JP2563226B2 - 変換器用の電流検出方法 - Google Patents
変換器用の電流検出方法Info
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- JP2563226B2 JP2563226B2 JP4277625A JP27762592A JP2563226B2 JP 2563226 B2 JP2563226 B2 JP 2563226B2 JP 4277625 A JP4277625 A JP 4277625A JP 27762592 A JP27762592 A JP 27762592A JP 2563226 B2 JP2563226 B2 JP 2563226B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直流電流（ＤＣ）を３相
交流電流（ＡＣ）に変換する変換器用の電流検出方法に
関し、特に構造が簡単で、且つコストが低減される変換
器用の電流検出方法に関する。
交流電流（ＡＣ）に変換する変換器用の電流検出方法に
関し、特に構造が簡単で、且つコストが低減される変換
器用の電流検出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の変換器は一般に過電流及び過負荷
状態を検出し、且つこれらの様な状態が発生した場合に
検出器を保護する保護装置を有している。従来のＤＣを
３相ＡＣに変換する変換器では、直流の過電流と３相交
流の過負荷電流のそれぞれを検出するために、ＤＣ電流
検出器と２つのＡＣ電流検出器とを使用する必要があっ
た。
状態を検出し、且つこれらの様な状態が発生した場合に
検出器を保護する保護装置を有している。従来のＤＣを
３相ＡＣに変換する変換器では、直流の過電流と３相交
流の過負荷電流のそれぞれを検出するために、ＤＣ電流
検出器と２つのＡＣ電流検出器とを使用する必要があっ
た。
【０００３】図４は従来の変換器の基本回路を示すもの
で、この変換器はＤＣ電源Ｅを３相交流Ｔ，Ｓ，及びＲ
に変換し、次にこれらの３相交流を図示しない誘導モー
タ等の負荷に供給する。この基本回路は変換を遂行する
６個のトランジスタＱ1 ないしＱ6 と、これらのトラン
ジスタＱ1 ないしＱ6 にオン／オフ状態の制御信号６を
出力するドライバ１０とを備えている。
で、この変換器はＤＣ電源Ｅを３相交流Ｔ，Ｓ，及びＲ
に変換し、次にこれらの３相交流を図示しない誘導モー
タ等の負荷に供給する。この基本回路は変換を遂行する
６個のトランジスタＱ1 ないしＱ6 と、これらのトラン
ジスタＱ1 ないしＱ6 にオン／オフ状態の制御信号６を
出力するドライバ１０とを備えている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところが、この基本回
路は更に、過電流を検出し、変換器を保護するために制
御装置１２を起動するＤＣ電流検出器１４と、負荷電流
を検出する２個のＡＣ電流検出器とを備えなければなら
ない。検出器１４，１６及び１８は極めて高価であり、
これらの費用は変換器のコストの大部分を占めるという
問題点があった。従って、本発明の主要な課題は構造が
簡単で、且つコストが低減される変換器用の新たな電流
検出方法を提案することである。
路は更に、過電流を検出し、変換器を保護するために制
御装置１２を起動するＤＣ電流検出器１４と、負荷電流
を検出する２個のＡＣ電流検出器とを備えなければなら
ない。検出器１４，１６及び１８は極めて高価であり、
これらの費用は変換器のコストの大部分を占めるという
問題点があった。従って、本発明の主要な課題は構造が
簡単で、且つコストが低減される変換器用の新たな電流
検出方法を提案することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】前記の課題を解決するた
め、本発明では次の手段を構成した。 （１）変換器への直流電流を検出する直流電流検出器
と、変換器からの３相交流電流を制御する３対のトラン
ジスタとを備えた直流を３相交流に変換する変換器用の
電流検出方法において、(a) 前記３対のトランジスタに
よるゲート状態の切換えを制御する段階と、(b) 前記３
対のトランジスタによる第１のゲート状態で、変換器へ
の直流電流を直流電流検出器により検知し、第１のゲー
ト状態に基づく１つの相を判定して第１の電流検出値を
検出する段階と、(c) 前記３対のトランジスタによる第
２のゲート状態で、変換器への直流電流を直流電流検出
器により検知し、第２のゲート状態に基づく別の相を判
定して第２の電流検出値を検出する段階と、(d) 第１及
び第２の電流検出値を演算して残りの相における直流電
流検出値を算出する段階と、からなることを特徴とする
電流検出方法。 （２）前記３対のトランジスタによるゲート状態の切換
えを制御する段階(a) は、各ゲート状態が継続される期
間をパルス幅変調により制御するパルス幅変調制御方法
を使用することを特徴とする請求項１記載の電流検出方
法。 （３）前記３対のトランジスタによるゲート状態の切換
えを制御する段階(a) は、各搬送波周期を、それぞれ異
なるゲート状態が割り当てられた３つの区間に区分する
とともに、前記各区間を前記各ゲート状態のパルス幅に
変調し、これら３つの区間からなる信号を前記搬送波周
期ごとに出力するパルス幅変調制御信号を生成する段階
と、各々の搬送波周期における１つの区間で前記３対の
トランジスタを非導通状態に制御する段階と、各々の搬
送波周期における他の２つの区間で前記３対のトランジ
スタを第１及び第２のゲート状態にそれぞれ制御する段
階とを含むことを特徴とする請求項２記載の電流検出方
法。 （４）前記３対のトランジスタによる第１のゲート状態
で、変換器への直流電流を直流電流検出器により検知
し、第１のゲート状態に基づく１つの相を判定して第１
の電流検出値を検出する段階(b) は、各々の搬送波周期
における前記他の２つの区間の１つで、第１の電流検出
値を検出する段階を含み、前記３対のトランジスタによ
る第２のゲート状態で、変換器への直流電流を直流電流
検出器により検知し、第２のゲート状態に基づく別の相
を判定して第２の電流検出値を検出する段階(c) は、前
記他の２つの区間の残りで、第２の電流検出値を検出す
る段階を含むことを特徴とする請求項３記載の電流検出
方法。
め、本発明では次の手段を構成した。 （１）変換器への直流電流を検出する直流電流検出器
と、変換器からの３相交流電流を制御する３対のトラン
ジスタとを備えた直流を３相交流に変換する変換器用の
電流検出方法において、(a) 前記３対のトランジスタに
よるゲート状態の切換えを制御する段階と、(b) 前記３
対のトランジスタによる第１のゲート状態で、変換器へ
の直流電流を直流電流検出器により検知し、第１のゲー
ト状態に基づく１つの相を判定して第１の電流検出値を
検出する段階と、(c) 前記３対のトランジスタによる第
２のゲート状態で、変換器への直流電流を直流電流検出
器により検知し、第２のゲート状態に基づく別の相を判
定して第２の電流検出値を検出する段階と、(d) 第１及
び第２の電流検出値を演算して残りの相における直流電
流検出値を算出する段階と、からなることを特徴とする
電流検出方法。 （２）前記３対のトランジスタによるゲート状態の切換
えを制御する段階(a) は、各ゲート状態が継続される期
間をパルス幅変調により制御するパルス幅変調制御方法
を使用することを特徴とする請求項１記載の電流検出方
法。 （３）前記３対のトランジスタによるゲート状態の切換
えを制御する段階(a) は、各搬送波周期を、それぞれ異
なるゲート状態が割り当てられた３つの区間に区分する
とともに、前記各区間を前記各ゲート状態のパルス幅に
変調し、これら３つの区間からなる信号を前記搬送波周
期ごとに出力するパルス幅変調制御信号を生成する段階
と、各々の搬送波周期における１つの区間で前記３対の
トランジスタを非導通状態に制御する段階と、各々の搬
送波周期における他の２つの区間で前記３対のトランジ
スタを第１及び第２のゲート状態にそれぞれ制御する段
階とを含むことを特徴とする請求項２記載の電流検出方
法。 （４）前記３対のトランジスタによる第１のゲート状態
で、変換器への直流電流を直流電流検出器により検知
し、第１のゲート状態に基づく１つの相を判定して第１
の電流検出値を検出する段階(b) は、各々の搬送波周期
における前記他の２つの区間の１つで、第１の電流検出
値を検出する段階を含み、前記３対のトランジスタによ
る第２のゲート状態で、変換器への直流電流を直流電流
検出器により検知し、第２のゲート状態に基づく別の相
を判定して第２の電流検出値を検出する段階(c) は、前
記他の２つの区間の残りで、第２の電流検出値を検出す
る段階を含むことを特徴とする請求項３記載の電流検出
方法。
【０００６】
【作用】搬送波周期における相異なる区間で検出した相
異なる位相の電流値から、残りの位相の電流値を計算
し、順次それぞれの搬送波周期において同様に行うの
で、３相交流電流の各々を求めるために単一のＤＣ電流
検出器のみを使用する。
異なる位相の電流値から、残りの位相の電流値を計算
し、順次それぞれの搬送波周期において同様に行うの
で、３相交流電流の各々を求めるために単一のＤＣ電流
検出器のみを使用する。
【０００７】
【実施例】図１は本発明の実施例である変換器用の電流
検出方法を使用する回路の概略図である。本発明の理解
を深めるために本出願の構成部分を成す以下の説明と添
付図面を参照する。先ず、本発明の方法を容易に理解す
るため、直流電流（以下、ＤＣという）を３相交流電流
（以下、ＡＣという）に変換する変換器の基本原理を説
明する。図１，図４を参照すると、変換器は３対のトラ
ンジスタＱ1,Ｑ4;Ｑ3,Ｑ6 及びＱ5,Ｑ2 と、ＤＣ電源Ｅ
を３相交流電流Ｔ，Ｓ及びＲに変換するトランジスタＱ
1 ないしＱ6 のオン／オフ状態を制御するドライバ１０
とを備えている。図１、及び図６，図７，図８のそれぞ
れにおける（ａ）ないし（ｆ）に示したトランジスタは
簡潔にするため、スイッチとして図示されている。
検出方法を使用する回路の概略図である。本発明の理解
を深めるために本出願の構成部分を成す以下の説明と添
付図面を参照する。先ず、本発明の方法を容易に理解す
るため、直流電流（以下、ＤＣという）を３相交流電流
（以下、ＡＣという）に変換する変換器の基本原理を説
明する。図１，図４を参照すると、変換器は３対のトラ
ンジスタＱ1,Ｑ4;Ｑ3,Ｑ6 及びＱ5,Ｑ2 と、ＤＣ電源Ｅ
を３相交流電流Ｔ，Ｓ及びＲに変換するトランジスタＱ
1 ないしＱ6 のオン／オフ状態を制御するドライバ１０
とを備えている。図１、及び図６，図７，図８のそれぞ
れにおける（ａ）ないし（ｆ）に示したトランジスタは
簡潔にするため、スイッチとして図示されている。
【０００８】この変換器の回路でトランジスタの組み合
わせＱ1,Ｑ4 はＲ位相の電圧を制御し、また、トランジ
スタの組み合わせＱ3,Ｑ6 はＳ位相の電圧を制御し、更
に、トランジスタの組み合わせＱ5,Ｑ2 はＴ位相の電圧
を制御する。トランジスタＱ1,Ｑ3,及びＱ5 は正のゲー
トとして定義される一方、トランジスタＱ4,Ｑ6,及びＱ
2 は負のゲートとして定義されている。各ゲート状態が
継続される期間をパルス幅変調により制御するパルス幅
変調制御のような基本的な電圧制御では、各位相での正
のゲートの導通時間は通常は負のゲートの導通時間と反
転状態にある。即ち正のゲートがオンである場合は負の
ゲートは常にオフであり、また、逆の場合も同様であ
る。
わせＱ1,Ｑ4 はＲ位相の電圧を制御し、また、トランジ
スタの組み合わせＱ3,Ｑ6 はＳ位相の電圧を制御し、更
に、トランジスタの組み合わせＱ5,Ｑ2 はＴ位相の電圧
を制御する。トランジスタＱ1,Ｑ3,及びＱ5 は正のゲー
トとして定義される一方、トランジスタＱ4,Ｑ6,及びＱ
2 は負のゲートとして定義されている。各ゲート状態が
継続される期間をパルス幅変調により制御するパルス幅
変調制御のような基本的な電圧制御では、各位相での正
のゲートの導通時間は通常は負のゲートの導通時間と反
転状態にある。即ち正のゲートがオンである場合は負の
ゲートは常にオフであり、また、逆の場合も同様であ
る。
【０００９】この様な際には、各位相のゲート状態を２
進コード、即ち０と１で表すことができる。つまり、コ
ード０は正のゲートがオフである一方、負のゲートがオ
ンであることを表し、コード１は正のゲートがオンであ
る一方、負のゲートがオフであることを表す。このよう
な定義に従って、３相交流Ｒ，Ｓ、及びＴのゲート状態
を８つの組合せとし、これらの状態を３つの２進コード
で表す。例えば、コードの組合せ（１，０，０）はＲ位
相のトランジスタＱ1 がオンで、トランジスタＱ4 がオ
フであり、Ｓ位相のトランジスタＱ3 がオフで、トラン
ジスタＱ6 がオンであり、Ｔ位相のトランジスタＱ5 が
オフで、トランジスタＱ2 がオンであることを表す。
進コード、即ち０と１で表すことができる。つまり、コ
ード０は正のゲートがオフである一方、負のゲートがオ
ンであることを表し、コード１は正のゲートがオンであ
る一方、負のゲートがオフであることを表す。このよう
な定義に従って、３相交流Ｒ，Ｓ、及びＴのゲート状態
を８つの組合せとし、これらの状態を３つの２進コード
で表す。例えば、コードの組合せ（１，０，０）はＲ位
相のトランジスタＱ1 がオンで、トランジスタＱ4 がオ
フであり、Ｓ位相のトランジスタＱ3 がオフで、トラン
ジスタＱ6 がオンであり、Ｔ位相のトランジスタＱ5 が
オフで、トランジスタＱ2 がオンであることを表す。
【００１０】ここで特に、３相のゲート状態が全て同一
である２つの状態、即ち（０，０，０）、及び（１，
１，１）がある。これらの２つの状態では回路内の３相
ＡＣ端は短絡状態にある一方、ＤＣ端は非導通状態にあ
るので電圧は発生しない。従って、これらのゲート状態
をゼロ状態として定義することができる。ゼロ状態以外
の他の６つの状態はそれぞれ図６（ａ）ないし図６
（ｆ）に示されている。
である２つの状態、即ち（０，０，０）、及び（１，
１，１）がある。これらの２つの状態では回路内の３相
ＡＣ端は短絡状態にある一方、ＤＣ端は非導通状態にあ
るので電圧は発生しない。従って、これらのゲート状態
をゼロ状態として定義することができる。ゼロ状態以外
の他の６つの状態はそれぞれ図６（ａ）ないし図６
（ｆ）に示されている。
【００１１】従って、これらの状態を電圧ベクトルで表
すことができる。図５に示す様に、ゼロ状態は基点にあ
り、他の６つのゲート状態はそれぞれ６つのベクトルに
よって表される。６つのベクトルのうち各々２つの隣接
するベクトルは、６０度だけ回転され、各々２つの隣接
するベクトルの間の領域は領域ａないしｆと表記されて
いる。これはいわゆる空間ベクトル制御の基本原理であ
るので、ここではそれをこれ以上説明する必要はない。
すことができる。図５に示す様に、ゼロ状態は基点にあ
り、他の６つのゲート状態はそれぞれ６つのベクトルに
よって表される。６つのベクトルのうち各々２つの隣接
するベクトルは、６０度だけ回転され、各々２つの隣接
するベクトルの間の領域は領域ａないしｆと表記されて
いる。これはいわゆる空間ベクトル制御の基本原理であ
るので、ここではそれをこれ以上説明する必要はない。
【００１２】更に、図５，図６の（ａ）ないし（ｆ）を
参照して説明を続ける。６つの３相ゲート状態の各々
で、正のゲートＱ1,Ｑ3,及びＱ5 の一つ、あるいは負の
ゲートＱ4,Ｑ6,及びＱ2 の一つがオン、あるいはオフ状
態のそれぞれにおける他の２つのゲートは異なったオン
オフ状態でなければならない。例えば、図６（ａ）に示
した最初の状態では、トランジスタＱ1 はトランジスタ
Ｑ3,及びＱ5 とは異なってオンでありこれは記号Ｒ＋で
示され、図６（ｂ）に示した第２の状態では、トランジ
スタＱ2 が同様にオンであり記号Ｔ−で表される。
参照して説明を続ける。６つの３相ゲート状態の各々
で、正のゲートＱ1,Ｑ3,及びＱ5 の一つ、あるいは負の
ゲートＱ4,Ｑ6,及びＱ2 の一つがオン、あるいはオフ状
態のそれぞれにおける他の２つのゲートは異なったオン
オフ状態でなければならない。例えば、図６（ａ）に示
した最初の状態では、トランジスタＱ1 はトランジスタ
Ｑ3,及びＱ5 とは異なってオンでありこれは記号Ｒ＋で
示され、図６（ｂ）に示した第２の状態では、トランジ
スタＱ2 が同様にオンであり記号Ｔ−で表される。
【００１３】また、同様にして図６（ｃ）に示した第３
の状態では、Ｓ＋の記号で示す様にトランジスタＱ3 が
オンであり、図６（ｄ）に示した第４の状態では、Ｒ−
の記号で示す様にトランジスタＱ4 がオンである。同様
に図６(e) に示した第５の状態では、Ｔ＋の記号で示す
様にトランジスタＱ5 がオンであり、図６（ｆ）に示し
た第６の状態では、Ｓ−の記号で示す様にトランジスタ
Ｑ6 がオンである。従って、それぞれのゲート状態の期
間内にオンに切換わったゲートを流れる電流は、それぞ
れの期間内では直流電流であるとみなすことができる。
の状態では、Ｓ＋の記号で示す様にトランジスタＱ3 が
オンであり、図６（ｄ）に示した第４の状態では、Ｒ−
の記号で示す様にトランジスタＱ4 がオンである。同様
に図６(e) に示した第５の状態では、Ｔ＋の記号で示す
様にトランジスタＱ5 がオンであり、図６（ｆ）に示し
た第６の状態では、Ｓ−の記号で示す様にトランジスタ
Ｑ6 がオンである。従って、それぞれのゲート状態の期
間内にオンに切換わったゲートを流れる電流は、それぞ
れの期間内では直流電流であるとみなすことができる。
【００１４】さて、それぞれのゲート状態毎に電流の流
れる経路について説明する。前述の６つのゲート状態は
基本的に回転対称なので、ゲート状態の一つでの電流経
路の全てを説明すれば他のゲート状態も同様にして容易
に推察することができる。図７の（ａ）ないし（ｆ）を
参照すると、図６（ａ）に示した第１のゲート状態での
電流経路が全て示されている。また、図１を参照すると
直流電流ＩdcがＲ位相から流出する電流と等しく、従っ
てＩR ＝Ｉdcであると定義することができる。
れる経路について説明する。前述の６つのゲート状態は
基本的に回転対称なので、ゲート状態の一つでの電流経
路の全てを説明すれば他のゲート状態も同様にして容易
に推察することができる。図７の（ａ）ないし（ｆ）を
参照すると、図６（ａ）に示した第１のゲート状態での
電流経路が全て示されている。また、図１を参照すると
直流電流ＩdcがＲ位相から流出する電流と等しく、従っ
てＩR ＝Ｉdcであると定義することができる。
【００１５】図８の（ａ）ないし（ｆ）を参照すると図
６（ｄ）に示した第４のゲート状態での電流経路の全て
が示されている。更に、図１を参照すると直流電流Ｉdc
がＲ位相へと流入する電流と等しく、従ってＩR ＝−Ｉ
dcであると定義することができる。同じ原理に基づい
て、図６（ｂ）の第２のゲート状態ではＩT ＝−Ｉdcで
あり、図６（ｅ）の第５のゲート状態ではＩT ＝Ｉdcで
あると推論することができ、図６（ｃ）の第３のゲート
状態ではＩs ＝Ｉdcであり、また、図６（ｆ）の第６の
ゲート状態ではＩs ＝−Ｉdcであると推論することがで
きる。
６（ｄ）に示した第４のゲート状態での電流経路の全て
が示されている。更に、図１を参照すると直流電流Ｉdc
がＲ位相へと流入する電流と等しく、従ってＩR ＝−Ｉ
dcであると定義することができる。同じ原理に基づい
て、図６（ｂ）の第２のゲート状態ではＩT ＝−Ｉdcで
あり、図６（ｅ）の第５のゲート状態ではＩT ＝Ｉdcで
あると推論することができ、図６（ｃ）の第３のゲート
状態ではＩs ＝Ｉdcであり、また、図６（ｆ）の第６の
ゲート状態ではＩs ＝−Ｉdcであると推論することがで
きる。
【００１６】便宜上、第１から第６までのゲート状態に
は図５，図６の（ａ）ないし（ｆ）に示した様に、前述
の電流の流れ方向を表すための記号Ｒ＋，Ｔ−，Ｓ＋，
Ｒ−，Ｔ＋及びＳ−をそれぞれ付してある。また、図
１，図４に示した回路ループに沿って、３相交流電流の
合計はゼロに等しくならなければならない。即ち次の方
程式を満たすことになる。 方程式 ： ＩR ＋Ｉs ＋ＩT ＝０
は図５，図６の（ａ）ないし（ｆ）に示した様に、前述
の電流の流れ方向を表すための記号Ｒ＋，Ｔ−，Ｓ＋，
Ｒ−，Ｔ＋及びＳ−をそれぞれ付してある。また、図
１，図４に示した回路ループに沿って、３相交流電流の
合計はゼロに等しくならなければならない。即ち次の方
程式を満たすことになる。 方程式 ： ＩR ＋Ｉs ＋ＩT ＝０
【００１７】次に、本発明の実施例である電流検出方法
を使用した変換器の主要部について図１を図２と比較し
て説明する。この変換器の主要部は、計算を処理する検
出装置３２であり、図１の変換器は、図４に示した２個
のＡＣ検出器１６及び１８を省略しており、この検出装
置３２に接続された単一のＤＣ検出器３６だけを使用し
ていることである。図１に示した検出装置３２はＤＣ検
出器３６によって検出された直流電流Ｉdcを受け、本発
明の方法に従って３相電流ＩR,ＩS,及びＩT を計算す
る。検出装置３２は更にトランジスタＱ1 ないしＱ6 の
オン／オフ状態に関する情報を得るために制御装置１２
に接続されている。
を使用した変換器の主要部について図１を図２と比較し
て説明する。この変換器の主要部は、計算を処理する検
出装置３２であり、図１の変換器は、図４に示した２個
のＡＣ検出器１６及び１８を省略しており、この検出装
置３２に接続された単一のＤＣ検出器３６だけを使用し
ていることである。図１に示した検出装置３２はＤＣ検
出器３６によって検出された直流電流Ｉdcを受け、本発
明の方法に従って３相電流ＩR,ＩS,及びＩT を計算す
る。検出装置３２は更にトランジスタＱ1 ないしＱ6 の
オン／オフ状態に関する情報を得るために制御装置１２
に接続されている。
【００１８】本発明の方法を明解に理解するため、本明
細書ではパルス幅変調（ＰＷＭ）技術を使用してトラン
ジスタあるいはゲートを制御する前述の空間ベクトル制
御方法により本発明の電流検出方法を説明している。し
かし、本発明は空間ベクトル制御の用途に限定すること
を意図するものでは勿論ない。
細書ではパルス幅変調（ＰＷＭ）技術を使用してトラン
ジスタあるいはゲートを制御する前述の空間ベクトル制
御方法により本発明の電流検出方法を説明している。し
かし、本発明は空間ベクトル制御の用途に限定すること
を意図するものでは勿論ない。
【００１９】図３は本発明の実施例である変換器用の電
流検出方法を説明するタイムチャートである。ＰＷＭ制
御におけるゲート制御信号は複数周期の搬送波で搬送す
るために短い時間単位である複数の搬送波周期ΔＴに分
割されており、各々の搬送波周期は一つのゲート状態出
力の継続期間をそれぞれのパルス幅に変調する３つの区
間ΔT1，ないしΔT3，ΔT4，ないしΔT6，ΔT7，ないし
ΔT9にそれぞれ細分化されている。従って、各搬送波周
期内ΔＴには３つのゲート状態出力があり、ゲート状態
出力の一つはゼロ状態（０，０，０）、あるいは（１，
１，１）として選択される一方、別の２つのゲート状態
は前述の６つのゲート状態から一つ選択される様になっ
ている。
流検出方法を説明するタイムチャートである。ＰＷＭ制
御におけるゲート制御信号は複数周期の搬送波で搬送す
るために短い時間単位である複数の搬送波周期ΔＴに分
割されており、各々の搬送波周期は一つのゲート状態出
力の継続期間をそれぞれのパルス幅に変調する３つの区
間ΔT1，ないしΔT3，ΔT4，ないしΔT6，ΔT7，ないし
ΔT9にそれぞれ細分化されている。従って、各搬送波周
期内ΔＴには３つのゲート状態出力があり、ゲート状態
出力の一つはゼロ状態（０，０，０）、あるいは（１，
１，１）として選択される一方、別の２つのゲート状態
は前述の６つのゲート状態から一つ選択される様になっ
ている。
【００２０】選択方法は以下に詳述する。図５を参照す
ると、図示された角度は空間ベクトルの概念に基づく３
相ＡＣの電圧の位相角を表している。従って、動作中、
仮想のポインタが逆時計回り方向に回転するものと想定
することができる。その回転周波数は３相ＡＣの電圧の
周波数と全く同一である。図５の領域ａ，ないしｆ内の
電圧ベクトルはその領域に隣接する２つのゲート状態の
電圧ベクトルによって形成することができる。
ると、図示された角度は空間ベクトルの概念に基づく３
相ＡＣの電圧の位相角を表している。従って、動作中、
仮想のポインタが逆時計回り方向に回転するものと想定
することができる。その回転周波数は３相ＡＣの電圧の
周波数と全く同一である。図５の領域ａ，ないしｆ内の
電圧ベクトルはその領域に隣接する２つのゲート状態の
電圧ベクトルによって形成することができる。
【００２１】例えば、領域ａの電圧ベクトルは全てＲ＋
及びＴ−電圧ベクトルによって形成することができ、以
下、領域ｂ，ないしｆの電圧ベクトルも同様である。図
１，図３（ａ）を参照すると、領域ａ内のＰＷＭ信号の
３つの搬送波周期ΔＴの一例が示されている。各搬送波
周期内で、２つのゲート状態がＲ＋（１，０，０）及び
Ｔ−（１，１，０）のゲート状態として選択され、別の
ゲート状態はゼロ状態として選択される。３つのゲート
状態の継続期間は異なる電圧出力を生成するために変更
される。特に、図３（ａ）に示した区間ΔT1，ないしΔ
T9におけるそれぞれの長さの変化は説明を簡潔にするた
め誇張してある。実際の用例では出力電圧を所望に生成
するため、これらの長さの変化は図３（ａ）に示したも
のよりも小さくなるだろう。
及びＴ−電圧ベクトルによって形成することができ、以
下、領域ｂ，ないしｆの電圧ベクトルも同様である。図
１，図３（ａ）を参照すると、領域ａ内のＰＷＭ信号の
３つの搬送波周期ΔＴの一例が示されている。各搬送波
周期内で、２つのゲート状態がＲ＋（１，０，０）及び
Ｔ−（１，１，０）のゲート状態として選択され、別の
ゲート状態はゼロ状態として選択される。３つのゲート
状態の継続期間は異なる電圧出力を生成するために変更
される。特に、図３（ａ）に示した区間ΔT1，ないしΔ
T9におけるそれぞれの長さの変化は説明を簡潔にするた
め誇張してある。実際の用例では出力電圧を所望に生成
するため、これらの長さの変化は図３（ａ）に示したも
のよりも小さくなるだろう。
【００２２】本発明の方法及び図１に従って、区間ΔT1
内でＤＣ検出器３６によって検出された直流電流Ｉdcは
ＩR に等しく、即ちＩR ＝Ｉdcである。区間ΔT2では電
流が流れない。区間ΔT3内でＤＣ検出器３６によって検
出された直流電流Ｉdcは−Ｉ T に等しく、即ちＩT ＝−
Ｉdcである。検出装置３２はこの搬送波周期ΔＴ内で電
流ＩR,及びＩT を検出し、次に前記して説明した方程式
に従って電流Ｉs を計算することができる。同じ原理に
従って、３相交流電流ＩR,ＩS,及びＩT を区間ΔT4，な
いしΔT6，及びΔT7，ないしΔT9のような別の搬送波周
期においても検出して計算することができる。
内でＤＣ検出器３６によって検出された直流電流Ｉdcは
ＩR に等しく、即ちＩR ＝Ｉdcである。区間ΔT2では電
流が流れない。区間ΔT3内でＤＣ検出器３６によって検
出された直流電流Ｉdcは−Ｉ T に等しく、即ちＩT ＝−
Ｉdcである。検出装置３２はこの搬送波周期ΔＴ内で電
流ＩR,及びＩT を検出し、次に前記して説明した方程式
に従って電流Ｉs を計算することができる。同じ原理に
従って、３相交流電流ＩR,ＩS,及びＩT を区間ΔT4，な
いしΔT6，及びΔT7，ないしΔT9のような別の搬送波周
期においても検出して計算することができる。
【００２３】さて図１及び図３（ｂ）を参照すると、領
域ｂ内のＰＷＭ信号の３つの搬送波周期ΔＴの一例が示
されている。各搬送波周期内で、２つのゲート状態がＴ
−（１，１，０）及びＳ＋（０，１，０）ゲート状態と
して選択され、残りのゲート状態はゼロ状態として選択
される。本発明の方法及び図１の回路に従って、区間Δ
T1内でＤＣ検出器３６によって検出された直流電流Ｉdc
は−ＩT に等しく、即ちＩT ＝−Ｉdcである。区間ΔT2
では電流がない。また、区間ΔT3内でＤＣ検出器３６に
よって検出された直流電流ＩdcはＩs に等しい。即ちＩ
s ＝Ｉdcである。検出装置32はこの搬送波周期ΔＴ内で
電流ＩT,及びＩS を検出し、次に、前記の方程式に従い
電流ＩR を計算することができる。同様に、３相交流電
流ＩR,Ｉ S,ＩT を別の搬送波周期のそれぞれについて検
出して計算することができる。
域ｂ内のＰＷＭ信号の３つの搬送波周期ΔＴの一例が示
されている。各搬送波周期内で、２つのゲート状態がＴ
−（１，１，０）及びＳ＋（０，１，０）ゲート状態と
して選択され、残りのゲート状態はゼロ状態として選択
される。本発明の方法及び図１の回路に従って、区間Δ
T1内でＤＣ検出器３６によって検出された直流電流Ｉdc
は−ＩT に等しく、即ちＩT ＝−Ｉdcである。区間ΔT2
では電流がない。また、区間ΔT3内でＤＣ検出器３６に
よって検出された直流電流ＩdcはＩs に等しい。即ちＩ
s ＝Ｉdcである。検出装置32はこの搬送波周期ΔＴ内で
電流ＩT,及びＩS を検出し、次に、前記の方程式に従い
電流ＩR を計算することができる。同様に、３相交流電
流ＩR,Ｉ S,ＩT を別の搬送波周期のそれぞれについて検
出して計算することができる。
【００２４】別の領域ｃないしｆにおける電流検出方法
と原理も同様であるので、それらを更に説明する必要は
ない。従って、本発明の方法に従って、搬送波周波数に
て３相交流電流を検出するために単一のＤＣ検出器３６
のみを使用すればよい。
と原理も同様であるので、それらを更に説明する必要は
ない。従って、本発明の方法に従って、搬送波周波数に
て３相交流電流を検出するために単一のＤＣ検出器３６
のみを使用すればよい。
【００２５】続いて、本発明の実施例である変換器用の
電流検出方法を詳しく説明する。図２は本発明の方法を
説明する流れ図である。この方法において、図１の検出
装置３２はマイクロプロセッサを組み入れた適宜のソフ
トウェアであり制御装置１２内に集約することができ
る。最初に、ブロック６０に示す様にパラメータｎが１
に設定される。次に、ブロック６２に示す様にトランジ
スタＱ1,ないしＱ6 のゲート状態を切換えるために制御
信号がドライバ１０に出力される。ブロック６４に示す
様に検出装置３２はＤＣ検出器３６によって検出された
直流電流Ｉdcを受け、Ｉn を表す適宜のアドレスにこの
値Ｉdcを記憶する。
電流検出方法を詳しく説明する。図２は本発明の方法を
説明する流れ図である。この方法において、図１の検出
装置３２はマイクロプロセッサを組み入れた適宜のソフ
トウェアであり制御装置１２内に集約することができ
る。最初に、ブロック６０に示す様にパラメータｎが１
に設定される。次に、ブロック６２に示す様にトランジ
スタＱ1,ないしＱ6 のゲート状態を切換えるために制御
信号がドライバ１０に出力される。ブロック６４に示す
様に検出装置３２はＤＣ検出器３６によって検出された
直流電流Ｉdcを受け、Ｉn を表す適宜のアドレスにこの
値Ｉdcを記憶する。
【００２６】決定ブロック６８では、Ｉdcを負の値に変
更すべきか否かの決定をブロック６２での制御信号の出
力に従って行う。ブロック７０では、例えば、トランジ
スタＱ1 ないしＱ6 が現在第２のゲート状態Ｔ−（１，
１，０）と、第４のゲート状態Ｒ−（０，１，１）と、
あるいは第６のゲート状態Ｓ−（１，０，１）とにある
場合は、Ｉdcを負の値に変更する必要があり、これを遂
行する。ブロック７２では、ブロック６４で記憶されて
いたＩn の値を、ブロック６２の制御信号出力に従って
３相交流電流ＩR,ＩS,及びＩT のいずれかに分類し、Ｉ
R,ＩS,及びＩT を表す適宜のアドレスにこの値Ｉn を記
憶する。
更すべきか否かの決定をブロック６２での制御信号の出
力に従って行う。ブロック７０では、例えば、トランジ
スタＱ1 ないしＱ6 が現在第２のゲート状態Ｔ−（１，
１，０）と、第４のゲート状態Ｒ−（０，１，１）と、
あるいは第６のゲート状態Ｓ−（１，０，１）とにある
場合は、Ｉdcを負の値に変更する必要があり、これを遂
行する。ブロック７２では、ブロック６４で記憶されて
いたＩn の値を、ブロック６２の制御信号出力に従って
３相交流電流ＩR,ＩS,及びＩT のいずれかに分類し、Ｉ
R,ＩS,及びＩT を表す適宜のアドレスにこの値Ｉn を記
憶する。
【００２７】ブロック７４ではパラメータｎが１だけ増
分され、決定ブロック７６でパラメータｎが２以上であ
るか否かの判定が行われる。決定ブロック７６では、例
えば、パラメータｎが２以上でない場合は、同じ搬送波
周期内での別の直流電流Ｉdcを更に検出するためにブロ
ック６２，ないし７４のそれぞれの段階を再度繰り返
す。パラメータｎが２以上である場合は、一つの搬送波
周期内で直流電流Ｉdcの値を既に２回検出し、Ｉ1,Ｉ2
を表す適宜のアドレスにこれらの値を記憶し終わったこ
とを意味する。
分され、決定ブロック７６でパラメータｎが２以上であ
るか否かの判定が行われる。決定ブロック７６では、例
えば、パラメータｎが２以上でない場合は、同じ搬送波
周期内での別の直流電流Ｉdcを更に検出するためにブロ
ック６２，ないし７４のそれぞれの段階を再度繰り返
す。パラメータｎが２以上である場合は、一つの搬送波
周期内で直流電流Ｉdcの値を既に２回検出し、Ｉ1,Ｉ2
を表す適宜のアドレスにこれらの値を記憶し終わったこ
とを意味する。
【００２８】ブロック７８では別の直流電流Ｉ3 を同様
に計算する。即ち、Ｉ3 は前記して説明した方程式に従
って−Ｉ1 −Ｉ2 と等しい。ブロック８０では、Ｉ1,Ｉ
2,及びＩ3 の電流値、即ち３相交流電流ＩR,ＩS,及びＩ
T の値を出力する。この様にして、一つの搬送波周期で
の電流検出が完了する。次に、次の搬送波周期の電流検
出のためにブロック６０ないし８０の段階が再度繰り返
される。
に計算する。即ち、Ｉ3 は前記して説明した方程式に従
って−Ｉ1 −Ｉ2 と等しい。ブロック８０では、Ｉ1,Ｉ
2,及びＩ3 の電流値、即ち３相交流電流ＩR,ＩS,及びＩ
T の値を出力する。この様にして、一つの搬送波周期で
の電流検出が完了する。次に、次の搬送波周期の電流検
出のためにブロック６０ないし８０の段階が再度繰り返
される。
【００２９】図２に示した例では、３相交流電流ＩR,Ｉ
S,及びＩT は一つの搬送波周期で一度検出される。即
ち、最初と二番目に検出された２つの位相の電流が別の
位相の電流値を計算するために利用される。第３と第４
に検出された２つの位相の電流は更に別の位相の電流値
を計算するために利用され、以下、残りの位相の電流も
同様である。
S,及びＩT は一つの搬送波周期で一度検出される。即
ち、最初と二番目に検出された２つの位相の電流が別の
位相の電流値を計算するために利用される。第３と第４
に検出された２つの位相の電流は更に別の位相の電流値
を計算するために利用され、以下、残りの位相の電流も
同様である。
【００３０】尚、これまで本発明を現在最も実際的で好
ましいと思われる実施例で説明してきたが、しかし本発
明は開示した実施例に限定されることを意図するもので
はない。例えば、別の位相の電流値を計算するために
は、任意の２つの隣接して検出された電流を利用するこ
とができる。即ち、別の位相の電流値を計算するために
第２と第３に検出された電流を利用することもでき、こ
のことは全く用例によって左右される。搬送波周期は一
般に極めて短いので、この様にして計算された電流値を
実用上の適正な値と見なすことができる。
ましいと思われる実施例で説明してきたが、しかし本発
明は開示した実施例に限定されることを意図するもので
はない。例えば、別の位相の電流値を計算するために
は、任意の２つの隣接して検出された電流を利用するこ
とができる。即ち、別の位相の電流値を計算するために
第２と第３に検出された電流を利用することもでき、こ
のことは全く用例によって左右される。搬送波周期は一
般に極めて短いので、この様にして計算された電流値を
実用上の適正な値と見なすことができる。
【００３１】また、本発明の方法は必要なソフトウェア
を組み入れたマイクロプロセッサの代わりに電子回路に
よっても実施可能である。当業者は本発明に従ってこの
ような電子回路を容易に設計できるので、詳細に説明す
る必要はないであろう。更に、本発明に従って設計され
た電子回路はＡＳＩＣあるいはハイブリッドＩＣとして
構成することができ、そのコストは周知の様に極めて安
価にできる。この様に本発明は、むしろ前記した特許請
求の範囲と趣旨とに含まれる種々の変更と同類の構成を
含むことを意図するものであり、特許請求の範囲は前記
の変更及び同類の構造の全てを包含する様に広く解釈さ
れるべきものである。
を組み入れたマイクロプロセッサの代わりに電子回路に
よっても実施可能である。当業者は本発明に従ってこの
ような電子回路を容易に設計できるので、詳細に説明す
る必要はないであろう。更に、本発明に従って設計され
た電子回路はＡＳＩＣあるいはハイブリッドＩＣとして
構成することができ、そのコストは周知の様に極めて安
価にできる。この様に本発明は、むしろ前記した特許請
求の範囲と趣旨とに含まれる種々の変更と同類の構成を
含むことを意図するものであり、特許請求の範囲は前記
の変更及び同類の構造の全てを包含する様に広く解釈さ
れるべきものである。
【００３２】
【発明の効果】以上説明した様に、本発明のＤＣを３相
ＡＣに変換する変換器のための電流検出方法は３対のト
ランジスタのゲート状態の切換えを制御する段階と、前
記３対のトランジスタによる２つの相異なるゲート状態
で、相異なる位相の２つの電流値を前記直流電流検出器
によってそれぞれ検出する段階と、検出された異なる位
相の電流値を用いて別の位相の電流値を検出する段階と
から構成されることにより、３相交流のそれぞれの電流
値を検出するために単一のＤＣ電流検出器のみを使用
し、これらの電流値を計算して求めるので、変換器のシ
ステム構造は大幅に簡略化され、その結果コストが大幅
に低減される。
ＡＣに変換する変換器のための電流検出方法は３対のト
ランジスタのゲート状態の切換えを制御する段階と、前
記３対のトランジスタによる２つの相異なるゲート状態
で、相異なる位相の２つの電流値を前記直流電流検出器
によってそれぞれ検出する段階と、検出された異なる位
相の電流値を用いて別の位相の電流値を検出する段階と
から構成されることにより、３相交流のそれぞれの電流
値を検出するために単一のＤＣ電流検出器のみを使用
し、これらの電流値を計算して求めるので、変換器のシ
ステム構造は大幅に簡略化され、その結果コストが大幅
に低減される。
【図１】本発明の実施例である変換器用の電流検出方法
を使用する回路の概略図である。
を使用する回路の概略図である。
【図２】図１における方法を説明する流れ図である。
【図３】図１における方法を説明するタイムチャートで
ある。
ある。
【図４】従来の一般的な変換器用の電流検出方法を使用
する回路の概略図である。
する回路の概略図である。
【図５】図４における方法を説明する電圧ベクトル図で
ある。
ある。
【図６】図４における方法のオン／オフ状態を説明する
図である。
図である。
【図７】図６の（ａ）における電流経路を説明する図で
ある。
ある。
【図８】図６の（ｄ）における電流経路を説明する図で
ある。
ある。
６ 制御信号 １０
ドライバ １２ 制御装置 ３２
検出装置 ３６ 直流電流検出器 ６２
制御する段階 ６４ないし７６ 検出する段階 ６０，７８，
８０ 算出する段階 Ｑ1 ないしＱ6 トランジスタ Ｅ
直流電源 Ｔ，Ｓ，Ｒ ３相交流 Ｉdc
直流電流 ＩR,ＩS,ＩT ３相交流電流 ΔＴ
搬送波周期 ΔT1ないしΔT9 区間
ドライバ １２ 制御装置 ３２
検出装置 ３６ 直流電流検出器 ６２
制御する段階 ６４ないし７６ 検出する段階 ６０，７８，
８０ 算出する段階 Ｑ1 ないしＱ6 トランジスタ Ｅ
直流電源 Ｔ，Ｓ，Ｒ ３相交流 Ｉdc
直流電流 ＩR,ＩS,ＩT ３相交流電流 ΔＴ
搬送波周期 ΔT1ないしΔT9 区間
Claims (4)
- 【請求項１】 変換器への直流電流を検出する直流電流
検出器と、変換器からの３相交流電流を制御する３対の
トランジスタとを備えた直流を３相交流に変換する変換
器用の電流検出方法において、 (a) 前記３対のトランジスタによるゲート状態の切換え
を制御する段階と、 (b) 前記３対のトランジスタによる第１のゲート状態
で、変換器への直流電流を直流電流検出器により検知
し、第１のゲート状態に基づく１つの相を判定して第１
の電流検出値を検出する段階と、 (c) 前記３対のトランジスタによる第２のゲート状態
で、変換器への直流電流を直流電流検出器により検知
し、第２のゲート状態に基づく別の相を判定して第２の
電流検出値を検出する段階と、 (d) 第１及び第２の電流検出値を演算して残りの相にお
ける直流電流検出値を算出する段階と、 からなることを特徴とする電流検出方法。 - 【請求項２】 前記３対のトランジスタによるゲート状
態の切換えを制御する段階(a) は、各ゲート状態が継続
される期間をパルス幅変調により制御するパルス幅変調
制御方法を使用することを特徴とする請求項１記載の電
流検出方法。 - 【請求項３】 前記３対のトランジスタによるゲート状
態の切換えを制御する段階(a) は、各搬送波周期を、そ
れぞれ異なるゲート状態が割り当てられた３つの区間に
区分するとともに、前記各区間を前記各ゲート状態のパ
ルス幅に変調し、これら３つの区間からなる信号を前記
搬送波周期ごとに出力するパルス幅変調制御信号を生成
する段階と、 各々の搬送波周期における１つの区間で前記３対のトラ
ンジスタを非導通状態に制御する段階と、 各々の搬送波周期における他の２つの区間で前記３対の
トランジスタを第１及び第２のゲート状態にそれぞれ制
御する段階とを含むことを特徴とする請求項２記載の電
流検出方法。 - 【請求項４】 前記３対のトランジスタによる第１のゲ
ート状態で、変換器への直流電流を直流電流検出器によ
り検知し、第１のゲート状態に基づく１つの相を判定し
て第１の電流検出値を検出する段階(b) は、各々の搬送
波周期における前記他の２つの区間の１つで、第１の電
流検出値を検出する段階を含み、 前記３対のトランジスタによる第２のゲート状態で、変
換器への直流電流を直流電流検出器により検知し、第２
のゲート状態に基づく別の相を判定して第２の電流検出
値を検出する段階(c) は、前記他の２つの区間の残り
で、第２の電流検出値を検出する段階を含むことを特徴
とする請求項３記載の電流検出方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4277625A JP2563226B2 (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | 変換器用の電流検出方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4277625A JP2563226B2 (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | 変換器用の電流検出方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06153526A JPH06153526A (ja) | 1994-05-31 |
| JP2563226B2 true JP2563226B2 (ja) | 1996-12-11 |
Family
ID=17586037
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4277625A Expired - Lifetime JP2563226B2 (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | 変換器用の電流検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2563226B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005269769A (ja) * | 2004-03-18 | 2005-09-29 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 三相インバータ装置 |
| US7042191B2 (en) | 2002-12-25 | 2006-05-09 | Sanden Corporation | Current detection unit of inverter |
| DE102010015948A1 (de) | 2009-03-13 | 2011-01-05 | DENSO CORPORATION, Kariya-shi | Treibvorrichtung für einen Drei-Phasen-Wechselstromsynchronmotor |
| US9444369B2 (en) | 2013-09-18 | 2016-09-13 | Denso Corporation | Power conversion apparatus and electric power steering apparatus having the same |
| US9520817B2 (en) | 2013-09-18 | 2016-12-13 | Denso Corporation | Power conversion apparatus and electric power steering apparatus having the same |
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|---|---|---|---|---|
| JP3984775B2 (ja) * | 2000-04-27 | 2007-10-03 | 株式会社日立製作所 | インバータ装置 |
| JP3665812B2 (ja) | 2000-10-03 | 2005-06-29 | 株式会社日立製作所 | パルス幅変調方法、装置および電力変換器 |
| JP2002315343A (ja) | 2001-04-18 | 2002-10-25 | Hitachi Ltd | Ｐｗｍコンバータ装置 |
| JP3867518B2 (ja) | 2001-06-06 | 2007-01-10 | 株式会社日立製作所 | 同期電動機のセンサレス制御システム |
| JP3668870B2 (ja) | 2001-08-09 | 2005-07-06 | 株式会社日立製作所 | 同期電動機駆動システム |
| JP4045105B2 (ja) | 2002-01-30 | 2008-02-13 | 株式会社日立産機システム | パルス幅変調方法、電力変換装置、およびインバータ装置 |
| US20060071627A1 (en) * | 2002-03-28 | 2006-04-06 | Ho Eddy Y Y | Motor current reconstruction via DC bus current measurement |
| JP4601044B2 (ja) | 2004-08-30 | 2010-12-22 | 日立アプライアンス株式会社 | 電力変換装置およびその電力変換装置を備えた空気調和機 |
| JP4847060B2 (ja) | 2005-07-15 | 2011-12-28 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 交流モータ駆動装置及びその制御方法 |
| DE102008001025A1 (de) * | 2008-04-07 | 2009-10-08 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Strommessung in Phasenleitungen |
| JP5892394B2 (ja) | 2014-01-28 | 2016-03-23 | 株式会社デンソー | 電力変換装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置 |
| JP6279507B2 (ja) | 2015-04-07 | 2018-02-14 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | モータ駆動装置及び３相ブラシレスモータの相電流検出方法 |
-
1992
- 1992-10-16 JP JP4277625A patent/JP2563226B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| US7042191B2 (en) | 2002-12-25 | 2006-05-09 | Sanden Corporation | Current detection unit of inverter |
| JP2005269769A (ja) * | 2004-03-18 | 2005-09-29 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 三相インバータ装置 |
| JP4505725B2 (ja) * | 2004-03-18 | 2010-07-21 | 富士電機システムズ株式会社 | 三相インバータ装置 |
| DE102010015948A1 (de) | 2009-03-13 | 2011-01-05 | DENSO CORPORATION, Kariya-shi | Treibvorrichtung für einen Drei-Phasen-Wechselstromsynchronmotor |
| US8129932B2 (en) | 2009-03-13 | 2012-03-06 | Denso Corporation | Driving apparatus for three-phase AC synchronous motor |
| US9444369B2 (en) | 2013-09-18 | 2016-09-13 | Denso Corporation | Power conversion apparatus and electric power steering apparatus having the same |
| US9520817B2 (en) | 2013-09-18 | 2016-12-13 | Denso Corporation | Power conversion apparatus and electric power steering apparatus having the same |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06153526A (ja) | 1994-05-31 |
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