JP6279507B2 - モータ駆動装置及び３相ブラシレスモータの相電流検出方法 - Google Patents

モータ駆動装置及び３相ブラシレスモータの相電流検出方法 Download PDF

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Description

本発明は、モータ駆動装置及び３相ブラシレスモータの相電流検出方法に関し、詳しくは、インバータの直流母線電流を検出する電流検出器の電流検出値から、３相ブラシレスモータの相電流をそれぞれに検出する技術に関する。
特許文献１には、直流電流を３相交流電流に変換する変換器用の電流検出方法として、位相が異なる２つの電流値を直流電流検出器によってそれぞれ検出し、検出した２つの電流値を用いて残りの位相の電流値を算出する方法が開示されている。
特開平６−１５３５２６号公報
インバータの直流母線電流を検出する電流検出器を備えたモータ駆動装置において、ＰＷＭキャリア１周期内に２つの電流検出区間を設定し、これらの２つの区間で検出された２つの電流値を３相のうちの２相の電流値として割り当て、残る１相の電流値を３相電流の合計が零になることに基づいて算出する構成とすれば、直流母線電流の検出値から３相それぞれの相電流を検出することができる。
上記の検出方法を実施する場合に、ＰＷＭキャリア１周期（換言すれば、ＰＷＭ制御周期）毎に３相の電流をそれぞれ検出するためには、ＰＷＭキャリア１周期毎に２回のＡ／Ｄ変換を行って電流検出器の出力をマイクロコンピュータが読み込む必要が生じる。
つまり、ＰＷＭキャリア１周期内に２つの電流検出区間を設定し、マイクロコンピュータは、２つの電流検出区間それぞれで電流検出器の出力信号をＡ／Ｄ変換して読み込み、各電流検出区間で読み込んだ２つの電流検出値を２相に割り当て、残る１相の相電流は２つの電流検出値から推定することで、ＰＷＭキャリア１周期毎に３相の電流をそれぞれに検出する。
しかし、低機能（低価格）のマイクロコンピュータでは、ＰＷＭキャリア１周期に実施できるＡ／Ｄ変換の回数が１回に限られる場合があり、係るマイクロコンピュータで構成される駆動装置では、上記の相電流検出方法を適用できないという問題があった。
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、インバータの直流母線電流を検出する電流検出器を用い、ＰＷＭキャリア１周期に１回のＡ／Ｄ変換で各相電流をそれぞれに検出できる、モータ駆動装置及び３相ブラシレスモータの相電流検出方法を提供することを目的とする。
そのため、本願発明に係るモータ駆動装置は、３相ブラシレスモータに交流電力を供給するインバータと、前記インバータの直流母線電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器の出力を入力し前記インバータをＰＷＭ制御する制御部と、を含み、前記３相ブラシレスモータを正弦波駆動するモータ駆動装置であって、前記制御部は、ＰＷＭ制御の１周期に１回の検出タイミングにおいて相電流の絶対値が最大となる１相の相電流を前記電流検出器の出力から求め、前記検出タイミング毎に検出した相電流のピーク値、モータ角度、及び、モータ角度に対する実相電流波形の位相ずれに基づき残る２相の相電流を推定するよう構成され、前記位相ずれをｄ軸電圧、ｑ軸電圧、及びモータ回転速度に応じて可変に設定するようにした。
また、本願発明に係るモータ駆動装置の別の態様では、前記３相ブラシレスモータのｄ−ｑ軸上の電圧モデルにおいて抵抗項と干渉項とが生成する角度及びモータ電圧ベクトルから誘起電圧項を引いたベクトルとｑ軸ベクトルとが生成する角度に基づき前記位相ずれを求めるようにした。
また、本願発明に係るモータ駆動装置の別の態様では、１相の相電流が前記電流検出器による検出値と推定値との間で切り替えられるときの電流偏差が小さくなるように前記位相ずれを補正するようにした。
また、本願発明に係るモータ駆動装置の別の態様では、１相の相電流が前記電流検出器による検出値と推定値との間で切り替えられるときの前記電流検出器による検出値、及び、前記ピーク値に基づいて前記位相ずれを求めるようにした。
また、本願発明に係る３相ブラシレスモータの相電流検出方法は、インバータのＰＷＭ制御によって正弦波駆動される３相ブラシレスモータの各相の相電流を、前記インバータの直流母線電流を検出する電流検出器の出力に基づき検出する方法であって、相電流の絶対値が最大となる１相の相電流を検出する検出タイミングをＰＷＭ制御の１周期に１回設定するステップと、前記検出タイミングにおいて前記電流検出器の出力から相電流検出値を求めるステップと、前記相電流検出値のピーク値を求めるステップと、モータ角度を検出するステップと、前記モータ角度に対する実相電流波形の位相ずれを設定するステップと、前記ピーク値、前記モータ角度、及び前記位相ずれに基づき相電流推定値を算出するステップと、前記電流検出値を１相の相電流値として割り当て、前記電流推定値を残る２相に割り当てるステップと、を含み、前記位相ずれを設定するステップは、前記３相ブラシレスモータのｄ−ｑ軸上の電圧モデルにおいて抵抗項と干渉項とが生成する角度及びモータ電圧ベクトルから誘起電圧項を引いたベクトルとｑ軸ベクトルとが生成する角度に基づき前記位相ずれを求めるようにした。
上記発明によると、ＰＷＭ制御の１周期に１回の検出タイミングで電流検出値を取得することで、３相の相電流をそれぞれに検出することができる。このため、本願発明に係るモータ駆動装置及び３相ブラシレスモータの相電流検出方法は、ＰＷＭキャリア１周期に実施できるＡ／Ｄ変換の回数が１回に限られるマイクロコンピュータに適用できる。
本発明の実施形態における車両用自動変速機の油圧機構のブロック図である。 本発明の実施形態における駆動回路及び３相ブラシレスモータの回路図である。 本発明の実施形態における３相ブラシレスモータのＰＷＭ制御の機能ブロック図である。 本発明の実施形態におけるモータ角度の演算処理を示す機能ブロック図である。 本発明の実施形態におけるインバータのスイッチング素子の制御タイミングと電流の検出出力のＡ／Ｄ変換タイミングとを示すタイムチャートである。 本発明の実施形態における各相の実相電流のモータ角度に対する位相ずれを例示するタイムチャートである。 本発明の実施形態におけるピーク電流の検出処理を説明するためのタイムチャートである。 本発明の実施形態における各相の制御デューティと電流検出モードとの相関を示すタイムチャートである。 本発明の実施形態における電流検出モード毎に各相に対する相電流の割り当てを示す図である。 本発明の実施形態における電流ベクトル角度補正値を説明するためのベクトル図である。 本発明の実施形態における電流偏差に基づく位相補正を説明するための図である。 本発明の実施形態における電流ピーク位置に基づく位相補正を説明するための図である。 本発明の実施形態における抵抗Ｒａ及び誘起電圧定数Ｋｅの推定処理を説明するためのベクトル図である。
以下に本発明の実施の形態を説明する。
以下では、本発明に係るモータ駆動装置及び３相ブラシレスモータの相電流検出方法の一例として、車両用自動変速機の油圧機構を構成する３相ブラシレスモータの駆動に適用した例を説明する。
図１に示す油圧機構は、変速機構７やアクチュエータ８にオイルを供給するオイルポンプとして、車両の動力源である内燃機関１２の出力により駆動されるメインオイルポンプ６と、電動式のサブオイルポンプ１とを備える。
そして、サブオイルポンプ１は、例えば、内燃機関１２がアイドルストップ制御などにより一時停止してメインオイルポンプ６が停止したときにメインオイルポンプ６に代わってオイルの供給を行ったり、メインオイルポンプ６の駆動中に補助的にオイル供給を行ったりするように駆動される。
サブオイルポンプ１は、３相ブラシレスモータ（埋込磁石３相同期モータＩＰＭＳＭ）２により駆動され、３相ブラシレスモータ２は、モータ駆動装置（ＭＣＵ）３によって制御される。
モータ駆動装置３は、ＡＴ制御装置（ＡＴＣＵ）４からの指令に基づいて３相ブラシレスモータ２を駆動制御する。
３相ブラシレスモータ２で駆動されるサブオイルポンプ１は、オイルパン１０のオイルを吸引して、オイル配管５を介して変速機構７やアクチュエータ８に供給する。内燃機関１２で駆動されるメインオイルポンプ６は、オイルパン１０のオイルを吸引して、オイル配管９を介して変速機構７やアクチュエータ８に供給する。
変速機構７やアクチュエータ８に供給されたオイルはオイルパン１０に戻されて再度サブオイルポンプ１及び／又はメインオイルポンプ６によって吸引され、オイルの閉回路を循環する。
サブオイルポンプ１の下流側のオイル配管５には、逆止弁１１が配設されている。
なお、上記の油圧機構は、３相ブラシレスモータを用いる車両システムの一例であり、３相ブラシレスモータをアクチュエータとして用いる種々の車両用システムに、本願発明に係るモータ駆動装置及び３相ブラシレスモータの相電流検出方法を適用できる。
例えば、ハイブリッド車両などにおいて内燃機関１２の冷却水の循環に用いる電動式のウォータポンプを駆動する３相ブラシレスモータに、本願発明に係るモータ駆動装置及び３相ブラシレスモータの相電流検出方法を適用することができる。
図２は、３相ブラシレスモータ２及びモータ駆動装置３の一例を示す回路図である。
３相ブラシレスモータ２を駆動するモータ駆動装置３は、駆動回路（インバータ回路）２１２と制御ユニット２１３とを備える。
制御ユニット２１３は、Ａ／Ｄ変換器２１３ａと、マイクロプロセッサ（ＣＰＵ，ＭＰＵなど）やＲＯＭ、ＲＡＭなどを含んで構成されるマイクロコンピュータ２１３ｂとを備え、ＡＴ制御装置４との間で通信を行う。
３相ブラシレスモータ２は、３相ＤＣブラシレスモータであり、スター結線されるＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相巻線２１５ｕ、２１５ｖ、２１５ｗを、図示省略した円筒状の固定子に備え、該固定子の中央部に形成した空間に永久磁石回転子（ロータ）２１６を回転可能に備える。
なお、３相ブラシレスモータ２は回転子の位置情報を検出するセンサを備えず、制御ユニット２１３は、ブラシレスモータ２の駆動制御を回転子の位置情報を検出するセンサを用いないセンサレス駆動方式によって行う。
駆動回路２１２は、逆並列のダイオード２１８ａ〜２１８ｆを含んでなるスイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆを３相ブリッジ接続したインバータ２１２ａと、直流の電源回路２１９とを有し、インバータ２１２ａは３相ブラシレスモータ２に交流電力を供給する。
インバータ２１２ａのスイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆは例えばＦＥＴで構成され、スイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆの各制御端子（ゲート端子）は、制御ユニット２１３に接続される。
制御ユニット（制御部）２１３は、インバータ２１２ａをパルス幅変調（ＰＷＭ；Pulse Width Modulation）制御する。詳細には、制御ユニット２１３は、スイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆのオン、オフを三角波比較方式のＰＷＭによって制御して３相ブラシレスモータ２に印加する電圧を制御する。
三角波比較方式のＰＷＭ制御においては、三角波（キャリア）と、指令デューティ比（指令電圧）に応じて設定されるＰＷＭタイマとを比較することで、各スイッチング素子２１７ａ〜２１７ｆをオン、オフさせるタイミングを検出する。
また、インバータ２１２ａの直流母線電流を検出する電流検出器２２０を、各相の下アーム（スイッチング素子２１７ｂ，２１７ｄ，２１７ｆ）と電源回路２１９との間に設けてある。
電流検出器２２０は、各相の下アームと電源回路２１９との間に直列に接続したシャント抵抗２２０ａと、検出回路２２０ｂとから構成される。検出回路２２０ｂは、シャント抵抗２２０ａの抵抗分で発生する電流に比例した電圧を検出し、係る電圧のアナログ信号を出力する。
検出回路２２０ｂの電圧アナログ信号（直流母線電流の検出信号）は、Ａ／Ｄ変換器２１３ａでＡ／Ｄ変換されてマイクロコンピュータ２１３ｂに読み込まれる。
制御ユニット２１３は、各相に正弦波電圧を加える正弦波駆動方式によってブラシレスモータ２を駆動する。
正弦波駆動方式では、制御ユニット２１３は、回転子が回転することによって発生する誘起電圧（速度起電圧）から回転子の位置情報を得る一方、速度起電圧による回転子位置の検出周期の間で、モータ回転速度に基づき回転子位置を推定する。そして、制御ユニット２１３は、推定した回転子位置とサブオイルポンプ１の目標回転速度などに応じた指令トルクとに基づくベクトル制御方式によって３相電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwを決定し、相間電圧の差で電流の向きと強さとを制御して３相交流電流を各相に流す。
なお、３相ブラシレスモータ２が磁極位置センサを備え、制御ユニット２１３は、係る磁極位置センサの出力に基づきロータの角度（磁極位置）を検出して３相ブラシレスモータ２を駆動制御することができる。
図３は、制御ユニット２１３におけるベクトル制御方式による３相電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwの設定処理を説明するための機能ブロック図である。
図３において、３相電流検出部５０１は、検出回路２２０ｂの出力のＡ／Ｄ変換値（インバータ２１２ａの直流母線電流）に基づき３相それぞれの相電流を検出する。
角度・角速度演算部５０２は、モータ角度（磁極位置）及び角速度（モータ回転数）を推定する。
角度・角速度演算部５０２は、図４に示すように、軸誤差推定部６５１及び位置・速度推定部６５２を含む。
軸誤差推定部６５１は、ｄ軸電流検出値Idc、ｑ軸電流検出値Iqc、ｄ軸入力電圧Ｖｄ、ｑ軸入力電圧Ｖｑ、及び、モータ回転数ωを入力する。
そして、軸誤差推定部６５１は、軸誤差Δθｃを数１に従って算出する。

数１において、Ｒｄはｄ軸抵抗、Ｒｑはｑ軸抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンスである。
位置・速度推定部６５２は、軸誤差Δθｃ（位置推定誤差）に基づきモータ角度（磁極位置）θを演算する。
位置・速度推定部６５２では、軸誤差Δθｃと基準値との差分に比例ゲインを乗算して得た値と、軸誤差Δθｃと基準値との差分に積分ゲインを乗算した値の積分値とを合算し、当該合算値を積分してモータ角度（磁極位置）θを求める。
なお、軸誤差Δθｃが所定値よりも大きい状態が所定時間以上継続するか、及び／又は、軸誤差Δθｃの単位時間当たりの変化量が所定値よりも大きい状態が所定回数以上連続したときに、制御ユニット２１３は、３相ブラシレスモータ２が脱調したことを判定することができる。
また、３相ブラシレスモータ２が磁極位置センサを備える場合、角度・角速度演算部５０２は、磁極位置センサの出力に基づいてモータ角度（磁極位置）及び角速度（モータ回転数）を検出する。
図３に示す３相−２軸変換器５０３では、３相電流検出部５０１による３相電流の検出値を、そのときのモータ角度（磁極位置）θに基づいて２軸の回転座標系（ｄ−ｑ座標系）の電流Ｉｄ，Ｉｑに変換する。
ベクトル制御部５０４には、指令トルクに応じた目標電流（ｄ軸指令電流、ｑ軸指令電流）と、角度・角速度演算部５０２で算出された角速度と、３相−２軸変換器５０３で求めた電流Ｉｄ，Ｉｑとが入力される。
そして、ベクトル制御部５０４は、目標電流及び角速度に基づいてｄ−ｑ座標系におけるｄ軸電流指令値Ｉdref及びｑ軸電流指令値Ｉqrefを算出し、ｄ軸電流指令値Ｉdref及びｑ軸電流指令値Ｉqrefと、３相−２軸変換器５０３で求めた実電流Ｉｄ，Ｉｑとの比較に基づき指令電圧Ｖｑ，Ｖｄを決定する。
２軸−３相変換器５０５では、指令電圧Ｖｑ，Ｖｄを３相電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwに変換して出力し、ＰＷＭ変調部５０６では、変調波としての３相電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwを三角波キャリアと比較することで、インバータ２１２ａのスイッチング素子を駆動するためのスイッチングゲート波形を生成する。
数２は、ベクトル制御部５０４における指令電圧Ｖｑ，Ｖｄの演算式を一例である。

数２において、Ｖｄはｄ軸入力電圧、Ｖｑはｑ軸入力電圧、kpdはｄ軸電流フィードバック比例ゲイン、kpqはｑ軸電流フィードバック比例ゲイン、kidはｄ軸電流フィードバック積分ゲイン、kiqはｑ軸電流フィードバック積分ゲイン、Idcはｄ軸電流検出値、Iqcはｑ軸電流検出値、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、ωはモータ回転数（rad/sec）、Ｋｅは誘起電圧定数、1/sは積分を示す。
以下では、制御ユニット２１３の３相電流検出部５０１が、インバータ２１２ａの直流母線電流を検出する電流検出器２２０の出力に基づき３相電流をそれぞれに検出する処理を詳細に説明する。
図３に示したように、３相電流検出部５０１は、ピーク値抽出部６０１、３相電流推定値生成部６０２、及び、相電流割当部６０３を含んで構成される。
電流検出器２２０の検出回路２２０ｂの出力（電圧アナログ信号）は、後述するように、ＰＷＭ制御の１周期に１回の検出タイミングにおいてＡ／Ｄ変換され、ピーク値抽出部６０１及び相電流割当部６０３に読み込まれる。
ピーク値抽出部６０１は、時系列に複数検出された電流検出値に基づき相電流のピーク値を抽出して、３相電流推定値生成部６０２に出力する。
３相電流推定値生成部６０２は、相電流のピーク値を入力するとともに電流ベクトル角度θ［deg］（モータ角度［deg（電気角）］）を入力し、下式に従って３相の電流推定値を算出する。
Ｕ相電流推定値＝−sin（電流ベクトル角度）＊相電流ピーク値
Ｖ相電流推定値＝−sin（電流ベクトル角度−120［deg］）＊相電流ピーク値
Ｗ相電流推定値＝−sin（電流ベクトル角度−240［deg］）＊相電流ピーク値
３相ブラシレスモータ２の各相電流はベクトル制御によって電気角１２０degの位相差を有する正弦波に制御されるが、モータ角度に対して位相ずれを生じるので、３相電流推定値生成部６０２には、この位相ずれ分だけ補正された電流ベクトル角度（モータ角度）θが入力され、これにより位相ずれを見込んだ相電流の推定演算が行われるように構成される。
電流ベクトル角度補正値演算部６０４は、位相ずれ分の電流ベクトル角度補正値Δθを演算して出力する。電流ベクトル角度補正値Δθは、実モータ角度［deg（電気角）］θacに加算され、加算結果が最終的な電流ベクトル角度（モータ角度）θとして３相電流推定値生成部６０２に入力され、３相電流推定値生成部６０２では、電流ベクトル角度補正値Δθにより補正された電流ベクトル角度（モータ角度）θに基づいて各相の相電流推定値を演算する。
電流ベクトル角度補正値演算部６０４は、抵抗、モータ回転数、ｄ軸電圧、ｑ軸電圧に基づいて補正値Δθを演算する。つまり、電流ベクトル角度（相電流推定値の演算に用いるモータ角度）は、抵抗、モータ回転数、ｄ軸電圧、ｑ軸電圧に応じて補正される。
相電流割当部６０３には、３相電流推定値生成部６０２が求めた３相の相電流推定値が入力され、更に、ＰＷＭ制御の１周期に１回の検出タイミングにおいてＡ／Ｄ変換された、電流検出器２２０の検出回路２２０ｂの出力が入力される。
そして、相電流割当部６０３は、電流検出モード設定部６０５の電流検出モード指令に基づいて、３相ブラシレスモータ２の３相のうちの１相に電流検出器２２０の電流検出値を相電流として割り当て、残る２相には、３相電流推定値生成部６０２が求めた相電流推定値を割り当てる。上記の電流検出モード指令は、３相のうちで電流検出器２２０の電流検出値を相電流として割り当てる相を指令する信号である。
つまり、３相電流検出部５０１においては、３相のうちの１相の相電流は電流検出器２２０で検出され、他の２相の相電流は電流検出器２２０で検出された相電流から推定され、電流検出器２２０で直接的に相電流が検出される１相は、電流検出モード指令に従って順次切り替えられる。
相電流割当部６０３によって特定された３相それぞれの相電流値は３相−２軸変換器５０３に出力され、３相−２軸変換器５０３は、入力した３つ相電流値を２軸の回転座標系（ｄ−ｑ座標系）の電流Ｉｄ，Ｉｑに変換し、ベクトル制御部５０４は、電流Ｉｄ，Ｉｑを用いてベクトル制御を実施する。
電流検出器２２０の検出回路２２０ｂの出力（電圧アナログ信号）のＡ／Ｄ変換は、ＰＷＭ制御の１周期（キャリア１周期）に１回の検出タイミングにおいて実施されるよう構成されており、図５は、係る検出タイミング（Ａ／Ｄ変換タイミング）を説明するための図である。
なお、本願では、中性点に流れ込む方向の相電流をプラスで表し、中性点から流れ出す方向の相電流をマイナスで表すものとする。
制御ユニット２１３によるＰＷＭ制御においては、各相の相電流は電気角で１２０degの位相差を有する正弦波となるように３相指令電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwがベクトル制御によって設定され、３相指令電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwが三角波キャリアを上回る期間を各相の上アームのオン期間とするスイッチングゲート波形が生成される。なお、各相の下アームは、上アームの逆相で駆動される。
図５の電気角０degから６０degの区間は、３相のうちのＶ相の相電流が最大となる区間であり、更に、この電気角０degから６０degの区間のうちのＶ相の上アームがオンでＵ相及びＷ相の上アームがオフである区間、つまり、電源からＶ相に流れ込んだ電流が中性点を経てＵ相及びＷ相に分流して流れる区間では、電流検出器２２０はＶ相の相電流を検出することになる。
なお、Ｖ相の上アームがオンでＵ相及びＷ相の上アームがオフである区間は、三角波の谷を挟んで両側に発生し、ＰＷＭ制御の１周期（キャリア１周期）内の２つの独立した区間で電流検出器２２０はＶ相の相電流を検出することが可能である。
そこで、制御ユニット２１３は、電気角０degから６０degの区間（換言すれば、Ｖ相の相電流が最大となる区間）では、ＰＷＭ制御の１周期（キャリア１周期）において上アームがオンでＵ相及びＷ相の上アームがオフである２つの区間のうちの最初の区間（又は２番目の区間）内に相電流の検出タイミングを設定し、ＰＷＭ制御の１周期に１回だけ電流検出器２２０の出力をＡ／Ｄ変換して読み込む。
そして、上記の検出タイミングでは、電流検出器２２０はＶ相の相電流を検出することになるので、電流検出器２２０の出力から求めた相電流をＶ相の相電流として割り当て、他のＵ相及びＷ相については、相電流検出値のピーク値に基づき演算した相電流推定値を割り当てる。つまり、電気角０degから６０degの区間は、電流検出器２２０の電流検出値をＶ相に割り当てる電流検出モードの区間である。
また、図５において、電気角６０degから電気角１２０degの区間は、３相のうちのＵ相の相電流が最小となる区間であり、更に、この電気角６０degから１２０degの区間のうちのＶ相及びＷ相の上アームがオンでＵ相の上アームがオフである区間、つまり、電源からＶ相及びＷ相に流れ込んだ電流が中性点で合流してＵ相に流れ込む区間では、電流検出器２２０はＵ相の相電流を検出することになる。
そこで、制御ユニット２１３は、電気角６０degから１２０degの区間（換言すれば、Ｕ相の相電流が最小となる区間）では、ＰＷＭ制御の１周期（キャリア１周期）においてＶ相及びＷ相の上アームがオンでＵ相の上アームがオフである２つの区間のうちの最初の区間（又は２番目の区間）内に相電流の検出タイミングを設定し、ＰＷＭ制御の１周期に１回だけ電流検出器２２０の出力をＡ／Ｄ変換して読み込む。
そして、上記の検出タイミングでは、電流検出器２２０はＵ相の相電流を検出することになるので、電流検出器２２０の出力から求めた相電流をＵ相の相電流として割り当て、他のＶ相及びＷ相については、相電流検出値のピーク値に基づき演算した相電流推定値を割り当てる。つまり、電気角６０degから１２０degの区間は、電流検出器２２０の電流検出値をＵ相に割り当てる電流検出モードの区間である。
更に、図５の電気角１２０degから１８０degの区間は、３相のうちのＷ相の相電流が最大となる区間であり、更に、この電気角１２０degから１８０degの区間のうちのＷ相の上アームがオンでＵ相及びＶ相の上アームがオフである区間、つまり、電源からＷ相に流れ込んだ電流が中性点を経てＶ相及びＵ相に分流して流れる区間では、電流検出器２２０はＷ相の相電流を検出することになる。
そこで、制御ユニット２１３は、ＰＷＭ制御の１周期（キャリア１周期）においてＷ相の上アームがオンでＵ相及びＶ相の上アームがオフである２つの区間のうちの最初の区間（又は２番目の区間）内に相電流の検出タイミングを設定し、ＰＷＭ制御の１周期に１回だけ電流検出器２２０の出力をＡ／Ｄ変換してＷ相の相電流値として読み込み、他のＶ相及びＵ相については、相電流検出値のピーク値に基づき演算した相電流推定値を割り当てる。つまり、電気角１２０degから１８０degの区間は、電流検出器２２０の電流検出値をＷ相に割り当てる電流検出モードの区間である。
図５において図示を省略した電気角１８０deg以降の区間においても、上記と同様にして、相電流の割り当てが行われる。
電気角１８０degから２４０degの区間は、３相のうちのＶ相の相電流が最小となる区間であり、制御ユニット２１３は、ＰＷＭ制御の１周期（キャリア１周期）においてＵ相及びＷ相の上アームがオンでＶ相の上アームがオフであって電源からＵ相及びＷ相に流れ込んだ電流が中性点で合流してＶ相に流れ込む２つの区間のうちの最初の区間（又は２番目の区間）内に相電流の検出タイミングを設定する。そして、制御ユニット２１３は、ＰＷＭ制御の１周期に１回だけ電流検出器２２０の出力をＡ／Ｄ変換してＶ相の相電流値として読み込み、他のＵ相及びＷ相については、相電流検出値のピーク値に基づき演算した相電流推定値を割り当てる。
また、電気角２４０degから３００degの区間は、３相のうちのＵ相の相電流が最大となる区間であり、制御ユニット２１３は、ＰＷＭ制御の１周期（キャリア１周期）においてＵ相の上アームがオンでＶ相及びＷ相の上アームがオフであって電源からＵ相に流れ込んだ電流が中性点を経てＶ相及びＷ相に分流して流れる２つの区間のうちの最初の区間（又は２番目の区間）内に相電流の検出タイミングを設定する。そして、制御ユニット２１３は、ＰＷＭ制御の１周期に１回だけ電流検出器２２０の出力をＡ／Ｄ変換してＵ相の相電流値として読み込み、他のＶ相及びＷ相については、相電流検出値のピーク値に基づき演算した相電流推定値を割り当てる。
また、電気角３００degから３６０degの区間は、３相のうちのＷ相の相電流が最小となる区間であり、制御ユニット２１３は、ＰＷＭ制御の１周期（キャリア１周期）においてＶ相及びＵ相の上アームがオンでＷ相の上アームがオフであって電源からＶ相及びＵ相に流れ込んだ電流が中性点で合流してＷ相に流れ込む２つの区間のうちの最初の区間（又は２番目の区間）内に相電流の検出タイミングを設定する。そして、ＰＷＭ制御の１周期に１回だけ電流検出器２２０の出力をＡ／Ｄ変換してＷ相の相電流値として読み込み、他のＶ相及びＵ相については、相電流検出値のピーク値に基づき演算した相電流推定値を割り当てる。
このように、電気角６０deg毎に相電流の絶対値が最大となる１相が切り替わり、制御ユニット２１３は、そのときの電気角において相電流の絶対値が最大となる１相の相電流を電流検出器２２０の検出出力から検出できる検出タイミング（Ａ／Ｄ変換トリガタイミング）を、ＰＷＭ制御の１周期に１回だけ設定する。そして、Ａ／Ｄ変換して読み込んだ相電流検出値を、相電流の絶対値が最大となる１相に割り当て、電流検出器２２０によって検出されない残る２相の相電流については、相電流検出値から推定する。
ここで、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちの１相の相電流が最大となる３つの電気角６０deg区間と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちの１相の相電流が最小となる３つの電気角６０deg区間とに区別されるから、制御ユニット２１３は、電流検出モードをこれらの６パターンに設定し、後述するように電流検出モードに従って相電流検出値を割り当てる１相を特定する。
次に、１つの相についての相電流検出値から他の２相の相電流を推定する処理を詳述する。
図６の実線は、モータ角度に対して位相ずれがない理想的な相電流の正弦波波形であり、この理想的な相電流の正弦波波形は、以下の数式によって相電流のピーク値及びモータ角度［deg（電気角）］に基づき算出することができる。
Ｕ相電流推定値＝−sin（実モータ角度）＊相電流ピーク値
Ｖ相電流推定値＝−sin（実モータ角度−120［deg］）＊相電流ピーク値
Ｗ相電流推定値＝−sin（実モータ角度−240［deg］）＊相電流ピーク値
係る理想的な相電流の正弦波波形に対し実際の相電流の波形は、図６に点線で示すように位相のずれが生じ、位相ずれ分のモータ角度［deg（電気角）］（電流ベクトル角度）をΔθとすると、実際の相電流値は以下の式に基づき算出できることになる。
Ｕ相電流推定値＝−sin（実モータ角度＋Δθ）＊相電流ピーク値
Ｖ相電流推定値＝−sin（実モータ角度＋Δθ−120［deg］）＊相電流ピーク値
Ｗ相電流推定値＝−sin（実モータ角度＋Δθ−240［deg］）＊相電流ピーク値
ここで、相電流のピーク値は、電流検出器２２０で直接検出される相電流のピーク値として求めることができ、電流検出器２２０で直接検出される相電流は、前述のように電気角６０deg毎に切り替わるので、制御ユニット２１３は、図７に示すように、電気角６０degの区間で複数検出される１相の相電流についてピーク値（極大値、最大値）を求め、上記の相電流の推定演算に用いる。
また、制御ユニット２１３は、電流検出器２２０で直接検出される相電流を割り当てる相を電気角６０deg毎に切り替えるための電流検出モードを、３相の制御デューティ（換言すれば、各相の指令電圧Ｖu、Ｖv、Ｖw）に基づき設定する。
つまり、図８に示す例では、Ｖ相及びＵ相の制御デューティ（上アーム制御デューティ）が共に５０％を上回り、かつ、Ｗ相の制御デューティが５０％を下回る電気角６０degの区間（電気角３００〜３６０deg区間）を第１電流検出モードとし、Ｕ相及びＷ相の制御デューティが共に５０％を下回り、かつ、Ｖ相の制御デューティが５０％を上回る電気角６０degの区間（電気角０〜６０deg区間）を第２電流検出モードとし、Ｖ相及びＷ相の制御デューティが共に５０％を上回り、かつ、Ｕ相の制御デューティが５０％を下回る電気角６０degの区間（電気角６０〜１２０deg区間）を第３電流検出モードとする。
また、Ｖ相及びＵ相の制御デューティが共に５０％を下回り、かつ、Ｗ相の制御デューティが５０％を上回る電気角６０degの区間（電気角１２０〜１８０deg区間）を第４電流検出モードとし、Ｕ相及びＷ相の制御デューティが共に５０％を上回り、かつ、Ｖ相の制御デューティが５０％を下回る電気角６０degの区間（電気角１８０〜２４０deg区間）を第５電流検出モードとし、Ｖ相及びＷ相の制御デューティが共に５０％を下回り、かつ、Ｕ相の制御デューティが５０％を上回る電気角６０degの区間（電気角２４０〜３００deg区間）を第６電流検出モードとする。
そして、制御ユニット２１３は、図９に示すようにして、電流検出モード毎に相電流検出値を割り当てる１相を特定し、残る２相については相電流推定値を割り当てる。
例えば、第２電流検出モードの区間では、３相のうちでＶ相の相電流が最も大きく、Ｖ相の上アームがオンでＵ相及びＷ相の上アームがオフである区間（Ｖ相電流検出区間）で電流検出器２２０の出力からＶ相の相電流を検出できる。
そこで、制御ユニット２１３は、第２電流検出モードでは、Ｖ相電流検出区間内にＰＷＭ制御１周期に１回だけとなるＶ相電流の検出タイミングを設定し、係る検出タイミングでＡ／Ｄ変換して読み込んだ相電流検出値を、Ｖ相の相電流値として割り当てる。
また、第３電流検出モードの区間では、３相のうちでＵ相の相電流が最も小さく、Ｖ相及びＷ相の上アームがオンでＵ相の上アームがオフである区間（Ｕ相電流検出区間）で電流検出器２２０の出力からＵ相の相電流を検出できる。
そこで、制御ユニット２１３は、第３電流検出モードでは、Ｕ相電流検出区間内にＰＷＭ制御１周期に１回だけとなるＵ相電流の検出タイミングを設定し、係る検出タイミングでＡ／Ｄ変換して読み込んだ相電流検出値を、Ｕ相の相電流値として割り当てる。
なお、第３電流検出モードの区間では、中性点からＵ相に流れ込む電流を検出することになるので、係る電流の向きをマイナスで表す場合、Ｕ相の相電流検出値は、電流検出器２２０の検出電流値に−１を乗算した値となる。
以下同様に、第４電流検出モードの区間では電流検出器２２０の検出電流値をＷ相の相電流値に割り当て、第５電流検出モードの区間では電流検出器２２０の検出電流値に−１を乗算した値をＶ相の相電流値に割り当て、第６電流検出モードの区間では電流検出器２２０の検出電流値をＵ相の相電流値に割り当て、第１電流検出モードの区間では電流検出器２２０の検出電流値に−１を乗算した値をＷ相の相電流値に割り当てる。
更に、制御ユニット２１３は、図７に示したように、各電流検出モードの区間毎に、電流検出器２２０の検出電流値のピーク値（極大値、最大値）を求める。
例えば、第２電流検出モードの区間では、電流検出器２２０の出力からＶ相の相電流がＰＷＭ１周期毎に検出されるので、この第２電流検出モードの区間でのＶ相の相電流検出値の時系列データからピーク値を求め、相電流推定値の演算に用いるピーク値をこのＶ相の相電流検出値のピーク値で更新する。
また、第３電流検出モードの区間では、電流検出器２２０の出力からＵ相の相電流がＰＷＭ１周期毎に検出されるので、この第３電流検出モードの区間でのＵ相の相電流検出値の時系列データからピーク値を求め、相電流推定値の演算に用いるピーク値をこのＵ相の相電流検出値のピーク値で更新する。
以下同様に、第４電流検出モードの区間ではＷ相の相電流検出値のピーク値を求め、第５電流検出モードの区間ではＶ相の相電流検出値のピーク値を求め、第６電流検出モードの区間ではＵ相の相電流検出値のピーク値を求め、第１電流検出モードの区間ではＷ相の相電流検出値のピーク値を求め、求めたピーク値で相電流推定値の演算に用いるピーク値を更新する。
そして、例えば、電流検出器２２０の検出電流値がＶ相の相電流値として割り当てられる第２電流検出モードの区間では、残るＵ相及びＷ相の相電流値として、相電流のピーク値、そのときの実モータ角度θac［deg（電気角）］、更に、位相ずれ（電流ベクトル角度補正値）Δθに基づき以下の式に従って算出される推定値を割り当てる。
Ｕ相電流推定値＝−sin（実モータ角度θac＋Δθ）＊相電流ピーク値
Ｗ相電流推定値＝−sin（実モータ角度θac＋Δθ−240［deg］）＊相電流ピーク値
つまり、図８に示すように、電流検出モード毎（電気角６０deg区間毎）に電流検出器２２０の検出電流値を割り当てる１相が特定され、残る２相については、相電流ピーク値と実モータ角度θac（基準電流ベクトル角度）と位相ずれに基づいて推定した相電流を割り当てる。
これにより、インバータ２１２ａの直流母線電流を検出する電流検出器２２０を用い、しかも、電流検出器２２０の検出出力をＰＷＭ制御の１周期当たり１回だけＡ／Ｄ変換することで、３相の相電流をそれぞれ求めることができる。
従って、３相電流検出値に基づきベクトル制御を行うモータ駆動装置において、相電流を検出するためのハードウエア構成を簡略化でき、かつ、制御ユニット２１３（マイクロコンピュータ２１３ｂ）のＡ／Ｄ変換負荷を軽減できる。そして、Ａ／Ｄ変換負荷が軽減されることで、マイクロコンピュータとして低機能（低価格）のものを使用する駆動装置においても適用可能な相電流検出処理となる。
ところで、相電流の検出には、Ａ／Ｄ変換に要する時間と通電開始直後の電流変動期間との合計時間よりも長い期間が必要となるが、指令電圧（指令デューティ）の低下に伴って、前記合計時間よりも短い期間になってしまい、相電流の検出が行えなくなる場合がある。
このような場合、例えば、相電流検出期間が前記合計時間以上となるデューティを設定するＰＷＭ１周期と、相電流の検出期間が前記合計時間を下回る期間となるデューティを設定するＰＷＭ１周期とを交互に設定する処理（以下、パルスシフト処理という）を実施する。
そして、相電流検出期間が前記合計時間以上となるデューティに設定されるときに相電流の検出を行わせ、相電流検出期間が前記合計時間を下回る期間となるデューティに設定されるときに相電流の検出を停止するよう構成し、平均デューティが指令デューティになるように制御すれば、指令デューティ（指令トルク）に制御しつつ相電流の検出が可能になる。
上記のパルスシフト処理はノイズ要因になるが、上記のようにＰＷＭ制御の１周期に１回のＡ／Ｄ変換を行う構成であれば、ＰＷＭ制御の１周期に２回のＡ／Ｄ変換を行って２相の相電流をそれぞれに検出する場合に比べて、パルスシフト処理の実施が要求されるデューティ領域を小さくでき、パルスシフト処理によるノイズの発生を抑制できる。
次に、位相ずれ（電流ベクトル角度補正値）Δθの演算処理、つまり、電流ベクトル角度補正値演算部６０４の処理内容を詳細に説明する。
数３は、ｄ−ｑ軸上での３相ブラシレスモータ（ＩＰＭＳＭ）２の電圧モデルを表す式である。

数３において、Ｖｄはｄ軸電圧［Ｖ］、Ｖｑはｑ軸電圧［Ｖ］、Ｒａはd,q軸抵抗［Ω］、Ｌａはd,q軸インダクタンス［Ｈ］、ωはモータ回転数［rad/sec］（電気角）、Ｉｄはｄ軸電流［Ａ］、Ｉｑはｑ軸電流［Ａ］、Ｋｅは誘起電圧定数［V/(rad/sec)］（電気角）である。
上記数３の回路方程式は、数４に示すように、抵抗項、干渉項（速度起電力項）、誘起電圧項に分けることができる。
ここで、抵抗項は直流成分であり、干渉項はｄ−ｑ軸間の干渉電圧分であり、誘起電圧項はｑ軸に発生する誘起電圧分である。
数４を基にベクトル図を表現すると図１０のようになる。なお、ベクトル図では、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑの変化は無いと仮定し、かつ、Las項（インダクタンスの振幅）は無視するものとする。
図１０において、モータ角度はｄ軸の角度で、モータ角度（基準電流ベクトル角度）に対する位相ずれは図１０に示すΔθであり、この位相ずれ分の電流ベクトル角度補正値Δθを求めることで位相ずれを見込んだ相電流の推定が行える。
ここで、図１０中の第１角度Δθ１は、抵抗項と干渉項とがなす角度であり、以下の式に従って算出される。
Δθ１＝tan-1（干渉項／抵抗項）＝tan-1（ωＬ／Ｒａ）
つまり、第１角度Δθ１は、d,q軸抵抗Ｒａ、d,q軸インダクタンスＬ、モータ回転数ωから求められる。
また、図１０中の第２角度Δθ２は、モータ電圧ベクトルから誘起電圧項を引いたベクトルとｑ軸ベクトルとがなす角度であり、以下の式に従って算出される。
・Ｖｄ≧０のとき
Δθ２＝tan-1（（Ｖｑ−Ｋｅω）／Ｖｄ）−π／２
・Ｖｄ＜０のとき
Δθ２＝tan-1（（Ｖｑ−Ｋｅω）／Ｖｄ）＋π／２
つまり、第２角度Δθ２は、ｑ軸電圧Ｖｑ、ｄ軸電圧Ｖｄ、モータ回転数ωと誘起電圧定数Ｋｅとに基づく誘起電圧情報から求められる。
そして、電流ベクトル角度補正値Δθは、Δθ＝Δθ２−Δθ１として算出される。
制御ユニット２１３（電流ベクトル角度補正値演算部６０４）は、d,q軸抵抗Ｒａ、d,q軸インダクタンスＬ、モータ回転数ωに基づき第１角度Δθ１を算出し、ｑ軸電圧Ｖｑ、ｄ軸電圧Ｖｄ、モータ回転数ω、誘起電圧定数Ｋｅに基づき第２角度Δθ２を算出し、これらの角度Δθ１、Δθ２から電流ベクトル角度補正値Δθ（位相ずれ）を算出する。
係る構成により、ｑ軸電圧Ｖｑ、ｄ軸電圧Ｖｄ、モータ回転数ωの変化によって位相ずれが変化しても、制御ユニット２１３は、実際に発生する位相ずれに基づき相電流推定値を算出することができ、相電流を高い精度で推定することができる。
なお、制御ユニット２１３のメモリには、角度Δθ１、Δθ２の演算に用いるd,q軸抵抗Ｒａ、d,q軸インダクタンスＬ、誘起電圧定数Ｋｅが定数として予め記憶されていて、角度Δθ１、Δθ２の演算においては、メモリから読み出したd,q軸抵抗Ｒａ、d,q軸インダクタンスＬ、誘起電圧定数Ｋｅと、そのときのｑ軸電圧Ｖｑ、ｄ軸電圧Ｖｄ、モータ回転数ωとに基づいて、電流ベクトル角度補正値Δθを算出する。
ここで、d,q軸抵抗Ｒａは、３相ブラシレスモータ２の環境条件（温度条件など）によって変動し、また、３相ブラシレスモータ２毎にばらつきが生じる。そして、d,q軸抵抗Ｒａが基準値（メモリ上の定数）からずれることで、電流ベクトル角度補正値Δθ（位相ずれ）の算出精度が低下し、引いては、相電流推定値の演算精度が低下する。
そこで、制御ユニット２１３は、d,q軸抵抗Ｒａの変動による相電流推定値の推定誤差の発生を検出し、推定誤差が小さくなる方向にd,q軸抵抗Ｒａ（第１角度Δθ１、電流ベクトル角度補正値Δθ）を補正する。
相電流推定値の誤差が大きくなると、１相に割り当てられる相電流を電流検出器２２０の検出電流値から相電流推定値に切り替えたときに、切り替え前の相電流検出値と切り替え後の相電流推定値との偏差が大きくなる。
そして、制御ユニット２１３は、１相に割り当てられる相電流検出値から相電流推定値に切り替えたときに、相電流の絶対値が増える方向の偏差が発生したか減る方向の偏差が発生したかに基づき、d,q軸抵抗Ｒａの変動によって位相ずれが進角方向に変化したか遅角方向に変化したか（換言すれば、d,q軸抵抗Ｒａの増減変化方向）を判断することが可能である。
つまり、１相に割り当てる相電流値を相電流検出値から相電流推定値に切り替えたときに相電流の絶対値が減少方向にステップ的に変化した場合、換言すれば、切り替え時における相電流推定値が相電流検出値よりも小さい場合には、相電流推定値の位相が実際の相電流の位相よりも遅れていることになるので、制御ユニット２１３は、d,q軸抵抗Ｒａを相電流推定値の位相が進む方向に修正する。
逆に、１相に割り当てる相電流値を相電流検出値から相電流推定値に切り替えたときに相電流の絶対値が増大方向にステップ的に変化した場合、換言すれば、切り替え時における相電流推定値が相電流検出値よりも大きい場合には、相電流推定値の位相が実際の相電流の位相よりも進んでいることになるので、制御ユニット２１３は、d,q軸抵抗Ｒａを相電流推定値の位相が遅れる方向に修正する。
ここで、相電流推定値の演算に用いるd,q軸抵抗Ｒａを減少させれば相電流推定値の位相は進み、逆に、相電流推定値の演算に用いるd,q軸抵抗Ｒａを増大させれば相電流推定値の位相は遅れることになる。
そこで、制御ユニット２１３は、１相に割り当てる相電流値を相電流検出値から相電流推定値に切り替えたときに相電流の絶対値が減少方向にステップ的に変化し、相電流推定値の位相を相電流検出値に近づけるために相電流推定値の位相を進める必要がある場合には、d,q軸抵抗Ｒａを現状値よりも所定値ΔＲａだけ減少させる補正を行う。
一方、制御ユニット２１３は、１相に割り当てる相電流値を相電流検出値から相電流推定値に切り替えたときに相電流の絶対値が増大方向にステップ的に変化し、相電流推定値の位相を相電流検出値に近づけるために相電流推定値の位相を遅らせる必要がある場合には、d,q軸抵抗Ｒａを現状値よりも所定値ΔＲａだけ増大させる補正を行う。
なお、制御ユニット２１３は、１相に割り当てる相電流値を相電流検出値から相電流推定値に切り替えたときの相電流のステップ変化量（段差）に応じて、d,q軸抵抗Ｒａを増減補正する所定値ΔＲａの大きさを変更することができる。つまり、相電流のステップ変化量の絶対値が大きいほど所定値ΔＲａをより大きくすれば、相電流推定値の位相を相電流検出値の位相に応答良く近づけることが可能である。
図１１は、電流検出モードの切り替わりパターン毎に、相電流の変化量の判定と判定結果に基づく相電流推定値の位相の補正方向とを示す図である。
第１電流検出モードから第２電流検出モードに切り替わったとき、及び、第４電流検出モードから第５電流検出モードに切り替わったときには、Ｗ相に割り当てられる相電流が相電流検出値からＷ相電流推定値に切り替えられるので、制御ユニット２１３は、切り替え前の相電流検出値と切り替え後のＷ相電流推定値とを比較する。
ここで、切り替え前の相電流検出値（前回値）の絶対値から切り替え後のＷ相電流推定値（今回値）の絶対値を減算した値が所定値ΔＩｍ（ΔＩｍ＜０）を下回る場合（｜Ｉｗ前回値｜−｜Ｉｗ今回値｜＜ΔＩｍ）、つまり、切り替え後のＷ相電流推定値の絶対値が切り替え前の相電流検出値の絶対値よりも所定以上に大きく、Ｗ相に割り当てられる相電流がステップ的に増大した場合には、Ｗ相電流推定値の位相が実際のＷ相電流の位相よりも進んでいることになるので、制御ユニット２１３は、d,q軸抵抗Ｒａを相電流推定値の位相が遅れる方向に修正する。
一方、切り替え前の相電流検出値（前回値）の絶対値から切り替え後のＷ相電流推定値（今回値）の絶対値を減算した値が所定値ΔＩｐ（ΔＩｐ＞０）を上回る場合（｜Ｉｗ前回値｜−｜Ｉｗ今回値｜＞ΔＩｐ）、つまり、切り替え後のＷ相電流推定値の絶対値が切り替え前の相電流検出値の絶対値よりも所定以上に小さく、Ｗ相に割り当てられる相電流がステップ的に減少した場合には、Ｗ相電流推定値の位相が実際のＷ相電流の位相よりも遅れていることになるので、制御ユニット２１３は、d,q軸抵抗Ｒａを相電流推定値の位相が進む方向に修正する。
ここで、｜Ｉｗ前回値｜−｜Ｉｗ今回値｜≧ΔＩｍを満たし、かつ、｜Ｉｗ前回値｜−｜Ｉｗ今回値｜≦ΔＩｐを満たす場合は、Ｗ相電流推定値と相電流検出値との偏差が零近傍の許容範囲内であって相電流推定値が十分に高い精度で演算できている、換言すれば、相電流推定値の演算に用いているd,q軸抵抗Ｒａが実際値に十分に近いことになるので、制御ユニット２１３は、d,q軸抵抗Ｒａを補正せず、d,q軸抵抗Ｒａを現状値に維持する。
また、第２電流検出モードから第３電流検出モードに切り替わったとき、及び、第５電流検出モードから第６電流検出モードに切り替わったときには、Ｖ相に割り当てられる相電流が相電流検出値からＶ相電流推定値に切り替えられるので、制御ユニット２１３は、切り替え前の相電流検出値と切り替え後のＶ相電流推定値とを比較する。
制御ユニット２１３は、Ｖ相電流値が検出値から推定値に切り替えられるときに、Ｗ相電流値の切り替え時と同様に、切り替え前の相電流検出値（前回値）の絶対値から切り替え後のＶ相電流推定値（今回値）の絶対値を減算した値を所定値ΔＩｍ、ΔＩｐと比較することで、Ｖ相電流推定値の位相が実際のＶ相電流の位相よりも所定以上に進んでいるか、所定以上に遅れているか、又は、Ｖ相電流推定値の位相と実際のＶ相電流の位相とが十分に近い状態であるかを判別する。
そして、制御ユニット２１３は、Ｖ相電流推定値の位相が実際のＶ相電流の位相よりも所定以上に進んでいるか又は所定以上に遅れている場合は、係る位相差が小さくなる方向にd,q軸抵抗Ｒａを修正する。
また、第３電流検出モードから第４電流検出モードに切り替わったとき、及び、第６電流検出モードから第１電流検出モードに切り替わったときには、Ｕ相に割り当てられる相電流が相電流検出値からＵ相電流推定値に切り替えられるので、制御ユニット２１３は、切り替え前の相電流検出値と切り替え後のＵ相電流推定値とを比較する。
制御ユニット２１３は、Ｕ相電流値が検出値から推定値に切り替えられるときに、Ｗ相電流値の切り替え時と同様に、切り替え前の相電流検出値（前回値）の絶対値から切り替え後のＵ相電流推定値（今回値）の絶対値を減算した値を所定値ΔＩｍ、ΔＩｐと比較することで、Ｕ相電流推定値の位相が実際のＵ相電流の位相よりも所定以上に進んでいるか、所定以上に遅れているか、又は、Ｕ相電流推定値の位相と実際のＵ相電流の位相とが十分に近い状態であるかを判別する。
そして、制御ユニット２１３は、Ｕ相電流推定値の位相が実際のＵ相電流の位相よりも所定以上に進んでいるか又は所定以上に遅れている場合は、係る位相差が小さくなる方向にd,q軸抵抗Ｒａを修正する。
このように、制御ユニット２１３は、相電流推定値（電流ベクトル角度補正値Δθ、抵抗項）の演算に用いるd,q軸抵抗Ｒａが実際値に対して誤差を有することで、電流ベクトル角度補正値Δθ引いては相電流推定値の演算精度が低下していることを、１相に割り当てられる相電流が相電流検出値から相電流推定値に切り替えられるときの電流変化に基づき検出する。そして、制御ユニット２１３は、相電流推定値が相電流検出値（実相電流）に近づく方向にd,q軸抵抗Ｒａを補正する。
従って、制御ユニット２１３は、環境条件の変化（温度変化）や３相ブラシレスモータ２の特性ばらつきなどがあっても、相電流推定値を高い精度で演算することができ、３相電流値に基づき安定した精度で３相ブラシレスモータを制御できる。
なお、制御ユニット２１３は、上記のように、相電流検出値から相電流推定値に切り替えられるときの割り当て相電流値のステップ変化からd,q軸抵抗Ｒａ（電流ベクトル角度補正値Δθ、抵抗項）の誤差を判定するが、逆に、相電流推定値から相電流検出値に切り替えられるときの割り当て相電流値のステップ変化からd,q軸抵抗Ｒａの誤差を判定することができる。
また、抵抗値は温度に依存するので、制御ユニット２１３は、温度条件に基づきd,q軸抵抗Ｒａ（電流ベクトル角度補正値Δθ、抵抗項）を補正することができる。
例えば、環境温度を検出する温度センサを備える場合、制御ユニット２１３は、温度センサの出力から求めた環境温度に応じてd,q軸抵抗Ｒａ（電流ベクトル角度補正値Δθ、抵抗項）を補正することができる。また、制御ユニット２１３は、３相ブラシレスモータの起動に先立って抵抗値を計測するための通電を行い、基準温度条件で抵抗値と計測した抵抗値とから温度条件を推定し、推定した温度条件に基づいてd,q軸抵抗Ｒａ（電流ベクトル角度補正値Δθ、抵抗項）を補正することができる。
また、上述の構成では、制御ユニット２１３は、電流ベクトル角度補正値Δθをｑ軸電圧Ｖｑ、ｄ軸電圧Ｖｄ、モータ回転数ωなどに基づいて演算するが、相電流検出値のモータ角度に対する位相を検出することで、電流ベクトル角度補正値Δθを設定することができる。
詳細には、制御ユニット２１３は、１相に割り当てられる相電流が相電流検出値から相電流推定値に切り替えられるときの（換言すれば、電流検出モードが切り替えられる電気角での）相電流検出値と、相電流ピーク値とから、電流ベクトル角度補正値Δθを求めることができる。
制御ユニット２１３は、１相に割り当てられる相電流が相電流検出値から相電流推定値に切り替えられるときの切り替え直前の相電流検出値と、相電流ピーク値とに基づき、相電流検出値のピーク値となるタイミングから相電流の切り替えタイミングまでの電流ベクトル角度ΔθＢ（図１２参照）を、ΔθＢ＝arccos（切り替え直前の相電流検出値／ピーク電流）（ΔθＢ≧０）として算出する。
更に、制御ユニット２１３は、モータ角度に対して位相ずれがない理想的な相電流の正弦波波形、又は、現状の電流ベクトル角度補正値Δθに基づき算出した相電流推定値において相電流がピーク値となるタイミングから、相電流検出値から相電流推定値に切り替えられるタイミング（換言すれば、電流検出モードが切り替えられる電気角）までの角度をΔθＡとして設定する（図１２参照）。
そして、制御ユニット２１３は、電流ベクトル角度補正値Δθ又は修正値Δθajを、上記の角度ΔθＡ及びΔθＢに基づき、下式に従って演算する。
Δθ（Δθaj）＝ΔθＡ−ΔθＢ
つまり、理想電流波形から角度ΔθＡを演算する場合、上記の演算式は、理想電流波形がピークとなるタイミングから電流検出モードの切り替えタイミングまでの角度ΔθＡから、実際の電流波形のピークとなるタイミングから電流検出モードの切り替えタイミングまでの角度ΔθＢを減算することで、理想電流波形がピークとなるタイミングから実際の電流波形がピークとなるタイミングまでの角度を算出することになり、理想電流波形に対する実電流波形の位相ずれが検出される。
また、現状の電流ベクトル角度補正値Δθに基づき算出した相電流推定値から角度ΔθＡを演算する場合、上記の演算式は、実際の相電流波形と相電流推定値との位相ずれ、換言すれば、現状の電流ベクトル角度補正値Δθの誤差を示すことになる。従って、修正値Δθajに基づき現状の電流ベクトル角度補正値Δθを補正することで、相電流推定値を実際の相電流波形に近づけることができる。
なお、電流検出モードが切り替えられる電気角での相電流検出値と、相電流ピーク値とから電流ベクトル角度補正値Δθを求める処理を、相電流検出値から相電流推定値に切り替えられるときの相電流検出値と理想波形の相電流値との偏差が所定値以上であるとき、換言すれば、位相ずれが所定以上であるときに実施し、前記偏差が所定値を下回る場合に禁止する構成とすることができる。
相電流偏差（位相ずれ）が小さい状態では電流ベクトル角度補正値Δθの検出感度が低く、また、電流ベクトル角度補正値Δθの演算は電流検出モードの切り替え周期である電気角６０deg毎に行われるためモータ回転速度が低い条件では推定遅れが生じる。このため、相電流偏差（位相ずれ）が小さい状態で電流ベクトル角度補正値Δθの更新演算を実施すると、電流制御が発散する可能性がある。
そこで、制御ユニット２１３は、相電流検出値から相電流推定値に切り替えられるときの相電流検出値と理想波形の相電流値又は相電流推定値との偏差が所定値を下回る場合は、相電流推定値の演算に用いる電流ベクトル角度補正値Δθの更新を停止する。
また、電流ベクトル角度補正値Δθに関与するモータ定数としては、前述のように、抵抗Ｒａ、インダクタンスＬａ、誘起電圧定数Ｋｅがあり、このうちインダクタンスＬａは温度に影響を受けないが、抵抗Ｒａ及び誘起電圧定数Ｋｅは温度によって変動する。
係る温度に影響を受ける抵抗Ｒａ及び誘起電圧定数Ｋｅの値を、制御ユニット２１３は以下のようにして推定し、推定した結果を用いて電流ベクトル角度補正値Δθを演算することができる。
図１３のベクトル図に示すように、干渉項と抵抗項とがなす角度は直角であるため、ｄ軸電圧Ｖｄとｑ軸電圧Ｖｑとで決まるモータ電圧ベクトルの先端を中心としてω＊Ｌａ＊相電流ピーク値を半径とする円を描いたときに、この円の接線であってｑ軸に対して傾き＝tan（Δθ）を有する接線がｑ軸と交わる点Ｃ１で決まるｑ軸切片は誘起電圧項に該当し、また、交点Ｃ１と接点Ｃ２とを結ぶ線は抵抗項に該当する。
つまり、交点Ｃ１で決まるｑ軸切片の長さＬＥは誘起電圧項を表し、誘起電圧項＝Ｋｅ＊ωであるからＬＥ＝Ｋｅ＊ωとなり、長さＬＥ及びそのときのモータ回転数ωから誘起電圧定数Ｋｅを下式に従って算出することができる。
Ｋｅ＝ＬＥ／ω
更に、抵抗項＝抵抗Ｒａ＊相電流ピーク値Ｉpeakであるから、交点Ｃ１と接点Ｃ２との距離Ｄ１は、
距離Ｄ１＝抵抗Ｒａ＊相電流ピーク値Ｉpeak
を満たすことになり、距離Ｄ１及び相電流ピーク値とから、抵抗Ｒａを下式に従って算出することができる。
Ｒａ＝Ｄ１／Ｉpeak
そして、制御ユニット２１３は、上記のようにして求めた誘起電圧定数Ｋｅ、抵抗Ｒａを定数として保存し、ｑ軸電圧Ｖｑ、ｄ軸電圧Ｖｄ、モータ回転数ωに基づいて電流ベクトル角度補正値Δθを算出するときに、これらの定数を用いるようにする。これにより、そのときの環境温度に適合する誘起電圧定数Ｋｅ、抵抗Ｒａを用いて電流ベクトル角度補正値Δθを演算でき、相電流推定値の推定精度が向上する。
また、抵抗Ｒａの誤差が少ない条件では、制御ユニット２１３は、
誘起電圧定数Ｋｅを、相電流検出値から求めた相電流ピーク値Ipeakに基づき下式に従って算出することができる。
Ke＝（Vq−√(Ipeak)2＊(ω2＊La2＋Ra2)−Vd2))／ω
上記のようにして推定した誘起電圧定数Ｋｅに基づき求めた電流ベクトル角度補正値Δθを用いて相電流推定値を演算させている状態で、抵抗Ｒａの変化が生じ、相電流検出値と相電流推定値との間で切り替えを行うときに電流偏差が生じるようになったときに、制御ユニット２１３は、前述のように、電流検出モードの切り替え時における相電流検出値と、相電流検出値から求めた相電流ピーク値とから電流ベクトル角度補正値Δθを演算することで、抵抗Ｒａ及び誘起電圧定数Ｋｅの変化を加味した電流ベクトル角度補正値Δθを設定できる。
また、制御ユニット２１３は、例えば、３相ブラシレスモータ２を起動した後に前述の角度ΔθＡ及びΔθＢに基づく電流ベクトル角度補正値Δθの設定処理を１回実行した後に、上記の誘起電圧定数Ｋｅ、抵抗Ｒａの推定処理を行い、推定した誘起電圧定数Ｋｅ、抵抗Ｒａ、及び、ｑ軸電圧Ｖｑ、ｄ軸電圧Ｖｄ、モータ回転数ωに基づき電流ベクトル角度補正値Δθを設定する処理に移行することができる。
また、制御ユニット２１３は、上記の正弦波駆動方式（１８０度通電方式）による３相ブラシレスモータ２の駆動制御において、相電流の検出可能期間の長さを所定以上の長さとするために、前述したパルスシフト処理を実施する必要がある運転領域（制御デューティが所定値を下回る領域）において、センサレス正弦波駆動方式に代えてセンサレス矩形波駆動方式（１２０度通電方式）で３相ブラシレスモータ２を駆動することができる。
上記の矩形波駆動方式は、３相のうちでパルス電圧を印加する２相の選択パターン（通電モード）を所定の回転子位置毎に順次切り替えることで、ブラシレスモータ２を駆動する方式である。この矩形波駆動方式では、制御ユニット２１３は、通電相に対するパルス状の電圧印加によって非通電相（開放相）に誘起される電圧（変圧器起電圧、パルス誘起電圧）から回転子の位置情報を得て、通電相の選択パターンの切り替えタイミングを検出する。
以上、好ましい実施形態を参照して本発明の内容を具体的に説明したが、本発明の基本的技術思想及び教示に基づいて、当業者であれば種々の変形態様を採り得ることは自明である。
例えば、電流ベクトル角度補正値Δθの演算に用いる抵抗Ｒａ及び誘起電圧定数Ｋｅの推定処理において、推定した抵抗Ｒａ及び誘起電圧定数Ｋｅの時系列データを平均化処理して電流ベクトル角度補正値Δθの演算に用いるようにしたり、推定した抵抗Ｒａ及び誘起電圧定数Ｋｅが所定範囲を超えたときに推定結果を用いることを禁止したりすることができる。
また、電流検出モードの切り替わりに伴って１相に割り当てる相電流を、相電流検出値から相電流推定値に又は相電流推定値から相電流検出値に切り替えるときに、切り替え前後の相電流に偏差がある場合、切り替え前の相電流値から切り替え後の相電流値に徐々に近づく補正電流値を設定し、過渡的に係る補正電流値に基づいて３相ブラシレスモータ２を制御することができる。
また、例えば、相電流検出値を割り当てる相を２相に固定し、係る相の相電流を電流検出器２２０の出力から直接的に検出できない電流検出モードのときに３相全てに相電流推定値を割り当てる構成とすることができる。
例えば、相電流検出値を割り当てる２相をＵ相及びＶ相に固定し、第３電流検出モード及び第６電流検出モードのときにはＵ相に相電流検出値を割り当てＶ相及びＷ相に相電流推定値を割り当て、第２電流検出モード及び第５電流検出モードのときにはＶ相に相電流検出値を割り当てＵ相及びＷ相に相電流推定値を割り当て、第１電流検出モード及び第４電流検出モードのときには３相全てに相電流推定値を割り当てる構成とすることができる。
ここで、相電流検出値を割り当てる固定の２相の組み合わせを所定周期毎に切り替えたり、相電流検出値を割り当てる２相を固定するモードと電流検出モードに従って相電流検出値を割り当てる１相を順次切り替えるモードとをモータ回転数などの条件で切り替えたりすることができる。
１…電動式のサブオイルポンプ、２…３相ブラシレスモータ、３…モータ駆動装置（ＭＣＵ）、２１２…駆動回路（インバータ回路）、２１３…制御ユニット、２１３ａ…Ａ／Ｄ変換器、２１３ｂ…マイクロコンピュータ、２２０…電流検出器、２２０ａ…シャント抵抗、２２０ｂ…検出回路

Claims (5)

  1. ３相ブラシレスモータに交流電力を供給するインバータと、前記インバータの直流母線電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器の出力を入力し前記インバータをＰＷＭ制御する制御部と、を含み、前記３相ブラシレスモータを正弦波駆動するモータ駆動装置であって、
    前記制御部は、
    ＰＷＭ制御の１周期に１回の検出タイミングにおいて相電流の絶対値が最大となる１相の相電流を前記電流検出器の出力から求め、前記検出タイミング毎に検出した相電流のピーク値、モータ角度、及び、モータ角度に対する実相電流波形の位相ずれに基づき残る２相の相電流を推定するよう構成され、
    前記位相ずれをｄ軸電圧、ｑ軸電圧、及びモータ回転速度に応じて可変に設定する、
    モータ駆動装置。
  2. ３相ブラシレスモータに交流電力を供給するインバータと、前記インバータの直流母線電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器の出力を入力し前記インバータをＰＷＭ制御する制御部と、を含み、前記３相ブラシレスモータを正弦波駆動するモータ駆動装置であって、
    前記制御部は、
    ＰＷＭ制御の１周期に１回の検出タイミングにおいて相電流の絶対値が最大となる１相の相電流を前記電流検出器の出力から求め、前記検出タイミング毎に検出した相電流のピーク値、モータ角度、及び、モータ角度に対する実相電流波形の位相ずれに基づき残る２相の相電流を推定するよう構成され、
    前記３相ブラシレスモータのｄ−ｑ軸上の電圧モデルにおいて抵抗項と干渉項とが生成する角度及びモータ電圧ベクトルから誘起電圧項を引いたベクトルとｑ軸ベクトルとが生成する角度に基づき前記位相ずれを求める、
    モータ駆動装置。
  3. ３相ブラシレスモータに交流電力を供給するインバータと、前記インバータの直流母線電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器の出力を入力し前記インバータをＰＷＭ制御する制御部と、を含み、前記３相ブラシレスモータを正弦波駆動するモータ駆動装置であって、
    前記制御部は、
    ＰＷＭ制御の１周期に１回の検出タイミングにおいて相電流の絶対値が最大となる１相の相電流を前記電流検出器の出力から求め、前記検出タイミング毎に検出した相電流のピーク値、モータ角度、及び、モータ角度に対する実相電流波形の位相ずれに基づき残る２相の相電流を推定するよう構成され、
    １相の相電流が前記電流検出器による検出値と推定値との間で切り替えられるときの電流偏差が小さくなるように前記位相ずれを補正する、
    モータ駆動装置。
  4. ３相ブラシレスモータに交流電力を供給するインバータと、前記インバータの直流母線電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器の出力を入力し前記インバータをＰＷＭ制御する制御部と、を含み、前記３相ブラシレスモータを正弦波駆動するモータ駆動装置であって、
    前記制御部は、
    ＰＷＭ制御の１周期に１回の検出タイミングにおいて相電流の絶対値が最大となる１相の相電流を前記電流検出器の出力から求め、前記検出タイミング毎に検出した相電流のピーク値、モータ角度、及び、モータ角度に対する実相電流波形の位相ずれに基づき残る２相の相電流を推定するよう構成され、
    １相の相電流が前記電流検出器による検出値と推定値との間で切り替えられるときの前記電流検出器による検出値、及び、前記ピーク値に基づいて前記位相ずれを求める、
    モータ駆動装置。
  5. インバータのＰＷＭ制御によって正弦波駆動される３相ブラシレスモータの各相の相電流を、前記インバータの直流母線電流を検出する電流検出器の出力に基づき検出する方法であって、
    相電流の絶対値が最大となる１相の相電流を検出する検出タイミングをＰＷＭ制御の１周期に１回設定するステップと、
    前記検出タイミングにおいて前記電流検出器の出力から相電流検出値を求めるステップと、
    前記相電流検出値のピーク値を求めるステップと、
    モータ角度を検出するステップと、
    前記モータ角度に対する実相電流波形の位相ずれを設定するステップと、
    前記ピーク値、前記モータ角度、及び前記位相ずれに基づき相電流推定値を算出するステップと、
    前記電流検出値を１相の相電流値として割り当て、前記電流推定値を残る２相に割り当てるステップと、
    を含み、
    前記位相ずれを設定するステップは、前記３相ブラシレスモータのｄ−ｑ軸上の電圧モデルにおいて抵抗項と干渉項とが生成する角度及びモータ電圧ベクトルから誘起電圧項を引いたベクトルとｑ軸ベクトルとが生成する角度に基づき前記位相ずれを求める、
    ３相ブラシレスモータの相電流検出方法。
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US15/564,838 US10224843B2 (en) 2015-04-07 2016-03-31 Motor drive device and phase current detecting method for three-phase brushless motor
CN201680017713.6A CN107509393B (zh) 2015-04-07 2016-03-31 电机驱动装置及3相无刷电机的相电流检测方法
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DE112016001622.0T DE112016001622T5 (de) 2015-04-07 2016-03-31 Motorantriebsvorrichtung und phasenstromerfassungsverfahren für dreiphasigen büstenlosen motor

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Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6539633B2 (ja) 2016-10-13 2019-07-03 矢崎総業株式会社 圧着端子の製造方法
CN106788062B (zh) * 2017-02-24 2023-08-18 上海晶丰明源半导体股份有限公司 一种无刷直流电机的控制装置、系统和方法
JP6373434B1 (ja) * 2017-03-24 2018-08-15 三菱電機株式会社 交流回転電機の制御装置
JP6805197B2 (ja) * 2018-03-01 2020-12-23 株式会社東芝 モータ制御用集積回路
JP7067135B2 (ja) * 2018-03-07 2022-05-16 株式会社デンソー 電力変換装置
CN110720176A (zh) * 2018-04-24 2020-01-21 苏州宝时得电动工具有限公司 自移动设备
JP7009308B2 (ja) * 2018-05-23 2022-01-25 株式会社ミツバ モータ駆動装置
US11697355B2 (en) * 2018-08-22 2023-07-11 Ford Global Technologies, Llc Electrified vehicle electrical distribution system component protection systems and methods
CN109533014B (zh) * 2018-12-19 2020-08-18 杭州湘滨电子科技有限公司 一种电动助力转向系统过流抑制方法及装置
EP3734831B1 (en) * 2019-04-30 2022-02-02 Danfoss Editron Oy Device and method for determining rotation of an induction machine
CN110086405A (zh) * 2019-06-12 2019-08-02 浙江众邦机电科技有限公司 一种svpwm控制系统及其控制方法、装置及设备
DE102019215853A1 (de) 2019-10-15 2021-04-15 Brose Fahrzeugteile SE & Co. Kommanditgesellschaft, Würzburg Verfahren zum Betreiben eines bürstenlosen und sensorlosen mehrphasigen Elektromotors
CN111024999B (zh) * 2019-12-09 2022-03-29 上海汽车工业(集团)总公司 相电流计算方法和计算模块及其故障诊断方法和故障诊断系统
TWI739608B (zh) * 2020-09-25 2021-09-11 致新科技股份有限公司 馬達系統
US11309812B1 (en) 2020-09-28 2022-04-19 Global Mixed-Mode Technology Inc. Motor system
CN112468045B (zh) * 2020-11-30 2022-03-29 东南大学 一种基于电流移相的永磁同步电机单电流传感器控制方法
WO2023276320A1 (ja) * 2021-06-29 2023-01-05 日本電産株式会社 モータ制御装置および電動ポンプ装置
CN115441706B (zh) * 2022-09-26 2024-05-31 上海铼钠克数控科技有限公司 Pwm产生方法及电路、驱动器的控制方法、电机及系统
CN116073719B (zh) * 2023-03-06 2023-07-07 浙大城市学院 一种同时实现电流采样增益及延时补偿方法和系统

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2563226B2 (ja) 1992-10-16 1996-12-11 財団法人工業技術研究院 変換器用の電流検出方法
JP3351631B2 (ja) * 1994-08-24 2002-12-03 株式会社東芝 電気車制御装置
JP4168730B2 (ja) * 2002-11-05 2008-10-22 日産自動車株式会社 ３相交流電動機の制御装置
GB2407218B (en) * 2003-03-17 2005-11-02 Mitsubishi Electric Corp Inverter device
JP2005192335A (ja) * 2003-12-25 2005-07-14 Toyota Industries Corp インバータ装置およびモータ制御方法
JP4294602B2 (ja) * 2005-02-18 2009-07-15 パナソニック株式会社 多相モータのロータ磁極位置検出装置及びそれを備えたモータ駆動装置並びにモータ駆動方法
JP4789660B2 (ja) * 2006-03-15 2011-10-12 パナソニック株式会社 モータ駆動装置およびモータ駆動方法
JP2007295655A (ja) * 2006-04-21 2007-11-08 Yaskawa Electric Corp 電力変換装置
JP2008005632A (ja) * 2006-06-22 2008-01-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動装置及びモータ駆動方法並びにディスク駆動装置
JP4956123B2 (ja) * 2006-09-28 2012-06-20 三洋電機株式会社 モータ制御装置
JP5377398B2 (ja) * 2010-04-09 2013-12-25 日立アプライアンス株式会社 モータ制御装置及びそのための相電流検出方法
JP5510746B2 (ja) * 2010-10-26 2014-06-04 株式会社デンソー 電子装置
JP5693177B2 (ja) * 2010-11-26 2015-04-01 株式会社 和光電子 圧電振動子駆動回路
JP5641335B2 (ja) * 2011-01-31 2014-12-17 株式会社デンソー 電力変換装置
JP5751234B2 (ja) * 2012-10-16 2015-07-22 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
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