JP2004289959A - 永久磁石形同期電動機の制御方法及び装置 - Google Patents

Abstract

【課題】周波数演算部１５の制御応答角周波数の不十分さに起因する同期電動機１の軸ずれを抑制し、加減速運転時にも高精度なトルク制御を実現する。
【解決手段】軸ずれ演算値Δθｃ１に加え、周波数演算部１５の制御応答角周波数の不十分さに起因する同期電動機１の軸ずれを、この制御応答角周波数を考慮して推定し、この推定値Δθｃ２を含めて周波数演算部１５の入力Δθｃ３（＝Δθｃ１＋Δθｃ２）とする。これにより、たとえ不十分な制御応答角周波数の周波数演算部１５であっても、この不十分さによって発生するであろう軸ずれ分は、第２の軸ずれ信号Δθｃ２として推定され加算入力されている。したがって、実際の同期電動機の軸ずれΔθｃ１がほぼゼロに近い値で安定する。
【選択図】 図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石形同期電動機の制御方法及び装置に係り、特に、トルク制御技術を改良した永久磁石形同期電動機の制御方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
磁極位置検出器を備えた従来の永久磁石形同期電動機の制御技術として、特許文献１に記載の制御装置がある。この制御装置は、磁極位置検出器からの位置情報を、回転位相指令値の制限値に利用しており、急激な負荷変化などでの脱調を防止している。
【０００３】
また、特許文献２には、同期電動機の位置センサレス制御装置として、電流検出値と電力変換器への電圧指令値等から軸ずれを求め、これに基き変換器の出力周波数を調整する技術が開示されている。
【０００４】
【特許文献１】
特開２０００−３２４８８１号公報（要約、段落００１１、その他）
【特許文献２】
特開２００１−２５１８８９号公報（請求項９、段落０１０５ほか）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記特許文献１の従来技術においては、軸ずれを演算しているが、トルク制御系内では、上位から与えられた周波数指令値を積分して得られる回転位相指令値の制限値として用いているに過ぎず、高精度のトルク制御は期待できなかった。
【０００６】
また、上記特許文献２の従来技術においては、軸ずれから周波数を演算する周波数演算部に、十分な高速応答性を持たせることが困難な場合に、特に、加減速運転時のトルク制御精度が十分ではなかった。
【０００７】
本発明の目的は、加減速運転時にも高精度なトルク制御を実現できる永久磁石形同期電動機の制御方法及び装置を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記特許文献２において、軸ずれから周波数を演算する周波数演算部に十分な高速応答性を持たせることが困難な理由は、▲１▼採用できるマイコンのサンプリングスピード能力の限界、▲２▼制御系の安定性、▲３▼ロバスト性の確保等が挙げられる。ここで、同期電動機における軸ずれΔθｃ、すなわち回転位相指令θｃ^＊と、電動機の回転子の実際の回転位相θｃとの偏差は、詳細を後述するように、前記周波数演算部の制御応答角周波数によって決ってくる。この制御応答角周波数が低いと、軸ずれΔθｃは大きくなり、その余弦値（ｃｏｓΔθｃ）に比例する電動機トルクが小さくなってしまう。このため、特に、負荷の急変に対応できず、永久磁石形同期電動機の加減速運転時のトルク制御精度が十分ではない。
【０００９】
そこで、本発明はその一面において、永久磁石形同期電動機の軸ずれに基き周波数演算部にてこの電動機に給電する交流の周波数指令ω_１ ^＊を作成し、この周波数指令ω_１ ^＊に基くｄ，ｑ軸の出力電圧指令Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊及び回転位相指令θｃ^＊に応じて電力変換器から可変周波数・可変電圧の交流を前記電動機に給電する永久磁石形同期電動機の制御において、前記電動機の軸ずれを、制御系から得られた情報を用いて、第１の軸ずれ信号Δθｃ１として演算し、前記周波数演算部の制御応答角周波数の不十分さに起因して前記電動機に発生するであろう軸ずれを第２の軸ずれ信号Δθｃ２として推定し、これら第１及び第２の軸ずれ信号を加算して得た第３の軸ずれ信号を前記周波数演算部に入力することを特徴とする。
【００１０】
すなわち、周波数演算部の制御応答角周波数の不十分さに起因する同期電動機の軸ずれを、この制御応答角周波数を考慮して推定し、周波数演算部の入力に加算する。これによって、たとえ不十分な制御応答角周波数の周波数演算部であっても、この不十分さによって発生するであろう軸ずれ分は、第２の軸ずれ信号Δθｃ２として推定され加算入力されている。したがって、本発明による制御系は、実際の同期電動機の軸ずれを表す第１の軸ずれ信号Δθｃ１がほぼゼロに近い値で安定することになる。この結果、加減速運転時にも高精度なトルク制御を実現できる永久磁石形同期電動機の制御方法及び装置を提供することができる。
【００１１】
ここで、前記第２の軸ずれ信号Δθｃ２は、前記周波数指令ω_１ ^＊又は同期電動機の回転周波数ω１から、前記周波数演算部における制御応答角周波数ωｃＰＬＬに基く制御定数により不完全微分して求めるか、あるいは回転座標系のｑ軸（トルク軸相当）の電流値Ｉｑｃ又はその指令値Ｉｑ^＊から、前記制御定数を考慮して推定することが望ましい。
【００１２】
本発明のその他の目的及び特徴は以下の実施例の説明で明らかにする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて本発明の実施例を詳細に説明する。
【００１４】
第１の実施例：
図１は、本発明の第１の実施例による永久磁石形同期電動機の制御装置の構成図である。永久磁石形同期電動機１は、電力変換器２から可変電圧・可変周波数の３相交流の給電を受け、可変速制御される。電力変換器２は、直流電源２１からの直流電圧を、電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に比例した３相交流の出力電圧に変換し出力する。磁極位置検出器３は、電動機１の電気角６０°毎の位置検出値θｉを検出する。速度周波数演算部４は、位置検出値θｉから電動機１の速度周波数ω_１を演算する。
【００１５】
位相演算部５は、周波数指令値ω_１ ^＊から電動機の回転位相指令θｃ^＊を演算する。電流検出器６は、３相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出し、検出値Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃを出力する。座標変換部７は、３相交流電流検出値Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃと回転位相指令θｃ^＊から、ｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを演算する。電圧ベクトル演算部８は、電動機定数と電流指令値Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊及び周波数指令値ω_１ ^＊に基いて電圧基準値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を演算する。ｄ軸電流制御部９は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊とｄ軸電流検出値Ｉｄｃの偏差に応じて補正電圧ΔＶｄを出力する。ｑ軸電流制御部１０は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊とｑ軸電流値検出値Ｉｑｃの偏差に応じて補正電圧ΔＶｑを出力する。座標変換部１１は、電圧基準値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊と電流制御部の出力ΔＶｄ，ΔＶｑの和Ｖｄ^＊＊，Ｖｑ^＊＊及び回転位相指令θｃ^＊から、３相交流の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を演算し出力する。第１の軸ずれ信号（Δθｃ１）演算部１２は、詳細は後述するように、回転位相指令θｃ^＊と、位置検出値θｉ及び速度周波数ω_１から、第１の軸ずれ信号Δθｃ１（＝θｃ^＊−θｃ）を演算する。本発明の要部である第２の軸ずれ信号推定部１３は、速度周波数ω_１から不完全微分によって第２の軸ずれ信号Δθｃ２を演算している。加算部１４は、第１の軸ずれ信号Δθｃ１と第２の軸ずれ信号Δθｃ２を加算し、第３の軸ずれ信号Δθｃ３を演算する。周波数演算部１５は、前記第３の軸ずれ信号Δθｃ３から、比例・積分によって周波数指令値ω１^＊を演算する。
【００１６】
この第１の実施例の説明に先立ち、制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）とモータの実軸（ｄ−ｑ軸）に軸ずれが存在する場合の電動機１のトルクについて説明する。すなわち、制御軸上で演算された回転位相指令θｃ^＊とモータ内部の回転位相θに、軸ずれΔθが存在する場合の電動機のトルクを導出する。まず、ｄ−ｑ軸上での、電動機トルクは（１）式で示される。
【００１７】
【数１】

【００１８】
ここに、Ｐ_ｍはモータ極対数、Ｋｅは誘起電圧定数、Ｌｄはｄ軸のインダクタンス、Ｌｑはｑ軸のインダクタンス、Ｉｄは実軸上のｄ軸電流、Ｉｑは実軸上のｑ軸電流である。
【００１９】
制御軸（ｄｃ−ｑｃ）から実軸（ｄ−ｑ）への座標変換行列は（２）式であり、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を「ゼロ」に設定して電流制御を行うと、実軸上の電流Ｉｄ_、Ｉｑは、（３）式で示すことができる。
【００２０】
【数２】

【００２１】
【数３】

【００２２】
ここで、（３）式を（１）式に代入すると、（４）式が得られる。
【００２３】
【数４】

【００２４】
（４）式より、軸ずれΔθが生じると、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃが指令値の通りに発生していても、前述した通り「ｃｏｓΔθ・Ｉｑｃ」成分が減少して、電動機トルクτ_ｍが減少していくことが分る。つまり、電動機トルクを指令値通りに発生させるためには、電圧と位相の２点を次のように最適に制御する必要がある。
【００２５】
（１）電圧制御：
ｑ軸電流検出値Ｉｑｃが、トルク指令に比例したｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊に一致するように、変換器出力電圧を制御する。
【００２６】
（２）位相制御：
軸ずれΔθが「ゼロ」すなわちｃｏｓΔθ＝１に可能な限り近づくように電力変換器の出力位相を制御する。
【００２７】
次に、上記「（１）電圧制御」を実現するベクトル制御の基本動作について述べる。上位から与えられるトルク指令に比例したｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊とｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊に従い電動機電流Ｉｑ，Ｉｄを制御する。このため、電圧ベクトル演算部８において、予め、（５）式で示すように、ｄ軸とｑ軸の電圧基準値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を演算し、変換器２の出力電圧を制御する。
【００２８】
【数５】

【００２９】
ここに、Ｒ１^＊は抵抗の設定値、Ｌｄ^＊，Ｌｑ^＊はｄ軸及びｑ軸のインダクタンスの設定値、Ｋｅ^＊は誘起電圧定数の設定値、ω_１ ^＊は周波数指令値である。
【００３０】
また、電流検出器６で検出した３相交流電流検出値Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃと回転位相指令θｃ^＊から、ｄ軸及びｑ軸の電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを演算する。これらの電流信号が各々の指令値に一致するように、ｄ軸及びｑ軸の電流制御部９，１０により電流偏差に応じた補正電圧信号ΔＶｄ，ΔＶｑを求め、電圧基準値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊に加算して、変換器の出力電圧を修正している。この結果、電圧ベクトル演算部８で設定する設定値（Ｒ１^＊，Ｌｄ^＊，Ｌｑ^＊，Ｋｅ^＊）と電動機内部の実際値（Ｒ１，Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅ）が一致していなくても、電動機電流を電流指令値に一致させるように出力電圧が制御される。
【００３１】
次に、「（２）位相制御」について説明を行う。磁極位置検出器３は、電気角６０度毎の磁極位置を把握することができ、その位置検出値θｉを（６）式とし、ｉ＝０，１，２，３，４，５としている。
【００３２】
【数６】

【００３３】
速度周波数演算部４においては、この位置検出値θｉから、最短で６０度区間における平均速度の速度周波数ω_１を（７）式から算出する。
【００３４】
【数７】

【００３５】
ここに、Δθ_６０はθｉ−θ（ｉ−１）、Δｔ_６０は６０度区間の位置検出信号を検出するまでの時間である。
【００３６】
さて、ここから、第１の軸ずれ信号演算部１２と、本発明の要部である第２の軸ずれ信号推定部１３について説明する。
【００３７】
図２は、第１の軸ずれ信号演算部１２の具体構成図である。第１の軸ずれ信号演算部１２には、回転位相指令θｃ^＊と、位置検出値θｉ及び速度周波数ω_１が入力される。入力された速度周波数ω_１は、積分部１２１において、６０度区間における平均の位相変化幅Δθｃ_６０を算出し、加算部１２２において、位置検出値θｉに加算して、（８）式に示す電動機の回転位相演算値θｃを得る。
【００３８】
【数８】

【００３９】
ここに、ｓはラプラス演算子である。
【００４０】
この回転位相演算値θｃは、回転位相指令θｃ^＊と共に、減算部１２３に入力され、（９）式により、回転位相指令θｃ^＊と回転位相演算値θｃの差により第１の軸ずれ信号Δθｃ１を出力する。
【００４１】
【数９】

【００４２】
図３は、本発明の要部である第２の軸ずれ信号推定部１３の具体構成図である。第２の軸ずれ信号推定部１３には、速度周波数ω_１が入力される。この周波数ω_１は、係数器１３１で−１倍されたのち、ゲインＫ，遅れ時定数Ｔの不完全微分演算部１３２に入力され、（１０）式に従い、第２の軸ずれ信号Δθｃ２を演算する。
【００４３】
【数１０】

【００４４】
これらの第１の軸ずれ信号Δθｃ１と第２の軸ずれ信号Δθｃ２は、加算部１４において加算され、（１１）式に示すように、第３の軸ずれ信号Δθｃ３を演算する。
【００４５】
【数１１】

【００４６】
図４は、周波数演算部１５の具体構成図である。軸ずれ指令部１５１は「ゼロ」を指令しており、第３の軸ずれ信号Δθｃ３を、この軸ずれ指令「ゼロ」と比較する。そして、その偏差信号に比例ゲインＫＰ_ＰＬＬを乗じる比例演算部１５２の出力信号と、偏差信号に積分ゲインＫＩ_ＰＬＬを乗じて積分処理を行う積分演算部１５３の出力信号を加算し、電力変換器２の出力周波数指令値ω_１ ^＊を得る。
【００４７】
位相演算部５は、この周波数指令値ω_１ ^＊を積分することにより、回転位相指令θｃ^＊を作成する。
【００４８】
次に、本実施例の作用について説明する。まず、図１の制御装置において、第２の軸ずれ信号Δθｃ２を加算せず、第１の軸ずれ信号Δθｃ１のみを周波数演算部１５に入力する場合について考える。
【００４９】
周波数演算部１５では、周波数指令値ω_１ ^＊を（１２）式に従い演算する。
【００５０】
【数１２】

【００５１】
ここに、ＫＰ_ＰＬＬは比例ゲイン、ＫＩ_ＰＬＬは積分ゲインである。
【００５２】
周波数演算部１５の制御ゲインＫＰ_ＰＬＬ，ＫＩ_ＰＬＬは、この演算部１５に設定される制御応答角周波数ω_ＣＰＬＬ［ｒａｄ／ｓ］によって決定される。ＫＰ_ＰＬＬ，ＫＩ_ＰＬＬは、一般的に（１３）式のように設定される。
【００５３】
【数１３】

【００５４】
ここで、Ｎは、比例・積分ゲインの折れ点比である。
【００５５】
次に、周波数演算部１５に設定された制御応答角周波数ω_ＣＰＬＬによって、電動機１を加減速運転した際に発生するであろう軸ずれΔθの関係を導出する。電動機の発生トルクτ_ｍと負荷トルクτ_Ｌ，電動機回転速度ω_ｒの関係は、（１４）式で表すことができる。
【００５６】
【数１４】

【００５７】
ここに、Ｊはイナーシャ値（モータ＋負荷の合成値）である。
【００５８】
ここで、周波数演算部１５の動作により、周波数指令ω_１ ^＊は、電動機の実際の回転周波数ω_ｒに追従（一致）するため、（１２）式＝（１４）式と置いて、軸ずれ演算値Δθｃ１（ここでは、仮定により、Δθｃ１＝Δθｃ３）について整理すると、（１５）式が得られる。
【００５９】
【数１５】

【００６０】
軸ずれ演算値Δθｃ１の定常値は、（１５）式において、ラプラス演算子ｓを「ゼロ」にすると、（１６）式が得られ、（１６）式より、軸ずれ演算値Δθｃ１（＝Δθｃ３）は、周波数演算部１５の「制御応答角周波数ωｃ_ＰＬＬ」によって決定されていることが分る。
【００６１】
【数１６】

【００６２】
つまり、周波数演算部１５の制御応答角周波数ωｃ_ＰＬＬが低いと、軸ずれ演算値Δθｃ１すなわち実際の軸ずれは大きくなり、（４）式から明らかなように、その余弦値に比例して電動機トルクτ_ｍが小さくなってしまうことになる。
【００６３】
これが、特許文献２に開示された制御装置に残された課題である。
【００６４】
次に、本発明によって、第１の軸ずれ信号Δθｃ１と第２の軸ずれ信号Δθｃ２を加算して、第３の軸ずれ信号Δθｃ３を演算し、周波数演算部１５に入力した場合について考える。第２の軸ずれ信号Δθｃ２とは、比較的低い制御応答角周波数ωｃ_ＰＬＬの周波数演算部１５を用いたために発生するであろう軸ずれの推定値を意味している。
【００６５】
（１６）式より、電動機トルクと負荷トルクの差分トルクが検出可能で、慣性モーメントＪが既知であれば、第２の軸ずれΔθｃ２を推定演算できることが分る。つまり、（１７）式より、第２の軸ずれ信号Δθｃ２を推定演算する。
【００６６】
【数１７】

【００６７】
ここに、Ｊ^＊はイナーシャ設定値である。
【００６８】
ここで、差分トルク（τ_Ｍ−τ_Ｌ）の代わりに、速度周波数ω_１を用いれば、差分トルク（τ_Ｍ−τ_Ｌ）の推定値τ＾は、（１８）式で演算することができる。
【００６９】
【数１８】

【００７０】
（１８）式で得られた差分トルク推定値τ＾を、（１７）式の（τ_Ｍ−τ_Ｌ）に代入して、これによって第２の軸ずれ信号Δθｃ２を求めると、（１９）式が得られる。
【００７１】
【数１９】

【００７２】
この（１９）式に基き、（２０）式に示すように、比例ゲインＫ及び一次遅れ時定数Ｔを設定すれば、前述した本発明の第１の実施例における（１０）式により第２の軸ずれ信号Δθｃ２を推定演算できることが分る。
【００７３】
【数２０】

【００７４】
この（１０）式の推定演算は、第２の軸ずれ信号推定部１３で実行される。
【００７５】
ここで、第１の軸ずれ信号Δθｃ１と第２の軸ずれ信号Δθｃ２を加算して、第３の軸ずれ信号Δθｃ３を求め、この第３の軸ずれ信号Δθｃ３を用いて、周波数指令値ω_１ ^＊を演算すれば、軸ずれを略ゼロにすることが可能となる。
【００７６】
この実施例においては、次のようにして永久磁石形同期電動機の制御方法又は装置を構成している。まず、前提として、周波数演算部１５において、永久磁石形同期電動機１の軸ずれ信号に基きこの軸ずれを小さく（例えばゼロに）するように電動機１に給電する交流の周波数指令ω１^＊を作成する。また、この周波数指令ω１^＊に基くｄ，ｑ軸の出力電圧指令Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊及び回転位相指令θｃ^＊に応じて、可変周波数・可変電圧の交流を前記電動機１に給電する電力変換器２を備えている。ここで、回転位相指令θｃ^＊と電動機１の実際の回転位相θｃとの差である軸ずれを、制御系から得られた情報を用いて、第１の軸ずれ信号Δθｃ１として演算する（第１ステップ又は第１の軸ずれ信号演算手段）。これに加え、周波数指令ω１^＊を軸ずれ信号に基いて作成する前記周波数演算部１５における制御定数に起因して前記電動機１に発生するであろう軸ずれを、第２の軸ずれ信号Δθｃ２として推定する（第２ステップ又は第２の軸ずれ信号推定手段）。そして、これら第１及び第２の軸ずれ信号を加算して得られた第３の軸ずれ信号Δθｃ３（＝Δθｃ１＋Δθｃ２）を前記周波数演算部１５の入力とする（第３ステップ又は第３の軸ずれ信号入力手段）のである。
【００７７】
この結果、たとえ不十分な制御応答角周波数ωｃ_ＰＬＬの周波数演算部１５であっても、この不十分さによって発生するであろう軸ずれ分は、第２の軸ずれ信号Δθｃ２として推定され、周波数演算部１５の入力に加算されている。したがって、本実施例による制御系は、実際の同期電動機１の軸ずれを表す第１の軸ずれ信号Δθｃ１がほぼゼロに近い値で安定することになる。この結果、加減速運転時にも高精度なトルク制御を実現できるのである。
【００７８】
つまり、先に述べた「（１）電圧制御と（２）位相制御」を行うことにより、（１）式で示すように、ｑ軸電流Ｉｑに比例した高精度なトルク制御を実現することができる。
【００７９】
第２の実施例：
図５は、本発明の第２の実施例による永久磁石形同期電動機の制御装置の構成図である。第１の実施例と異なるのは、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃを入力する第２の軸ずれ信号（Δθｃ２）推定部１３Ａを用いている点のみである。第１の実施例では、第２の軸ずれ信号（Δθｃ２）推定部１３において、速度周波数ω_１を入力し、周波数演算部１５の制御応答角周波数ωｃ_ＰＬＬを用いて第２の軸ずれ信号Δθｃ２を推定演算した。しかし、第２の実施例においては、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃから電動機トルク相当を演算して、このトルク演算値に、比例ゲインを乗じ、一次遅れ処理を施し、第２の軸ずれ信号Δθｃ２Ａを推定演算している。すなわち、負荷トルクτ_Ｌが小さければ、差分トルクの推定値τ＾の代わりに、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃを用いて、（２１）式を演算すれば、（１９）式と同等の演算効果が得られるのである。
【００８０】
【数２１】

【００８１】
また、（２１）式の定数部分をＫ及びＴを用いて表し、簡略化して示せば（２２）式となる。
【００８２】
【数２２】

【００８３】
図６は、第２の実施例における第２の軸ずれ信号（Δθｃ２Ａ）推定部１３Ａの具体構成図であり、演算部（比例及び一次遅れ処理手段）１３Ａ１において、上記比例ゲインＫを乗じ、上記時定数Ｔの一次遅れ処理を施し、第２の軸ずれ信号Δθｃ２Ａを演算している。
【００８４】
この実施例では、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃを用いたが、その指令値Ｉｑ^＊を用いても同様の効果が得られる。
【００８５】
第３の実施例：
図７は、本発明の第３の実施例による永久磁石形同期電動機の制御装置の構成図である。本実施例が第１の実施例と異なるのは、ｄ軸及びｑ軸電流指令から、座標変換部１１に入力するｄ軸及びｑ軸電圧指令を得るまでの構成で、その他は全く同一である。図において、電圧ベクトル演算部８Ａは、電動機定数と第２の電流指令値Ｉｄ^＊＊，Ｉｑ^＊＊及び周波数指令値ω_１ ^＊に基いて、電圧基準値Ｖｄ^＊＊＊，Ｖｑ^＊＊＊を演算する。ｄ軸電流指令演算部１６は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊とその検出値Ｉｄｃの偏差に応じて、第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊＊を出力する。同様に、ｑ軸電流指令演算部１７は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊とその検出値Ｉｑｃの偏差に応じて、第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊＊を出力する。
【００８６】
この第２の電流指令値Ｉｄ^＊＊，Ｉｑ^＊＊を用いて、（２３）式に示す電圧基準値Ｖｄ^＊＊＊，Ｖｑ^＊＊＊を演算し、変換器出力電圧を制御する。
【００８７】
【数２３】

【００８８】
このような方式でも、Ｉｄ^＊とＩｄｃ、Ｉｑ^＊とＩｑｃが各々一致することを考慮すれば、第１の実施例と同様の効果が得られることは明らかである。
【００８９】
第４の実施例：
図８は、本発明の第４の実施例による永久磁石形同期電動機の制御装置の構成図である。本実施例は、図１におけるｄ軸及びｑ軸の電流制御部９，１０を省略しただけで、その他の構成は図１と全く同一である。
【００９０】
このような方式でも、Ｉｄ^＊とＩｄｃ、Ｉｑ^＊とＩｑｃに多少の誤差は生じるが、第１の実施例と同様の効果が得られることは明らかである。更に、電圧ベクトル演算部８の入力として、電流指令値Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊を用いたが、これを電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃとしても同様の効果が得られる。
【００９１】
第５の実施例：
図９は、本発明の第５の実施例による永久磁石形同期電動機の制御装置の構成図である。上記の第１〜第４の実施例までは、高価な電流検出器６で検出した３相の交流電流Ｉｕ〜Ｉｗを利用する方式であったが、安価な電流検出を行う制御装置においても適用することができる。
【００９２】
図９において、図１と異なる点は、同期電動機に流れる３相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、直流電流検出器２２の出力Ｉｄｃから、電流推定手段（電流推定部）１８で推定し、交流電流推定値Ｉｕ＾，Ｉｖ＾，Ｉｗ＾を得る構成のみである。この推定電流値Ｉｕ＾，Ｉｖ＾，Ｉｗ＾を用いて、座標変換部７において、ｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを演算する。このような方式でも、Ｉｄ^＊とＩｄｃ、Ｉｑ^＊とＩｑｃが各々一致することから、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００９３】
第６の実施例：
図１０は、本発明の第６の実施例による永久磁石形同期電動機の制御装置の構成図である。上記第１〜第５の実施例までは、磁極位置検出器３で検出した位置検出値θｉを基準に、速度周波数ω_１を用いて、回転位相を演算し、その演算値θｃと回転位相指令θｃ^＊との偏差により第１の軸ずれ信号Δθｃ１の演算を行う方法であった。しかし、磁極位置検出器を省略した安価な制御装置においても本発明を実施することができる。
【００９４】
図１０において、図１と異なる点は、まず、磁極位置検出器に代えて、同期電動機の電流及び電圧信号から、ベクトル演算により第１の軸ずれ信号Δθｃ１Ｂを演算することである。次に、第２の軸ずれ信号推定部１３Ｂは、速度周波数ω_１に代えて周波数指令値ω_１ ^＊に基いて、第２の軸ずれ信号Δθｃ２Ｂを推定演算する。
【００９５】
第１の軸ずれ信号演算部１２Ｂは、電圧指令値Ｖｄ^＊＊，Ｖｑ^＊＊と、電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃ及び周波数指令値ω_１ ^＊に基いて、回転位相指令θｃ^＊と回転位相θｃの偏差である第１の軸ずれ信号Δθｃ１Ｂを演算する。具体的には、第１の軸ずれ信号演算部１２Ｂでは、（２４）式に従い、回転位相指令θｃ^＊と回転位相θｃの偏差である第１の軸ずれ信号Δθｃ１Ｂ（＝θｃ^＊−θｃ）を演算する。（２４）式は，前述した特許文献２に示された位置センサス運転制御法にも述べられた軸ずれ演算方法である。
【００９６】
【数２４】

【００９７】
図１１は、第２の軸ずれ信号推定部１３Ｂの構成図である。第２の軸ずれ信号推定部１３Ｂには、周波数指令値ω_１ ^＊が入力される。この周波数指令ω_１ ^＊は、ゲインＫ，遅れ時定数Ｔを持つ不完全微分演算部１３Ｂ１に入力され、その出力信号は、さらに遅れ時定数Ｔｄを持つ一次遅れフィルタ１３Ｂ２に入力される。推定部１３Ｂでは、（２５）式に従い、第２の軸ずれ信号Δθｃ２Ｂを推定し、出力する。
【００９８】
【数２５】

【００９９】
ここで、一次遅れフィルタ１３Ｂ２は、高周波成分を除去するためのものである。
【０１００】
この方式においても、加算部１４において、第１の軸ずれ信号Δθｃ１Ｂと第２の軸ずれ信号Δθｃ２Ｂを加算することにより、高精度なトルク制御を実現することが可能となる。
【０１０１】
第７の実施例：
図１２は、本発明の第７の実施例による永久磁石形同期電動機の制御装置の構成図である。本実施例は、磁極位置検出器を省略するとともに、安価な電流検出器を用いた制御装置に本発明を適用したものである。図１２が図１０と異なる点は、交流電流検出器６に代えて、直流電流検出器２２と、その出力である直流電流検出値Ｉｄｃを入力する電流推定部１８によって、交流の３相電流推定値Ｉｕ＾，Ｉｖ＾，Ｉｗ＾を得る構成である。この推定電流値Ｉｕ＾，Ｉｖ＾，Ｉｗ＾を用いて、座標変換部７において、ｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを演算する。
【０１０２】
このような方式でも、第６の実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【０１０３】
また、本実施例では、ｄ軸及びｑ軸の電流制御部９，１０を付加しているが、この電流制御部を付加しない方式にも適用できる。さらに、図７のように、第１のｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊と各々の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃから第２のｄ軸及びｑ軸に電流指令値Ｉｄ^＊＊，Ｉｑ^＊＊を演算し、これらの電流指令値に基いて出力電圧指令値を演算する方式に用いても同様の効果が得られる。
【０１０４】
【発明の効果】
本発明によれば、電動機の加減速運転時においても、高精度なトルク制御を実現できる永久磁石形同期電動機の制御方法又は装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例による永久磁石形同期電動機の制御装置の構成図。
【図２】図１の制御装置における第１の軸ずれ信号演算部１２の具体構成図。
【図３】図１の制御装置における第２の軸ずれ信号推定部１３の具体構成図。
【図４】図１の制御装置における周波数演算部１５の具体構成図。
【図５】本発明の第２の実施例による永久磁石形同期電動機の制御装置の構成図。
【図６】図５の制御装置における第２の軸ずれ信号推定部１３Ａの具体構成図。
【図７】本発明の第３の実施例による永久磁石形同期電動機の制御装置の構成図。
【図８】本発明の第４の実施例による永久磁石形同期電動機の制御装置の構成図。
【図９】本発明の第５の実施例による永久磁石形同期電動機の制御装置の構成図。
【図１０】本発明の第６の実施例による永久磁石形同期電動機の制御装置の構成図。
【図１１】図１０の制御装置における第２の軸ずれ信号推定部１３Ｂの具体構成図。
【図１２】本発明の第７の実施例による永久磁石形同期電動機の制御装置の構成図。
【符号の説明】
１…永久磁石形同期電動機、２…電力変換器、３…磁極位置検出器、４…速度周波数演算部、５…位相演算部、６…電流検出器、７…座標変換部、８，８Ａ…電圧ベクトル演算部、９，１６…ｄ軸電流制御部、１０，１７…ｑ軸電流制御部、１１…座標変換部、１２，１２Ｂ…第１の軸ずれ信号演算部、１３，１３Ａ，１３Ｂ…第２の軸ずれ信号推定部、１５…周波数演算部、１８…電流推定部、２１…直流電源、２２…直流電流検出器、Δθｃ１，Δθｃ１Ｂ…第１の軸ずれ信号、Δθｃ２，Δθｃ２Ａ，Δθｃ２Ｂ…第２の軸ずれ信号、Δθｃ３…第３の軸ずれ信号、θｃ^＊…回転位相指令、ω_１ ^＊…周波数指令、ω_１…速度周波数、Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊…ｄ，ｑ軸の出力電圧指令。

Claims (20)

1. 永久磁石形同期電動機の軸ずれに基きこの軸ずれを小さくするように前記電動機に給電する交流の周波数演算部と、この周波数指令に基くｄ，ｑ軸の出力電圧指令及び回転位相指令に応じて可変周波数・可変電圧の交流を前記電動機に給電する電力変換器とを備えた永久磁石形同期電動機の制御方法において、前記回転位相指令と前記電動機の実際の回転位相との差である軸ずれを、制御系から得られた周波数又は電流情報を用いて、第１の軸ずれ信号として演算する第１ステップと、前記周波数演算部における制御応答角周波数に起因して前記電動機に発生する軸ずれを第２の軸ずれ信号として推定する第２ステップと、これら第１及び第２の軸ずれ信号を加算して得られた第３の軸ずれ信号を前記周波数演算部に入力する第３ステップを備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。
2. 永久磁石形同期電動機の軸ずれに基き前記電動機に給電する交流の周波数指令を作成する周波数演算部と、この周波数指令に基いて可変周波数・可変電圧の交流を前記電動機に給電する電力変換器を備えた永久磁石形同期電動機の制御方法であって、回転位相指令と前記電動機の実際の回転位相との差である軸ずれを、制御系から得られた情報を用いて、第１の軸ずれ信号として演算する第１ステップと、前記周波数演算部に関連して前記電動機に発生する軸ずれを第２の軸ずれ信号として推定する第２ステップと、これら第１及び第２の軸ずれ信号を加味して得られた第３の軸ずれ信号を前記周波数演算部に入力する第３ステップを備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。
3. 請求項２において、前記第２ステップは、制御系から得られた周波数又は電流に関連する情報を入力し、前記周波数演算部の制御定数を用いて、前記第２の軸ずれ信号を推定するステップを含むことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。
4. 請求項２において、前記第２ステップは、前記電動機の磁極位置検出値から求めた速度周波数又は周波数指令を微分し、比例係数を乗じ、かつ一次遅れ処理を行って、前記第２の軸ずれ信号を推定するステップを含むことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。
5. 請求項２において、前記第２ステップは、前記電動機に流れる電流検出値と前記回転位相指令から求めた回転座標系のｑ軸（トルク軸相当）の電流値又はその指令値を入力し、前記周波数演算部における制御定数を考慮して、前記第２の軸ずれ信号を推定するステップを含むことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。
6. 請求項２において、前記第２ステップは、更に、一次遅れ処理を行うステップを含むことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。
7. 請求項２において、前記第１ステップは、前記電動機の磁極位置検出信号から前記電動機の回転位相信号を演算するステップと、前記回転位相指令と前記回転位相信号との偏差に基いて、前記第１の軸ずれ信号を演算するステップを含むことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。
8. 請求項２において、前記第１ステップは、ｄ軸及びｑ軸の出力電圧指令と、前記電動機に流れる電動機電流検出値と、前記周波数指令とに基いて、前記第１の軸ずれ信号を演算するステップを含むことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。
9. 請求項２において、前記第１ステップは、前記電動機に流れる電動機電流検出値と、前記回転位相指令とから、前記ｄ軸及びｑ軸の電流値を演算するステップと、このｄ軸及びｑ軸の電流値と、前記出力電圧指令及び前記周波数指令とに基いて、前記第１の軸ずれ信号を演算するステップを含むことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。
10. 請求項２において、前記周波数指令を積分して前記回転位相指令を演算するステップを含むことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御方法。
11. 永久磁石形同期電動機と、回転位相指令に対する前記電動機内の軸ずれに基きこの電動機に給電する交流の周波数指令を作成する周波数演算部と、この周波数指令に基くｄ，ｑ軸の出力電圧指令及び前記回転位相指令に応じて可変周波数・可変電圧の交流を前記電動機に給電する電力変換器とを備えた永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記回転位相指令と前記電動機の回転子位相との差である軸ずれを、制御系から得られた情報を用いて演算し、第１の軸ずれ信号とする第１の軸ずれ信号演算手段と、前記周波数演算部に関連して前記電動機に発生する軸ずれを第２の軸ずれ信号として推定する第２の軸ずれ信号推定手段と、これら第１及び第２の軸ずれ信号を加味して得られた第３の軸ずれ信号を前記周波数演算部に入力する手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
12. 請求項１１において、前記第２の軸ずれ信号推定手段は、制御系から得られた周波数又は電流に関連する信号を入力し、前記周波数演算部における制御定数を用いて、前記第２の軸ずれ信号を推定する手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
13. 請求項１１において、前記第２の軸ずれ信号推定手段は、前記電動機の磁極位置検出値から求めた速度周波数又は周波数指令を微分し、比例係数を乗じ、かつ一次遅れ処理を行って、前記第２の軸ずれ信号を推定する手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
14. 請求項１１において、前記第２の軸ずれ信号推定手段は、前記電動機に流れる電流検出値と前記回転位相指令から求めた回転座標系のｑ軸（トルク軸相当）の電流値又はその指令値を入力し、前記周波数演算部における制御定数を考慮して、前記第２の軸ずれ信号を推定する手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
15. 請求項１１において、前記第２の軸ずれ信号推定手段は、更に、一次遅れ処理手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
16. 請求項１１において、前記第１の軸ずれ信号演算手段は、前記電動機の磁極位置検出信号から前記電動機の回転位相信号を演算する手段と、前記回転位相指令と前記回転位相信号との偏差に基いて、前記第１の軸ずれ信号を演算する手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
17. 請求項１１において、前記第１の軸ずれ信号演算手段は、ｄ軸及びｑ軸の前記出力電圧指令と、前記電動機に流れる電動機電流検出値と、前記周波数指令とに基いて、前記第１の軸ずれ信号を演算する手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
18. 請求項１１において、前記第１の軸ずれ信号演算手段は、前記電動機に流れる電動機電流検出値と、前記回転位相指令とから、前記ｄ軸及びｑ軸の電流値を演算する手段と、このｄ軸及びｑ軸の電流値と、前記出力電圧指令及び前記周波数指令とに基いて、前記第１の軸ずれ信号を演算する手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
19. 請求項１１において、前記第１の軸ずれ信号演算手段は、直流電源から前記電力変換器に流れる直流電流を検出する直流電流検出器と、この直流電流検出値から前記電動機の各相電流値を推定する電流推定手段と、これらの各相電流推定値と前記回転位相指令とから、前記ｄ軸及びｑ軸の電流値を演算する手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
20. 請求項１１において、更に、前記周波数指令を積分して前記回転位相指令を演算する手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。

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