JP2003061386A - 同期電動機駆動システム - Google Patents
同期電動機駆動システムInfo
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
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- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/20—Arrangements for starting
- H02P6/21—Open loop start
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/34—Modelling or simulation for control purposes
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高調波などを重畳することなく、制御系統を
安定させ、騒音を増大させず、低速域から高速域までを
連続した方法により制御し、ベクトル制御型センサレス
方式を実現する手段を備えた同期電動機駆動システムを
提供する。 【解決手段】 同期電動機５の磁極軸ｄ軸上のインダク
タンスをＬd，磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上の
インダクタンスをＬq，モータの発電定数をＫe，ｄ軸の
電流指令値をＩd*，ｑ軸上の電流指令をＩq*，制御上の
仮定ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc，仮定ｄｃ軸に直交す
る仮定ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、同期電
動機５の回転数指令が零以外のすべての回転数範囲にお
いて、Ｌd，Ｌq，Ｋe，Ｉd*，Ｉq*，Ｉdc，Ｉqcを用い
てｄ-ｑ軸とｄｃ-ｑｃ軸との軸誤差Δθを推定演算する
軸誤差演算手段１４を設けた。突極性の有無に無関係
に、低速域から高速域までの広範囲にわたる位置センサ
レス制御を実現できる。
安定させ、騒音を増大させず、低速域から高速域までを
連続した方法により制御し、ベクトル制御型センサレス
方式を実現する手段を備えた同期電動機駆動システムを
提供する。 【解決手段】 同期電動機５の磁極軸ｄ軸上のインダク
タンスをＬd，磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上の
インダクタンスをＬq，モータの発電定数をＫe，ｄ軸の
電流指令値をＩd*，ｑ軸上の電流指令をＩq*，制御上の
仮定ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc，仮定ｄｃ軸に直交す
る仮定ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、同期電
動機５の回転数指令が零以外のすべての回転数範囲にお
いて、Ｌd，Ｌq，Ｋe，Ｉd*，Ｉq*，Ｉdc，Ｉqcを用い
てｄ-ｑ軸とｄｃ-ｑｃ軸との軸誤差Δθを推定演算する
軸誤差演算手段１４を設けた。突極性の有無に無関係
に、低速域から高速域までの広範囲にわたる位置センサ
レス制御を実現できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、同期電動機駆動シ
ステムに係り、特に、同期電動機の回転速度および磁極
位置を検出するセンサを用いずに、高精度・高性能な同
期電動機駆動システムを実現する制御方法に関する。
ステムに係り、特に、同期電動機の回転速度および磁極
位置を検出するセンサを用いずに、高精度・高性能な同
期電動機駆動システムを実現する制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】同期電動機の回転速度および磁極位置を
検出することなく、同期電動機を制御する方法は、これ
まで多数開発されている。この種の制御方法は、大きく
二種類に分類できる。
検出することなく、同期電動機を制御する方法は、これ
まで多数開発されている。この種の制御方法は、大きく
二種類に分類できる。
【０００３】第一の制御方法は、同期電動機の速度・位
置センサ付きベクトル制御に基づいた制御方法であり、
速度・位置センサを用いる代わりに、磁極位置推定器お
よび速度推定器を設ける。例えば、文献１：発明者ら：
坂本潔＝岩路善尚＝遠藤常博「No.SPC-00-67：軸誤差の
直接推定によるＩＰＭモータの位置センサレス制御」
『電気学会半導体電力変換／産業電力電気応用合同研究
会資料』(2000/11)などの方法が知られている。この方
式はベクトル制御型センサレス方式と呼ばれている。
置センサ付きベクトル制御に基づいた制御方法であり、
速度・位置センサを用いる代わりに、磁極位置推定器お
よび速度推定器を設ける。例えば、文献１：発明者ら：
坂本潔＝岩路善尚＝遠藤常博「No.SPC-00-67：軸誤差の
直接推定によるＩＰＭモータの位置センサレス制御」
『電気学会半導体電力変換／産業電力電気応用合同研究
会資料』(2000/11)などの方法が知られている。この方
式はベクトル制御型センサレス方式と呼ばれている。
【０００４】第二の制御方法は、Ｖ／Ｆ制御方式と呼ば
れる制御方法であり、同期電動機を開ループで制御す
る。
れる制御方法であり、同期電動機を開ループで制御す
る。
【０００５】ベクトル制御型センサレス方式の場合、位
置・速度センサがないことを除けば、制御系統の構成自
体は、センサ付きのベクトル制御方式と同じ構成である
から、高性能な同期電動機ドライブシステムを実現でき
る。
置・速度センサがないことを除けば、制御系統の構成自
体は、センサ付きのベクトル制御方式と同じ構成である
から、高性能な同期電動機ドライブシステムを実現でき
る。
【０００６】図１５は、同期電動機の磁極軸を基準とし
たｄ-ｑ座標軸と制御上の仮定軸ｄｃ-ｑｃ軸との関係を
ベクトルで示す図である。ベクトル制御は、図１５に示
すように、同期電動機の磁極軸をｄ軸，それに直交する
軸をｑ軸とし、各々の軸上で同期電動機の印加電圧およ
び電流を適切に制御して、同期電動機性能を最大限に活
かした高性能な制御を実現する。このベクトル制御型セ
ンサレス方式によれば、トルクの線形化や効率の最大化
が可能になる。
たｄ-ｑ座標軸と制御上の仮定軸ｄｃ-ｑｃ軸との関係を
ベクトルで示す図である。ベクトル制御は、図１５に示
すように、同期電動機の磁極軸をｄ軸，それに直交する
軸をｑ軸とし、各々の軸上で同期電動機の印加電圧およ
び電流を適切に制御して、同期電動機性能を最大限に活
かした高性能な制御を実現する。このベクトル制御型セ
ンサレス方式によれば、トルクの線形化や効率の最大化
が可能になる。
【０００７】ベクトル制御型センサレス方式の場合は、
制御上のｄ-ｑ軸を仮定してｄｃ-ｑｃ軸とし、実際のｄ
-ｑ軸との偏差(軸誤差)Δθを推定演算し、これが零に
なるようにｄｃ-ｑｃ軸位相を調整している。したがっ
て、ベクトル制御型センサレス方式の場合、制御性能を
決める上で、軸誤差Δθの推定方法が最も重要な要素と
なる。
制御上のｄ-ｑ軸を仮定してｄｃ-ｑｃ軸とし、実際のｄ
-ｑ軸との偏差(軸誤差)Δθを推定演算し、これが零に
なるようにｄｃ-ｑｃ軸位相を調整している。したがっ
て、ベクトル制御型センサレス方式の場合、制御性能を
決める上で、軸誤差Δθの推定方法が最も重要な要素と
なる。
【０００８】これまでの公知例としては、同期電動機の
回転速度域に応じて、いくつかの軸誤差Δθの推定方法
が提案されており、実際には、それらの制御方法を併用
して全速度域をカバーしている。
回転速度域に応じて、いくつかの軸誤差Δθの推定方法
が提案されており、実際には、それらの制御方法を併用
して全速度域をカバーしている。
【０００９】一方、Ｖ／Ｆ制御方式の場合は、速度や電
流の自動調整部を持たず、同期電動機への印加電圧を決
定する。その従来例としては、特開２０００-２３６６
９４号公報に記載された制御方法などが挙げられる。Ｖ
／Ｆ制御の場合、ベクトル制御型センサレス方式とは異
なり、磁極軸などを推定しない。そのため、制御系統の
構成は、極めて単純化される。ただし、駆動中に負荷が
急変すると、過渡振動などが生じる場合がある。これを
抑制するために、特開２０００-２３６６９４号公報で
は、電流検出値から速度を補正する制御方式を提案して
いる。
流の自動調整部を持たず、同期電動機への印加電圧を決
定する。その従来例としては、特開２０００-２３６６
９４号公報に記載された制御方法などが挙げられる。Ｖ
／Ｆ制御の場合、ベクトル制御型センサレス方式とは異
なり、磁極軸などを推定しない。そのため、制御系統の
構成は、極めて単純化される。ただし、駆動中に負荷が
急変すると、過渡振動などが生じる場合がある。これを
抑制するために、特開２０００-２３６６９４号公報で
は、電流検出値から速度を補正する制御方式を提案して
いる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ベクトル制御型センサ
レス方式の場合、同期電動機の駆動速度に応じて、セン
サレス方式を切り替える必要がある。文献１における方
法は、原理的には、同期電動機の速度起電圧から軸誤差
Δθを推定演算する方法であり、中・高速域でしか実現
できないという問題がある。特開平８-３０８２８６な
どにおける方法にも、同様の問題がある。
レス方式の場合、同期電動機の駆動速度に応じて、セン
サレス方式を切り替える必要がある。文献１における方
法は、原理的には、同期電動機の速度起電圧から軸誤差
Δθを推定演算する方法であり、中・高速域でしか実現
できないという問題がある。特開平８-３０８２８６な
どにおける方法にも、同様の問題がある。
【００１１】一方、低速域におけるセンサレス方式とし
ては、同期電動機のインダクタンスの差(突極性)を利用
する方法が多数提案されている。例えば、特開平７-２
４５９８１号公報に記載されているように、電圧指令に
高調波を重畳し、その結果生じる高調波電流成分から軸
誤差を演算する方法がある。
ては、同期電動機のインダクタンスの差(突極性)を利用
する方法が多数提案されている。例えば、特開平７-２
４５９８１号公報に記載されているように、電圧指令に
高調波を重畳し、その結果生じる高調波電流成分から軸
誤差を演算する方法がある。
【００１２】しかし、この方法では、高調波を重畳する
必要があるため、同期電動機電流に脈動成分が発生し、
同期電動機の効率が著しく低下する。また、重畳波によ
る電磁騒音が大きくなる。特に、軸誤差を高感度に検出
するには、重畳波の注入量を増やす必要があるので、こ
れらの課題の解決と制御の高性能化とは、両立が困難で
ある。
必要があるため、同期電動機電流に脈動成分が発生し、
同期電動機の効率が著しく低下する。また、重畳波によ
る電磁騒音が大きくなる。特に、軸誤差を高感度に検出
するには、重畳波の注入量を増やす必要があるので、こ
れらの課題の解決と制御の高性能化とは、両立が困難で
ある。
【００１３】また、同期電動機の突極性を利用している
ために、非突極型の同期電動機には適用できない。さら
に、低速域方式と中・高速域方式と併用する場合には、
速度に応じて方式を切り替える必要があり、切り替えに
伴い発生するショックの問題も残る。
ために、非突極型の同期電動機には適用できない。さら
に、低速域方式と中・高速域方式と併用する場合には、
速度に応じて方式を切り替える必要があり、切り替えに
伴い発生するショックの問題も残る。
【００１４】これに対して、Ｖ／Ｆ制御の場合は、単一
の制御系統の構成で低速域から高速域まで同期電動機を
駆動できる。
の制御系統の構成で低速域から高速域まで同期電動機を
駆動できる。
【００１５】しかし、Ｖ／Ｆ制御では、基本的に同期電
動機内のｄ-ｑ軸と制御上のｄｃ-ｑｃ軸とは一致してい
ないので、高性能な制御を実現することは困難である。
例えば、回転数指令の変化に対する高速応答化，トルク
の線形制御，効率最大制御などを実現することが難し
く、負荷トルク変動などの外乱によって振動や過電流な
どの不具合が発生する恐れがある。
動機内のｄ-ｑ軸と制御上のｄｃ-ｑｃ軸とは一致してい
ないので、高性能な制御を実現することは困難である。
例えば、回転数指令の変化に対する高速応答化，トルク
の線形制御，効率最大制御などを実現することが難し
く、負荷トルク変動などの外乱によって振動や過電流な
どの不具合が発生する恐れがある。
【００１６】本発明の目的は、高調波などを重畳するこ
となく、制御系統を安定させ、低速域から高速域までを
連続した方法により制御し、ベクトル制御型センサレス
方式を実現する手段を備えた同期電動機駆動システムを
提供することである。
となく、制御系統を安定させ、低速域から高速域までを
連続した方法により制御し、ベクトル制御型センサレス
方式を実現する手段を備えた同期電動機駆動システムを
提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記目的は、同期電動機
内の磁極軸と、制御上の磁極軸との偏差である軸誤差Δ
θを同期電動機の駆動電流指令と、同期電動機の電流検
出値と、同期電動機のインダクタンス定数と、同期電動
機の発電定数の関数として演算する手段を設け、前記軸
誤差演算手段を、前記同期電動機の零以外の全速度域で
適用して軸誤差を演算し、前記軸誤差に基づいて、前記
制御上の磁極軸を補正するとで実現できる。
内の磁極軸と、制御上の磁極軸との偏差である軸誤差Δ
θを同期電動機の駆動電流指令と、同期電動機の電流検
出値と、同期電動機のインダクタンス定数と、同期電動
機の発電定数の関数として演算する手段を設け、前記軸
誤差演算手段を、前記同期電動機の零以外の全速度域で
適用して軸誤差を演算し、前記軸誤差に基づいて、前記
制御上の磁極軸を補正するとで実現できる。
【００１８】すなわち、本発明は、上記目的を達成する
ために、同期電動機と同期電動機を駆動するインバータ
と同期電動機に回転数指令を与える回転数指令発生器と
同期電動機の印加電圧を演算する制御装置とからなる同
期電動機駆動システムにおいて、磁極軸ｄ軸上のインダ
クタンスをＬd，磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上
のインダクタンスをＬq，モータの発電定数をＫe，ｄ軸
の電流指令値をＩd*，ｑ軸上の電流指令をＩq*，制御上
の仮定ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc，仮定ｄｃ軸に直交
する仮定ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、同期
電動機の回転数指令が零以外のすべての回転数範囲にお
いてＬd，Ｌq，Ｋe，Ｉd*，Ｉq*，Ｉdc，Ｉqcを用いて
ｄ-ｑ軸とｄｃ-ｑｃ軸との軸誤差Δθを推定演算する軸
誤差演算手段と、軸誤差Δθの演算値に基づきｄｃ-ｑ
ｃ軸をｄ-ｑ軸に調整する手段とを備えた同期電動機駆
動システムを提案する。
ために、同期電動機と同期電動機を駆動するインバータ
と同期電動機に回転数指令を与える回転数指令発生器と
同期電動機の印加電圧を演算する制御装置とからなる同
期電動機駆動システムにおいて、磁極軸ｄ軸上のインダ
クタンスをＬd，磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上
のインダクタンスをＬq，モータの発電定数をＫe，ｄ軸
の電流指令値をＩd*，ｑ軸上の電流指令をＩq*，制御上
の仮定ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc，仮定ｄｃ軸に直交
する仮定ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、同期
電動機の回転数指令が零以外のすべての回転数範囲にお
いてＬd，Ｌq，Ｋe，Ｉd*，Ｉq*，Ｉdc，Ｉqcを用いて
ｄ-ｑ軸とｄｃ-ｑｃ軸との軸誤差Δθを推定演算する軸
誤差演算手段と、軸誤差Δθの演算値に基づきｄｃ-ｑ
ｃ軸をｄ-ｑ軸に調整する手段とを備えた同期電動機駆
動システムを提案する。
【００１９】本発明は、また、上記目的を達成するため
に、同期電動機と同期電動機を駆動するインバータと同
期電動機に回転数指令を与える回転数指令発生器と同期
電動機の印加電圧を演算する制御装置とからなる同期電
動機駆動システムにおいて、磁極軸ｄ軸上のインダクタ
ンスをＬd，磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上のイ
ンダクタンスをＬq，モータの発電定数をＫe，ｄ軸の電
流指令値をＩd*，ｑ軸上の電流指令をＩq*，制御上の仮
定ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc，仮定ｄｃ軸に直交する
仮定ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、同期電動
機の回転数指令が零以外のすべての回転数範囲において
同期電動機の同期電動機定数である抵抗Ｒ，インダクタ
ンスＬ，発電定数ＫeのうちインダクタンスＬおよび発
電定数Ｋeの関数として軸誤差Δθを推定演算する軸誤
差演算手段と、軸誤差Δθの演算値に基づきｄｃ-ｑｃ
軸をｄ-ｑ軸に調整する手段とを備えた同期電動機駆動
システムを提案する。
に、同期電動機と同期電動機を駆動するインバータと同
期電動機に回転数指令を与える回転数指令発生器と同期
電動機の印加電圧を演算する制御装置とからなる同期電
動機駆動システムにおいて、磁極軸ｄ軸上のインダクタ
ンスをＬd，磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上のイ
ンダクタンスをＬq，モータの発電定数をＫe，ｄ軸の電
流指令値をＩd*，ｑ軸上の電流指令をＩq*，制御上の仮
定ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc，仮定ｄｃ軸に直交する
仮定ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、同期電動
機の回転数指令が零以外のすべての回転数範囲において
同期電動機の同期電動機定数である抵抗Ｒ，インダクタ
ンスＬ，発電定数ＫeのうちインダクタンスＬおよび発
電定数Ｋeの関数として軸誤差Δθを推定演算する軸誤
差演算手段と、軸誤差Δθの演算値に基づきｄｃ-ｑｃ
軸をｄ-ｑ軸に調整する手段とを備えた同期電動機駆動
システムを提案する。
【００２０】軸誤差演算手段は、磁極軸ｄ軸上のインダ
クタンスをＬd，磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上
のインダクタンスをＬq，モータの発電定数をＫe，ｄ軸
の電流指令値をＩd*，ｑ軸上の電流指令をＩq*，制御上
の仮定ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc，仮定ｄｃ軸に直交
する仮定ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、ｄ-
ｑ軸上の各々の電流指令Ｉd*，Ｉq*およびｄｃ-ｑｃ軸
上の電流検出値Ｉdc，Ｉqcを用いて、軸誤差Δθを演算
する手段とすることができる。
クタンスをＬd，磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上
のインダクタンスをＬq，モータの発電定数をＫe，ｄ軸
の電流指令値をＩd*，ｑ軸上の電流指令をＩq*，制御上
の仮定ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc，仮定ｄｃ軸に直交
する仮定ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、ｄ-
ｑ軸上の各々の電流指令Ｉd*，Ｉq*およびｄｃ-ｑｃ軸
上の電流検出値Ｉdc，Ｉqcを用いて、軸誤差Δθを演算
する手段とすることができる。
【００２１】この場合、ｄｃ軸上の電流検出値Ｉdcに代
えて電流指令Ｉd*を用いることも可能である。
えて電流指令Ｉd*を用いることも可能である。
【００２２】また、インバータの電源側における直流電
流を検出する手段と、検出された直流電流とインバータ
を駆動する駆動パルス信号とに基づいて同期電動機の交
流電流を推定演算する同期電動機電流推定手段とを備
え、推定演算された電流を電流検出値として軸誤差Δθ
を演算するようにしてもよい。
流を検出する手段と、検出された直流電流とインバータ
を駆動する駆動パルス信号とに基づいて同期電動機の交
流電流を推定演算する同期電動機電流推定手段とを備
え、推定演算された電流を電流検出値として軸誤差Δθ
を演算するようにしてもよい。
【００２３】インバータの電源側における直流電流を検
出する手段と、検出された直流電流とインバータの直流
電圧の検出値または設定値に基づいて同期電動機のｑｃ
軸上の電流値を推定演算するＩqc推定手段とを備え、推
定演算された電流を電流検出値として軸誤差Δθを演算
することもできる。
出する手段と、検出された直流電流とインバータの直流
電圧の検出値または設定値に基づいて同期電動機のｑｃ
軸上の電流値を推定演算するＩqc推定手段とを備え、推
定演算された電流を電流検出値として軸誤差Δθを演算
することもできる。
【００２４】上記いずれかの同期電動機駆動システムに
おいても、軸誤差Δθの演算において同期電動機の回転
数指令に応じて補正する補正項を設け、補正項は、回転
数指令が零に近づくに従って重みが増える関数であるよ
うにしてもよい。
おいても、軸誤差Δθの演算において同期電動機の回転
数指令に応じて補正する補正項を設け、補正項は、回転
数指令が零に近づくに従って重みが増える関数であるよ
うにしてもよい。
【００２５】ｑ軸上の電流指令Ｉq*をｑｃ軸上の電流検
出値または推定値に基づいて作成することもできる。
出値または推定値に基づいて作成することもできる。
【００２６】軸誤差Δθの演算値に基づいて回転数指令
と実際の回転数との速度偏差を推定する手段を設け、速
度偏差の推定値に基づいて同期電動機のｑ軸電流指令Ｉ
q*を作成することも可能である。
と実際の回転数との速度偏差を推定する手段を設け、速
度偏差の推定値に基づいて同期電動機のｑ軸電流指令Ｉ
q*を作成することも可能である。
【００２７】軸誤差Δθの演算値に基づいて同期電動機
の回転数を推定する手段を設け、推定値と回転数指令と
の偏差に基づいて同期電動機のｑ軸電流指令Ｉq*を作成
するようにしてもよい。
の回転数を推定する手段を設け、推定値と回転数指令と
の偏差に基づいて同期電動機のｑ軸電流指令Ｉq*を作成
するようにしてもよい。
【００２８】直前３種類の同期電動機駆動システムにお
いては、ｑ軸の電流指令Ｉq*に基づいてｄ軸の電流指令
Ｉd*を作成することもできる。
いては、ｑ軸の電流指令Ｉq*に基づいてｄ軸の電流指令
Ｉd*を作成することもできる。
【００２９】本発明においては、同期電動機は、突極型
の同期電動機でも、非突極型の同期電動機でもよい。
の同期電動機でも、非突極型の同期電動機でもよい。
【００３０】
【発明の実施の形態】次に、図１ないし図１５を参照し
て、本発明による同期電動機駆動システムの実施形態を
説明する。
て、本発明による同期電動機駆動システムの実施形態を
説明する。
【００３１】
【実施形態１】図１は、本発明による同期電動機駆動シ
ステムの実施形態１の系統構成を示すブロック図であ
る。本実施形態１の同期電動機駆動システムは、同期電
動機に回転数指令ωr*を与える回転数指令発生器１と、
同期電動機の印加電圧の振幅，周波数，位相を演算する
制御装置２と、電圧指令Ｖ１*に基づいてインバータ４
を駆動するパルスを生成するＰＷＭ(パルス幅変調)発生
器３と、同期電動機を駆動するインバータ４と、制御対
象である同期電動機５と、同期電動機５の電流を検出す
る電流検出器６と、Ｐを同期電動機の極数として回転数
指令ωr*を同期電動機の電気角周波数指令ω１*に変換
する変換ゲイン７と、制御装置内部の交流位相θcを演
算する積分器８と、三相交流軸上の電流値を回転座標軸
であるｄｃ-ｑｃ軸上の成分に変換するｄｑ座標変換器
９と、同期電動機のｄ軸成分の電流指令Ｉd*を与えるＩ
d*発生器１０と、同期電動機のｑ軸成分(トルク成分)の
電流指令Ｉq*を与えるＩq*発生器１１と、ω１*，Ｉd
*，Ｉq*に基づいてｄｃ-ｑｃ軸上の電圧指令Ｖdc*，Ｖq
c*を演算する電圧指令演算器１２と、ｄｃ-ｑｃ軸上の
電圧指令Ｖdc*，Ｖqc*を三相交流軸上の値に変換するｄ
ｑ逆変換器１３と、同期電動機のｄ-ｑ軸と制御軸ｄｃ-
ｑｃ軸との軸誤差を推定演算する軸誤差演算器１４と、
軸誤差に零指令を与える零発生器１５と、信号を加算ま
たは減算する加算器１６と、軸誤差を用いて電気角周波
数指令ω１*への修正量を演算する磁極軸推定ゲイン１
７とからなる。インバータ４は、インバータ４の主回路
電源を構成する直流電源部４１と、インバータの主回路
部４２と、主回路へのゲート信号を発生するゲート・ド
ライバ４３と、インバータ４に電力を供給する三相交流
電源４１１と、三相交流電源を整流するダイオード・ブ
リッジ４１２と、直流電源に含まれる脈動成分を抑制す
る平滑コンデンサ４１３とを備えている。
ステムの実施形態１の系統構成を示すブロック図であ
る。本実施形態１の同期電動機駆動システムは、同期電
動機に回転数指令ωr*を与える回転数指令発生器１と、
同期電動機の印加電圧の振幅，周波数，位相を演算する
制御装置２と、電圧指令Ｖ１*に基づいてインバータ４
を駆動するパルスを生成するＰＷＭ(パルス幅変調)発生
器３と、同期電動機を駆動するインバータ４と、制御対
象である同期電動機５と、同期電動機５の電流を検出す
る電流検出器６と、Ｐを同期電動機の極数として回転数
指令ωr*を同期電動機の電気角周波数指令ω１*に変換
する変換ゲイン７と、制御装置内部の交流位相θcを演
算する積分器８と、三相交流軸上の電流値を回転座標軸
であるｄｃ-ｑｃ軸上の成分に変換するｄｑ座標変換器
９と、同期電動機のｄ軸成分の電流指令Ｉd*を与えるＩ
d*発生器１０と、同期電動機のｑ軸成分(トルク成分)の
電流指令Ｉq*を与えるＩq*発生器１１と、ω１*，Ｉd
*，Ｉq*に基づいてｄｃ-ｑｃ軸上の電圧指令Ｖdc*，Ｖq
c*を演算する電圧指令演算器１２と、ｄｃ-ｑｃ軸上の
電圧指令Ｖdc*，Ｖqc*を三相交流軸上の値に変換するｄ
ｑ逆変換器１３と、同期電動機のｄ-ｑ軸と制御軸ｄｃ-
ｑｃ軸との軸誤差を推定演算する軸誤差演算器１４と、
軸誤差に零指令を与える零発生器１５と、信号を加算ま
たは減算する加算器１６と、軸誤差を用いて電気角周波
数指令ω１*への修正量を演算する磁極軸推定ゲイン１
７とからなる。インバータ４は、インバータ４の主回路
電源を構成する直流電源部４１と、インバータの主回路
部４２と、主回路へのゲート信号を発生するゲート・ド
ライバ４３と、インバータ４に電力を供給する三相交流
電源４１１と、三相交流電源を整流するダイオード・ブ
リッジ４１２と、直流電源に含まれる脈動成分を抑制す
る平滑コンデンサ４１３とを備えている。
【００３２】図２は、図１の実施形態１を実装した同期
電動機駆動システムの概略構造を示す斜視図である。本
発明による同期電動機駆動システムは、大きく分けて、
交流電源部，制御・インバータ部と、同期電動機とに分
けられる。図２に示すように、制御ボードは、図１の回
転数指令発生器１，制御装置２，ＰＷＭ(パルス幅変調)
発生器３の機能を備えており、実際には、マイクロ・プ
ロセッサを中心としたディジタル回路である。また、イ
ンバータ主回路４，電流検出器６なども、一つのユニッ
ト内に実装されている。
電動機駆動システムの概略構造を示す斜視図である。本
発明による同期電動機駆動システムは、大きく分けて、
交流電源部，制御・インバータ部と、同期電動機とに分
けられる。図２に示すように、制御ボードは、図１の回
転数指令発生器１，制御装置２，ＰＷＭ(パルス幅変調)
発生器３の機能を備えており、実際には、マイクロ・プ
ロセッサを中心としたディジタル回路である。また、イ
ンバータ主回路４，電流検出器６なども、一つのユニッ
ト内に実装されている。
【００３３】次に、図１により、本実施形態１の動作原
理を説明する。変換ゲイン７は、回転数指令発生器１か
ら回転数指令ωr*に基づき、同期電動機の電気角周波数
ω１*を演算し出力する。
理を説明する。変換ゲイン７は、回転数指令発生器１か
ら回転数指令ωr*に基づき、同期電動機の電気角周波数
ω１*を演算し出力する。
【００３４】一方、軸誤差演算器１４では、電流指令お
よび電流検出値に基づいて、軸誤差Δθを推定演算す
る。磁極軸推定ゲイン１７は、推定された軸誤差Δθc
に基づき、速度の補正量Δω１を演算する。加算器１６
は、ω１*とΔω１を加算し、ω１cを得る。位相演算器
８は、ω１cを積分し、制御器内部での交流位相θcを得
る。結果として、Δθcにより、交流位相θcが補正され
ることになる。このθcに基づき、三相交流電流の検出
値を座標変換すると、ｄｃ軸成分であるＩdcと、ｑｃ軸
成分であるＩqcとが得られる。Ｉd*発生器１０およびＩ
q*発生器１１では、同期電動機５の各軸成分の電流指令
を与える。Ｉd*およびＩq*の発生方法は、後で詳細に説
明する。
よび電流検出値に基づいて、軸誤差Δθを推定演算す
る。磁極軸推定ゲイン１７は、推定された軸誤差Δθc
に基づき、速度の補正量Δω１を演算する。加算器１６
は、ω１*とΔω１を加算し、ω１cを得る。位相演算器
８は、ω１cを積分し、制御器内部での交流位相θcを得
る。結果として、Δθcにより、交流位相θcが補正され
ることになる。このθcに基づき、三相交流電流の検出
値を座標変換すると、ｄｃ軸成分であるＩdcと、ｑｃ軸
成分であるＩqcとが得られる。Ｉd*発生器１０およびＩ
q*発生器１１では、同期電動機５の各軸成分の電流指令
を与える。Ｉd*およびＩq*の発生方法は、後で詳細に説
明する。
【００３５】電圧指令演算器１２では、回転速度ω１*
および電流指令Ｉd*，Ｉq*に基づいて、同期電動機５へ
の印加電圧であるＶdc*およびＶqc*を数式(２)により演
算する。ただし、Ｒ：電動機抵抗，Ｌd:ｄ軸インダクタ
ンス，Ｌq：ｑ軸インダクタンス，Ｋe：電動機の発電定
数である。
および電流指令Ｉd*，Ｉq*に基づいて、同期電動機５へ
の印加電圧であるＶdc*およびＶqc*を数式(２)により演
算する。ただし、Ｒ：電動機抵抗，Ｌd:ｄ軸インダクタ
ンス，Ｌq：ｑ軸インダクタンス，Ｋe：電動機の発電定
数である。
【００３６】
【数２】
数式(２)は、通常のベクトル制御で用いられている演算
式と同じである。数式(２)は、例えば、文献２：杉本英
彦著『ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際』(1990/
05)総合電子出版，７８頁に、数式(４.６)として記載さ
れている。
式と同じである。数式(２)は、例えば、文献２：杉本英
彦著『ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際』(1990/
05)総合電子出版，７８頁に、数式(４.６)として記載さ
れている。
【００３７】ｄｑ逆変換器１３は、数式(２)により得ら
れたＶdc*およびＶqc*を三相交流軸上の電圧指令値Ｖ１
*に座標変換する。次に、ＰＷＭ発生器３において、電
圧指令Ｖ１*をパルス幅に変換する。ゲートドライバ４
３は、このパルス信号に基づいてスイッチング素子を駆
動し、同期電動機５にＶdc*，Ｖqc*に相当する電圧を印
加する。
れたＶdc*およびＶqc*を三相交流軸上の電圧指令値Ｖ１
*に座標変換する。次に、ＰＷＭ発生器３において、電
圧指令Ｖ１*をパルス幅に変換する。ゲートドライバ４
３は、このパルス信号に基づいてスイッチング素子を駆
動し、同期電動機５にＶdc*，Ｖqc*に相当する電圧を印
加する。
【００３８】図３は、本発明による同期電動機駆動シス
テムの実施形態１における電圧指令演算器１２の内部構
成を示すブロック図である。電圧指令演算器１２は、同
期電動機の抵抗値(Ｒ)に相当するゲイン１２１と、ｄ軸
インダクタンス(Ｌd)に相当するゲイン１２２と、ｑ軸
インダクタンス(Ｌq)に相当するゲイン１２３と、乗算
器１２４と、発電定数(Ｋe)に相当するゲイン１２５と
を含んでいる。
テムの実施形態１における電圧指令演算器１２の内部構
成を示すブロック図である。電圧指令演算器１２は、同
期電動機の抵抗値(Ｒ)に相当するゲイン１２１と、ｄ軸
インダクタンス(Ｌd)に相当するゲイン１２２と、ｑ軸
インダクタンス(Ｌq)に相当するゲイン１２３と、乗算
器１２４と、発電定数(Ｋe)に相当するゲイン１２５と
を含んでいる。
【００３９】数式(２)および図３に示すように、電圧指
令は、同期電動機の定数であるＲ，Ｌd，Ｌq，Ｋeを用
いて演算する。これらの同期電動機定数が正確であれ
ば、同期電動機は、指令値通りの回転速度，電流値で駆
動する。
令は、同期電動機の定数であるＲ，Ｌd，Ｌq，Ｋeを用
いて演算する。これらの同期電動機定数が正確であれ
ば、同期電動機は、指令値通りの回転速度，電流値で駆
動する。
【００４０】また、軸誤差演算器１４および磁極軸推定
ゲイン１７によって、ＰＬＬ(PhaseLocked Loop)が形成
されており、ω１*を修正すると、位相角θcが補正さ
れ、結果的に、軸誤差Δθが零に制御される。軸誤差を
零に収束させる制御応答時間は、磁極軸推定ゲイン１７
の設定応答により決定される。なお、磁極軸推定ゲイン
は、図１の制御系統の構成の場合には、比例ゲインでよ
い。
ゲイン１７によって、ＰＬＬ(PhaseLocked Loop)が形成
されており、ω１*を修正すると、位相角θcが補正さ
れ、結果的に、軸誤差Δθが零に制御される。軸誤差を
零に収束させる制御応答時間は、磁極軸推定ゲイン１７
の設定応答により決定される。なお、磁極軸推定ゲイン
は、図１の制御系統の構成の場合には、比例ゲインでよ
い。
【００４１】次に、本発明の特徴部分である軸誤差演算
器１４の動作を説明する。文献１によると、軸誤差Δθ
は、電圧指令，電流検出値と、同期電動機定数を用い
て、数式(３)のように演算できる。
器１４の動作を説明する。文献１によると、軸誤差Δθ
は、電圧指令，電流検出値と、同期電動機定数を用い
て、数式(３)のように演算できる。
【００４２】
【数３】
数式(３)におけるＶdc*，Ｖqc*は、数式(２)に示すパラ
メータであり、どちらも電気角周波数ω１に強く依存す
る。Ｉd*，Ｉq*が一定であれば、Ｖdc*，Ｖqc*は、ω１
*にほぼ比例して変化することになる。したがって、ω
１*が零付近においては、数式(３)の分母・分子が零に
近くなり、演算精度が著しく低下する。
メータであり、どちらも電気角周波数ω１に強く依存す
る。Ｉd*，Ｉq*が一定であれば、Ｖdc*，Ｖqc*は、ω１
*にほぼ比例して変化することになる。したがって、ω
１*が零付近においては、数式(３)の分母・分子が零に
近くなり、演算精度が著しく低下する。
【００４３】また、ω１*が零付近においては、抵抗Ｒ
の項の依存性が強くなる。抵抗Ｒは、温度の依存性，半
導体デバイスによる非線形性などの影響が強いため、抵
抗Ｒを精度よく設定することは難しく、数式(３)が成立
しなくなる。したがって、数式(３)を用いて、広い速度
範囲で軸誤差を推定することは、非常に困難である。数
式(３)に、数式(２)を代入し、整理すると、数式(４)と
なる。
の項の依存性が強くなる。抵抗Ｒは、温度の依存性，半
導体デバイスによる非線形性などの影響が強いため、抵
抗Ｒを精度よく設定することは難しく、数式(３)が成立
しなくなる。したがって、数式(３)を用いて、広い速度
範囲で軸誤差を推定することは、非常に困難である。数
式(３)に、数式(２)を代入し、整理すると、数式(４)と
なる。
【００４４】
【数４】
数式(４)における分母・分子の各項をみると、ω１に関
する項とＲに関する項との２種類の項が存在することが
わかる。
する項とＲに関する項との２種類の項が存在することが
わかる。
【００４５】分子のＲの項(＝-Ｒ(Ｉdc-Ｉd*))は、Ｉdc
とＩd*の偏差に応じた電圧降下分である。Ｉdは、非突
極型の同期電動機では、通常は零に制御されている。ま
た、突極型の場合でも、定常状態では、同期電動機定格
の２０〜３０％程度の範囲でしか変化しない。したがっ
て、この項の電圧降下分は、１％程度以下の小さな値に
なり、無視しても問題はない。
とＩd*の偏差に応じた電圧降下分である。Ｉdは、非突
極型の同期電動機では、通常は零に制御されている。ま
た、突極型の場合でも、定常状態では、同期電動機定格
の２０〜３０％程度の範囲でしか変化しない。したがっ
て、この項の電圧降下分は、１％程度以下の小さな値に
なり、無視しても問題はない。
【００４６】分母におけるＲの項(＝-Ｒ(Ｉqc-Ｉq*))
は、定格電流時においても１％以下の電圧降下であり、
Ｋe・ω１の項に比べると、ほぼ全速度範囲で無視でき
る。さらに、近年の同期電動機への強い要望として、高
い効率が求められているため、同期電動機の抵抗Ｒは、
ますます小さく設計される傾向にある。
は、定格電流時においても１％以下の電圧降下であり、
Ｋe・ω１の項に比べると、ほぼ全速度範囲で無視でき
る。さらに、近年の同期電動機への強い要望として、高
い効率が求められているため、同期電動機の抵抗Ｒは、
ますます小さく設計される傾向にある。
【００４７】以上の理由により、数式(４)におけるＲの
項を無視すると、数式(４)は、数式(５)のように簡略化
できる。すなわち、ｄ軸インダクタンスをＬd[Ｈ]，ｑ
軸インダクタンスをＬq[Ｈ]，モータの発電定数をＫe
[Ｗb]，磁極軸ｄ軸の電流指令値をＩd*，磁極軸ｄ軸に
直交する軸であるｑ軸上の電流指令をＩq*，磁極軸を仮
定した軸ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc，ｄｃ軸に直交す
る軸ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、ｄ-ｑ軸
上の各々の電流指令Ｉd*，Ｉq*およびｄｃ-ｑｃ軸上の
電流検出値Ｉdc，Ｉqcを用いて、数式(５)により、軸誤
差Δθを演算する。
項を無視すると、数式(４)は、数式(５)のように簡略化
できる。すなわち、ｄ軸インダクタンスをＬd[Ｈ]，ｑ
軸インダクタンスをＬq[Ｈ]，モータの発電定数をＫe
[Ｗb]，磁極軸ｄ軸の電流指令値をＩd*，磁極軸ｄ軸に
直交する軸であるｑ軸上の電流指令をＩq*，磁極軸を仮
定した軸ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc，ｄｃ軸に直交す
る軸ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、ｄ-ｑ軸
上の各々の電流指令Ｉd*，Ｉq*およびｄｃ-ｑｃ軸上の
電流検出値Ｉdc，Ｉqcを用いて、数式(５)により、軸誤
差Δθを演算する。
【００４８】
【数５】
数式(５)では、ω１の項がキャンセルされ、電気角周波
数に依存せず、軸誤差Δθを演算できることになる。数
式(４)における抵抗分を無視ので、１〜２％以下の極低
速域では、推定誤差が生じることになるが、軸誤差の有
無は、検出可能である。図１の制御系統の構成であれ
ば、若干の推定誤差があったとしても、最終的にΔθを
零にすることが可能であるため、ほぼ全速度範囲におい
てベクトル制御型センサレス方式を実現できる。
数に依存せず、軸誤差Δθを演算できることになる。数
式(４)における抵抗分を無視ので、１〜２％以下の極低
速域では、推定誤差が生じることになるが、軸誤差の有
無は、検出可能である。図１の制御系統の構成であれ
ば、若干の推定誤差があったとしても、最終的にΔθを
零にすることが可能であるため、ほぼ全速度範囲におい
てベクトル制御型センサレス方式を実現できる。
【００４９】なお、１〜２％以下の極低速域では、必然
的に軸誤差の推定が困難になるため、例えば、零速度で
定格トルクを出力することは、不可能である。しかし、
同期電動機を加速／減速する途中で、上記の極低速域を
通過することは、可能である。
的に軸誤差の推定が困難になるため、例えば、零速度で
定格トルクを出力することは、不可能である。しかし、
同期電動機を加速／減速する途中で、上記の極低速域を
通過することは、可能である。
【００５０】図４は、本発明による同期電動機駆動シス
テムの実施形態１における軸誤差演算器１４の内部構成
を示すブロック図である。すなわち、図４は、数式(５)
を用いた軸誤差演算器１４の構成を示している。軸誤差
演算器１４は、発電定数設定器１２６と、アークタンジ
ェント演算器１２７とを含んでいる。
テムの実施形態１における軸誤差演算器１４の内部構成
を示すブロック図である。すなわち、図４は、数式(５)
を用いた軸誤差演算器１４の構成を示している。軸誤差
演算器１４は、発電定数設定器１２６と、アークタンジ
ェント演算器１２７とを含んでいる。
【００５１】発電定数設定器１２６は、発電定数(Ｋe)
を出力し、アークタンジェント演算器１２７は、２つの
入力Ｘ0，Ｙ0に対してＹ0／Ｘ0のアークタンジェントを
演算する。図４によれば、電流指令Ｉd*およびＩq*と電
流検出値Ｉdc，Ｉqcとを入力すると、ω１に依存せず
に、軸誤差Δθを演算することが可能である。
を出力し、アークタンジェント演算器１２７は、２つの
入力Ｘ0，Ｙ0に対してＹ0／Ｘ0のアークタンジェントを
演算する。図４によれば、電流指令Ｉd*およびＩq*と電
流検出値Ｉdc，Ｉqcとを入力すると、ω１に依存せず
に、軸誤差Δθを演算することが可能である。
【００５２】数式(５)において、ｘが小さい範囲で、ta
n(ｘ)＝ｘの近似を用いれば、数式(６)として、近似的
に軸誤差を求めることも可能である。
n(ｘ)＝ｘの近似を用いれば、数式(６)として、近似的
に軸誤差を求めることも可能である。
【００５３】
【数６】
また、非突極型の同期電動機では、数式(５)または数式
(６)において、Ｌd，Ｌqを一つのインダクタンスに置き
換えると、より簡単に軸誤差演算が可能になる。さら
に、非突極型の同期電動機の場合は、Ｉdを通常零に制
御するため、各演算式におけるＩd*をＩd*＝０とおくこ
とで、演算は、さらに簡略化される。
(６)において、Ｌd，Ｌqを一つのインダクタンスに置き
換えると、より簡単に軸誤差演算が可能になる。さら
に、非突極型の同期電動機の場合は、Ｉdを通常零に制
御するため、各演算式におけるＩd*をＩd*＝０とおくこ
とで、演算は、さらに簡略化される。
【００５４】次に、軸誤差演算式をより簡略化するた
め、数式(５)，数式(６)を更に吟味する。両式における
分子の項は、トルク電流Ｉqに関連し、同期電動機の負
荷変動などにより大きく変化する。すなわち、分子の項
が、軸誤差発生の有無および誤差方向(極性)に大きく影
響していることがわかる。
め、数式(５)，数式(６)を更に吟味する。両式における
分子の項は、トルク電流Ｉqに関連し、同期電動機の負
荷変動などにより大きく変化する。すなわち、分子の項
が、軸誤差発生の有無および誤差方向(極性)に大きく影
響していることがわかる。
【００５５】一方、分母の項は、発電定数ＫeおよびＩd
に関連する。Ｋeは永久磁石磁束であり、Ｉdによって生
じる磁束よりも大きいから、通常は、Ｋeが支配的にな
る。したがって、過渡時にＩdが多少変化したとして
も、分母の値が大きく変動することは、少ないと考えら
れる。そこで、厳密に軸誤差を演算するよりも、演算の
簡便性を優先する場合は、Ｉdcの代わりにＩd*を用いる
ことも可能である。その場合、例えば、数式(５)は、数
式(７)となる。
に関連する。Ｋeは永久磁石磁束であり、Ｉdによって生
じる磁束よりも大きいから、通常は、Ｋeが支配的にな
る。したがって、過渡時にＩdが多少変化したとして
も、分母の値が大きく変動することは、少ないと考えら
れる。そこで、厳密に軸誤差を演算するよりも、演算の
簡便性を優先する場合は、Ｉdcの代わりにＩd*を用いる
ことも可能である。その場合、例えば、数式(５)は、数
式(７)となる。
【００５６】
【数７】
数式(７)を用いると、軸誤差をより簡便に演算でき、制
御演算処理の負荷を減らすことが可能である。
御演算処理の負荷を減らすことが可能である。
【００５７】
【実施形態２】図５は、本発明による同期電動機駆動シ
ステムの実施形態２の系統構成を示すブロック図であ
る。本実施形態２の同期電動機駆動システムは、インバ
ータ４Ｂと、直流電源部４１からインバータ主回路部に
流れる電流Ｉ0を検出する直流電流検出器４４と、電流
Ｉ0の検出値から同期電動機電流を推定演算する同期電
動機電流推定器１８とを含んでいる。
ステムの実施形態２の系統構成を示すブロック図であ
る。本実施形態２の同期電動機駆動システムは、インバ
ータ４Ｂと、直流電源部４１からインバータ主回路部に
流れる電流Ｉ0を検出する直流電流検出器４４と、電流
Ｉ0の検出値から同期電動機電流を推定演算する同期電
動機電流推定器１８とを含んでいる。
【００５８】図５の実施形態２は、図１の系統系統の構
成から、電流検出器６を削除し、代わりに直流電流検出
器４４と、同期電動機電流推定器１８を付加している。
直流電流検出器４４には、ホールＣＴやシャント抵抗な
どを用いて電流を検出する。同期電動機電流推定器１８
では、Ｉ0の検出値と、ＰＷＭ発生器３が出力するパル
ス波形に基づいて同期電動機電流を推定する。
成から、電流検出器６を削除し、代わりに直流電流検出
器４４と、同期電動機電流推定器１８を付加している。
直流電流検出器４４には、ホールＣＴやシャント抵抗な
どを用いて電流を検出する。同期電動機電流推定器１８
では、Ｉ0の検出値と、ＰＷＭ発生器３が出力するパル
ス波形に基づいて同期電動機電流を推定する。
【００５９】制御装置２は、この推定値Ｉ１cを同期電
動機の電流検出値とみなして同期電動機を制御する。し
たがって、制御装置２自体の動作は、実施形態１と同様
である。
動機の電流検出値とみなして同期電動機を制御する。し
たがって、制御装置２自体の動作は、実施形態１と同様
である。
【００６０】図６は、本発明による同期電動機駆動シス
テムの実施形態２における同期電動機電流推定器１８の
動作を説明する図である。図６において、(ａ)ないし
(ｃ)は、各相のＰＷＭパルス波形を示しており、それぞ
れ１の時にはプラス側のスイッチ(Ｓup，Ｓvp，Ｓwp)を
オンし、０の時にはマイナス側のスイッチ(Ｓun，Ｓv
n，Ｓwn)をオンする。
テムの実施形態２における同期電動機電流推定器１８の
動作を説明する図である。図６において、(ａ)ないし
(ｃ)は、各相のＰＷＭパルス波形を示しており、それぞ
れ１の時にはプラス側のスイッチ(Ｓup，Ｓvp，Ｓwp)を
オンし、０の時にはマイナス側のスイッチ(Ｓun，Ｓv
n，Ｓwn)をオンする。
【００６１】今、同期電動機電流が図６(ｄ)のような場
合を仮定すると、インバータの直流電流Ｉ0は、同図(e)
のような波形になる。(e)の波形には、次の４つのモー
ド (１)モード１： Ｓup＝ON,Ｓvp＝ON,Ｓwp＝ON→Ｉ0＝０ (２)モード２： Ｓup＝ON,Ｓvp＝ON,Ｓwp＝OFF→Ｉ0＝Ｉu+Ｉv＝-Ｉw (３)モード３： Ｓup＝ON,Ｓvp＝OFF,Ｓwp＝OFF→Ｉ0＝Ｉu (４)モード４： Ｓup＝OFF,Ｓvp＝OFF,Ｓwp＝OFF→Ｉ0＝０ がある。
合を仮定すると、インバータの直流電流Ｉ0は、同図(e)
のような波形になる。(e)の波形には、次の４つのモー
ド (１)モード１： Ｓup＝ON,Ｓvp＝ON,Ｓwp＝ON→Ｉ0＝０ (２)モード２： Ｓup＝ON,Ｓvp＝ON,Ｓwp＝OFF→Ｉ0＝Ｉu+Ｉv＝-Ｉw (３)モード３： Ｓup＝ON,Ｓvp＝OFF,Ｓwp＝OFF→Ｉ0＝Ｉu (４)モード４： Ｓup＝OFF,Ｓvp＝OFF,Ｓwp＝OFF→Ｉ0＝０ がある。
【００６２】したがって、モード３のスイッチ状態で直
流電流Ｉ0を検出すればＩuを検出でき、また、モード２
の状態では、Ｉwを検出できる。Ｉvは、ＩuとＩwから演
算して求めればよい。同期電動機電流推定器の基本的な
動作は、例えば、特開平６-１５３５２６号公報、特開
平８-１９２６３号公報などに開示されている方法と同
様である。
流電流Ｉ0を検出すればＩuを検出でき、また、モード２
の状態では、Ｉwを検出できる。Ｉvは、ＩuとＩwから演
算して求めればよい。同期電動機電流推定器の基本的な
動作は、例えば、特開平６-１５３５２６号公報、特開
平８-１９２６３号公報などに開示されている方法と同
様である。
【００６３】しかし、従来のベクトル制御型センサレス
方式に対して、この同期電動機電流推定器を用いるに
は、大きな問題があった。既に述べたように、低速域に
おいてベクトル制御型センサレス方式を実現するには、
同期電動機の突極性を利用した方法、すなわち、電圧に
高調波を重畳し電流の高調波成分から軸誤差を推定する
方法を用いるしかないため、同期電動機に流れる高調波
を正確に検出する必要があった。
方式に対して、この同期電動機電流推定器を用いるに
は、大きな問題があった。既に述べたように、低速域に
おいてベクトル制御型センサレス方式を実現するには、
同期電動機の突極性を利用した方法、すなわち、電圧に
高調波を重畳し電流の高調波成分から軸誤差を推定する
方法を用いるしかないため、同期電動機に流れる高調波
を正確に検出する必要があった。
【００６４】図５の制御系統の構成では、図６に示すよ
うに、電流検出のタイミングが、ＰＷＭパルスの状態に
依存してしまうため、電流の高調波成分を精度よく検出
することが難しくなってしまう。基本波成分に対して
は、ＰＷＭパルス周波数に比べて十分周波数が低いの
で、問題なく検出できるから、高調波成分の検出が問題
となる。検出精度を上げるには、高調波の重畳量を増や
すかまたは重畳波の周波数を下げるなどの改良が必要で
あり、どちらにしても、効率を低下させ騒音を著しく増
加させる原因になる。
うに、電流検出のタイミングが、ＰＷＭパルスの状態に
依存してしまうため、電流の高調波成分を精度よく検出
することが難しくなってしまう。基本波成分に対して
は、ＰＷＭパルス周波数に比べて十分周波数が低いの
で、問題なく検出できるから、高調波成分の検出が問題
となる。検出精度を上げるには、高調波の重畳量を増や
すかまたは重畳波の周波数を下げるなどの改良が必要で
あり、どちらにしても、効率を低下させ騒音を著しく増
加させる原因になる。
【００６５】これに対して、本発明による軸誤差演算で
は、高調波重畳の必要がなく、数式(５)または数式(６)
の演算式を用いることで、ほぼ全速度域において正確な
軸誤差演算が可能であるため、高性能な制御範囲をほぼ
全域にまで拡大できる。
は、高調波重畳の必要がなく、数式(５)または数式(６)
の演算式を用いることで、ほぼ全速度域において正確な
軸誤差演算が可能であるため、高性能な制御範囲をほぼ
全域にまで拡大できる。
【００６６】
【実施形態３】実施形態２では、電流センサの数を低減
でき、制御系統の構成を簡略化できるメリットがあった
が、次のような課題がある。同期電動機の回転速度が低
く、出力電圧が低い場合に、図６におけるモード２およ
び３の期間が短くなり、非常に狭いパルス状の電流を読
み込む必要が生じる。図６の波形は、原理説明図であ
り、Ｉ0は、振動のない階段波を示しているが、実際の
電流波形には、スイッチングに伴うリンギングが重畳し
ており、パルス幅が狭い場合には、この影響が無視でき
なくなる。
でき、制御系統の構成を簡略化できるメリットがあった
が、次のような課題がある。同期電動機の回転速度が低
く、出力電圧が低い場合に、図６におけるモード２およ
び３の期間が短くなり、非常に狭いパルス状の電流を読
み込む必要が生じる。図６の波形は、原理説明図であ
り、Ｉ0は、振動のない階段波を示しているが、実際の
電流波形には、スイッチングに伴うリンギングが重畳し
ており、パルス幅が狭い場合には、この影響が無視でき
なくなる。
【００６７】図７は、この実施形態２の問題を解決する
ための本発明による同期電動機駆動システムの実施形態
３の系統構成を示すブロック図である。実施形態３の同
期電動機駆動システムは、制御装置２Ｃと、直流電流Ｉ
0に含まれる脈動成分を除去するフィルタ１９と、制御
軸上のｑ軸電流Ｉqcを推定演算するＩqc推定器２０とを
含んでいる。
ための本発明による同期電動機駆動システムの実施形態
３の系統構成を示すブロック図である。実施形態３の同
期電動機駆動システムは、制御装置２Ｃと、直流電流Ｉ
0に含まれる脈動成分を除去するフィルタ１９と、制御
軸上のｑ軸電流Ｉqcを推定演算するＩqc推定器２０とを
含んでいる。
【００６８】図７の実施形態３は、図５の実施形態２と
ほぼ同様の系統構成であるが、図５における同期電動機
電流推定器１８が削除されており、代わりにフィルタ１
９，Ｉqc推定器２０が付加されている。
ほぼ同様の系統構成であるが、図５における同期電動機
電流推定器１８が削除されており、代わりにフィルタ１
９，Ｉqc推定器２０が付加されている。
【００６９】また、制御装置２Ｃでは、図１の実施形態
１と比べて、ｄｑ座標変換器９が削除されており、同期
電動機電流からＩdc，Ｉqcを演算しない系統構成になっ
ている。
１と比べて、ｄｑ座標変換器９が削除されており、同期
電動機電流からＩdc，Ｉqcを演算しない系統構成になっ
ている。
【００７０】その代わりに、Ｉqc推定器２０を用いて、
制御に必要なＩqcを得ている。なお、Ｉdcの検出・推定
はしていない。そのため、軸誤差演算器１４では、Ｉdc
を用いず、数式(７)に従って、Δθを推定演算する。
制御に必要なＩqcを得ている。なお、Ｉdcの検出・推定
はしていない。そのため、軸誤差演算器１４では、Ｉdc
を用いず、数式(７)に従って、Δθを推定演算する。
【００７１】次に、フィルタ１９およびＩqc推定器２０
の動作原理を説明する。フィルタ１９では、直流電流Ｉ
0から、ＰＷＭパルス成分を除去し、Ｉ0の平均値を抽出
する。このフィルタは、ＰＷＭに用いるキャリア周波数
の成分を除去することが目的であるため、フィルタのカ
ットオフ周波数をキャリア周波数の数分の１ないし十数
分の１程度に設定しておけばよい。これによって、スイ
ッチングに伴うリンギングの影響は完全に削除される。
したがって、フィルタ１９の出力からは、高調波分が取
り除かれた直流成分としてのＩ0が得られる。Ｉqc推定
器２０は、高調波分が取り除かれた電流Ｉ0を用いて、
Ｉqcを推定演算する。
の動作原理を説明する。フィルタ１９では、直流電流Ｉ
0から、ＰＷＭパルス成分を除去し、Ｉ0の平均値を抽出
する。このフィルタは、ＰＷＭに用いるキャリア周波数
の成分を除去することが目的であるため、フィルタのカ
ットオフ周波数をキャリア周波数の数分の１ないし十数
分の１程度に設定しておけばよい。これによって、スイ
ッチングに伴うリンギングの影響は完全に削除される。
したがって、フィルタ１９の出力からは、高調波分が取
り除かれた直流成分としてのＩ0が得られる。Ｉqc推定
器２０は、高調波分が取り除かれた電流Ｉ0を用いて、
Ｉqcを推定演算する。
【００７２】次に、このＩqc推定演算の原理を説明す
る。同期電動機のｄ-ｑ軸上の電圧・電流と、インバー
タの直流電源電圧Ｖ0と直流電流Ｉ0の関係は、電力に関
して数式(８)の関係が成立する。
る。同期電動機のｄ-ｑ軸上の電圧・電流と、インバー
タの直流電源電圧Ｖ0と直流電流Ｉ0の関係は、電力に関
して数式(８)の関係が成立する。
【００７３】
【数８】
右辺の係数３／２は、ｄ-ｑ座標変換として相対変換を
用いている場合の係数であり、絶対変換の場合には、係
数は、１になる。数式(８)の右辺は、どのような座標で
も成立するので、ｄｃ-ｑｃ軸上で、数式(９)と考える
ことも可能である。
用いている場合の係数であり、絶対変換の場合には、係
数は、１になる。数式(８)の右辺は、どのような座標で
も成立するので、ｄｃ-ｑｃ軸上で、数式(９)と考える
ことも可能である。
【００７４】
【数９】
Ｖdc，Ｖqcは、インバータが理想的であると仮定する
と、Ｖdc*，Ｖqc*に置き換え、電圧指令で代用すること
が可能である。数式(９)より、Ｉqcを求めると、数式
(１０)となる。
と、Ｖdc*，Ｖqc*に置き換え、電圧指令で代用すること
が可能である。数式(９)より、Ｉqcを求めると、数式
(１０)となる。
【００７５】
【数１０】
数式(１０)において、Ｉdcの検出はできないので、指令
値Ｉd*で代用すると、数式(１１)となる。
値Ｉd*で代用すると、数式(１１)となる。
【００７６】
【数１１】
ＩdcをＩd*に置き換えると、推定誤差は若干増えるが、
同期電動機の出力はｑ軸(ｑｃ軸)が支配的なので、あま
り大きな誤差にはならない。Ｉqc推定器では、数式(１
１)の演算を用いて、Ｉqcを推定演算する。なお、直流
電圧Ｖ0は、センサを用いて電圧を直接検出してもよい
が、直流電圧の変動が少ない場合には、直流電圧の設定
値(指令値)を用いても問題ない。
同期電動機の出力はｑ軸(ｑｃ軸)が支配的なので、あま
り大きな誤差にはならない。Ｉqc推定器では、数式(１
１)の演算を用いて、Ｉqcを推定演算する。なお、直流
電圧Ｖ0は、センサを用いて電圧を直接検出してもよい
が、直流電圧の変動が少ない場合には、直流電圧の設定
値(指令値)を用いても問題ない。
【００７７】また、数式(８)は、インバータの変換効率
を１と仮定した場合の関係式であるため、推定値にはそ
の分の誤差が含まれている。したがって、推定精度を上
げるには、インバータの変換効率を考慮してＩqcを推定
するようにしてもよい。
を１と仮定した場合の関係式であるため、推定値にはそ
の分の誤差が含まれている。したがって、推定精度を上
げるには、インバータの変換効率を考慮してＩqcを推定
するようにしてもよい。
【００７８】本実施形態３によれば、同期電動機の電流
センサを用いることなく、さらに単純な系統構成で高性
能なベクトル制御型センサレス方式同期電動機駆動シス
テムを実現できる。
センサを用いることなく、さらに単純な系統構成で高性
能なベクトル制御型センサレス方式同期電動機駆動シス
テムを実現できる。
【００７９】
【実施形態４】図８は、本発明による同期電動機駆動シ
ステムの実施形態４における軸誤差演算器１４Ｄの内部
構成を示すブロック図である。本実施形態４は、上記実
施形態１ないし３における軸誤差演算器１４に代えて、
図９に示した関数を発生する関数発生器２１を含む軸誤
差演算器１４Ｄを用いる。
ステムの実施形態４における軸誤差演算器１４Ｄの内部
構成を示すブロック図である。本実施形態４は、上記実
施形態１ないし３における軸誤差演算器１４に代えて、
図９に示した関数を発生する関数発生器２１を含む軸誤
差演算器１４Ｄを用いる。
【００８０】本発明による軸誤差演算は、既に述べたよ
うに、数式(４)におけるＲの項を削除すると、実現でき
る。この演算方式では、回転速度が１〜２％以下の極低
速の場合に、軸誤差演算結果に誤差が生じる恐れがあっ
た。そこで、極低速域での軸誤差演算精度を改善するた
め、演算式を補正する。数式(４)を変形すると、数式
(１２)となる。
うに、数式(４)におけるＲの項を削除すると、実現でき
る。この演算方式では、回転速度が１〜２％以下の極低
速の場合に、軸誤差演算結果に誤差が生じる恐れがあっ
た。そこで、極低速域での軸誤差演算精度を改善するた
め、演算式を補正する。数式(４)を変形すると、数式
(１２)となる。
【００８１】
【数１２】
数式(１２)において、ω１が小さくなるほど、Ｒの項の
影響が大きくなることがわかる。
影響が大きくなることがわかる。
【００８２】しかし、数式(１２)をそのまま用いると、
ω１が極小の場合に演算誤差が極端に増える恐れがあ
り、最悪の場合は、零で除算する恐れがある。そこで、
数式(１２)を下記のように変形する。
ω１が極小の場合に演算誤差が極端に増える恐れがあ
り、最悪の場合は、零で除算する恐れがある。そこで、
数式(１２)を下記のように変形する。
【００８３】
【数１３】
数式(１２)における分母の項は、Ｋeの項が支配的であ
るため、分子についてのみ関数Ｋrxで補正する。
るため、分子についてのみ関数Ｋrxで補正する。
【００８４】図９は、本発明による同期電動機駆動シス
テムの実施形態４における関数発生器の動作を説明する
図である。Ｋrxは、例えば、図９のような関数にしてお
く。ω１*がω１L以上の領域では、Ｋrx＝０とし、Ｒに
関する項を削除する。ω１*が、ω１L以下においての
み、軸誤差演算を補正し、軸誤差推定精度を向上させ
る。ただし、ω１*＝０の時のＫrxを有限値(Ｋrx0)に制
限しておき、零による除算などの演算上の問題を回避す
るようにする。この結果、極低速域においても、軸誤差
演算の精度が向上し、さらに広い範囲においてベクトル
制御型センサレス方式同期電動機駆動システムを実現で
きる。
テムの実施形態４における関数発生器の動作を説明する
図である。Ｋrxは、例えば、図９のような関数にしてお
く。ω１*がω１L以上の領域では、Ｋrx＝０とし、Ｒに
関する項を削除する。ω１*が、ω１L以下においての
み、軸誤差演算を補正し、軸誤差推定精度を向上させ
る。ただし、ω１*＝０の時のＫrxを有限値(Ｋrx0)に制
限しておき、零による除算などの演算上の問題を回避す
るようにする。この結果、極低速域においても、軸誤差
演算の精度が向上し、さらに広い範囲においてベクトル
制御型センサレス方式同期電動機駆動システムを実現で
きる。
【００８５】
【実施形態５】図１０は、本発明による同期電動機駆動
システムの実施形態５における制御装置２Ｅの内部構成
を示すブロック図である。本実施形態５は、同期電動機
のｑ軸成分(トルク成分)の電流指令Ｉq*を与えるＩq*発
生器１１に代えて、Ｉq*発生器１１Ｅを備えている。本
実施形態５のＩq*発生器１１Ｅは、電流検出値Ｉqcに基
づいてｑ軸電流指令Ｉq*を演算する。
システムの実施形態５における制御装置２Ｅの内部構成
を示すブロック図である。本実施形態５は、同期電動機
のｑ軸成分(トルク成分)の電流指令Ｉq*を与えるＩq*発
生器１１に代えて、Ｉq*発生器１１Ｅを備えている。本
実施形態５のＩq*発生器１１Ｅは、電流検出値Ｉqcに基
づいてｑ軸電流指令Ｉq*を演算する。
【００８６】ベクトル制御の場合、同期電動機の印加電
圧と同期電動機電流とを常に数式(２)の関係に制御する
必要がある。Ｉd*は、直接的には、同期電動機負荷には
無関係であり、任意の値に設定可能である。これに対し
て、Ｉq*の方は、負荷トルクおよび回転数に応じて適宜
変化させる必要がある。
圧と同期電動機電流とを常に数式(２)の関係に制御する
必要がある。Ｉd*は、直接的には、同期電動機負荷には
無関係であり、任意の値に設定可能である。これに対し
て、Ｉq*の方は、負荷トルクおよび回転数に応じて適宜
変化させる必要がある。
【００８７】定常状態においては、必ずＩq*＝Ｉqcの関
係が成り立たないと、軸誤差Δθが残留し、ベクトル制
御が成立しなくなる。本実施形態５の発明によれば、極
めて簡単な系統構成により、Ｉq*とＩqcとを一致させる
ことが可能になる。Ｉq*発生器１１Ｅは、数式(１４)を
演算している。ここで、Ｔrは時定数であり、ｓはラプ
ラス演算子である。
係が成り立たないと、軸誤差Δθが残留し、ベクトル制
御が成立しなくなる。本実施形態５の発明によれば、極
めて簡単な系統構成により、Ｉq*とＩqcとを一致させる
ことが可能になる。Ｉq*発生器１１Ｅは、数式(１４)を
演算している。ここで、Ｔrは時定数であり、ｓはラプ
ラス演算子である。
【００８８】
【数１４】
数式(１４)は、一次遅れ要素であり、原理的には、Ｉqc
の定常的な値をＩq*としている。したがって、最終的に
Ｉqc＝Ｉq*となり、ベクトル制御が成立する。通常の制
御における電流指令は、実際の電流検出値よりも先行し
て与えられ、それに検出値が一致していくというイメー
ジであるが、図１０の系統構成では、通常とは異なり、
必要な電流値すなわち実際に流れた電流値に指令の方を
後から一致させ、電圧および電流のバランスを保つよう
にしている。
の定常的な値をＩq*としている。したがって、最終的に
Ｉqc＝Ｉq*となり、ベクトル制御が成立する。通常の制
御における電流指令は、実際の電流検出値よりも先行し
て与えられ、それに検出値が一致していくというイメー
ジであるが、図１０の系統構成では、通常とは異なり、
必要な電流値すなわち実際に流れた電流値に指令の方を
後から一致させ、電圧および電流のバランスを保つよう
にしている。
【００８９】図１０の制御装置を用いると、制御定数の
調整箇所としては、磁極軸推定ゲイン１７と数式(１４)
における時定数Ｔrとの２箇所となり、極めて単純化さ
れた系統構成により、ベクトル制御を実現できる。さら
に、軸誤差演算器１４により、ほぼ全速度範囲におい
て、高性能な制御を実現可能であるため、速度域毎の方
式切り替えなどの問題もなく、調整箇所を最小限にした
ベクトル制御型センサレス方式同期電動機駆動システム
を実現できる。
調整箇所としては、磁極軸推定ゲイン１７と数式(１４)
における時定数Ｔrとの２箇所となり、極めて単純化さ
れた系統構成により、ベクトル制御を実現できる。さら
に、軸誤差演算器１４により、ほぼ全速度範囲におい
て、高性能な制御を実現可能であるため、速度域毎の方
式切り替えなどの問題もなく、調整箇所を最小限にした
ベクトル制御型センサレス方式同期電動機駆動システム
を実現できる。
【００９０】図１１は、本発明による同期電動機駆動シ
ステムの実施形態５を図７の実施形態３に適用した場合
の制御装置２Ｆの内部構成を示すブロック図である。図
１１においては、Ｉq*発生器１１Ｅは、図１０のｄｑ座
標変換器９からではなく、図７のＩqc推定器２０から、
推定された電流検出値を取り込む。ここでも、電流検出
値Ｉqcに基づいてｑ軸電流指令Ｉq*を演算するので、よ
り単純な系統構成により、ベクトル制御型センサレス方
式同期電動機駆動システムを実現できる。
ステムの実施形態５を図７の実施形態３に適用した場合
の制御装置２Ｆの内部構成を示すブロック図である。図
１１においては、Ｉq*発生器１１Ｅは、図１０のｄｑ座
標変換器９からではなく、図７のＩqc推定器２０から、
推定された電流検出値を取り込む。ここでも、電流検出
値Ｉqcに基づいてｑ軸電流指令Ｉq*を演算するので、よ
り単純な系統構成により、ベクトル制御型センサレス方
式同期電動機駆動システムを実現できる。
【００９１】
【実施形態６】図１２は、本発明による同期電動機駆動
システムの実施形態６における制御装置２Ｇの内部構成
を示すブロック図である。実施形態６の制御装置２Ｇ
は、ｄ軸電流を制御するＩd電流制御器２２と、ｑ軸電
流を制御するＩq電流制御器２３と、Δω１の符号を反
転する符号反転器２４と、Ｐを同期電動機の極数として
Δω１を速度偏差に換算する換算ゲイン２５と、速度偏
差を零にする速度制御器２６とを含んでいる。
システムの実施形態６における制御装置２Ｇの内部構成
を示すブロック図である。実施形態６の制御装置２Ｇ
は、ｄ軸電流を制御するＩd電流制御器２２と、ｑ軸電
流を制御するＩq電流制御器２３と、Δω１の符号を反
転する符号反転器２４と、Ｐを同期電動機の極数として
Δω１を速度偏差に換算する換算ゲイン２５と、速度偏
差を零にする速度制御器２６とを含んでいる。
【００９２】実施形態５で説明したように、ベクトル制
御においては、電流指令Ｉq*をどのように作成するかが
非常に重要である。実施形態５では、実際の電流検出値
(推定値)から、Ｉq*を求めているため、非常に簡便では
あるが、逆に、速度や負荷変動に対する高速応答は難し
い。
御においては、電流指令Ｉq*をどのように作成するかが
非常に重要である。実施形態５では、実際の電流検出値
(推定値)から、Ｉq*を求めているため、非常に簡便では
あるが、逆に、速度や負荷変動に対する高速応答は難し
い。
【００９３】これに対して、図１２に示した制御装置２
Ｇを用いれば、高速応答可能なベクトル制御型センサレ
ス方式同期電動機駆動システムを実現できる。
Ｇを用いれば、高速応答可能なベクトル制御型センサレ
ス方式同期電動機駆動システムを実現できる。
【００９４】磁極軸推定ゲイン１７の出力Δω１は、軸
誤差を零にするための速度の修正量である。見方を変え
れば、この出力は、実際の回転数指令ωr*と実速度ωr
の偏差とに対応した量である。したがって、この出力Δ
ω１が零になるように、Ｉq*を与えると、同期電動機の
速度制御の応答を改善できる。
誤差を零にするための速度の修正量である。見方を変え
れば、この出力は、実際の回転数指令ωr*と実速度ωr
の偏差とに対応した量である。したがって、この出力Δ
ω１が零になるように、Ｉq*を与えると、同期電動機の
速度制御の応答を改善できる。
【００９５】出力Δω１は、符号反転器２４により極性
が反転され、さらに換算ゲイン２５により２／Ｐ倍さ
れ、速度偏差Δωr(＝ωr*-ωr)が求められる。速度制
御器２６は、比例・積分補償要素などにより構成され、
速度偏差Δωrに基づいてトルク電流指令Ｉq*を演算す
る。
が反転され、さらに換算ゲイン２５により２／Ｐ倍さ
れ、速度偏差Δωr(＝ωr*-ωr)が求められる。速度制
御器２６は、比例・積分補償要素などにより構成され、
速度偏差Δωrに基づいてトルク電流指令Ｉq*を演算す
る。
【００９６】さらに、同期電動機の応答特性を改善する
ため、ｄｃ，ｑｃ各軸に電流制御器２２，２３を付加し
て、電流を高速に制御している。
ため、ｄｃ，ｑｃ各軸に電流制御器２２，２３を付加し
て、電流を高速に制御している。
【００９７】その結果、速度変動，トルク外乱などに対
して高速応答可能な同期電動機駆動システムを実現でき
る。また、軸誤差演算機器をほぼ全速度範囲で適用でき
るため、従来のベクトル制御型センサレス方式に比べ、
制御性能が著しく向上したベクトル制御型センサレス方
式同期電動機駆動システムを実現できる。
して高速応答可能な同期電動機駆動システムを実現でき
る。また、軸誤差演算機器をほぼ全速度範囲で適用でき
るため、従来のベクトル制御型センサレス方式に比べ、
制御性能が著しく向上したベクトル制御型センサレス方
式同期電動機駆動システムを実現できる。
【００９８】
【実施形態７】図１３は、本発明による同期電動機駆動
システムの実施形態７における制御装置２Ｈの内部構成
を示すブロック図である。図１３において、磁極軸推定
ゲイン１７Ｈは、比例・積分要素で構成されている。図
１３の制御装置２Ｈは、実施形態６の制御装置２Ｇとほ
ぼ同じ系統構成であるが、制御装置２Ｈにおけるω１の
作成方法が異なっている。
システムの実施形態７における制御装置２Ｈの内部構成
を示すブロック図である。図１３において、磁極軸推定
ゲイン１７Ｈは、比例・積分要素で構成されている。図
１３の制御装置２Ｈは、実施形態６の制御装置２Ｇとほ
ぼ同じ系統構成であるが、制御装置２Ｈにおけるω１の
作成方法が異なっている。
【００９９】上記実施形態１ないし６では、回転数指令
ωr*からω１*を直接演算し、それにΔω１を加え、駆
動周波数を修正していた。
ωr*からω１*を直接演算し、それにΔω１を加え、駆
動周波数を修正していた。
【０１００】これに対して、本実施形態７においては、
磁極軸推定ゲインの出力をω１として制御演算に用いて
いる点に特徴がある。
磁極軸推定ゲインの出力をω１として制御演算に用いて
いる点に特徴がある。
【０１０１】速度制御器２６は、回転数指令ωr*と実際
の速度(推定値)ωrとの偏差Δωrに基づいて、Ｉq*を演
算する。Ｉq*は、実際の電流値Ｉqcと比較され、両者が
一致するようにＩq電流制御器２３により電流が制御さ
れる。実際に同期電動機にトルク電流が発生し、同期電
動機の回転数が変化して軸誤差が発生すると、軸誤差演
算器１４が、その軸誤差を検出する。磁極軸推定ゲイン
１７Ｈは、その軸誤差を受けて、ω１を修正して出力す
る。
の速度(推定値)ωrとの偏差Δωrに基づいて、Ｉq*を演
算する。Ｉq*は、実際の電流値Ｉqcと比較され、両者が
一致するようにＩq電流制御器２３により電流が制御さ
れる。実際に同期電動機にトルク電流が発生し、同期電
動機の回転数が変化して軸誤差が発生すると、軸誤差演
算器１４が、その軸誤差を検出する。磁極軸推定ゲイン
１７Ｈは、その軸誤差を受けて、ω１を修正して出力す
る。
【０１０２】制御系統をこのように構成にすると、同期
電動機の最大トルクによる加速／減速が可能になる。同
期電動機に流せる電流は、同期電動機定格やインバータ
の容量で制限される。その範囲内の最大条件で加速／減
速すれば、最も高速に同期電動機を制御することが可能
である。
電動機の最大トルクによる加速／減速が可能になる。同
期電動機に流せる電流は、同期電動機定格やインバータ
の容量で制限される。その範囲内の最大条件で加速／減
速すれば、最も高速に同期電動機を制御することが可能
である。
【０１０３】そこで、Ｉq*に最大電流のリミッタを設け
ておき、トルク電流を最大限に流した状態で、同期電動
機を加速する。その場合、速度ω１は、トルクを与えた
結果の速度である必要があり、図１２のように回転数指
令からフィードフォワード的に速度を与えることはでき
ない。したがって、最大トルクにより加速／減速しよう
した場合、図１３の系統構成が必要になる。
ておき、トルク電流を最大限に流した状態で、同期電動
機を加速する。その場合、速度ω１は、トルクを与えた
結果の速度である必要があり、図１２のように回転数指
令からフィードフォワード的に速度を与えることはでき
ない。したがって、最大トルクにより加速／減速しよう
した場合、図１３の系統構成が必要になる。
【０１０４】本実施形態７の軸誤差演算器１４を導入す
ると、広範囲にわたり高速な加速／減速特性を実現でき
る。
ると、広範囲にわたり高速な加速／減速特性を実現でき
る。
【０１０５】なお、図１２および図１３における制御装
置２Ｇ，２Ｈを図５または図７の系統構成のシステムに
適用することも可能である。図５の系統構成に適用する
場合は、そのまま置き換えればよい。図７の系統構成に
適用する場合は、フィルタ１９とＩqc推定器２０とを制
御装置内に設ければよい。ただし、図７の系統構成で
は、Ｉdcを検出できないので、Ｉd電流制御器は設置し
ない。
置２Ｇ，２Ｈを図５または図７の系統構成のシステムに
適用することも可能である。図５の系統構成に適用する
場合は、そのまま置き換えればよい。図７の系統構成に
適用する場合は、フィルタ１９とＩqc推定器２０とを制
御装置内に設ければよい。ただし、図７の系統構成で
は、Ｉdcを検出できないので、Ｉd電流制御器は設置し
ない。
【０１０６】本実施形態７によれば、さらに高速応答性
を改善した高性能なセンサレスンサレス方式に比べ、制
御性能が著しく向上した同期電動機駆動システムを実現
できる。
を改善した高性能なセンサレスンサレス方式に比べ、制
御性能が著しく向上した同期電動機駆動システムを実現
できる。
【０１０７】
【実施形態８】図１４は、本発明による同期電動機駆動
システムの実施形態８における制御装置２Ｊの内部構成
を示すブロック図である。本実施形態８は、実施形態１
〜７におけるＩd*発生器１０に代えて、Ｉd*発生器１０
Ｊを用いている。図１４のＩd*発生器１０Ｊは、Ｉq*に
基づいてＩd*の値を決定する。すなわち、本実施形態８
は、図１０の実施形態５における制御装置とほぼ同じ構
成であるが、電流指令Ｉd*の作成方法に特徴がある。
システムの実施形態８における制御装置２Ｊの内部構成
を示すブロック図である。本実施形態８は、実施形態１
〜７におけるＩd*発生器１０に代えて、Ｉd*発生器１０
Ｊを用いている。図１４のＩd*発生器１０Ｊは、Ｉq*に
基づいてＩd*の値を決定する。すなわち、本実施形態８
は、図１０の実施形態５における制御装置とほぼ同じ構
成であるが、電流指令Ｉd*の作成方法に特徴がある。
【０１０８】永久磁石型同期電動機の中には、永久磁石
によるトルクと同期電動機の突極性(逆突極性)によるリ
ラクタンストルクとを組み合わせて、同期電動機トルク
を発生する種類がある。この種の同期電動機の場合、Ｉ
dをマイナスの値に制御した領域に、同期電動機の最大
トルク点があり、Ｉd＝０に制御するのは、効率の面で
得策ではない。したがって、最大効率で同期電動機を駆
動したい場合は、常に最大トルクとなる状態で同期電動
機を駆動するのがよい。特に、産業・家電の分野では、
省エネルギー化が叫ばれており、効率の最大化は重要な
課題である。
によるトルクと同期電動機の突極性(逆突極性)によるリ
ラクタンストルクとを組み合わせて、同期電動機トルク
を発生する種類がある。この種の同期電動機の場合、Ｉ
dをマイナスの値に制御した領域に、同期電動機の最大
トルク点があり、Ｉd＝０に制御するのは、効率の面で
得策ではない。したがって、最大効率で同期電動機を駆
動したい場合は、常に最大トルクとなる状態で同期電動
機を駆動するのがよい。特に、産業・家電の分野では、
省エネルギー化が叫ばれており、効率の最大化は重要な
課題である。
【０１０９】最大トルクを得る条件は、例えば、文献３
「ＰＭモータの制御法と回転子構造による特性比較」
『電気学会論文誌Ｄ』平成６年，114巻６号，pp.662-66
7などに報告されている。文献３の数式(６)に従うと、
数式(１５)となり、Ｉqが定まれば、最大トルクを得る
Ｉdが決まる。ただし、Φmは永久磁石磁束であり、Ｌd
≠Ｌqである。
「ＰＭモータの制御法と回転子構造による特性比較」
『電気学会論文誌Ｄ』平成６年，114巻６号，pp.662-66
7などに報告されている。文献３の数式(６)に従うと、
数式(１５)となり、Ｉqが定まれば、最大トルクを得る
Ｉdが決まる。ただし、Φmは永久磁石磁束であり、Ｌd
≠Ｌqである。
【０１１０】
【数１５】
本実施形態８では、Ｉd*発生器１０Ｊにおいて、Ｉq*を
用いて数式(１５)の演算処理を実施する。その結果、常
に最大トルク(最大効率)で同期電動機を駆動することが
可能になる。なお、数式(１５)の演算に、Ｉq*でなくＩ
qcを用いてもよいが、過渡時におけるＩqcの変動は激し
いので、制御系全体が不安定になる恐れがある。
用いて数式(１５)の演算処理を実施する。その結果、常
に最大トルク(最大効率)で同期電動機を駆動することが
可能になる。なお、数式(１５)の演算に、Ｉq*でなくＩ
qcを用いてもよいが、過渡時におけるＩqcの変動は激し
いので、制御系全体が不安定になる恐れがある。
【０１１１】また、効率の最大化は、定常状態で機能す
れば、装置の省エネ化には貢献できるので、Ｉq*発生器
の出力であるＩq*を用いても何ら問題はない。
れば、装置の省エネ化には貢献できるので、Ｉq*発生器
の出力であるＩq*を用いても何ら問題はない。
【０１１２】さらに、本実施形態８におけるＩd*発生器
１０Ｊを他の実施形態１ないし７に適用しても何ら問題
はない。
１０Ｊを他の実施形態１ないし７に適用しても何ら問題
はない。
【０１１３】このように、本実施形態８を用いると、同
期電動機効率を最大で運転できるベクトル制御型センサ
レス方式同期電動機駆動システムを提供できる。
期電動機効率を最大で運転できるベクトル制御型センサ
レス方式同期電動機駆動システムを提供できる。
【０１１４】
【発明の効果】本発明によれば、効率の低下や騒音の増
大を伴うことなく、低速域から高速域までの広範囲にわ
たるベクトル制御型センサレス方式同期電動機駆動シス
テムを実現できる。さらに、制御対象である同期電動機
の突極性の有無にも無関係であり、高性能・高精度なベ
クトル制御型センサレス方式同期電動機駆動システムを
実現できる。
大を伴うことなく、低速域から高速域までの広範囲にわ
たるベクトル制御型センサレス方式同期電動機駆動シス
テムを実現できる。さらに、制御対象である同期電動機
の突極性の有無にも無関係であり、高性能・高精度なベ
クトル制御型センサレス方式同期電動機駆動システムを
実現できる。
【図１】本発明による同期電動機駆動システムの実施形
態１の系統構成を示すブロック図である。
態１の系統構成を示すブロック図である。
【図２】図１の実施形態１を実装した同期電動機駆動シ
ステムの概略構造を示す斜視図である。
ステムの概略構造を示す斜視図である。
【図３】本発明による同期電動機駆動システムの実施形
態１における電圧指令演算器１２の内部構成を示すブロ
ック図である。
態１における電圧指令演算器１２の内部構成を示すブロ
ック図である。
【図４】本発明による同期電動機駆動システムの実施形
態１における軸誤差演算器１４の内部構成を示すブロッ
ク図である。
態１における軸誤差演算器１４の内部構成を示すブロッ
ク図である。
【図５】本発明による同期電動機駆動システムの実施形
態２の系統構成を示すブロック図である。
態２の系統構成を示すブロック図である。
【図６】本発明による同期電動機駆動システムの実施形
態２における同期電動機電流推定器１８の動作を説明す
る図である。
態２における同期電動機電流推定器１８の動作を説明す
る図である。
【図７】本発明による同期電動機駆動システムの実施形
態３の系統構成を示すブロック図である。
態３の系統構成を示すブロック図である。
【図８】本発明による同期電動機駆動システムの実施形
態４における軸誤差演算器１４Ｄの内部構成を示すブロ
ック図である。
態４における軸誤差演算器１４Ｄの内部構成を示すブロ
ック図である。
【図９】本発明による同期電動機駆動システムの実施形
態４における関数発生器の動作を説明する図である。
態４における関数発生器の動作を説明する図である。
【図１０】本発明による同期電動機駆動システムの実施
形態５における制御装置２Ｅの内部構成を示すブロック
図である。
形態５における制御装置２Ｅの内部構成を示すブロック
図である。
【図１１】本発明による同期電動機駆動システムの実施
形態５を図７の実施形態３に適用した場合の制御装置２
Ｆの内部構成を示すブロック図である。
形態５を図７の実施形態３に適用した場合の制御装置２
Ｆの内部構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明による同期電動機駆動システムの実施
形態６における制御装置２Ｇの内部構成を示すブロック
図である。
形態６における制御装置２Ｇの内部構成を示すブロック
図である。
【図１３】本発明による同期電動機駆動システムの実施
形態７における制御装置２Ｈの内部構成を示すブロック
図である。
形態７における制御装置２Ｈの内部構成を示すブロック
図である。
【図１４】本発明による同期電動機駆動システムの実施
形態８における制御装置２Ｊの内部構成を示すブロック
図である。
形態８における制御装置２Ｊの内部構成を示すブロック
図である。
【図１５】同期電動機の磁極軸を基準としたｄ-ｑ座標
軸と制御上の仮定軸ｄｃ-ｑｃ軸との関係をベクトルで
示す図である。
軸と制御上の仮定軸ｄｃ-ｑｃ軸との関係をベクトルで
示す図である。
１ 回転数指令発生器
２ 制御装置
３ ＰＷＭ(パルス幅変調)発生器
４ インバータ
５ 同期電動機
６ 電流検出器
７ 変換ゲイン(Ｐは同期電動機の極数)
８ 積分器
９ ｄｑ座標変換器
１０ Ｉd*発生器
１１ Ｉq*発生器
１２ 電圧指令演算器
１３ ｄｑ逆変換器
１４ 軸誤差演算器
１５ 零発生器
１６ 加算器
１７ 磁極軸推定ゲイン
１８ 同期電動機電流推定器
１９ 脈動成分除去フィルタ
２０ Ｉqc推定器
２１ 関数発生器
２２ Ｉd電流制御器
２３ Ｉq電流制御器
２４ 符号反転器
２５ 換算ゲイン
２６ 速度制御器
４１ 直流電源部
４２ インバータ主回路部
４３ ゲート・ドライバ
４４ 直流電流検出器
１２１ ゲイン
１２２ ゲイン
１２３ ゲイン
１２４ 乗算器
１２５ ゲイン
１２６ 発電定数設定器
１２７ アークタンジェント演算器
４１１ 電源
４１２ ダイオード・ブリッジ
４１３ 平滑コンデンサ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 坂本 潔
茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株
式会社日立製作所日立研究所内
(72)発明者 高倉 雄八
栃木県下都賀郡大平町富田800 株式会社
日立栃木テクノロジー内
Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB12 DA14 DB13 DC12
EB01 EC01 GG04 RR01 RR04
SS07 TT15 UA06 XA04 XA05
XA12 XA13
5H576 BB02 BB04 CC05 DD02 DD07
EE01 EE11 FF07 FF08 GG01
GG02 GG04 HA04 HB02 JJ03
JJ04 JJ16 JJ17 JJ22 KK05
LL14 LL22
Claims (12)
- 【請求項１】 同期電動機と前記同期電動機を駆動する
インバータと前記同期電動機に回転数指令を与える回転
数指令発生器と前記同期電動機の印加電圧を演算する制
御装置とからなる同期電動機駆動システムにおいて、 磁極軸ｄ軸上のインダクタンスをＬd，磁極軸ｄ軸に直
交する軸であるｑ軸上のインダクタンスをＬq，モータ
の発電定数をＫe，前記ｄ軸の電流指令値をＩd*，前記
ｑ軸上の電流指令をＩq*，制御上の仮定ｄｃ軸上の電流
検出値をＩdc，前記仮定ｄｃ軸に直交する仮定ｑｃ軸上
の電流検出値をＩqcとしたとき、前記同期電動機の回転
数指令が零以外のすべての回転数範囲において前記Ｌ
d，Ｌq，Ｋe，Ｉd*，Ｉq*，Ｉdc，Ｉqcを用いてｄ-ｑ軸
とｄｃ-ｑｃ軸との軸誤差Δθを推定演算する軸誤差演
算手段と、 前記軸誤差Δθの演算値に基づき前記ｄｃ-ｑｃ軸を前
記ｄ-ｑ軸に調整する手段とを備えたことを特徴とする
同期電動機駆動システム。 - 【請求項２】 同期電動機と前記同期電動機を駆動する
インバータと前記同期電動機に回転数指令を与える回転
数指令発生器と前記同期電動機の印加電圧を演算する制
御装置とからなる同期電動機駆動システムにおいて、 磁極軸ｄ軸上のインダクタンスをＬd，磁極軸ｄ軸に直
交する軸であるｑ軸上のインダクタンスをＬq，モータ
の発電定数をＫe，前記ｄ軸の電流指令値をＩd*，前記
ｑ軸上の電流指令をＩq*，制御上の仮定ｄｃ軸上の電流
検出値をＩdc，前記仮定ｄｃ軸に直交する仮定ｑｃ軸上
の電流検出値をＩqcとしたとき、前記同期電動機の回転
数指令が零以外のすべての回転数範囲において前記同期
電動機の同期電動機定数である抵抗Ｒ，インダクタンス
Ｌ，発電定数ＫeのうちインダクタンスＬおよび発電定
数Ｋeの関数として軸誤差Δθを推定演算する軸誤差演
算手段と、 前記軸誤差Δθの演算値に基づき前記ｄｃ-ｑｃ軸を前
記ｄ-ｑ軸に調整する手段とを備えたことを特徴とする
同期電動機駆動システム。 - 【請求項３】 請求項２に記載の同期電動機駆動システ
ムにおいて、 前記軸誤差演算手段が、磁極軸ｄ軸上のインダクタンス
をＬd，磁極軸ｄ軸に直交する軸であるｑ軸上のインダ
クタンスをＬq，モータの発電定数をＫe，前記ｄ軸の電
流指令値をＩd*，前記ｑ軸上の電流指令をＩq*，制御上
の仮定ｄｃ軸上の電流検出値をＩdc，前記仮定ｄｃ軸に
直交する仮定ｑｃ軸上の電流検出値をＩqcとしたとき、
前記ｄ-ｑ軸上の各々の電流指令Ｉd*，Ｉq*および前記
ｄｃ-ｑｃ軸上の電流検出値Ｉdc，Ｉqcを用いて、数式
(１)により、前記軸誤差Δθを演算する手段であること
を特徴とする同期電動機駆動システム。 【数１】 - 【請求項４】 請求項３に記載の同期電動機駆動システ
ムにおいて、 前記ｄｃ軸上の電流検出値Ｉdcに代えて電流指令Ｉd*を
用いることを特徴とする同期電動機駆動システム。 - 【請求項５】 請求項１ないし４のいずれか一項に記載
の同期電動機駆動システムにおいて、 前記インバータの電源側における直流電流を検出する手
段と、 検出された直流電流と前記インバータを駆動する駆動パ
ルス信号とに基づいて前記同期電動機の交流電流を推定
演算する同期電動機電流推定手段とを備え、 前記推定演算された電流を前記電流検出値として軸誤差
Δθを演算することを特徴とする同期電動機駆動システ
ム。 - 【請求項６】 請求項１ないし４のいずれか一項に記載
の同期電動機駆動システムにおいて、 前記インバータの電源側における直流電流を検出する手
段と、 検出された直流電流と前記インバータの直流電圧の検出
値または設定値に基づいて前記同期電動機のｑｃ軸上の
電流値を推定演算するＩqc推定手段とを備え、 前記推定演算された電流を前記電流検出値として軸誤差
Δθを演算することを特徴とする同期電動機駆動システ
ム。 - 【請求項７】 請求項１ないし６のいずれか一項に記載
の同期電動機駆動システムにおいて、 前記軸誤差Δθの演算において前記同期電動機の回転数
指令に応じて補正する補正項を設け、 前記補正項は、前記回転数指令が零に近づくに従って重
みが増える関数であることを特徴とする同期電動機駆動
システム。 - 【請求項８】 請求項１ないし７のいずれか一項に記載
の同期電動機駆動システムにおいて、 前記ｑ軸上の電流指令Ｉq*を前記ｑｃ軸上の電流検出値
または推定値に基づいて作成することを特徴とする同期
電動機駆動システム。 - 【請求項９】 請求項１ないし７のいずれか一項に記載
の同期電動機駆動システムにおいて、 前記軸誤差Δθの演算値に基づいて前記回転数指令と実
際の回転数との速度偏差を推定する手段を設け、 前記速度偏差の推定値に基づいて前記同期電動機のｑ軸
電流指令Ｉq*を作成することを特徴とする同期電動機駆
動システム。 - 【請求項１０】 請求項１ないし７のいずれか一項に記
載の同期電動機駆動システムにおいて、 前記軸誤差Δθの演算値に基づいて前記同期電動機の回
転数を推定する手段を設け、 前記推定値と前記回転数指令との偏差に基づいて前記同
期電動機のｑ軸電流指令Ｉq*を作成することを特徴とす
る同期電動機駆動システム。 - 【請求項１１】 請求項８ないし１０のいずれか一項に
記載の同期電動機駆動システムにおいて、 前記ｑ軸の電流指令Ｉq*に基づいて前記ｄ軸の電流指令
Ｉd*を作成することを特徴とする同期電動機駆動システ
ム。 - 【請求項１２】 請求項１ないし１１のいずれか一項に
記載の同期電動機駆動システムにおいて、 前記同期電動機が、非突極型の同期電動機であることを
特徴とする同期電動機駆動システム。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001241858A JP3668870B2 (ja) | 2001-08-09 | 2001-08-09 | 同期電動機駆動システム |
| US10/099,590 US6650081B2 (en) | 2001-08-09 | 2002-03-13 | Synchronous motor driving system |
| US10/213,685 US6628099B2 (en) | 2001-08-09 | 2002-08-06 | Synchronous motor driving system and sensorless control method for a synchronous motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001241858A JP3668870B2 (ja) | 2001-08-09 | 2001-08-09 | 同期電動機駆動システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003061386A true JP2003061386A (ja) | 2003-02-28 |
| JP3668870B2 JP3668870B2 (ja) | 2005-07-06 |
Family
ID=19072222
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001241858A Expired - Lifetime JP3668870B2 (ja) | 2001-08-09 | 2001-08-09 | 同期電動機駆動システム |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6650081B2 (ja) |
| JP (1) | JP3668870B2 (ja) |
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