 .
  • a current controller is used to control the current flowing through the AC motor 103, or a speed controller or a position controller is used to control the rotation speed or position.
  • a torque controller for the purpose of controlling torque, but it may be configured to use a speed controller or a position controller as a higher-level controller.
  • the configuration of the controller 101 includes a phase/velocity calculation unit 110, a current command calculation unit 111, a vector control unit 112, a current detection unit 113, a dq coordinate conversion unit 114, a polar coordinate conversion unit 115, a UVW coordinate conversion unit 116, and a PWM signal.
  • a controller 117 is provided.
  • the controller 101 outputs an angle signal ⁇ corresponding to the rotor position (rotational angle) of the AC motor 103 from the rotational position detection unit 124, and the AC currents iu and iw that are the detected values of the AC currents iu and iw flowing through the AC motor 103.
  • a gate command signal for driving the switching elements of power converter 102 is generated from the calculation results of the current control system and the phase control system based on the detected values Iu and Iw and the torque command Tm* from command generator 105. and feeds the gate driver 133 of the power converter 102 .
  • FIG. 2 is a diagram showing definitions of coordinate systems and symbols used in controlling the AC motor 103 according to the present invention.
  • the AC motor 103 as described above, a permanent magnet synchronous motor will be described as an example.
  • the ab-axis coordinate system defined by the a-axis and the b-axis is a stator coordinate system representing the phase of the stator winding of the permanent magnet synchronous motor 103a.
  • the a-axis is generally based on the u-phase winding phase of the permanent magnet synchronous motor 103a.
  • a dq-axis coordinate system defined by the d-axis and the q-axis is a rotating coordinate system representing the magnetic pole position of the rotor of the permanent magnet synchronous motor 103a, and rotates in synchronization with the rotor magnetic pole position of the permanent magnet synchronous motor 103a.
  • the d-axis is generally referred to as the north pole direction of the magnetic poles of the permanent magnets attached to the rotor, so it is also called the magnetic pole axis.
  • the dc-qc-axis coordinate system defined by the dc-axis and the qc-axis is a control phase for vector control, that is, a coordinate system controlled by the controller 101 as the d-axis and q-axis directions, and is also called a control axis. .
  • the z-axis is a rotating coordinate system representing the phase of the angle signal ⁇ according to the rotor position (rotational angle) of the permanent magnet synchronous motor 103a output by the rotational position detection unit 124 .
  • Coordinate axes combined in each coordinate system are orthogonal to each other.
  • the phases of the d-axis, dc-axis, and z-axis relative to the a-axis are represented by ⁇ d, ⁇ dc, and ⁇ , respectively.
  • the deviation of the dc axis from the d axis is represented by ⁇ err
  • the deviation of the dc axis from the z axis is represented by ⁇ c.
  • the d-axis and the z-axis must match.
  • the dq-axis coordinate system and the dc-qc-axis coordinate system match, and the deviation ⁇ err of the dc axis from the d axis becomes zero.
  • the phase/speed calculator 110 Based on the angle signal ⁇ corresponding to the rotor position of the permanent magnet synchronous motor 103a output from the rotational position detector 124, the phase/speed calculator 110 calculates the electrical angular frequency ⁇ re of the rotational speed and the dc for vector control. It calculates and outputs the control phase ⁇ dc of the -qc axis coordinate system.
  • a current command calculation unit 111 uses the electrical angular frequency ⁇ re of the rotation speed of the permanent magnet synchronous motor 103 a output from the phase/speed calculation unit 110 , the voltage detection value Ecf of the smoothing capacitor 131 , and the output from the command generator 105 .
  • Current command values Idc* and Iqc* on the dc-qc axis coordinate system are calculated and output based on the torque command Tm*. Note that the calculation of the current command values Idc* and Iqc* is performed by, for example, setting the optimum d-axis and q-axis current command values for the torque command Tm*, the voltage detection value Ecf, and the inverter frequency ⁇ 1 in advance. Values obtained from tests and analyzes may be used as reference tables, functional formulas, approximate formulas, design formulas, and theoretical formulas.
  • Vector control unit 112 controls the current detection values Idc and Iqc on the dc-qc axis coordinate system output by dq coordinate conversion unit 114 and the current command value Idc on the dc-qc axis coordinate system output by current command calculation unit 111. In order to match * and Iqc*, current control is performed respectively. Based on the result of this current control and the electrical angular frequency ⁇ re of the rotational speed of the permanent magnet synchronous motor 103a, voltage commands Vdc* and Vqc* on the dc-qc axis of the rotating coordinate system are calculated and output. .
  • the voltage commands Vdc* and Vqc* on the dc-qc axis are combined with the current command values Idc* and Iqc* on the dc-qc axis coordinate system and the electrical angular frequency ⁇ re of the permanent magnet synchronous motor 103a.
  • motor constants R1, Ld, Lq, and Ke counter-electromotive force constant
  • R1*, Ld*, Lq*, and Ke* represent control set values for motor constants, respectively.
  • the current detection unit 113 calculates three-phase current detection values Iu, Iv, and Iw from the alternating currents iu and iw flowing through the permanent magnet synchronous motor 103a detected by the phase current detection unit 121, and outputs the three-phase current detection values Iu, Iv, and Iw to the dq coordinate conversion unit 114.
  • the dq coordinate conversion unit 114 converts the three-phase current detection values Iu, Iv, and Iw output by the current detection unit 113 into an angle signal ⁇ corresponding to the rotor position of the permanent magnet synchronous motor 103a output by the rotation position detection unit 124.
  • the control phase ⁇ dc calculated by the phase/velocity calculator 110 based on the above, the current detection values Idc and Iqc on the dc-qc axis coordinate system are converted and output.
  • the polar coordinate conversion unit 115 converts the voltage commands Vdc* and Vqc* on the dc-qc axis output by the vector control unit 112 into a voltage amplitude command V1* and a voltage phase command ⁇ , and outputs them.
  • UVW coordinate conversion unit 116 converts three-phase AC voltage command Vu*, They are converted to Vv* and Vw* and output to PWM signal controller 117 .
  • PWM controller 117 generates a triangular wave carrier based on an arbitrary carrier frequency fc and voltage detection value Ecf of smoothing capacitor 131, and generates a triangular wave carrier based on the triangular wave carrier and three-phase AC voltage commands Vu*, Vv* and Vw*. Pulse width modulation is performed by comparing the magnitude with the modulated wave. The switching element of the power converter 102 is on/off controlled by the gate command signal generated by the calculation result of this pulse width modulation.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of the phase/velocity calculator 110 according to the first embodiment.
  • the phase/velocity calculator 110 shown in FIG. 3 includes a phase difference calculator 201 , a proportional/integral controller 202 , a control phase calculator 203 and a filter processor 204 .
  • the phase/speed calculator 110 calculates the electrical angular frequency of the permanent magnet synchronous motor 103a for vector control based on the angle signal ⁇ corresponding to the rotor position of the permanent magnet synchronous motor 103a output from the rotational position detector 124. It calculates and outputs ⁇ re and the control phase ⁇ dc of the dc-qc axis coordinate system.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of the phase difference calculator 201 according to the first embodiment.
  • the phase difference calculator 201 shown in FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of the phase difference calculator 201 according to the first embodiment.
  • the phase difference calculator 201 shown in FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of the phase difference calculator 201 according to the first embodiment.
  • the phase difference calculator 201 shown in FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of the phase difference calculator 201 according to the first embodiment.
  • the phase difference calculator 201 Based on the angle signal ⁇ corresponding to the rotor position of the permanent magnet synchronous motor 103a output from the rotational position detector 124 and the control phase ⁇ dc output from the control phase calculator 203, the phase difference calculator 201 A phase difference ⁇ c′ between the angle signal ⁇ and the control phase ⁇ dc is calculated and output.
  • the angle signal ⁇ according to the rotor position of the permanent magnet synchronous motor 103a output from the rotational position detector 124 changes from - ⁇ to + ⁇ (-180 degrees to +180 degrees). It shall have angle information for
  • the ⁇ processing unit 301 converts the control phase ⁇ dc output from the control phase calculation unit 203 into a magnitude of ⁇ to + ⁇ , and the ⁇ processing unit 302 converts the angle signal ⁇ to the control phase obtained by the conversion processing.
  • the phase difference ⁇ c obtained by subtracting ⁇ dc is converted into a magnitude of ⁇ to + ⁇ .
  • ⁇ c′ obtained by converting the phase difference ⁇ c between the angle signal ⁇ and the control phase ⁇ dc into ⁇ is calculated by the following equation (2), for example.
  • phase difference ⁇ c′ between the angle signal ⁇ and the control phase ⁇ dc, which is output from the phase difference calculator 201, is ⁇ to + ⁇ ( ⁇ 180 degrees to +180 degrees). converted to the size of .
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration example of the proportional/integral control unit 202 according to the first embodiment. Proportional/integral control section 202 shown in FIG.
  • the proportional/integral control unit 202 calculates and outputs the electrical angular frequency ⁇ re of the permanent magnet synchronous motor 103a based on the phase difference ⁇ c' between the angle signal ⁇ and the control phase ⁇ dc.
  • the electrical angular frequency ⁇ re of the permanent magnet synchronous motor 103a is obtained by adding the proportional calculation result and the proportional integral calculation result in order to control the phase difference ⁇ c′ between the angle signal ⁇ and the control phase ⁇ dc to 0. .
  • the electrical angular frequency ⁇ re of the permanent magnet synchronous motor 103a used in vector control is calculated, for example, by the following equation (3).
  • the proportional gain Kp-pll of the proportional device 401 and the integral gain Ki-pll of the proportional device 402 are set by the following equation (4), for example.
  • ⁇ pll* is the control response angular frequency of phase feedback control
  • Npll is the breakpoint ratio of proportional/integral control.
  • any value between 2 and 10 may be used for the breakpoint ratio Npll of the proportional/integral control.
  • proportional gain Kp-pll and the integral gain Ki-pll of the proportional/integral control unit 202 may be constants, or may be calculated as a functional expression of the current command value, current detection value, speed or vector calculation cycle.
  • the control phase calculator 203 shown in FIG. 3 calculates the control phase ⁇ dc of the dc-qc axis coordinate system used in vector control based on the electrical angular frequency ⁇ re of the permanent magnet synchronous motor 103a output by the proportional/integral controller 202. and output.
  • the control phase ⁇ dc is obtained by integrating the electrical angular frequency ⁇ re.
  • the filter processing unit 204 shown in FIG. 3 performs filtering processing based on the phase difference ⁇ c′ output from the phase difference calculation unit 201 and the electrical angle frequency ⁇ re output from the proportional/integral control unit 202. is calculated and output.
  • the phase difference ⁇ cN′ filtered by the filtering unit 204 is proportional to the electrical angular frequency ⁇ re of the permanent magnet synchronous motor 103a used in vector control and the electrical angular frequency ⁇ re of the permanent magnet synchronous motor 103a included in the control phase ⁇ d. It is assumed that the phase difference ⁇ c′ between the angle signal ⁇ and the control phase ⁇ dc is filtered in order to reduce the frequency component and the angle error.
  • the filter processing unit 204 may have, for example, a notch filter function that reduces only specific frequency components and allows other frequency components to pass.
  • the notch filter processing is based on, for example, the transfer function Gn(s) of the notch filter in Equation (5) below.
  • Gn(s) of the notch filter in Equation (5) below.
  • ⁇ n is the notch frequency
  • Qmin is the attenuation gain that is the gain value at the notch frequency ⁇ n
  • ⁇ dn is the attenuation ratio of the filter pole that determines the notch width.
  • the angle signal ⁇ output from the rotational position detection unit 124 includes an angle error caused by a DC offset error and an amplitude error of the angle sensor, and the torque of the drive control device for the AC motor due to this angle error.
  • a notch filter is used that sets the electrical angular frequency ⁇ re of the permanent magnet synchronous motor 103a to the notch frequency ⁇ n.
  • the electrical angular frequency ⁇ re of the permanent magnet synchronous motor 103a output by the proportional/integral control unit 202 is used as the notch frequency ⁇ n of the notch filtering process, but it is not limited to this.
  • this mechanical resonance frequency may be set as the notch frequency ⁇ n.
  • the filter processing unit 204 of the first embodiment is explained as notch filter processing, but first-order lag filter processing may be used.
  • the phase difference ⁇ c′ output by the phase difference calculator 201 may be output to the proportional/integral controller 202 as the phase difference ⁇ cN′ by first-order lag filter processing.
  • the phase difference ⁇ c′ is proportional to the electrical angular frequency ⁇ re. Vibration components can be reduced.
  • the principle of suppressing the torque oscillation of the AC motor drive control device by using the phase/speed calculator 110 of the first embodiment will be described.
  • the detected angle signal is an AC amount proportional to the rotation speed of the AC motor, so the direct Filtering for reducing the drive frequency component of the AC motor cannot be applied to the detected angle signal.
  • the detected angle signal of the angle sensor is not directly used for the vector control of the AC motor, and the control phase ⁇ dc for vector control is used as the second detected angle synchronized with the detected angle signal of the angle sensor.
  • the control phase .theta.dc is compared with the angle signal .phi. and subjected to feedback control to follow changes in the angle signal such as acceleration and deceleration of the AC motor.
  • the angle error of the angle signal ⁇ due to the DC offset error and amplitude error of the angle sensor appears as a frequency component proportional to the drive frequency component of the AC motor in the phase difference ⁇ c between the angle signal ⁇ and the control phase ⁇ dc.
  • the vibration component due to the angle error can be reduced.
  • the calculation results of the electrical angular frequency ⁇ re and the control phase ⁇ dc of the permanent magnet synchronous motor 103a output by the phase/speed calculation unit 110 include the vibration component of the angle error caused by the DC offset error and amplitude error of the angle sensor. Since it is reduced, the vibration of the vector control system using them can be suppressed, and the occurrence of torque vibration and speed vibration can be suppressed.
  • the difference between the detected angle of the angle sensor and the control phase of the vector control is passed through a filter that attenuates the vibration component, and based on the filter output value, the electrical angular frequency of the rotation speed of the AC motor and the Build a phase feedback control system that calculates the control phase.
  • the rotational position detection unit 124 outputs Feedforward (FF) compensation processing using a first-order lag filter for the phase difference ⁇ c′ between the angle signal ⁇ corresponding to the rotor position of the AC motor 103 and the control phase ⁇ dc output from the control phase calculator 203.
  • FF Feedforward
  • phase difference between the angle signal ⁇ and the control phase ⁇ dc that occurs when the rotation speed of the AC motor 103 is accelerated or decelerated can be compensated, and the control followability and the torque accuracy are improved more than the first embodiment. It is possible to realize a drive control device for an AC motor capable of
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration example of an AC motor drive control device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • a phase/velocity calculator 110b is used instead of the phase/velocity calculator 110 of the first embodiment.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration example of the phase/velocity calculator 110b according to the second embodiment.
  • the phase/velocity calculator 110 b shown in FIG. 7 includes a phase difference calculator 201 b , a proportional/integral controller 202 , a control phase calculator 203 and a filter processor 204 . That is, in the configuration of the phase/velocity calculator 110 of the first embodiment shown in FIG. 3, the phase difference calculator 201 is replaced with a phase difference calculator 201b.
  • the phase/speed calculator 110b calculates the electrical angular frequency of the permanent magnet synchronous motor 103a for vector control based on the angle signal ⁇ corresponding to the rotor position of the permanent magnet synchronous motor 103a output from the rotational position detector 124. It calculates and outputs ⁇ re and the control phase ⁇ dc of the dc-qc axis coordinate system.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration example of the phase difference calculator 201b according to the second embodiment.
  • the phase difference calculator 201b shown in FIG. 8 includes a ⁇ processor 301, a ⁇ processor 302, an adder/subtractor 801, and a phase difference FF compensator 303b.
  • phase difference calculator 201b Based on the angle signal ⁇ corresponding to the rotor position of the permanent magnet synchronous motor 103a output from the rotational position detector 124 and the control phase ⁇ dc output from the control phase calculator 203, the phase difference calculator 201b A phase difference ⁇ c ⁇ ff′ between the angle signal ⁇ and the control phase ⁇ dc is calculated and output.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of the phase difference FF compensator 303b according to the second embodiment.
  • phase difference FF compensator 303b Based on the phase difference ⁇ c′ output from the ⁇ processing unit 302, the phase difference FF compensator 303b corrects the phase difference between the angle signal ⁇ and the control phase ⁇ dc caused by acceleration or deceleration of the rotational speed of the permanent magnet synchronous motor 103a. Compensated phase difference ⁇ c ⁇ ff′ is calculated and output.
  • phase difference FF compensator 303b the phase difference ⁇ c-ff′, which is the input signal of the filter processor 204 shown in FIG.
  • the phase difference ⁇ c ⁇ ff′ is subjected to first-order lag filter processing by the first-order lag filter unit 501 and proportionally calculated by the proportional device 502b, and the result of the proportional calculation is added by the adder 802 with respect to the phase difference ⁇ c′. For example, it is calculated by the following formula (6).
  • the first-order lag filter time constant Tpll-ff of the first-order lag filter section 501b and the proportional gain Kpll-ff of the proportional device 502b are set by the following equation (7), for example.
  • ⁇ pll* is the control response angular frequency of phase feedback control
  • Npll-ff is the breakpoint ratio of phase difference FF compensation control.
  • the corner point ratio Npll-ff of the phase difference FF compensation control may be set to an arbitrary value of 2 to 10, for example, in order to avoid control interference with the phase feedback control.
  • the proportional/integral control unit 202 replaces the phase difference FF compensation unit 303b. It may be realized by adding a double integral operation to the proportional operation and the integral operation. For example, it is assumed that the calculation is performed by the following formula (8).
  • the double integral gain Ki2-pll may be set to a value determined based on the control response angular frequency ⁇ pll* of the phase feedback control, for example.
  • the second embodiment by adding a phase FF compensation value using a first-order lag filter to the phase difference ⁇ c′ between the angle signal ⁇ of the rotational position detector 124 and the control phase ⁇ dc for vector control, It is possible to compensate for the phase difference between the angle signal ⁇ and the control phase ⁇ dc that occurs when the rotational speed accelerates or decelerates. As a result, it is possible to improve the control follow-up performance and torque accuracy of the drive control device for the AC motor as compared with the first embodiment.
  • the rotational position detector 124 outputs A phase difference ⁇ c′ between the angle signal ⁇ and the control phase ⁇ dc used in vector control, and a phase difference ⁇ cN′ obtained by filtering the phase difference ⁇ c′ to reduce a frequency component proportional to the electrical angular frequency ⁇ re and an angle error. are switched according to the electrical angular frequency ⁇ re of the rotation speed of the AC motor.
  • a drive control device for an electric motor can be realized.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration example of an AC motor drive control device according to Embodiment 3 of the present invention. As compared with the first embodiment shown in FIG. 1, only differences in configuration will be described. In Example 3, instead of the phase/velocity calculator 110 of Example 1, a phase/velocity calculator 110c is used.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of the phase/velocity calculator 110c according to the third embodiment.
  • the phase/velocity calculator 110c shown in FIG. 11 includes a phase difference calculator 201, a proportional/integral controller 202, a control phase calculator 203, a filter processor 204, and a phase difference switcher 601c. That is, a phase difference switching unit 601c is added to the configuration of the phase/velocity calculation unit 110 of the first embodiment shown in FIG.
  • the phase/speed calculator 110c calculates the electrical angular frequency of the permanent magnet synchronous motor 103a for vector control based on the angle signal ⁇ corresponding to the rotor position of the permanent magnet synchronous motor 103a output from the rotational position detector 124. It calculates and outputs ⁇ re and the control phase ⁇ dc of the dc-qc axis coordinate system.
  • phase difference switching section 601c which is a feature of the third embodiment, will be described in detail.
  • the phase difference switching unit 601c converts the phase difference ⁇ c′ output from the phase difference calculation unit 201 and the phase difference ⁇ c′ into the phase difference ⁇ cN′ obtained by reducing the frequency component proportional to the electrical angular frequency ⁇ re by the filter processing unit 204. , are switched according to the electrical angular frequency ⁇ re and output to the proportional/integral control unit 202 .
  • the phase difference switching unit 601c changes the electrical angular frequency ⁇ re to the control response angular frequency ⁇ pll* of the proportional/integral control unit 202. If it is close, the phase difference ⁇ c′ output from the phase difference calculation unit 201 is output, and if the electrical angular frequency ⁇ re is far from the control response angular frequency ⁇ pll* of the proportional/integral control unit 202, filtering is performed. Switch to output the filtered phase difference ⁇ cN′ output from the unit 204 . This makes it possible to avoid destabilization due to control interference.
  • the switching speed condition of the phase difference switching unit 601c is, for example, a speed range in which the electrical angular frequency ⁇ re is at least three times as large as the control response angular frequency ⁇ pll* of the proportional/integral control unit 202, and the filter processing unit 204 may be set to output the filtered phase difference ⁇ cN′.
  • phase feedback control is performed by switching between the phase difference ⁇ c′ output from the phase difference calculator 201 and the phase difference ⁇ cN′ obtained by filtering the phase difference ⁇ c′ according to the electrical angle frequency ⁇ re. is output to the proportional/integral control unit 202, it is possible to avoid destabilization of the control due to the proximity of the filter processing frequency based on the electrical angular frequency ⁇ re and the control response angular frequency of the phase feedback control. As a result, the control stability of the AC motor drive control device can be improved more than in the first embodiment.
  • the output from the rotational position detector 124 is A filter frequency setting value for filtering the phase difference ⁇ c′ between the angle signal ⁇ and the control phase ⁇ dc used in vector control is determined based on the vibration component extracted from the current detection values Idc and Iqc on the dc-qc axis coordinate system. do.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration example of an AC motor drive control device according to Embodiment 4 of the present invention. Only differences in configuration will be described as compared with the first embodiment shown in FIG. In Example 4, instead of the phase/velocity calculator 110 of Example 1, a phase/velocity calculator 110d is used.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration example of the phase/velocity calculator 110d according to the fourth embodiment.
  • the phase/velocity calculator 110d shown in FIG. 13 includes a phase difference calculator 201, a proportional/integral controller 202, a control phase calculator 203, a filter processor 204, and an oscillation frequency extractor 701d. That is, a vibration frequency extraction unit 701d is added to the configuration of the phase/velocity calculation unit 110 of the first embodiment shown in FIG. Also, the function of the vibration frequency extraction unit 701 d may be incorporated into the filter processing unit 204 .
  • the phase/velocity calculator 110d outputs an angle signal ⁇ corresponding to the rotor position of the permanent magnet synchronous motor 103a output from the rotational position detector 124 and the dc-qc axis coordinate system output from the dq coordinate converter 114. Based on the detected current values Idc and Iqc, the electrical angular frequency ⁇ re of the permanent magnet synchronous motor 103a for vector control and the control phase ⁇ dc of the dc-qc axis coordinate system are calculated and output.
  • Vibration frequency extraction unit 701d extracts a vibration component from at least one of current detection values Idc and Iqc on the dc-qc axis coordinate system output from dq coordinate conversion unit 114, and applies a filter to attenuate the vibration component.
  • the setting value of the notch filter frequency ⁇ n of the processing unit 204 is determined and output.
  • the vibration component is extracted from the current detection values Idc and Iqc on the dc-qc axis coordinate system, and the vibration frequency of the vibration component with the largest amplitude among the vibration components is the notch filter frequency ⁇ n of the filter processing unit 204. It should be the set value. In this case, the set value of the notch filter frequency ⁇ n changes so that the amplitude of the vibration component extracted from at least one of the current detection values Idc and Iqc becomes smaller.
  • the transition condition of the set value of the notch filter frequency ⁇ n is provided with hysteresis for the difference in the amplitude of each vibration frequency, or the amplitude of each vibration frequency is set to A condition for determining the set value of the notch filter frequency ⁇ n may be added by minimizing the sum of squares.
  • the vibration frequency extraction unit 701d uses the electrical angular frequency ⁇ re output by the proportional/integral control unit 202 as a basis for the notch filter frequency ⁇ n of the filter processing unit 204, and uses the current detection value Idc on the dc-qc axis coordinate system and Iqc to attenuate the set value of the notch filter frequency ⁇ n.
  • the angle signal ⁇ of the rotational position detection unit 124 and the control phase ⁇ dc for performing vector control Determine the filter frequency for filtering the phase difference ⁇ c′ of .
  • the rotational position detector 124 when the phase/speed calculator 110 calculates the electrical angular frequency ⁇ re of the rotation speed of the AC motor and the control phase ⁇ dc of the dc-qc axis coordinate system for performing vector control, the rotational position detector 124 outputs The notch frequency ⁇ n of the filter processing unit 204 that filters the phase difference ⁇ c′ between the angle signal ⁇ and the control phase ⁇ dc used in vector control, the attenuation gain Qmin that is the gain value at the notch frequency ⁇ n, and the filter that determines the width of the notch.
  • the damping ratio .zeta.dn of the pole of is made variable according to the operating state of the drive control device for the AC motor.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a configuration example of an AC motor drive control device according to Embodiment 5 of the present invention.
  • the fifth embodiment uses a phase/velocity calculator 110e instead of the phase/velocity calculator 110 of the first embodiment.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration example of the phase/velocity calculator 110e according to the fifth embodiment.
  • a phase/velocity calculator 110e shown in FIG. 15 includes a phase difference calculator 201, a proportional/integral controller 202, a control phase calculator 203, a filter processor 204, and a filter setting parameter calculator 901e. That is, a filter setting parameter calculator 901e is added to the configuration of the phase/velocity calculator 110 of the first embodiment shown in FIG. Also, the function of this filter setting parameter calculation unit 901 e may be incorporated into the filter processing unit 204 .
  • the phase/velocity calculator 110e outputs an angle signal ⁇ corresponding to the rotor position of the permanent magnet synchronous motor 103a output from the rotational position detector 124, and the dc-qc axis coordinate system output from the dq coordinate converter 114. and the torque command Tm* output from the command generator 105, the electrical angular frequency ⁇ re of the permanent magnet synchronous motor 103a for vector control and the control of the dc-qc axis coordinate system Calculate and output the phase ⁇ dc.
  • the filter setting parameter calculator 901e which is a feature of the fifth embodiment, will be described in detail.
  • the filter setting parameter calculation unit 901e calculates a permanent A transfer characteristic from the voltage input to the current output of the magnet synchronous motor 103a is derived, and the attenuation gain Qmin of the notch filter is calculated based on the resonance gain of the transfer characteristic.
  • Torque command Tm* output from command generator 105 may be used instead of current detection values Idc and Iqc on the dc-qc axis coordinate system.
  • the ⁇ re oscillation component of the angle error caused by the DC offset error and amplitude error of the angle sensor can be can be suppressed to an arbitrary size regardless of
  • the resonance gain of the permanent magnet synchronous motor 103a does not change in the high-speed range, the frequency band becomes narrower. The effect of suppressing the ⁇ re oscillation component of the angular error caused by the error and amplitude error is improved.
  • the filter setting parameter calculation unit 901e simply calculates the electrical angular frequency ⁇ re of the permanent magnet synchronous motor 103a, the current detection values Idc and Iqc on the dc-qc axis coordinate system, and the torque command output from the command generator 105.
  • the attenuation gain Qmin of the notch filter may be made variable based on at least one of Tm*.
  • the filter setting parameter calculation unit 901e for example, based on the calculation cycle of the controller 101 including the filter processing unit 204 and the vector control unit 112 and the electrical angular frequency ⁇ re of the permanent magnet synchronous motor 103a, the notch filter attenuation Calculate the gain Qmin.
  • the control system becomes unstable if the attenuation gain Qmin of the notch filter is kept increased. Therefore, it is necessary to lower the attenuation gain Qmin.
  • the filter setting parameter calculator 901e calculates the attenuation gain of the notch filter according to the electrical angular frequency ⁇ re of the permanent magnet synchronous motor 103a and the control response angular frequency ⁇ pll* of the proportional/integral controller 202.
  • Qmin the attenuation gain of the notch filter according to the electrical angular frequency ⁇ re of the permanent magnet synchronous motor 103a and the control response angular frequency ⁇ pll* of the proportional/integral controller 202.
  • the attenuation gain Qmin of the notch filter is set to zero, and the electrical angular frequency ⁇ re is set to the control response of the proportional/integral control unit 202. If it is far from the angular frequency ⁇ pll*, the attenuation gain Qmin should be changed to any value other than zero.
  • the notch frequency ⁇ n, the damping gain Qmin, and the damping ratio ⁇ dn which are the setting parameters of the notch filter of the filtering unit 204, are changed according to the operating state of the AC motor.
  • Embodiment 6 of the present invention is an application of the AC motor drive control device using any one of Embodiments 1 to 5 to a railway vehicle.
  • FIG. 16 is a diagram showing, as a sixth embodiment of the present invention, a schematic configuration of a portion of a railway vehicle equipped with an AC motor drive control device using any one of the first to fifth embodiments.
  • the railway vehicle shown in FIG. 16 has a truck on which AC motors 103a and 103b are mounted, and a truck on which AC motors 103c and 103d are mounted.
  • An AC motor drive control device including a current detection unit 121 is mounted.
  • the torque command value Tm* generated by the command generator 105 based on the driving command input by the driver via the master controller is supplied from the overhead wire via the current collector.
  • the supplied power is converted into AC power by the power converter 102 and supplied to the AC motor 103 to drive the AC motor 103 .
  • the AC motor 103 is connected to the axle of the railway vehicle, and the AC motor 103 controls the running of the railway vehicle.

Abstract

交流電動機の位置センサ付き制御において位置センサの偏芯や信号ノイズの影響による角度誤差に起因したトルク振動を抑制する交流電動機の駆動制御装置を提供するために、ベクトル制御を用いて電力変換器により駆動される交流電動機の駆動制御装置として、交流電動機の回転位置情報とベクトル制御を行う際に用いる制御位相との位相差を演算して第１の位相差を出力する位相差演算部と、第１の位相差から特定の周波数成分をフィルタ処理により減衰した第２の位相差を出力するフィルタ部と、第２の位相差に基づいて交流電動機の回転速度および制御位相を演算する速度および位相演算部とを備える。

Description

交流電動機の駆動制御装置および駆動制御方法
　本発明は、交流電動機の駆動制御装置および駆動制御方法に関し、電気鉄道車両、電気自動車、産業用インバータ、風力発電システムおよびディーゼル発電機システム等に適用されるものである。
　近年の省エネルギー化や環境負荷低減の要求の高まりから、交流電動機の駆動制御装置は、家電製品、産業機器、インフラなど幅広い用途にその普及が進んでいる。
　交流電動機の駆動制御方法の一つとして、交流電動機の回転子位置を検出する角度センサを利用したものがある。この角度センサとしては、レゾルバや磁気センサなどがあり、特に、レゾルバは電磁誘導を利用して機械角度を電気的信号に変換する角度センサであり、工作機械やロボットの角度検出用センサとして一般に普及するようになった。また、最近では、耐環境性に優れているなどの特徴を持つことから、自動車用永久磁石同期電動機の角度検出用センサとして適用が進んでいる。
　しかしながら、レゾルバを用いて交流電動機を制御する場合、レゾルバからの出力電圧信号に偏芯による直流オフセット誤差やゲインアンバランスによる振幅誤差、伝送遅延や出力側巻線の製造誤差などがある場合、それらに起因した角度誤差が生じ、交流電動機の駆動制御装置に交流電動機の駆動周波数の１倍または２倍の振動成分が発生することが知られている。そのため、交流電動機が高速回転時ほど、駆動周波数に比例したトルクや速度の振動現象が発生し、交流電動機の駆動制御装置を構成する機器類が破損する恐れがある。したがって、レゾルバのセンサノイズ等に起因した角度信号の誤差による振動現象を抑制する必要がある。
　一般に、レゾルバなどの角度センサの角度誤差による速度やトルクの振動を抑制する制御方法に関しては、角度センサの出力信号に基づいて算出された交流電動機の速度検出値に振動成分を低減するフィルタを挿入する手法や、交流電動機の速度フィードバックや電流フィードバックの制御ループ内に振動成分を低減するフィルタを挿入する手法がある。
　例えば、特許文献１には、角度センサの検出角度に基づいて演算して得た交流電動機の電気角周波数に対して、遮断したい周波数のノッチフィルタ処理をかけることで、角度センサの誤差の影響を低減する技術が、開示されている。
特開２０１５－１３６２１８号公報
　特許文献１に開示の技術は、角度センサの検出角度の時間変化から交流電動機の電気角周波数を演算し、その電気角周波数演算値に比例した周波数成分を遮断するノッチフィルタ処理をかけることで、角度センサの角度誤差に起因した交流電動機の駆動制御装置のトルク振動や速度振動を低減するものである。
　また、ノッチフィルタの遮断周波数を電気角周波数の演算結果に応じて可変にすることで、回転数指令と機械角回転数とが一致していない過渡状態でも、角度誤差による速度演算値の振動成分を低減することができる。
　しかし、角度センサの検出角度に基づく交流電動機の電気角度に生じる角度誤差を除去できていないため、交流電動機のトルク制御や速度制御が振動することになる。
　したがって、本発明の目的は、上記の課題に鑑み、角度センサのセンサノイズの影響による角度誤差に起因した交流電動機のトルク振動を抑制する交流電動機の駆動制御装置および駆動制御方法を提供することである。
　上記の課題を解決するために、代表的な本発明の交流電動機の駆動制御装置の一つは、ベクトル制御を用いて電力変換器により駆動される交流電動機の駆動制御装置であって、交流電動機の回転位置情報とベクトル制御を行う際に用いる制御位相との位相差を演算して第１の位相差を出力する位相差演算部と、第１の位相差から特定の周波数成分をフィルタ処理により減衰した第２の位相差を出力するフィルタ部と、第２の位相差に基づいて交流電動機の回転速度および制御位相を演算する速度および位相演算部とを備えるものである。
　本発明によれば、ベクトル制御に対する角度センサのセンサノイズによる角度誤差の影響を低減することにより、交流電動機のトルク振動を抑制し、制御安定性の高い交流電動機の駆動制御装置が実現できる。
　上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施をするための形態における説明により明らかにされる。
本発明の実施例１に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。 本発明による交流電動機の制御において使用される座標系と記号の定義を示す図である。 実施例１に係る位相・速度演算部の構成例を表すブロック図である。 実施例１に係る位相差演算部の構成例を表すブロック図である。 実施例１に係る比例・積分制御部の構成例を表すブロック図である。 本発明の実施例２に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。 実施例２に係る位相・速度演算部の構成例を表すブロック図である。 実施例２に係る位相差演算部の構成例を表すブロック図である。 実施例２に係る位相差ＦＦ補償部の構成例を表すブロック図である。 本発明の実施例３に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。 実施例３に係る位相・速度演算部の構成例を表すブロック図である。 本発明の実施例４に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。 実施例４に係る位相・速度演算部の構成例を表すブロック図である。 本発明の実施例５に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。 実施例５に係る位相・速度演算部の構成例を表すブロック図である。 本発明の実施例６として、実施例１～５のいずれかを用いた交流電動機の駆動制御装置を搭載する鉄道車両の一部の概略構成を表すブロック図である。
　以下、図面を参照して、本発明を実施するための形態として、実施例１から６について詳細に説明する。なお、同一の要素については、全ての図において、原則として同一の符号を付している。また、同一の機能を有する部分については、重複した説明を省略する。以下で説明する実施例および変形例は、矛盾しない範囲で、その一部または全部を組み合わせてもよい。
　図１は、本発明の実施例１に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。図１では、制御対象である交流電動機１０３、交流電動機１０３を駆動する電力変換器１０２、電力変換器１０２を制御する制御器１０１、交流電動機１０３のトルク指令Ｔｍ＊を発生する指令発生器１０５、交流電動機１０３に流れる電流を検出する相電流検出部１２１および交流電動機１０３の回転子位置を検出する回転位置検出部１２４、を備える。
　交流電動機１０３は、電力変換器１０２から出力される交流電力により制御される電動機である。なお、本発明の各実施例では、交流電動機の一種として、永久磁石同期電動機を例に発明内容を説明するが、この電動機に限定されるものではなく、本発明は他のすべての交流電動機に適用可能である。また、本発明の各実施例では交流電動機を例にしているが、交流発電機を制御対象としても交流電動機の場合と同様の効果が得られる。
　電力変換器１０２は、電力変換器１０２に直流電力を供給する入力端子１２３ａと１２３ｂ、６個のスイッチング素子Ｓｕｐ～Ｓｗｎで構成される主回路部１３２、主回路部１３２を直接駆動するゲート・ドライバ１３３、電力変換器１０２の過電流保護用に取り付けた直流抵抗器１３４および平滑用コンデンサ１３１を備える。また、電力変換器１０２は、入力端子１２３ａと１２３ｂとから供給される直流電力を、制御器１０１が生成したゲート指令信号に基づいて交流電力に変換し、変換した交流電力を交流電動機１０３に供給する。
　相電流検出部１２１は、電力変換器１０２から永久磁石同期機１０３に流れる交流電流ｉｕおよびｉｗを検出する。この相電流検出部１２１は、例えばホール素子を用いた電流センサにより実現される。なお、図１に示す相電流検出部１２１は、２相検出による交流電流検出の構成としているが、３相検出としてもよい。また、相電流センサを用いず、電力変換器１０２の過電流保護用に取り付けられた直流抵抗器１３４を流れる電流値から推定される交流電流値を用いてもよい。
　回転位置検出部１２４は、交流電動機１０３の回転子位置（回転角度）に応じた角度信号φを出力する。この回転位置検出部１２４は、例えばレゾルバやエンコーダ、磁気センサなどにより実現される。
　位相・速度演算部１１０は、検出された回転子位置に応じた角度信号φから、交流電動機１０３の回転速度の電気角周波数ωｒｅおよびベクトル制御のための電流検出値のｄｑ座標変換や電圧指令値のＵＶＷ座標変換で用いる制御位相θｄｃを算出する。
　指令発生器１０５は、制御器１０１の上位に位置する制御器で、交流電動機へのトルク指令Ｔｍ＊を発生する。
　制御器１０１は、指令発生器１０５からのトルク指令Ｔｍ＊に基づき、交流電動機１０３の発生トルクを制御する。この制御器としては、例えば、交流電動機１０３に流れる電流を制御する場合には電流制御器が、あるいは、回転速度や位置を制御する場合には速度制御器や位置制御器が、用いられる。実施例１では、トルクの制御を行うことを目的とするトルク制御器として動作しているが、上位の制御器として速度制御器や位置制御器を用いた構成としてもよい。
　制御器１０１の構成としては、位相・速度演算部１１０、電流指令演算部１１１、ベクトル制御部１１２、電流検出部１１３、ｄｑ座標変換部１１４、極座標変換部１１５、ＵＶＷ座標変換部１１６およびＰＷＭ信号制御器１１７を備える。
　また、制御器１０１は、回転位置検出部１２４からの交流電動機１０３の回転子位置（回転角度）に応じた角度信号φと、交流電動機１０３を流れる交流電流ｉｕおよびｉｗの検出値である交流電流検出値ＩｕおよびＩｗと、指令発生器１０５からのトルク指令Ｔｍ＊とに基づいた電流制御系と位相制御系の演算結果から、電力変換器１０２のスイッチング素子を駆動するためのゲート指令信号を生成し、電力変換器１０２のゲート・ドライバ１３３に供給する。
　図２は、本発明による交流電動機１０３の制御において使用される座標系と記号の定義を示す図である。ここで、交流電動機１０３としては、上述のとおり、永久磁石同期電動機を例に説明する。
　図２では、ａ軸とｂ軸で定義されるａｂ軸座標系は、永久磁石同期電動機１０３ａの固定子巻線の位相を表す固定子座標系である。ａ軸は、一般的に永久磁石同期電動機１０３ａのｕ相巻線位相が基準にとられる。
　ｄ軸とｑ軸で定義されるｄｑ軸座標系は、永久磁石同期電動機１０３ａの回転子の磁極位置を表す回転座標系であり、永久磁石同期電動機１０３ａの回転子磁極位置と同期して回転する。永久磁石同期機の場合、ｄ軸は、一般的に回転子に取り付けられた永久磁石による磁極のＮ極方向が基準にとられるため、磁極軸とも呼ばれる。
　ｄｃ軸とｑｃ軸で定義されるｄｃ－ｑｃ軸座標系は、ベクトル制御のための制御位相、すなわち制御器１０１がｄ軸およびｑ軸方向として制御している座標系であり、制御軸とも呼ばれる。
　また、ｚ軸は、回転位置検出部１２４が出力する永久磁石同期電動機１０３ａの回転子位置（回転角度）に応じた角度信号φの位相を表す回転座標系である。
　なお、各座標系において組み合わされる座標軸同士は、いずれも互いに直交している。
　上記の各座標系において、図２に示すように、ａ軸を基準としたｄ軸、ｄｃ軸およびｚ軸の各軸の位相を、θｄ、θｄｃおよびφとそれぞれ表す。また、ｄ軸に対するｄｃ軸の偏差をΔθｅｒｒ、ｚ軸に対するｄｃ軸の偏差をΔθｃと表す。
　ここで、回転位置検出部１２４が出力する永久磁石同期電動機１０３ａの回転子位置（回転角度）に応じた角度信号φを用いてベクトル制御を実施する場合、ｄ軸とｚ軸が一致していればｄｑ軸座標系とｄｃ－ｑｃ軸座標系は一致することになり、ｄ軸に対するｄｃ軸の偏差Δθｅｒｒは零となる。
　ただし、回転位置検出部１２４が出力する永久磁石同期電動機１０３ａの回転子位置（回転角度）に応じた角度信号φに、センサノイズ等による角度誤差があった場合は、ｄ軸に対するｄｃ軸の偏差Δθｅｒｒが生じることになる。
　以下、図１に示す制御器１０１の構成について詳しく説明する。
　位相・速度演算部１１０は、回転位置検出部１２４から出力される永久磁石同期電動機１０３ａの回転子位置に応じた角度信号φに基づいて、回転速度の電気角周波数ωｒｅと、ベクトル制御を行うｄｃ－ｑｃ軸座標系の制御位相θｄｃとを演算して出力する。
　電流指令演算部１１１は、位相・速度演算部１１０から出力される永久磁石同期電動機１０３ａの回転速度の電気角周波数ωｒｅと、平滑用コンデンサ１３１の電圧検出値Ｅｃｆと、指令発生器１０５から出力されるトルク指令Ｔｍ＊とに基づいて、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊およびＩｑｃ＊を演算して出力する。なお、電流指令値Ｉｄｃ＊およびＩｑｃ＊の演算は、例えば、トルク指令Ｔｍ＊と、電圧検出値Ｅｃｆと、インバータ周波数ω１とに対して、最適なｄ軸およびｑ軸の電流指令値を、予め試験や解析から求めた値を参照テーブル、関数式、近似式、設計式また、理論式として用いて求めればよい。
　ベクトル制御部１１２は、ｄｑ座標変換部１１４が出力したｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃおよびＩｑｃと、電流指令演算部１１１が出力したｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊およびＩｑｃ＊とを一致させるべく、それぞれ電流制御を行う。この電流制御の結果と、永久磁石同期電動機１０３ａの回転速度の電気角周波数ωｒｅとに基づいて、回転座標系であるｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊が演算され、出力される。
　ベクトル制御部１１２において、ｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊は、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流指令値Ｉｄｃ＊およびＩｑｃ＊と、永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅと、電動機定数Ｒ１、Ｌｄ、ＬｑおよびＫｅ（逆起電力定数）とを用いて、例えば、以下の式（１）にて演算されるものとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　なお、式（１）において、Ｒ１＊、Ｌｄ＊、Ｌｑ＊およびＫｅ＊は、それぞれ電動機定数の制御設定値を表している。
　電流検出部１１３は、相電流検出部１２１が検出した永久磁石同期電動機１０３ａに流れる交流電流ｉｕおよびｉｗから三相電流検出値Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを演算し、ｄｑ座標変換部１１４に出力する。
　ｄｑ座標変換部１１４は、電流検出部１１３が出力した三相電流検出値Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗを、回転位置検出部１２４が出力する永久磁石同期電動機１０３ａの回転子位置に応じた角度信号φに基づいて位相・速度演算部１１０で演算した制御位相θｄｃを用いて、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃおよびＩｑｃに変換して出力する。
　極座標変換部１１５は、ベクトル制御部１１２が出力したｄｃ－ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ＊およびＶｑｃ＊に基づいて、電圧振幅指令Ｖ１＊および電圧位相指令δに変換して出力する。
　ＵＶＷ座標変換部１１６は、極座標変換部１１５が出力した電圧振幅指令Ｖ１＊および電圧位相指令δと、位相・速度演算部１１０が出力した制御位相θｄｃとに基づいて三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊に変換し、ＰＷＭ信号制御器１１７に出力する。
　ＰＷＭ制御器１１７は、任意のキャリア周波数ｆｃと平滑用コンデンサ１３１の電圧検出値Ｅｃｆとに基づいて三角波キャリアを生成し、その三角波キャリアと三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊に基づく変調波との大小比較を行い、パルス幅変調を実施する。このパルス幅変調の演算結果にて生成されたゲート指令信号によって、電力変換器１０２のスイッチング素子をオン／オフ制御する。
　次に、実施例１の特徴部分である位相・速度演算部１１０について詳しく説明する。
　図３は、実施例１に係る位相・速度演算部１１０の構成例を表すブロック図である。
　図３に示す位相・速度演算部１１０は、位相差演算部２０１、比例・積分制御部２０２、制御位相演算部２０３およびフィルタ処理部２０４を備える。
　位相・速度演算部１１０は、回転位置検出部１２４から出力される永久磁石同期電動機１０３ａの回転子位置に応じた角度信号φに基づいて、ベクトル制御のための永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅおよびｄｃ－ｑｃ軸座標系の制御位相θｄｃを演算して出力する。
　図４は、実施例１に係る位相差演算部２０１の構成例を表すブロック図である。
　図４に示す位相差演算部２０１は、±π処理部３０１、±π処理部３０２および加減算器８０１を備える。
　位相差演算部２０１は、回転位置検出部１２４から出力される永久磁石同期電動機１０３ａの回転子位置に応じた角度信号φと、制御位相演算部２０３から出力される制御位相θｄｃとに基づいて、角度信号φと制御位相θｄｃとの位相差Δθｃ’を演算して出力する。なお、本発明の各実施例では、回転位置検出部１２４から出力される永久磁石同期電動機１０３ａの回転子位置に応じた角度信号φは、－π～＋π（－１８０度～＋１８０度）で変化する角度情報を有するものとする。
　±π処理部３０１は、制御位相演算部２０３から出力される制御位相θｄｃを、－π～＋πの大きさに換算処理し、±π処理部３０２は、角度信号φからこの換算処理した制御位相θｄｃを減算した位相差Δθｃを、－π～＋πの大きさに換算処理する。角度信号φと制御位相θｄｃとの位相差Δθｃを±π換算処理したΔθｃ’は、例えば、以下の式（２）にて演算されるものとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　位相差演算部２０１から出力される、角度信号φと制御位相θｄｃとの位相差Δθｃ’は、角度信号φと制御位相θｄｃとの位相差Δθｃを－π～＋π（－１８０度～＋１８０度）の大きさに換算処理したものとする。
　図５は、実施例１に係る比例・積分制御部２０２の構成例を表すブロック図である。
　図５に示す比例・積分制御部２０２は、比例器４０１、比例器４０２、積分器４０３および加算器８０２を備える。
　比例・積分制御部２０２は、角度信号φと制御位相θｄｃとの位相差Δθｃ’に基づいて、永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅを演算して出力する。
　ここで、永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅは、角度信号φと制御位相θｄｃとの位相差Δθｃ’を０に制御するため、比例演算結果と比例積分演算結果とを加算したものとする。ベクトル制御で用いる永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅは、例えば、以下の式（３）にて演算される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、比例器４０１の比例ゲインＫｐ－ｐｌｌおよび比例器４０２の積分ゲインＫｉ－ｐｌｌは、例えば、以下の式（４）にて設定されるものとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　なお、式（４）において、ωｐｌｌ＊は、位相フィードバック制御の制御応答角周波数、Ｎｐｌｌは、比例・積分制御の折れ点比、である。ここで、比例・積分制御の折れ点比Ｎｐｌｌは、例えば、２～１０の任意の値を用いればよい。
　なお、比例・積分制御部２０２の比例ゲインＫｐ－ｐｌｌおよび積分ゲインＫｉ－ｐｌｌは、定数でもよいし、電流指令値、電流検出値、速度またはベクトル演算周期などの関数式として演算したものを用いてもよい。
　図３に示す制御位相演算部２０３は、比例・積分制御部２０２が出力した永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅに基づいて、ベクトル制御で用いるｄｃ－ｑｃ軸座標系の制御位相θｄｃを演算して出力する。ここで、制御位相θｄｃは、電気角周波数ωｒｅを積分演算したものとする。
　図３に示すフィルタ処理部２０４は、位相差演算部２０１が出力した位相差Δθｃ’と、比例・積分制御部２０２が出力した電気角周波数ωｒｅとに基づいて、フィルタ処理された位相差ΔθｃＮ’を演算して出力する。
　フィルタ処理部２０４によってフィルタ処理された位相差ΔθｃＮ’とは、ベクトル制御で用いる永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅや、制御位相θｄに含まれる永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅに比例した周波数成分や角度誤差を低減するため、角度信号φと制御位相θｄｃとの位相差Δθｃ’をフィルタ処理したものとする。
　ここで、フィルタ処理部２０４は、例えば、特定の周波数成分のみを低減し、それ以外の周波数成分を通過させるノッチフィルタ機能を有すればよい。なお、ノッチフィルタ処理は、例えば、以下の式（５）のノッチフィルタの伝達関数Ｇｎ（ｓ）に基づくものとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　なお、式（５）において、ωｎは、ノッチ周波数、Ｑｍｉｎは、ノッチ周波数ωｎにおけるゲインの値となる減衰ゲイン、ζｄｎは、ノッチ幅を決定するフィルタの極の減衰比である。
　実施例１では、回転位置検出部１２４から出力される角度信号φには、角度センサの直流オフセット誤差や振幅誤差に起因した角度誤差が含まれ、この角度誤差による交流電動機の駆動制御装置のトルク振動を抑制するために、永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅをノッチ周波数ωｎとするノッチフィルタを用いる。
　なお、実施例１では、ノッチフィルタ処理のノッチ周波数ωｎとして、比例・積分制御部２０２が出力した永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅを用いたが、これに限定されない。交流電動機を含む駆動制御装置の機械共振振動を抑制したい場合には、ノッチ周波数ωｎとして、この機械共振周波数を設定すればよい。
　また、上記のように、実施例１のフィルタ処理部２０４をノッチフィルタ処理として説明したが、一次遅れフィルタ処理を用いてもよい。例えば、位相差演算部２０１が出力した位相差Δθｃ’を、一次遅れフィルタ処理により位相差ΔθｃＮ’として、比例・積分制御部２０２に出力してもよい。
　ここで、一次遅れフィルタの時定数を、比例・積分制御部２０２が出力した電気角周波数ωｒｅの逆数の２倍以上の値に設定することで、位相差Δθｃ’から電気角周波数ωｒｅに比例した振動成分を低減することができる。
　次に、実施例１の位相・速度演算部１１０を用いることによって、交流電動機の駆動制御装置のトルク振動を抑制する原理について説明する。
　交流電動機の駆動周波数成分に比例した角度誤差が、角度センサの検出角度信号に含まれている場合、その検出角度信号が交流電動機の回転速度に比例した交流量であるため、直接的に、その検出角度信号に対して交流電動機の駆動周波数成分を低減するフィルタ処理をかけることができない。
　そこで、実施例１では、交流電動機のベクトル制御に対して角度センサの検出角度信号を直接使用せず、角度センサの検出角度信号に同期した第二の検出角度として、ベクトル制御用の制御位相θｄｃを用意する。その制御位相θｄｃは、角度信号φと比較してフィードバック制御することで、交流電動機の加減速などの角度信号の変化に追従するようになる。
　そして、角度センサの直流オフセット誤差や振幅誤差に起因した角度信号φの角度誤差は、角度信号φと制御位相θｄｃとの位相差Δθｃに交流電動機の駆動周波数成分に比例した周波数成分として現れるため、その位相差Δθｃをフィルタ処理することで角度誤差による振動成分を低減することができる。
　また、位相フィードバック制御ループ内の位相差Δθｃにフィルタ処理を挿入し、永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅの演算結果をフィルタ処理のノッチ周波数設定値にフィードバックすることで、角度誤差の振動周波数成分を低減する効果が向上する。
　このように、位相・速度演算部１１０が出力する永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅおよび制御位相θｄｃの演算結果は、角度センサの直流オフセット誤差や振幅誤差に起因した角度誤差の振動成分を低減したものになるため、それらを用いたベクトル制御系の振動が抑えられ、トルク振動や速度振動の発生を抑制することができる。
　以上、実施例１によれば、角度センサの検出角度とベクトル制御の制御位相との差分に振動成分を減衰するフィルタを通過させ，そのフィルタ出力値に基づき交流電動機の回転速度の電気角周波数および制御位相を演算する位相フィードバック制御系を構築する。これにより、角度センサ検出値の角度誤差による交流電動機のトルク振動を抑制し、交流電動機の駆動制御装置の制御安定性の向上を図ることができる。
　実施例２では、位相・速度演算部１１０による交流電動機の回転速度の電気角周波数ωｒｅおよびベクトル制御を行うｄｃ－ｑｃ軸座標系の制御位相θｄｃの演算において、回転位置検出部１２４から出力される交流電動機１０３の回転子位置に応じた角度信号φと、制御位相演算部２０３から出力される制御位相θｄｃとの位相差Δθｃ’に対して、一次遅れフィルタを用いたフィードフォワード（ＦＦ）補償処理を追加する。
　これにより、交流電動機１０３の回転速度が加速または減速するときに生じる角度信号φと制御位相θｄｃとの位相差を補償することができ、実施例１よりも制御追従性の向上やトルク精度の向上が可能な交流電動機の駆動制御装置が実現できる。
　図６は、本発明の実施例２に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。以下、図１に示す実施例１と比較して、構成の相違部分のみを説明する。実施例２では、実施例１の位相・速度演算部１１０に替えて、位相・速度演算部１１０ｂを用いる。
　図７は、実施例２に係る位相・速度演算部１１０ｂの構成例を表すブロック図である。
　図７に示す位相・速度演算部１１０ｂは、位相差演算部２０１ｂ、比例・積分制御部２０２、制御位相演算部２０３およびフィルタ処理部２０４を備える。すなわち、図３に示す実施例１の位相・速度演算部１１０の構成において、位相差演算部２０１を位相差演算部２０１ｂに置き換えたものである。
　位相・速度演算部１１０ｂは、回転位置検出部１２４から出力される永久磁石同期電動機１０３ａの回転子位置に応じた角度信号φに基づいて、ベクトル制御のための永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅおよびｄｃ－ｑｃ軸座標系の制御位相θｄｃを演算して出力する。
　ここで、図７に示す位相差演算部２０１ｂの構成について詳しく説明する。
　図８は、実施例２に係る位相差演算部２０１ｂの構成例を表すブロック図である。
　図８に示す位相差演算部２０１ｂは、±π処理部３０１、±π処理部３０２、加減算器８０１および位相差ＦＦ補償部３０３ｂを備える。
　位相差演算部２０１ｂは、回転位置検出部１２４から出力される永久磁石同期電動機１０３ａの回転子位置に応じた角度信号φと、制御位相演算部２０３から出力される制御位相θｄｃとに基づいて、角度信号φと制御位相θｄｃの位相差Δθｃ－ｆｆ’を演算して出力する。
　次に、実施例２の特徴部分である位相差ＦＦ補償部３０３ｂについて詳しく説明する。
　図９は、実施例２に係る位相差ＦＦ補償部３０３ｂの構成例を表すブロック図である。
　図９に示す位相差ＦＦ補償部３０３ｂは、一次遅れフィルタ部５０１ｂ、比例器５０２ｂおよび加算器８０２を備える。
　位相差ＦＦ補償部３０３ｂは、±π処理部３０２から出力される位相差Δθｃ’に基づいて、永久磁石同期電動機１０３ａの回転速度の加速または減速による角度信号φと制御位相θｄｃとの位相差を補償した位相差Δθｃ－ｆｆ’を演算して出力する。
　位相差ＦＦ補償部３０３ｂにおいて、図７に示すフィルタ処理部２０４の入力信号である位相差Δθｃ－ｆｆ’は、図８に示す±π処理部３０２から出力される、角度信号φと制御位相θｄｃとの位相差Δθｃ’に対して、位相差Δθｃ－ｆｆ’を一次遅れフィルタ部５０１で一次遅れフィルタ処理し続いて比例器５０２ｂで比例演算した結果を加算器８０２で加算したものとする。例えば、以下の式（６）にて演算される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ここで、一次遅れフィルタ部５０１ｂの一次遅れフィルタ時定数Ｔｐｌｌ－ｆｆおよび比例器５０２ｂの比例ゲインＫｐｌｌ－ｆｆは、例えば、以下の式（７）にて設定されるものとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　なお、式（７）において、ωｐｌｌ＊は、位相フィードバック制御の制御応答角周波数、Ｎｐｌｌ－ｆｆは、位相差ＦＦ補償制御の折れ点比である。位相差ＦＦ補償制御の折れ点比Ｎｐｌｌ－ｆｆは、位相フィードバック制御との制御干渉を回避するため、例えば、２～１０の任意の値を設定すればよい。
　また、交流電動機１０３の回転速度が加速または減速するときに生じる角度信号φと制御位相θｄｃとの位相差を補償する手段として、位相差ＦＦ補償部３０３ｂに替えて、比例・積分制御部２０２において比例演算と積分演算に、さらに二重積分演算を追加することで実現してもよい。例えば、以下の式（８）にて演算されるものとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 　ここで、二重積分ゲインＫｉ２－ｐｌｌは、例えば、位相フィードバック制御の制御応答角周波数ωｐｌｌ＊に基づいて決定した値を設定すればよい。
　したがって、実施例２では、回転位置検出部１２４の角度信号φとベクトル制御を行う制御位相θｄｃとの位相差Δθｃ’に一次遅れフィルタを用いた位相ＦＦ補償値を加算することで、交流電動機の回転速度が加速または減速するときに生じる角度信号φと制御位相θｄｃとの位相差を補償することができる。これにより、実施例１よりも交流電動機の駆動制御装置の制御追従性やトルク精度の向上を図ることができる。
　実施例３では、位相・速度演算部１１０による交流電動機の回転速度の電気角周波数ωｒｅおよびベクトル制御を行うｄｃ－ｑｃ軸座標系の制御位相θｄｃの演算において、回転位置検出部１２４から出力される角度信号φとベクトル制御で用いる制御位相θｄｃとの位相差Δθｃ’と、この位相差Δθｃ’を電気角周波数ωｒｅに比例した周波数成分や角度誤差を低減するためにフィルタ処理した位相差ΔθｃＮ’とを、交流電動機の回転速度の電気角周波数ωｒｅに応じて切り替える。
　これにより、電気角周波数ωｒｅに基づくフィルタ処理周波数と位相フィードバック制御の制御応答角周波数が近づくことで制御が不安定化する現象を回避し、実施例１よりも制御安定性の向上が可能な交流電動機の駆動制御装置が実現できる。
　図１０は、本発明の実施例３に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。図１に示す実施例１と比較して、構成の相違部分のみを説明する。実施例３では、実施例１の位相・速度演算部１１０に替えて、位相・速度演算部１１０ｃを用いる。
　図１１は、実施例３に係る位相・速度演算部１１０ｃの構成例を表すブロック図である。
　図１１に示す位相・速度演算部１１０ｃは、位相差演算部２０１、比例・積分制御部２０２、制御位相演算部２０３、フィルタ処理部２０４および位相差切換部６０１ｃを備える。すなわち、図３に示す実施例１の位相・速度演算部１１０の構成に、位相差切換部６０１ｃを加えたものである。
　位相・速度演算部１１０ｃは、回転位置検出部１２４から出力される永久磁石同期電動機１０３ａの回転子位置に応じた角度信号φに基づいて、ベクトル制御のための永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅおよびｄｃ－ｑｃ軸座標系の制御位相θｄｃを演算して出力する。
　次に、実施例３の特徴部分である位相差切換部６０１ｃについて詳しく説明する。
　位相差切換部６０１ｃは、位相差演算部２０１から出力される位相差Δθｃ’と、その位相差Δθｃ’をフィルタ処理部２０４で電気角周波数ωｒｅに比例した周波数成分を低減した位相差ΔθｃＮ’と、を電気角周波数ωｒｅに応じて切り換えて比例・積分制御部２０２に出力する。
　位相差切換部６０１ｃは、例えば、フィルタ処理部２０４が電気角周波数ωｒｅをノッチ周波数ωｎとするノッチフィルタ処理を行う際、電気角周波数ωｒｅが比例・積分制御部２０２の制御応答角周波数ωｐｌｌ＊に近い場合には、位相差演算部２０１から出力される位相差Δθｃ’を出力し、電気角周波数ωｒｅが比例・積分制御部２０２の制御応答角周波数ωｐｌｌ＊から離れている場合には、フィルタ処理部２０４から出力されるフィルタ処理された位相差ΔθｃＮ’を出力するよう切り換える。これにより、制御干渉による不安定化を回避することができる。
　より具体的には、位相差切換部６０１ｃの切換え速度の条件は、例えば、電気角周波数ωｒｅが比例・積分制御部２０２の制御応答角周波数ωｐｌｌ＊の３倍以上大きい速度域で、フィルタ処理部２０４から出力されるフィルタ処理された位相差ΔθｃＮ’を出力するような切換え設定にするとよい。
　また、交流電動機の駆動制御装置において、振動が問題となる振動周波数が位相フィードバック制御の制御応答角周波数に近い場合には、制御応答角周波数の設定値をこの問題となる振動周波数からずらすことで、振動を抑制する効果を得られるようにすればよい。
　したがって、実施例３では、位相差演算部２０１から出力される位相差Δθｃ’と、その位相差Δθｃ’をフィルタ処理した位相差ΔθｃＮ’と、を電気角周波数ωｒｅに応じて切り換えて位相フィードバック制御の比例・積分制御部２０２に出力することで、電気角周波数ωｒｅに基づくフィルタ処理周波数と位相フィードバック制御の制御応答角周波数が近いことで制御が不安定化するのを回避できる。これにより、実施例１よりも交流電動機の駆動制御装置の制御安定性の向上を図ることができる。
　実施例４は、位相・速度演算部１１０による交流電動機の回転速度の電気角周波数ωｒｅおよびベクトル制御を行うｄｃ－ｑｃ軸座標系の制御位相θｄｃの演算において、回転位置検出部１２４から出力される角度信号φとベクトル制御で用いる制御位相θｄｃとの位相差Δθｃ’をフィルタ処理するフィルタ周波数設定値を、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃおよびＩｑｃから抽出した振動成分に基づいて決定する。
　これにより、交流電動機の駆動制御装置で発生した振動成分を抑制できるようになり、実施例１よりも振動抑制効果の向上が可能な交流電動機の駆動制御装置が実現できる。
　図１２は、本発明の実施例４に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。図１に示した実施例１と比較して、構成の相違部分のみを説明する。実施例４では、実施例１の位相・速度演算部１１０に替えて、位相・速度演算部１１０ｄを用いる。
　図１３は、実施例４に係る位相・速度演算部１１０ｄの構成例を表すブロック図である。
　図１３に示す位相・速度演算部１１０ｄは、位相差演算部２０１、比例・積分制御部２０２、制御位相演算部２０３、フィルタ処理部２０４および振動周波数抽出部７０１ｄを備える。すなわち、図３に示す実施例１の位相・速度演算部１１０の構成に、振動周波数抽出部７０１ｄを加えたものである。また、この振動周波数抽出部７０１ｄによる機能をフィルタ処理部２０４に組み込んでもよい。
　位相・速度演算部１１０ｄは、回転位置検出部１２４から出力される永久磁石同期電動機１０３ａの回転子位置に応じた角度信号φと、ｄｑ座標変換部１１４から出力されるｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃおよびＩｑｃに基づいて、ベクトル制御のための永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅおよびｄｃ－ｑｃ軸座標系の制御位相θｄｃを演算して出力する。
　次に、実施例４の特徴部分である振動周波数抽出部７０１ｄについて詳しく説明する。
　振動周波数抽出部７０１ｄは、ｄｑ座標変換部１１４から出力されるｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃおよびＩｑｃの少なくとも一方から振動成分を抽出し、その振動成分が減衰するように、フィルタ処理部２０４のノッチフィルタ周波数ωｎの設定値を決定して出力する。
　例えば、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃおよびＩｑｃから振動成分を抽出し、その振動成分の内で最も振幅が大きい振動成分の振動周波数を、フィルタ処理部２０４のノッチフィルタ周波数ωｎの設定値とすればよい。この場合、ノッチフィルタ周波数ωｎは、電流検出値ＩｄｃおよびＩｑｃの少なくとも一方から抽出した振動成分の振幅が小さくなるように、設定値が遷移していくことになる。その際、最も振幅が大きい振動周波数が複数存在する場合には、ノッチフィルタ周波数ωｎの設定値の遷移条件に、各振動周波数の振幅の差に対するヒステリシスを設けて、または、各振動周波数の振幅を二乗しその総和が最小となるようにして、ノッチフィルタ周波数ωｎの設定値を決定する条件を追加すればよい。
　また、振動周波数抽出部７０１ｄは、フィルタ処理部２０４のノッチフィルタ周波数ωｎを比例・積分制御部２０２が出力する電気角周波数ωｒｅを基本として、そこにｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃおよびＩｑｃから抽出した振動成分が減衰するようにノッチフィルタ周波数ωｎの設定値を補正する構成としてもよい。
　したがって、実施例４では、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃおよびＩｑｃの少なくとも一方から抽出した振動成分に基づいて、回転位置検出部１２４の角度信号φとベクトル制御を行う制御位相θｄｃの位相差Δθｃ’をフィルタ処理するフィルタ周波数を決定する。これにより、交流電動機の駆動制御装置で発生した振動成分に応じた振動抑制制御を実現できるようになり、実施例１よりも交流電動機の駆動制御装置の振動抑制効果の向上を図ることができる。
　実施例５では、位相・速度演算部１１０による交流電動機の回転速度の電気角周波数ωｒｅおよびベクトル制御を行うｄｃ－ｑｃ軸座標系の制御位相θｄｃの演算において、回転位置検出部１２４から出力される角度信号φとベクトル制御で用いる制御位相θｄｃとの位相差Δθｃ’をフィルタ処理するフィルタ処理部２０４のノッチ周波数ωｎ、ノッチ周波数ωｎにおいてゲインの値となる減衰ゲインＱｍｉｎおよびノッチの幅を決定するフィルタの極の減衰比ζｄｎを、交流電動機の駆動制御装置の運転状態に応じて可変にする。
　これにより、制御ループのハイゲイン化による制御の不安定化を回避し、実施例１よりも制御安定性や振動抑制効果の向上が可能な交流電動機の駆動制御装置が実現できる。
　図１４は、本発明の実施例５に係る交流電動機の駆動制御装置の構成例を表すブロック図である。図１に示す実施例１と比較して、構成の相違部分のみを示すと、実施例５では、実施例１の位相・速度演算部１１０に替えて、位相・速度演算部１１０ｅを用いる。
　図１５は、実施例５に係る位相・速度演算部１１０ｅの構成例を表すブロック図である。
　図１５に示す位相・速度演算部１１０ｅは、位相差演算部２０１、比例・積分制御部２０２、制御位相演算部２０３、フィルタ処理部２０４およびフィルタ設定パラメータ演算部９０１ｅを備える。すなわち、図３に示す実施例１の位相・速度演算部１１０の構成に、フィルタ設定パラメータ演算部９０１ｅを加えたものである。また、このフィルタ設定パラメータ演算部９０１ｅによる機能をフィルタ処理部２０４に組み込んでもよい。
　位相・速度演算部１１０ｅは、回転位置検出部１２４から出力される永久磁石同期電動機１０３ａの回転子位置に応じた角度信号φと、ｄｑ座標変換部１１４から出力されるｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃおよびＩｑｃと、指令発生器１０５から出力されるトルク指令Ｔｍ＊とに基づいて、ベクトル制御のための永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅおよびｄｃ－ｑｃ軸座標系の制御位相θｄｃを演算して出力する。
　次に、実施例５の特徴部分であるフィルタ設定パラメータ演算部９０１ｅについて詳しく説明する。
　フィルタ設定パラメータ演算部９０１ｅは、例えば、永久磁石同期電動機１０３ａの電動機定数と、永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅと、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃおよびＩｑｃとから、永久磁石同期電動機１０３ａの電圧入力から電流出力までの伝達特性を導出し、その伝達特性の共振ゲインに基づいてノッチフィルタの減衰ゲインＱｍｉｎを演算する。なお、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値Ｉｄｃおよ　びＩｑｃに替えて、指令発生器１０５から出力されるトルク指令Ｔｍ＊を用いてもよい。
　制御対象となる交流電動機の共振ゲインの大きさに応じてノッチフィルタの減衰ゲインＱｍｉｎを可変にすることで、角度センサの直流オフセット誤差や振幅誤差に起因した角度誤差のωｒｅ振動成分を、運転状態に依らず任意の大きさに抑制することができる。
　また、高速域では永久磁石同期電動機１０３ａの共振ゲインは変わらないが、周波数帯域が狭まってくるため、電気角周波数ωｒｅに応じてノッチフィルタの減衰比ζｄｎを増減することで、角度センサの直流オフセット誤差や振幅誤差に起因した角度誤差のωｒｅ振動成分を抑制する効果が向上する。
　なお、フィルタ設定パラメータ演算部９０１ｅは、単に、永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅや、ｄｃ－ｑｃ軸座標系上の電流検出値ＩｄｃおよびＩｑｃや、指令発生器１０５から出力されるトルク指令Ｔｍ＊、の少なくとも一つに基づいてノッチフィルタの減衰ゲインＱｍｉｎを可変にしてもよい。
　さらに、フィルタ設定パラメータ演算部９０１ｅは、例えば、フィルタ処理部２０４やベクトル制御部１１２をはじめとする制御器１０１の演算周期および永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅに基づいて、ノッチフィルタの減衰ゲインＱｍｉｎを演算する。特に、高速域でフィルタ処理部２０４やベクトル制御部１１２の演算遅れの影響が大きくなる場合、ノッチフィルタの減衰ゲインＱｍｉｎを上げたままでは制御系が不安定化するため、減衰ゲインＱｍｉｎを下げる必要がある。
　また、フィルタ設定パラメータ演算部９０１ｅは、実施例３の変形例として、永久磁石同期電動機１０３ａの電気角周波数ωｒｅおよび比例・積分制御部２０２の制御応答角周波数ωｐｌｌ＊に応じてノッチフィルタの減衰ゲインＱｍｉｎを可変にすることで、制御干渉による不安定化を回避することができる。
　例えば、電気角周波数ωｒｅが比例・積分制御部２０２の制御応答角周波数ωｐｌｌ＊に近い場合には、ノッチフィルタの減衰ゲインＱｍｉｎを零にし、電気角周波数ωｒｅが比例・積分制御部２０２の制御応答角周波数ωｐｌｌ＊から離れている場合には、減衰ゲインＱｍｉｎを零以外の任意の値に変更すればよい。
　したがって、実施例５では、交流電動機の運転状態に応じて、フィルタ処理部２０４のノッチフィルタの設定パラメータであるノッチ周波数ωｎ、減衰ゲインＱｍｉｎおよび減衰比ζｄｎを変更する。これにより、ノッチフィルタによるωｒｅ振動成分の低減効果の最適化や制御ループのハイゲイン化による制御の不安定化を回避し、実施例１よりも制御安定性や振動抑制効果の向上が可能な交流電動機の駆動制御装置が実現できる。
　本発明の実施例６は、実施例１～５のいずれかを用いた交流電動機の駆動制御装置を鉄道車両に適用したものである。
　図１６は、本発明の実施例６として、実施例１～５のいずれかを用いた交流電動機の駆動制御装置を搭載する鉄道車両の一部の概略構成を表す図である。
　図１６に示す鉄道車両は、交流電動機１０３ａおよび１０３ｂが搭載された台車、並びに、交流電動機１０３ｃおよび１０３ｄが搭載された台車を有すると共に、制御器１０１、電力変換器１０２、指令発生器１０５および相電流検出部１２１を含む交流電動機の駆動制御装置を搭載している。
　実施例６に係る鉄道車両は、運転士によりマスター・コントローラを介して入力された運転指令に基づき指令発生器１０５が発生したトルク指令値Ｔｍ＊に応じて、架線から集電装置を介して供給された電力を電力変換器１０２で交流電力に変換し交流電動機１０３に供給されることで交流電動機１０３を駆動する。交流電動機１０３は、鉄道車両の車軸と連結されており、交流電動機１０３により鉄道車両の走行が制御される。
　実施例６に係る鉄道車両では、交流電動機の駆動制御装置として実施例１～５のいずれかを適用することで、制御安定性および制御応答の向上を図ることができる。
　以上、本発明の各実施例について説明したが、交流電動機であれば、他の電動機であっても同様に適用することが可能である。例えば、永久磁石同期電動機、巻線型同期電動機およびリラクタンストルクによる同期機も同様である。また、発電機の制御に対しても同様に適用可能である。さらに、本発明は、上述した各実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
１０１　制御器、１０２　電力変換器、１０３　交流電動機、１０５　指令発生器、１１０　位相・速度演算部、１１１　電流指令演算部、１１２　ベクトル制御部、１１３　電流検出部、１１４　ｄｑ座標変換部、１１５　極座標変換部、１１６　ＵＶＷ座標変換部、１１７　ＰＷＭ信号制御器、１２１　相電流検出部、１２３　入力端子、１２４　回転位置検出部、１３１　平滑用コンデンサ、１３２　主回路部、１３３　ゲート・ドライバ、１３４　直流抵抗器、２０１　位相差演算部、２０２　比例・積分制御部、２０３　制御位相演算部、２０４　フィルタ処理部、３０１，３０２　±π処理部、３０３ｂ　位相差ＦＦ補償部、４０１，４０２，５０２ｂ　比例器、４０３　積分器、５０１ｂ　一次遅れフィルタ部、６０１ｃ　位相差切換部、７０１ｄ　振動周波数抽出部、８０１　加減算器、８０２　加算器、９０１ｅ　フィルタ設定パラメータ演算部

Claims (16)

  1. 　ベクトル制御を用いて電力変換器により駆動される交流電動機の駆動制御装置であって、
    　前記交流電動機の回転位置情報と前記ベクトル制御を行う際に用いる制御位相との位相差を演算して第１の位相差を出力する位相差演算部と、
    　前記第１の位相差から特定の周波数成分をフィルタ処理により減衰した第２の位相差を出力するフィルタ部と、
    　前記第２の位相差に基づいて前記交流電動機の回転速度および前記制御位相を演算する速度および位相演算部と
    を備える交流電動機の駆動制御装置。
  2. 　請求項１に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
    　前記フィルタ部は、ノッチフィルタ処理を行い、ノッチ周波数、当該ノッチ周波数における減衰ゲインおよびノッチ幅に関与する減衰比、に基づいて、前記特定の周波数成分を減衰する
    ことを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
  3. 　請求項２に記載の交流電動機の駆動制御装置において、
    　前記フィルタ部は、前記ノッチ周波数を前記交流電動機の回転速度に基づいて設定する
    ことを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
  4. 　請求項２に記載の交流電動機の駆動制御装置において、
    　前記フィルタ部は、前記ノッチ周波数を前記交流電動機を含む前記駆動制御装置の機械共振周波数に基づいて設定する
    ことを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
  5. 　請求項１に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
    　前記フィルタ部は、一次遅れフィルタ処理を行う
    ことを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
  6. 　請求項５に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
    　前記フィルタ部は、前記一次遅れフィルタ処理の時定数を、前記交流電動機の回転速度に基づいて変更する
    ことを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
  7. 　請求項１から６のいずれか１項に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
    　前記位相差演算部は、前記回転位置情報と前記制御位相との位相差を演算し更にフィードフォワード補償した当該位相差を前記第１の位相差として出力する
    ことを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
  8. 　請求項１から６のいずれか１項に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
    　前記交流電動機の回転速度に応じて前記第１の位相差または前記第２の位相差を切り換える位相差切換え部を備え、
    　前記速度および位相演算部は、前記第１の位相差または前記第２の位相差に基づいて前記交流電動機の回転速度および前記制御位相を演算する
    ことを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
  9. 　請求項２から４のいずれか１項に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
    　前記フィルタ部は、前記交流電動機を流れる２軸電流の少なくとも一つの軸電流の振動成分の周波数に基づいて、前記ノッチ周波数を設定する
    ことを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
  10. 　請求項２から４のいずれか１項に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
    　前記フィルタ部は、前記交流電動機の回転速度、前記交流電動機のトルク指令、前記交流電動機の検出電流および前記駆動制御装置の演算周期の少なくとも一つに基づいて、前記減衰ゲインを設定する
    ことを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
  11. 　請求項１から１０のいずれか１項に記載の交流電動機の駆動制御装置を搭載する鉄道車両。
  12. 　電力変換装置により駆動される交流電動機をベクトル制御する交流電動機の駆動制御方法であって、
    　前記交流電動機の回転位置情報と前記ベクトル制御する際に用いる制御位相との位相差を演算して第１の位相差を出力し、
    　前記第１の位相差から特定の周波数成分をフィルタ処理して減衰させた第２の位相差を出力し、
    　前記第２の位相差に基づいて前記交流電動機の回転速度および前記制御位相を演算する
    ことを特徴とする交流電動機の駆動制御方法。
  13. 　請求項１２に記載の交流電動機の駆動制御方法であって、
    　前記フィルタ処理は、ノッチフィルタ処理であり、ノッチ周波数、当該ノッチ周波数における減衰ゲインおよびノッチ幅に関与する減衰比、に基づいて、前記特定の周波数成分を減衰させる
    ことを特徴とする交流電動機の駆動制御方法。
  14. 　請求項１２に記載の交流電動機の駆動制御方法であって、
    　前記フィルタ処理は、一次遅れフィルタ処理であり、当該一次遅れフィルタ処理の時定数を、前記交流電動機の回転速度に基づいて変更する
    ことを特徴とする交流電動機の駆動制御方法。
  15. 　請求項１２から１４のいずれか１項に記載の交流電動機の駆動制御方法であって、
    　前記第１の位相差を、前記回転位置情報と前記制御位相との位相差を演算し更にフィードフォワード補償して出力する
    ことを特徴とする交流電動機の駆動制御方法。
  16. 　請求項１２から１４のいずれか１項に記載の交流電動機の駆動制御方法であって、
    　前記交流電動機の回転速度に応じて前記第１の位相差または前記第２の位相差を切り換え、
    　前記第１の位相差または前記第２の位相差に基づいて前記交流電動機の回転速度および前記制御位相を演算する
    ことを特徴とする交流電動機の駆動制御方法。
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