JP5751234B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電動機の制御装置に関する。

近年、低燃費、低排気エミッションの社会的要請から車両の動力源として交流電動機を搭載した電気自動車やハイブリッド自動車が注目されている。例えば、ハイブリッド自動車においては、二次電池等からなる直流電源と交流電動機とを、インバータ等で構成された電力変換装置を介して接続し、直流電源の直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流電動機を駆動するようにしたものがある。

このようなハイブリッド自動車や電気自動車に搭載される交流電動機の制御装置において、相電流を検出する電流センサを一相のみに設けることで、電流センサの数を減らし、インバータの三相出力端子近傍の小型化や交流電動機の制御系統のコスト低減を図る技術が知られている。電流センサを一相のみに設けた場合、例えば、特許文献１では、電流センサにて相電流を検出した一相（以下、「センサ相」という。）の電流検出値と、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、交流電動機の電気角とに基づき、三相交流電流指令値を算出し、該指令値を電流センサが設けられていない相（以下、適宜「推定相」という。）の電流値として推定している。

特開２００８−８６１３９号公報

例えば、交流電動機の制御装置を上述のようにハイブリッド自動車や電気自動車に搭載した場合、アクセルペダルやブレーキペダルが踏み込みこまれると、ユーザ（人間）要求によりトルク指令値が急変することがある。また、路面の状態等に応じてタイヤの空転を防止するトラクションコントロールシステム等の制御を行っている場合、車両要求によってもトルク指令値が急変することがある。トルク指令値が急変すると、トルク指令値に基づいて決定されるｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値も急変する。

特許文献１の推定方法において、例えばｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値が急変した場合、上述のように電流センサが設けられていない推定相の電流の推定にｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を用いると、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値の急変に伴い、推定相の電流推定値も急変する。

特に、電圧指令値の演算周期よりもｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値の更新周期が長い場合、更新周期の長いｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値に基づいて算出される電流推定値をフィードバックして電圧指令値を算出すると、電圧指令値も急変するため、交流電動機に印加される電圧が急変してしまう。

また、制御の方式や構成によっては、電流センサによる電流検出が短い周期で実行され、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値の更新、および、電流フィードバックによる電圧指令値の演算は、電流センサによる電流検出周期よりも長い周期で実行されることがある。電流指令値に基づいて算出される電流推定値をフィードバックして遅い周期で電圧指令値を算出した場合においても、電流指令値の急変に伴い電圧指令値の変動幅が大きくなり、電圧指令値が更新されたとき、交流電動機に印加される電圧が急変する虞がある。

交流電動機に印加される電圧が急変すると、交流電動機から出力される出力トルクに過大なオーバーシュートやアンダーシュートが生じ、所望の出力トルクが出力できず、交流電動機の駆動制御が不安定になる可能性がある。しかしながら、特許文献１では、このようなｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値が急変した場合については、何ら対策がなされていなかった。
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、電流センサが一相のみに設けられ、電流指令が急変した場合であっても安定して駆動可能な交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明は、インバータによって印加電圧が制御される三相の交流電動機の駆動を制御する交流電動機の制御装置であって、電流取得手段と、回転角取得手段と、電流指令値演算手段と、電流推定手段と、電圧指令値演算手段と、駆動信号生成手段と、急変抑制手段と、を備える。
電流取得手段は、交流電動機のいずれか一相であるセンサ相に設けられる電流センサからセンサ相電流検出値をセンサ相電流検出周期で取得する。回転角取得手段は、交流電動機の回転角を検出する回転角センサから回転角検出値を取得する。電流指令値演算手段は、交流電動機の駆動に係る電流指令値をセンサ相電流検出周期より長い周期である指令更新周期で更新する。

電流推定手段は、センサ相電流検出値、回転角検出値、および、電流指令値に基づき、電流推定値を算出する。
電圧指令値演算手段は、電流指令値、および、フィードバックされた電流推定値に基づき、電圧指令値を演算する。駆動信号生成手段は、電圧指令値に基づき、インバータの駆動に係る駆動信号を生成する。インバータは、駆動信号に基づいて駆動されることにより三相交流電圧が生成される。また、生成された三相交流電圧が交流電動機に印加されることにより、交流電動機が駆動される。
急変抑制手段は、センサ相電流検出周期よりも長い指令更新周期で更新される電流指令値の急変に伴い、フィードバックされる電流推定値が急変することによる電圧指令値の急変を抑制する。

本発明では、電流センサを一相のみに設け、センサ相電流検出値、回転角検出値、および、電流指令値に基づき、フィードバックする電流推定値を算出し、この電流推定値等に基づいて交流電動機の駆動を制御している。これにより、電流センサの数を減らすことができる。電流センサの数を減らすことで、インバータの三相出力端子近傍の小型化や交流電動機の制御装置のコストを低減することができる。

また、電流指令値は、例えばトルク指令値等の上位指令値に基づいて算出されるので、上位指令値の更新周期が長ければ、電流指令値の更新周期も長くなる。また、トルク指令値等の上位指令値は、例えばアクセルペダルの踏み込み等の外的要因により急変する場合があり、このような場合には電流指令値も急変する。一方、センサ相電流検出値および回転角検出値は、更新周期が短く、また交流電動機の実際の挙動に基づく値であるので、通常は連続的に変化するものである。電流推定値は、更新周期の長い電流指令値と、更新周期の短いセンサ相電流検出値および回転角検出値という、更新周期等の性質が異なる情報に基づいて算出される。上述の通り、フィードバックされる電流推定値の算出に更新周期の長い電流指令値を用いているため、電流指令値の急変に伴って電圧指令値が急変する虞がある。

そこで本発明では、電流指令値の急変に伴い、フィードバックされる電流推定値が急変することによる電圧指令値の急変を抑制する急変抑制手段を備えている。これにより、電圧指令値の急変が抑制されるので、電流指令値が急変した場合であっても、交流電動機に印加される電圧の急変が抑制され、交流電動機を安定して駆動可能である。

本発明の第１実施形態の電動機駆動システムの構成を示す模式図である。 本発明の第１実施形態の電動機制御装置の構成を示す模式図である。 本発明の第１実施形態の電動機制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態の電流推定部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態のα軸およびβ軸を説明する図である。 本発明の第１実施形態による急変抑制手段を説明するブロック図である。 本発明の第１実施形態における電流指令値の高速更新を説明する図である。 本発明の第１実施形態による交流電動機の制御処理を説明するフローチャートである。 本発明の第２実施形態による急変抑制手段を説明するブロック図である。 本発明の第３実施形態による急変抑制手段を説明するブロック図である。 本発明の第３実施形態による急変抑制手段を説明する図である。 本発明の第３実施形態による交流電動機の制御処理を説明するフローチャートである。 本発明の第４実施形態による急変抑制手段を説明するブロック図である。 本発明の第４実施形態による交流電動機の制御処理を説明するフローチャートである。 本発明の第５実施形態による急変抑制手段を説明するブロック図である。 本発明の第５実施形態による交流電動機の制御処理を説明するフローチャートである。 トルク指令値が急変した場合のＶ相電流およびβ軸電流を説明する図である。 トルク指令値が急変した場合のｑ軸電流指令値とｑ軸実電流値との乖離を説明する図である。

以下、本発明による交流電動機の駆動を制御する交流電動機の制御装置を図面に基づいて説明する。なお、以下、複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
図１に示すように、本発明の第１実施形態による交流電動機２の制御装置としての電動機制御装置１０は、電動車両を駆動する電動機駆動システム１に適用される。

電動機駆動システム１は、交流電動機２、直流電源８、および、電動機制御装置１０等を備える。
交流電動機２は、例えば電動車両の駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機である。本実施形態の交流電動機２は、三相永久磁石式同期モータである。
電動車両には、ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池車等、電気エネルギによって駆動輪６を駆動する車両が含まれるものとする。本実施形態の電動車両は、エンジン３を備えるハイブリッド車両であり、交流電動機２は、駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機としての機能、および、エンジン３により駆動されて発電可能な発電機としての機能を有する、所謂モータジェネレータ（図中、「ＭＧ」と記す。）である。

交流電動機２は、ギア４を介して車軸５に接続される。これにより、交流電動機２の駆動により生じるトルクは、ギア４を介して車軸５を回転させることにより、駆動輪６を駆動する。
直流電源８は、例えばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等、充放電可能な蓄電装置である。直流電源８は、電動機制御装置１０のインバータ１２（図２参照）と接続され、インバータ１２を介して交流電動機２と電力の授受可能に構成されている。

車両制御回路９は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、および、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。車両制御回路９は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、電動車両全体を制御する。

車両制御回路９は、いずれも図示しないアクセルセンサからのアクセル信号、ブレーキスイッチからのブレーキ信号、および、シフトスイッチからのシフト信号等の各種センサやスイッチ等から信号を取得可能に構成されている。また、車両制御回路９では、取得されたこれらの信号等に基づいて車両の運転状態を検出し、運転状態に応じたトルク指令値ｔｒｑ^*を電動機制御装置１０に出力する。また、車両制御回路９は、エンジン３の運転を制御する図示しないエンジン制御回路に対し、指令信号を出力する。

図２に示すように、電動機制御装置１０は、インバータ１２および制御部１５を備える。
インバータ１２には、交流電動機２の駆動状態や車両要求等に応じて、直流電源８の直流電圧を図示しない昇圧コンバータにより昇圧したシステム電圧ＶＨが印加される。また、インバータ１２は、ブリッジ接続される図示しない６つのスイッチング素子を有する。スイッチング素子には、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子は、制御部１５のＰＷＭ信号生成部２５（図３参照）から出力されるＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてオン／オフが制御される。これにより、インバータ１２は、交流電動機２に印加される三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを制御する。交流電動機２は、インバータ１２により生成された三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが印加されることにより駆動が制御される。

ここで、交流電動機２の駆動制御について説明する。電動機制御装置１０は、回転角センサ１４が検出した電気角θｅに基づく交流電動機２の回転数Ｎおよび車両制御回路９からのトルク指令値ｔｒｑ^*に応じて、交流電動機２を「電動機としての力行動作」により電力を消費し、または、「発電機としての回生動作」により電力を生成する。具体的には、回転数Ｎおよびトルク指令値ｔｒｑ^*の正負によって、以下の４つのパターンで動作を切り替える。
＜１．正転力行＞ 回転数Ｎが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、電力消費。
＜２．正転回生＞ 回転数Ｎが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、発電。
＜３．逆転力行＞ 回転数Ｎが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、電力消費。
＜４．逆転回生＞ 回転数Ｎが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、発電。

回転数Ｎ＞０（正転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、または、回転数Ｎ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電源８側から供給される直流電力を交流電力に変換してトルクを出力する（力行動作する）ように、交流電動機２を駆動する。

一方、回転数Ｎ＞０（正転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、または、回転数Ｎ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、交流電動機２が発電した交流電力を直流電力に変換し、直流電源８側へ供給することにより、回生動作する。

電流センサ１３は、交流電動機２のいずれか一相に設けられる。本実施形態では、電流センサ１３は、Ｗ相に設けられており、以下、電流センサ１３の設けられるＷ相を「センサ相」という。電流センサ１３は、センサ相であるＷ相に通電されるセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを検出し、制御部１５に出力する。なお、本実施形態では、電流センサ１３はＷ相に設けられているが、どの相に設けてもよい。以下、本実施形態の説明では、センサ相をＷ相とする構成を前提として説明する。ただし、他の実施形態では、Ｕ相またはＶ相をセンサ相としてもよい。

回転角センサ１４は、交流電動機２の図示しないロータ近傍に設けられ、電気角θｅを検出し、制御部１５に出力する。また、回転角センサ１４により検出される電気角θｅに基づき、回転数Ｎが算出される。本実施形態の回転角センサ１４は、レゾルバである。その他、回転角センサ１４は、ロータリエンコーダ等、他種のセンサでもよい。
電流センサ１３により検出されるセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、回転角センサ１４により検出される電気角θｅは、更新周期は短い周期（後述のセンサ相電流検出周期Ｃｓ）で更新され、また交流電動機２の実際の挙動に基づく値であるので、通常は連続的に変化する。

制御部１５は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、および、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。制御部１５は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、交流電動機２の動作を制御する。

図３に示すように、制御部１５は、電流指令値演算部２１、減算器２２、ＰＩ演算部２３、逆ｄｑ変換部２４、ＰＷＭ信号生成部２５、および、電流推定部３０を有する。
電流指令値演算部２１は、車両制御回路９から取得されるトルク指令値ｔｒｑ^*に基づき、交流電動機２の回転座標として設定される回転座標系（ｄ−ｑ座標系）におけるｄ軸電流指令値ｉｄ^*、および、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*を演算する。本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*は、予め記憶されているマップを参照することにより演算されるが、数式等から演算するように構成してもよい。ｄ軸電流指令値ｉｄ^*、および、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*は、トルク指令値ｔｒｑ^*の更新周期と等しい長い周期（後述の指令更新周期Ｃｄ）で更新される。換言すると、指令更新周期Ｃｄは、センサ相電流検出周期Ｃｓより長い。

減算器２２は、ｄ軸電流減算器２２１およびｑ軸電流減算器２２２を有する。ｄ軸電流減算器２２１では、電流推定部３０にて算出されてフィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔとｄ軸電流指令値ｉｄ^*との差であるｄ軸電流偏差Δｉｄを算出する。また、ｑ軸電流減算器２２２では、電流推定部３０にて算出されてフィードバックされるｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔとｑ軸電流指令値ｉｑ^*との差であるｑ軸電流偏差Δｉｑを算出する。

ＰＩ演算部２３は、ｄ軸ＰＩ演算部２３１およびｑ軸ＰＩ演算部２３２を有する。ｄ軸ＰＩ演算部２３１では、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔをｄ軸電流指令値ｉｄ^*に追従させるべく、ｄ軸電流偏差Δｉｄが０に収束するようにｄ軸電圧指令値ｖｄ^*をＰＩ演算により算出する。また、ｑ軸ＰＩ演算部２３２では、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをｑ軸電流推定値ｉｑ^*に追従させるべく、ｑ軸電流偏差Δｉｑが０に収束するようにｑ軸電圧指令値ｖｑ^*をＰＩ演算により算出する。

逆ｄｑ変換部２４では、回転角センサ１４から取得される電気角θｅに基づき、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を、Ｕ相電圧指令値ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値ｖｖ^*、および、Ｗ相電圧指令値ｖｗ^*に変換する。

ＰＷＭ信号生成部２５では、インバータ１２のスイッチング素子のオン／オフの切り替えに係るＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを、三相交流の電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*、および、インバータ１２に印加される電圧であるシステム電圧ＶＨに基づいて算出する。
そして、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが制御されることより、三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが生成され、この三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力されるように、交流電動機２の駆動が制御される。なお、三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが「印加電圧」に対応する。

ここで、ＰＷＭ制御について説明しておく。
一般的なＰＷＭ制御である正弦波ＰＷＭ制御は、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較により、インバータ１２のスイッチング素子のオン／オフを制御する。具体的には、ブリッジ接続の上アームを構成するスイッチング素子である上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、ブリッジ接続の下アームを構成するスイッチング素子である下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内において、交流電動機２に印加される三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗである線間電圧（以下適宜、単に「交流電動機２の線間電圧」という。）の基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。正弦波ＰＷＭ制御においては、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波の振幅以下であるため、交流電動機２の線間電圧は、正弦波状となる。

正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波の振幅以下に制限されるので、交流電動機２の線間電圧は、インバータ１２に印加されるシステム電圧ＶＨの約０．６１倍程度までしか高めることができない。ここで、インバータ１２に印加されるシステム電圧ＶＨに対する交流電動機２の線間電圧の基本波成分（実効値）の比を、「変調率」とすれば、正弦波ＰＷＭ制御においては、変調率は、最大で約０．６１である、ということである。

なお、正弦波ＰＷＭ制御において、正弦波状の電圧指令に３ｎ次高調波成分を重畳させて電圧指令を生成してもよい。３ｎ次高調波成分について、ｎは自然数を取り得るが、ここでは、ｎ＝１の３次高調波成分として説明する。正弦波状の電圧指令に３次高調波成分を重畳させると、３次高調波成分が重畳された電圧指令は正弦波状とはならず、搬送波の振幅よりも大きくなる期間が生じるが、各相に重畳された３次高調波成分は線間では打ち消されるので、交流電動機２の線間電圧は、正弦波状が維持される。これにより、変調率を約０．７１まで高めることができる。

また本実施形態では、交流電動機２に印加する電圧を更に高める必要がある場合、変調率を更に高めるべく、過変調ＰＷＭ制御も行っている。
過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令の振幅を搬送波の振幅より大きい範囲で、上述の正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行う。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令の振幅を補正し、正弦波から歪めることにより、変調率を最大で約０．７８まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令の振幅が搬送波の振幅より大きいため、交流電動機２の線間電圧は、正弦波状ではなく歪んだ波形となる。

電流推定部３０では、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、電気角θｅ、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*、および、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。なお、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔは、更新周期の長いｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*と、更新周期の短いセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅ、という更新周期等の性質の異なる情報に基づいて算出される。

ここで、電流推定部３０におけるセンサ相以外の相である推定相の電流の推定について説明する。
例えば、電流センサ１３が二相に設けられている場合、三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの瞬時値の和が０であるキルヒホッフの法則を利用することにより、電流センサ１３が設けられていない残りの一相の電流を容易に算出可能である。

一方、本実施形態では、電流センサ１３がＷ相にしか設けられていないので、一相のセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅに加え、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、電流センサ１３が設けられていない相の電流を推定している。本実施形態では、Ｕ相を推定相とし、推定相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを算出する例を説明する。なお、推定相は、センサ相以外のどちらの相であってもよい。

図４に示すように、電流推定部３０は、センサ相基準電流位相検知部３１、基本波推定部３２、ゼロクロス補間部３３、および、ｄｑ変換部３４を有する。
センサ相基準電流位相検知部３１は、逆ｄｑ変換部３１１および位相検知部３１２を有する。
まず、逆ｄｑ変換部３１１では、電流指令値演算部２１により算出されるｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*と電気角θｅとを取得し、Ｕ相電流指令値ｉｕ^*およびＶ相電流指令値ｉｖ^*を逆ｄｑ変換により算出する。なお、算出する電流指令値は、推定相以外のいずれか一方のみでもよいので、本実施形態では、Ｖ相電流指令値ｉｖ^*を算出するものとする。

位相検知部３１２では、逆ｄｑ変換部３１１にて算出されたＶ相電流指令値ｉｖ^*、おおび、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づき、センサ相基準電流位相θｘを算出する。
センサ相基準電流位相θｘは、図５に示すように、センサ相であるＷ相をα軸としたとき、α軸と電流ベクトルＩａ∠θｘとがなす角度である。また、換言すると、センサ相基準電流位相θｘは、正回転、正トルクの力行状態において、Ｗ相電流ｉｗの波形が負から正にゼロクロスするときのセンサ相基準電流位相θｘは、０［°］であり、Ｗ相電流ｉｗの波形が正から負にゼロクロスするときのセンサ相基準電流位相θｘは１８０［°］となる。すなわち、センサ相基準電流位相θｘは、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに同期した角度である。

本実施形態では、位相検知部３１２において、α軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβに基づき、センサ相基準電流位相θｘを算出する。
ここで、センサ相基準電流位相θｘの算出に用いるα軸電流ｉα、および、β軸電流ｉβについて説明する。α軸電流ｉα、および、β軸電流ｉβを、各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを用いて表すと、式（１）、（２）となる。なお、式（１）、（２）中のＫは、変換係数である。

また、キルヒホッフの法則より、三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの瞬時値の和は０となる。すなわち、以下の式（３）が成り立つ。
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ ・・・（３）
ここで、式（１）について、式（３）を用いて変形すると、以下の式（４）となる。

すなわち、式（４）に示すように、α軸電流ｉαは、センサ相であるＷ相電流ｉｗのみに基づいて算出可能である。ここで、Ｗ相電流ｉｗとして、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いると、α軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓは、式（５）のように表される。

また、式（２）を参照し、Ｕ相電流ｉｕとして電流指令値ｉｕ^*、Ｖ相電流として電流指令値ｉｖ^*を用いると、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、式（６）のように表される。

式（６）では、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、電流指令値ｉｕ^*およびｉｖ^*から算出されており、電流センサ１３により検出されるセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの成分が含まれていない。そのため、式（６）により算出されるβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、必ずしも実電流を精度よく反映した情報にはならない。
そこで、キルヒホッフの法則（式（３））に基づき、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔにセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを含ませるように式（６）を変形すると、以下の式（７）となる。

式（７）のように、実電流であるセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓをβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔに含ませることにより、制御変動に応答できるようになり、Ｗ相軸成分が小さく、収束しにくい領域を狭小化できるため、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔの精度を向上することができる。つまりは、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔに基づいて算出されるセンサ相基準電流位相θｘの検知精度を向上させることができる。

算出されたα軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓ（式（５）参照）、および、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔ（式（７）参照）に基づき、センサ相基準電流位相θｘは、以下の式（８）により算出可能である。なお、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、式（７）に替えて式（６）を用いてもよい。

ここで、式（８）のように、センサ相基準電流位相θｘを逆正接関数（ｔａｎ^-1）で計算する場合、α軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβの定義によっては、センサ相基準電流位相θｘはセンサ相であるＷ相に同期した角度にはならない場合がある。これは、軸の定義（例えば、α軸とβ軸の入れ替わりや符号反転）によるものであり、正回転、正トルクにおけるセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが負から正にゼロクロスするときのセンサ相基準電流位相θｘが０［°］になり、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが正から負にゼロクロスするときのθｘが１８０［°］になるように、すなわちセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに同期した角度となるように、例えばα軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβの符号を操作してからセンサ相基準電流位相θｘを算出したり、α軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβ自体を入れ替えたり、直交関係による位相差９０［°］を算出したセンサ相基準電流位相θｘに適宜加減したりしてよい。

このように、位相検知部３１２において、α軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓ、および、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔに基づいて算出されたセンサ相基準電流位相θｘは、基本波推定部３２に出力される。

基本波推定部３２は、他相推定部３２１を有する。他相推定部３２１は、位相検知部３１２にて算出されたセンサ相基準電流位相θｘ、および、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づき、推定相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを算出する。

ここで、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、推定相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを、センサ相基準電流位相θｘを用いて表すと、各相の位相差は１２０［°］であるので、式（９）、（１０）となる。なお、式（９）、（１０）中のＩａは、電流振幅である。
ｉｗ＿ｓｎｓ＝Ｉａ×ｓｉｎ（θｘ） ・・・（９）
ｉｕ＿ｅｓｔ＝Ｉａ×ｓｉｎ（θｘ−１２０°） ・・・（１０）

また、推定相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔは、加法定理により式（１０）を変形すると、センサ相基準電流位相θｘおよびセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づき、以下の式（１１）のように表される。

また、推定係数ｉｕ＿ｋｐを式（１２）とすれば、推定相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔは、式（１３）のようにも表すことができる。ここで、推定係数ｉｕ＿ｋｐは、式（１２）で直接演算してもよく、または、式（１２）の一部或いは全体をセンサ相基準電流位相θｘに基づいて予めマップ化しておき、このマップを参照することにより算出しても良い。

なお、制御部１５が一般的な電子制御回路（マイコン）である場合、制御部１５に演算式を実装すると、連続時間ではなく離散時間で処理され、センサ検出値や各演算値も指定された分解能（ＬＳＢ）に基づく離散値として扱われる。ここで、「演算式を実装する」とは、ソフトウェアのプログラムや、ハードウェア回路の構築等を含むものとする。また、処理負荷の大きい乗算や除算を避けるため、引数をセンサ相基準電流位相θｘとし、推定係数ｉｕ＿ｋｐ、あるいは、推定係数ｉｕ＿ｋｐ内の｛１／ｔａｎ（θｘ）｝項をマップ化しておくことが有効である。このようなマップを設けることにより、離散系への適用を容易にし、マイコンの処理負荷を最小限に留めることができる。これにより、演算処理能力の高い高価なマイコンを用いる必要がなくなる。

なお、式（１１）または式（１３）を参照すると、推定相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔをセンサ相基準電流位相θｘおよびセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいて算出する場合、電流振幅Ｉａを用いていない。したがって、電流振幅Ｉａは、求める必要がなく、演算すべき変数を削減することができる。

他相推定部３２１において、センサ相基準電流位相θｘおよびセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいて算出された推定相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔは、推定相電流推定値（参照値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆとしてゼロクロス補間部３３に出力される。

ここで、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが０［Ａ］になるとき、或いは、センサ相基準電流位相θｘの正接ｔａｎ（θｘ）が無限大になるとき、式（１１）において、０で乗算する「ゼロ掛け」が生じる。また、センサ相基準電流位相θｘの正接ｔａｎ（θｘ）が０となるとき、式（１１）において、および０で除算する「ゼロ割り」が生じてしまう。そのため、推定相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔが変動してしまう虞がある。

そこで、本実施形態では、ゼロクロス補間部３３において、推定相電流推定値（参照値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを補間し、ゼロ割り、ゼロ掛けをマスクしている。
ゼロクロス補間部３３は、ゼロクロス判定部３３１および前回値保持部３３２を有する。
ゼロクロス判定部３３１では、ゼロクロス条件が成立するか否かを判定する。本実施形態では、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが、０［Ａ］を含む所定範囲内であるとき、ゼロクロス条件が成立する、と判定する。「所定範囲内の値である」とは、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの絶対値が所定値以下であること、或いは、推定係数ｉｕ＿ｋｐの絶対値が所定値以上であることをいう。ここで、「所定値」とは、例えば±５［Ａ］といった具合に電流値で設定してもよいし、５［ＬＳＢ］といった具合に離散系における分解能に基づいて設定してもよいし、数式等で設定してもよい。また、センサ相基準電流位相θｘに基づき、センサ相基準電流位相θｘが所定のゼロクロス範囲内にあるとき、ゼロクロス条件が成立する、と判定するようにしてもよい。

ゼロクロス条件が成立しないと判定された場合、他相推定部３２１にて算出された推定相電流推定値（参照値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを、そのまま推定相電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘとしてｄｑ変換部３４へ出力する。

一方、ゼロクロス条件が成立すると判定された場合、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑを強制的に０［Ａ］とすることで、ｄ軸電流指令値ｖｄ^*、および、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を固定する。或いは、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を前回値に保持することによって直接固定してもよい。
また、前回値保持部３３２から、推定相電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐを取得し、この推定相電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐを、推定相電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘとしてｄｑ変換部３４へ出力する。

前回値保持部３３２では、予め前回値を保持しておき、ゼロクロス条件が成立すると判定された場合、推定相電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐを算出し、ゼロクロス判定部３３１に出力する。
例えば、前回値保持部３３２では、以前に算出された推定相電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘについて、直近の所定回数分を、推定相電流推定値（保持値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄとして保持しておく。そして、ゼロクロス条件が成立すると判定された場合、前回値またはそれ以前の値である推定相電流推定値（保持値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄを、推定相電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐとしてゼロクロス判定部３３１に出力する。

また例えば、前回値保持部３３２では、以前にｄｑ変換部３４にて算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔについて、直近の所定回数分を、ｄ軸電流推定値（保持値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄおよびｑ軸電流推定値（保持値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄとして保持しておく。そして、ゼロクロス条件が成立すると判定された場合、前回値またはそれ以前の値であるｄ軸電流推定値（保持値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄおよびｑ軸電流推定値（保持値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄを逆ｄｑ変換し、推定相電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐとしてゼロクロス判定部３３１に出力する。

ｄｑ変換部３４では、ゼロクロス補間部３３から取得した推定相電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘ、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅに基づき、ｄｑ変換によりｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。

ｄｑ変換部３４におけるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの算出について説明する。
まず、ｄｑ変換の一般式を、以下の式（１４）に示す。

ここで、キルヒホッフの法則（式（３）参照）より、ｉｖ＝−ｉｕ−ｉｗ、ｉｕ＝ｉｕ＿ｅｓｔ、ｉｗ＝ｉｗ＿ｓｎｓを式（１４）に代入すると、以下の式（１５）が得られる。なお、本実施形態では、ｉｕ＿ｅｓｔとして、ゼロクロス補正された推定相電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘを用いる。

式（１５）に示すように、三相のうちの二相の電流値（検出値または推定値）がわかれば、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出可能であるので、他相推定部３２１では、一相（本実施形態ではＵ相）の電流推定値のみを算出すればよく、他の相（本実施形態ではＶ相）の電流推定値を算出する必要はない。

ここで、本実施形態では、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの算出に用いられる推定相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔは、センサ相基準電流位相θｘに基づいて算出される。また、センサ相基準電流位相θｘは、α軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓおよびβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔに基づいて算出される。さらに、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、式（７）に基づいて算出する場合、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の逆ｄｑ変換により算出されるＶ相電流指令値ｉｖ^*、および、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいて算出される。そして、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*は、トルク指令値ｔｒｑ^*に基づいて算出される。

尚、本実施形態では、トルク指令値ｔｒｑ^*は、ユーザ要求や車両要求で急変することがある。例えば、ユーザによりアクセルペダルやブレーキペダルが踏み込まれると、ユーザ要求により、トルク指令値ｔｒｑ^*が急変する。また例えば、路面の状態等に応じてタイヤの空転を防止するトラクションコントロール等の制御を行っている場合、車両要求によってもトルク指令値ｔｒｑ^*が急変することがある。

トルク指令値ｔｒｑ^*が急変すると、トルク指令値ｔｒｑ^*に基づく指令値であるｄ軸電流指令値ｉｄ^*、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*、および、Ｖ相電流指令値ｉｖ^*が急変する。また、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変すると、センサ値であるセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよびα軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓも急変する。そのため、Ｖ相電流指令値ｉｖ^*およびセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいて算出されるβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔも急変し、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔおよびα軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓに基づいて算出されるセンサ相基準電流位相θｘも急変する。そして、センサ相基準電流位相θｘおよびセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいて算出される推定相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔも急変するので、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔも急変する。

言い換えれば、Ｖ相電流指令値ｉｖ^*が急変すると、制御応答遅れにより、Ｖ相電流指令値ｉｖ^*とＶ相実電流値ｉｖとの乖離が大きくなる。また、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔが急変すると、制御応答遅れによるＶ相電流指令値ｉｖ^*とＶ相実電流値ｉｖとの乖離に起因し、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔとβ軸実電流値ｉβとの乖離が大きくなる。

加えて、具体的には、図１７（ａ）に示すように、トルク指令値ｔｒｑ^*が増加すると、トルク指令値ｔｒｑ^*の増加に伴い、図１７（ｂ）に示すように、制御モードが正弦波ＰＷＭ制御から過変調ＰＷＭ制御に切り替わる場合がある。過変調ＰＷＭ制御は、正弦波ＰＷＭ制御に比べると、応答性が劣る。そのため、過変調ＰＷＭ制御および正弦波ＰＷＭ制御で同様のトルク指令値ｔｒｑ^*の急変が起きた場合、正弦波ＰＷＭ制御に比べ、過変調ＰＷＭ制御の方がトルク指令値ｔｒｑ^*に対する応答がさらに遅れる。よって、図１７（ｃ）に示すように、トルク指令値ｔｒｑ^*が増加すると、正弦波ＰＷＭ制御であっても応答遅れにより、破線で示すＶ相電流指令値ｉｖ^*と実線で示すＶ相実電流値ｉｖとの乖離が大きくなるものが、過変調ＰＷＭ制御ではさらに顕著になる。同様に、図１７（ｄ）に示すように、トルク指令値ｔｒｑ^*が増加すると、応答遅れにより、一点鎖線で示すβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔと実線で示すβ軸実電流値ｉβとの乖離が大きくなる。
このような応答遅れによる指令値または推定値と実電流との乖離は、トルク指令値ｔｒｑ^*が減少するときにも同様に生じる。

ここで、式（７）を参照すると、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔを算出する算出式には、Ｖ相電流指令値ｉｖ^*に係る項と、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに係る項が含まれている。
Ｖ相電流指令値ｉｖ^*に係る項は、１８０［°］毎に０［Ａ］となる。Ｖ相電流指令値ｉｖ^*が０［Ａ］になるとき、算出されるβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔに指令値成分の要素が含まれないので、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓによって決まる。

また、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに係る項も、Ｖ相とは１２０［°］ずれた位相において、１８０［°］毎に０［Ａ］となる。センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが０［Ａ］になるとき、算出されるβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔにセンサ値成分の要素が含まれないので、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、指令値成分によって決まる。従って、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、Ｖ相電流指令値ｉｖ^*とＶ相実電流値ｉｖとの乖離が大きいほど、その影響を受けることとなる。

以上のことから、図１７（ｃ）に示すように、Ｖ相電流指令値ｉｖ^*とＶ相実電流値ｉｖとが一致する箇所と、乖離が大きい箇所とが、電流１周期の半分に相当する周期毎に周期的に繰り返されている。同様に、図１７（ｄ）に示すように、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔとβ軸実電流値ｉβとが一致する箇所と、乖離が大きい箇所とが、Ｖ相電流指令値ｉｖ^*とＶ相実電流値ｉｖの周期的な変化と同じタイミングにおいて、電流１周期の半分に相当する周期毎に周期的に繰り返されている。

このようなＶ相電流指令値ｉｖ^*とＶ相実電流値ｉｖとの乖離、および、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔとβ軸実電流値ｉβとの乖離は、トルク指令値ｔｒｑ^*が急変しない定常状態においては生じないが、トルク指令値ｔｒｑ^*の立ち上がり直後や立ち下がり直後、また、応答性の低い過変調ＰＷＭ制御時において、特に顕著である。

このように、トルク指令値ｔｒｑ^*が急変すると、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔおよびα軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓに基づいて算出されるセンサ相基準電流位相θｘも急変する。また、センサ相基準電流位相θｘおよびセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいて算出される推定相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔ、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔも急変する。

図３中に記号ＦＢ１およびＦＢ２に示すように、電流推定部３０にて算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔは、フィードバックされ、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の算出に用いられる。また、上述の通り、トルク指令値ｔｒｑ^*が急変すると、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔも急変する。急変するｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔがフィードバックされると、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*も急変することになる。この急変したｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*に基づく電圧パルスが交流電動機２に印加されると、交流電動機２から出力されるトルクも急変してしまう。

なお、本実施形態では、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑよりも先に変化するｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づいてｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出し、このｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをフィードバックして交流電動機２の駆動を制御している。本実施形態では、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの算出にｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を用いているので、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔは、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑよりもｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に近い値となる。このようなｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に対してフィードバックしているので、ｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑをフィードバックする場合と比較して、偏差が小さくなるため、印加される電圧が抑えられる傾向となる。そのため、実際に交流電動機２に通電されるｄ軸実電流値ｉｄおよびｑ軸実電流値ｉｑは、電流センサ１３を二相または三相に設けた場合と比較して、低くなる傾向となる。

そこで、本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の急変に伴うｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変を抑制すべく、急変抑制処理を行っている。なお、本実施形態におけるｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*等の「急変」とは、電流センサ１３を一相のみに設けることを前提とし、急変抑制処理を行わない場合、交流電動機２の出力トルクが所定の期間内に所望の値に収束しない程度の変化である。例えば、ユーザの感覚でアクセルペダルが一定に踏み込まれていたとしても、車両制御回路９にて認識されるアクセル開度は常に微小幅で変動するが、このような微小幅の変動に伴う程度のｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の変化は、本実施形態でいうところの「急変」には含まないものとする。また、フィードバック制御は原理的に、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が微小幅の変動すらなく一定であったとしても、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に対して微小幅で変動しながら追従しているが、これも急変には含まれないものとする。とすれば、例えば車両制御回路９や制御部１５の演算速度等に応じ、本実施形態でいうところの「急変」に該当する範囲も異なることになる。すなわち、「急変」の範囲は、交流電動機２の応答性や制御部１５の演算速度等のシステムに応じて適宜設定することができる。

ここで、車両制御回路９にて算出されるトルク指令値ｔｒｑ^*は、主にユーザ要求に基づくものであり、通常、制御部１５における各種演算よりも遅い周期で演算される。すなわち、本実施形態では、トルク指令値ｔｒｑ^*、および、トルク指令値ｔｒｑ^*から算出されるｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*は、指令更新周期Ｃｄで更新され、制御部１５における各種演算（センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの更新やｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の演算等）は、指令更新周期Ｃｄよりも短いセンサ相電流検出周期Ｃｓで演算されている。

そのため、図１８に示すように、トルク指令値ｔｒｑ^*が急変すると、トルク指令値ｔｒｑ^*から算出されるｑ軸電流指令値ｉｑ^*はステップ状に変化し、制御応答遅れの影響により、矢印Ｙで示すように、ｑ軸実電流値ｉｑとの乖離が大きくなってしまう。
また、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*とｑ軸実電流値ｉｑ（センサ値）とが乖離するほど、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の変動幅も大きくなる。逆に言えば、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*とｑ軸実電流値ｉｑ（センサ値）との乖離を改善することにより、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変も改善する。
なお、図１８では、正トルク時のｑ軸電流指令値ｉｑ^*およびｑ軸実電流値ｉｑについて示しているが、他の象限である場合や、ｄ軸電流についても同様である。

そこで本実施形態では、急変抑制処理として、図６に示すように、制御部１５は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を高速更新すべく、高速更新部４１を有している。
高速更新部４１では、電流指令値演算部２１により算出されるｄ軸電流指令値ｉｄ^*を指令更新周期Ｃｄよりも短い高速更新周期Ｃｈで高速更新し、ｄ軸高速更新指令値ｉｄ^*＿ｆｓｔを算出する。同様に、電流指令値演算部２１により算出されるｑ軸電流指令値ｉｑ^*を指令更新周期Ｃｄよりも短い高速更新周期Ｃｈで高速更新し、ｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔを算出する。本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*の前回値と今回値との間を細分化して補間することにより、高速更新指令値ｉｄ^*＿ｆｓｔを算出する。より詳細には、例えば、指令更新周期Ｃｄおよび高速更新周期Ｃｈは予め決まっているので、高速更新周期Ｃｈとなるような分割数でｄ軸電流指令値ｉｄ^*の前回値と今回値との差分を均等割したり、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*の前回値と今回値との差分を線形補間したりすることにより、ｄ軸高速更新指令値ｉｄ^*＿ｆｓｔを算出する。なお、補間方法はどのような方法であってもよい。
同様に、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*の前回値と今回値との間を細分化して補間することにより、ｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔを算出する。
なお、本実施形態における高速更新部４１における高速更新周期である高速更新周期Ｃｈは、制御部１５における各種演算の演算周期であるセンサ相電流検出周期Ｃｓと等しいものとする。

図７には、正トルク時のｑ軸電流指令値ｉｑ^*、ｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔおよびｑ軸実電流値ｉｑについて示している。図７に示すように、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*は、トルク指令値ｔｒｑ^*の更新周期である指令更新周期Ｃｄで更新される。また、ｑ軸実電流値ｉｑの更新周期は、制御部１５における演算周期およびセンサ値の更新周期で決まるものであり、本実施形態では、制御部１５の演算周期およびセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの取得周期であるセンサ相電流検出周期Ｃｓと等しい。そのため、矢印Ｙ１で示すように、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*は、ｑ軸実電流値ｉｑとの乖離が大きい。

一方、ｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔは、指令更新周期Ｃｄより短い周期であって、制御部１５における演算周期であるセンサ相電流検出周期Ｃｓと等しい高速更新周期Ｃｈで高速更新される。そのため、矢印Ｙ２で示すように、高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔとｑ軸実電流値ｉｑと差は、矢印Ｙ１で示すｑ軸電流指令値ｉｑ^*とｑ軸実電流値ｉｑとの差より小さい。すなわち、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*を高速更新し、ｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔとすることにより、ｑ軸実電流値ｉｑとの乖離が改善されている。
なお、図７では、正トルク時のｑ軸電流指令値ｉｑ^*、ｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔおよびｑ軸実電流値ｉｑについて示しているが、他の象限にある場合や、ｄ軸電流についても同様である。

図６に示すように、高速更新部４１にて算出されたｄ軸高速更新指令値ｉｄ^*＿ｆｓｔおよびｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔは、電流推定部３０に出力され、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの演算に用いられる。詳細には、ｄ軸高速更新指令値ｉｄ^*＿ｆｓｔおよびｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔに基づき、逆ｄｑ変換部３１１にて逆ｄｑ変換し、Ｖ相電流指令値ｉｖ^*＿ｆｓｔを算出する。算出されたＶ相電流指令値ｉｖ^*＿ｆｓｔは、位相検知部３１２におけるセンサ相基準電流位相θｘの算出に用いられる。センサ相基準電流位相θｘの算出に用いられるβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔを、Ｖ相電流指令値ｉｖ^*＿ｆｓｔおよびセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて算出すると、以下の式（１６）のようになる。

式（１６）に示すように、センサ相基準電流位相θｘの算出に用いられるβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、高速更新されたｄ軸高速更新指令値ｉｄ^*＿ｆｓｔおよびｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔに基づくＶ相電流指令値ｉｖ^*＿ｆｓｔおよびセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて算出される。これにより、トルク指令値ｔｒｑ^*の急変に伴い、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変した際のセンサ相基準電流位相θｘの計算である位相計算への影響を低減することができる。また、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの推定精度が向上するので、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをフィードバックして算出されるｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変を抑制することができる。

ここで、図８に基づき、本実施形態による交流電動機２の制御処理の全体を説明する。なお、この制御処理は、例えば、電動機駆動システム１の電源がオンされているときに、所定の間隔で実行されるものとする。

最初のステップＳ１０１（以下、「ステップ」を省略し、単に記号「Ｓ」で示す。）では、電流センサ１３からセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを取得する。また、回転角センサ１４から、交流電動機２の電気角θｅを取得する。
Ｓ１０２では、電流指令値演算部２１にて、トルク指令値ｔｒｑ^*からｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を算出する。なお、トルク指令値ｔｒｑ^*は、本処理よりも長い周期である指令更新周期Ｃｄで演算されるので、トルク指令値ｔｒｑ^*が変化しない期間においては、Ｓ１０２において算出されるｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*は同じ値が維持されることになる。換言すると、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が指令更新周期Ｃｄで更新される、ということである。

Ｓ１０３では、高速更新部４１にてｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を高速更新し、ｄ軸高速更新指令値ｉｄ^*＿ｆｓｔおよびｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔを算出する。

Ｓ１０４では、逆ｄｑ変換部３１１にて、ｄ軸高速更新指令値ｉｄ^*＿ｆｓｔおよびｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔに基づき、センサ相基準電流位相θｘを算出するための三相電流指令値ｉｕ^*、ｉｖ^*、ｉｗ^*を逆ｄｑ変換により算出する。本実施形態では、三相電流指令値のうち、Ｖ相電流指令値ｉｖ^*のみを算出している。

Ｓ１０５では、位相検知部３１２にて、α軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓおよびβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔを算出し、式（８）の演算を行い、センサ相基準電流位相θｘを算出する。また、他相推定部３２１にて、式（１１）の演算を行い、推定相電流推定値（参照値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを算出し、ゼロクロス補間部３３にてゼロクロス補間された推定相電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘを算出する。

Ｓ１０６では、ｄｑ変換部３４にて、ゼロクロス補間された推定相電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘ、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅに基づき、ｄｑ変換により、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。

Ｓ１０７では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*ｑ軸電流指令値ｉｑ^*、および、フィードバックされたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔに基づき、減算器２２にてｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑを算出し、ｄ軸電流偏差Δｉｄおよびｑ軸電流偏差Δｉｑが０に収束するように、ＰＩ演算部２３にてＰＩ演算によりｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を算出する。

Ｓ１０８では、逆ｄｑ変換部２４にて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を逆ｄｑ変換し、三相電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*を算出する。

Ｓ１０９では、ＰＷＭ信号生成部２５にて、三相電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*、および、システム電圧ＶＨに基づき、ＰＷＭ変調により、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを算出する。
Ｓ１１０では、算出されたＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬをインバータ１２に出力し、出力されたＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づき、インバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが制御される。

Ｓ１１１では、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが切り替えられることにより生成される三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが交流電動機２に印加される。
Ｓ１１２では、三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが印加されることにより、交流電動機２にてトルク指令値ｔｒｑ^*に基づく所望のトルクが発生する。

以上、詳述したように、交流電動機２の電動機制御装置１０は、インバータ１２によって印加電圧である三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが制御される三相の交流電動機２の駆動を制御する。
電動機制御装置１０の制御部１５では、以下の処理が実行される。交流電動機２のいずれか一相であるセンサ相（本実施形態ではＷ相）に設けられる電流センサ１３からセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓをセンサ相電流検出周期Ｃｓで取得する（図８中のＳ１０１）。また、交流電動機２の回転角を検出する回転角センサ１４から電気角θｅを取得する（Ｓ１０１）。

電流指令値演算部２１では、交流電動機２の駆動に係る電流指令値であるｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*をセンサ相電流検出周期Ｃｓより長い周期である指令更新周期Ｃｄで更新する（Ｓ１０２）。また、電流推定部３０では、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、電気角θｅ、および、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出する（Ｓ１０６）。

より詳細には、本実施形態では、電流推定部３０のセンサ相基準電流位相検知部３１では、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、電気角θｅ、および、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を高速更新したｄ軸高速更新指令値ｉｄ^*＿ｆｓｔおよびｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔに基づき、センサ相基準電流位相θｘを算出する。基本波推定部３２では、算出されたセンサ相基準電流位相θｘ、および、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づき、推定相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを算出する。また、ゼロクロス補間部３３にて、推定相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔをゼロクロス補間し、推定相電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘを算出する。ｄｑ変換部３４では、推定相電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘ、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅに基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。ｄｑ変換部３４は、「推定値算出部」と捉えることもできる。
ここで、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔは、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、電気角θｅ、および、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づいて算出されていれば、どのように算出してもよいし、他のパラメータを用いてもよい。

ＰＩ演算部２３では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*、および、フィードバックされたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔに基づき、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を算出する（Ｓ１０７）。本実施形態では、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*は、センサ相電流検出周期Ｃｓと等しい周期で算出される。そして、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*に基づき、インバータ１２の駆動に係るＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成する（Ｓ１０９）。インバータ１２は、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいて駆動されることにより、三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを生成する（Ｓ１１０）。また、生成された三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが交流電動機２に印加されることにより（Ｓ１１１）、交流電動機２が駆動され、所望のトルクが発生する（Ｓ１１２）。

本実施形態では、電流センサ１３をＷ相のみに設け、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、および、電気角θｅ、および、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づき、フィードバックするｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出し、このｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ等に基づいて交流電動機２の駆動を制御している。これにより、電流センサ１３の数を減らすことができる。電流センサ１３の数を減らすことで、インバータ１２の三相出力端子近傍の小型化や電動機制御装置１０のコストを低減することができる。

さらに本実施形態では、一相（Ｗ相）の電流検出値であるセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを基に他の相の電流である推定相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを推定している。複数個の電流センサを用いる従来の交流電動機の制御システムでは、電流センサ間のゲイン誤差が発生する虞があるが、本実施形態では、１つの電流センサ１３にて検出されるセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを基に他の相の電流である推定相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを推定しているので、電流センサのゲイン誤差の影響がなくなる。これにより、交流電動機２において、電流センサのゲイン誤差が引き起こす出力トルク変動を排することができ、例えば車両用の場合は車両振動をなくすことに繋がり、車両の商品性を下げる要素を取り除くことができる。

また、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*は、トルク指令値ｔｒｑ^*等の上位指令値に基づいて算出されるので、トルク指令値ｔｒｑ^*の更新周期が長ければ、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の更新周期も長くなる。また、トルク指令値ｔｒｑ^*等の上位指令値は、例えばアクセルペダルの踏み込み等の外的要因により急変する場合があり、このような場合にはｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*も急変する。一方、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅは、更新周期が短く、また交流電動機２の実際の挙動に基づく値であるので、通常は連続的に変化するものである。ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔは、更新周期の長いｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*と、更新周期の短いセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓおよび電気角θｅという、更新周期等の性質が異なる情報に基づいて算出される。特に本実施形態では、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*、および、フィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔに基づき、指令更新周期Ｃｄより短いセンサ相電流検出周期Ｃｓで算出される。上述の通り、フィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの算出に更新周期の長いｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を用いているため、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の急変に伴ってｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が急変する虞がある。

そこで本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の急変に伴い、フィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔが急変することによるｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変を抑制している。具体的には、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの算出に用いられるｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を変更している（Ｓ１０３）。

これにより、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変が抑制されるので、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変した場合であっても、交流電動機２に印加される三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗの急変が抑制され、交流電動機２を安定して駆動可能である。

より具体的には、本実施形態では、制御部１５は、高速更新部４１を備え、指令更新周期Ｃｄより短い高速更新周期Ｃｈでｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を更新し、ｄ軸高速更新指令値ｉｄ^*＿ｆｓｔおよびｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔを算出する。

ｄ軸電流指令値ｉｄ^*を高速更新し、ｄ軸高速更新指令値ｉｄ^*＿ｆｓｔとすることにより、ｄ軸実電流値ｉｄとの乖離が改善される。同様に、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*を高速更新し、ｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔとすることにより、ｑ軸実電流値ｉｑとの乖離が改善される。これにより、センサ相基準電流位相θｘの検知精度が向上し、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの推定精度が向上する。また、フィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの精度が向上するので、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変した場合であっても、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変が抑制され、交流電動機２を安定して駆動可能である。

特に、本実施形態では、ｄ軸高速更新指令値ｉｄ^*＿ｆｓｔおよびｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔの更新周期である高速更新周期Ｃｈは、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの検出周期であるであるセンサ相電流検出周期Ｃｓと等しい。そのため、ｄ軸高速更新指令値ｉｄ^*＿ｆｓｔとｄ軸実電流値ｉｄとの乖離がより改善される。同様に、ｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔとｑ軸実電流値ｉｑとの乖離がより改善される。これにより、センサ相基準電流位相θｘの検知精度がより向上し、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの推定精度もより向上する。フィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの精度が向上するので、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変した場合であっても、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変がさらに抑制され、交流電動機２を安定して駆動可能である。

本実施形態では、制御部１５が「電流取得手段」、「回転角取得手段」、「電流指令値演算手段」、「電流推定手段」、「電圧指令値演算手段」、「駆動信号生成手段」、「急変抑制手段」、「電流指令値変更手段」を構成する。より詳細には、電流推定部３０が「電流取得手段」、「回転角取得手段」および「電流推定手段」を構成し、電流指令値演算部２１が「電流指令値演算手段」を構成し、ＰＩ演算部２３が「電圧指令値演算手段」を構成し、ＰＷＭ信号生成部２５が「駆動信号生成手段」を構成し、高速更新部４１が「急変抑制手段」および「電流指令値変更手段」を構成する。

また、図８中のＳ１０１が「電流取得手段」および「回転角取得手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０２が「電流指令値演算手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０４〜Ｓ１０６が「電流推定手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０７が「電圧指令値演算手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０９が「駆動信号生成手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１０３が「急変抑制手段」および「電流指令値変更手段」の機能としての処理に相当する。

さらに、本実施形態では、Ｗ相が「センサ相」に対応し、電気角θｅが「回転角検出値」に対応する。また、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が「電流指令値」に対応し、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔが「電流推定値」に対応し、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が「電圧指令値」に対応し、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬが「駆動信号」に対応する。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態による交流電動機の制御装置を図９に基づいて説明する。本実施形態は、高速更新部４２の配置以外は第１実施形態と同様であるので、他の構成や処理等についての説明は省略する。本実施形態の高速更新部４２にて実行される処理は、第１実施形態の高速更新部４１における処理と同様である。

第１実施形態の高速更新部４１では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を高速更新したｄ軸高速更新指令値ｉｄ^*＿ｆｓｔおよびｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔは、電流推定部３０における演算のみに用いられていた。第２実施形態では、高速更新部４２で算出されたｄ軸高速更新指令値ｉｄ^*＿ｆｓｔおよびｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔは、制御部１５による制御全体に用いられる。換言すると、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔに加え、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*も、ｄ軸高速更新指令値ｉｄ^*＿ｆｓｔおよびｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔに基づいて算出される。

すなわち、本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の演算周期である指令更新周期Ｃｄより短い高速更新周期Ｃｈで演算された電流指令値であるｄ軸高速更新指令値ｉｄ^*＿ｆｓｔおよびｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔに基づき、ｄ軸圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸圧指令値ｖｑ^*を演算している。
このように構成しても、上記実施形態と同様の効果を奏する。
なお、本実施形態では、高速更新部４２が「急変抑制手段」および「電流指令値変更手段」を構成する。

（第３実施形態）
本発明の第３実施形態による交流電動機の制御装置を図１０〜図１２に基づいて説明する。本実施形態は、第１実施形態の高速更新部４１に替えて、ローパスフィルタ（以下、「ＬＰＦ」という。）処理部４３が設けられている点が第１実施形態と異なっている。ここでは、第１実施形態と異なっている点を中心に説明し、第１実施形態と同様の構成や処理についての説明は省略する。

図１０に示すように、本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*とｄ軸実電流値（センサ値）ｉｄとの乖離、および、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*とｑ軸実電流値（センサ値）ｉｑとの乖離を改善すべく、制御部１５は、ＬＰＦ処理部４３を有している。
ＬＰＦ処理部４３では、電流指令値演算部２１により算出されるｄ軸電流指令値ｉｄ^*をＬＰＦ処理し、ｄ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｄ^*＿ｌｐｆを算出する。同様に、電流指令値演算部２１により算出されるｑ軸電流指令値ｉｑ^*をＬＰＦ処理し、ＬＰＦ処理指令値ｉｑ^*＿ｌｐｆを算出する。ＬＰＦ処理部４３におけるＬＰＦ時定数は、実際の応答性や回路定数などに基づき、適宜設定可能である。

図１１では、正トルク時のｑ軸電流指令値ｉｑ^*、ｑ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｑ^*＿ｌｐｆおよびｑ軸実電流値ｉｑについて示しており、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変した後、同じ値を維持している例である。図１１に示すように、ｑ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｑ^*＿ｌｐｆとｑ軸実電流値ｉｑとの差は、ＬＰＦ処理していないｑ軸電流指令値ｉｑ^*とｑ軸実電流値ｉｑとの差より小さい。すなわち、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*をＬＰＦ処理し、ｑ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｑ^*＿ｌｐｆとすることにより、ｑ軸実電流値ｉｑとの乖離が改善されている。
なお、図１１では、正トルク時のｑ軸電流指令値ｉｑ^*、ｑ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｑ^*＿ｌｐｆおよびｑ軸実電流値ｉｑについて示しているが、他の象限にある場合や、ｄ軸電流についても同様である。

図１０に示すように、ＬＰＦ処理部４３にてＬＰＦ処理されたｄ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｄ^*＿ｌｐｆおよびｑ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｑ^*＿ｌｐｆは、電流推定部３０に出力され、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの演算に用いられる。詳細には、ｄ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｄ^*＿ｌｐｆおよびｑ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｑ^*＿ｌｐｆに基づき、逆ｄｑ変換部３１１にて逆ｄｑ変換し、Ｖ相電流指令値ｉｖ^*＿ｌｐｆを算出する。算出されたＶ相電流指令値ｉｖ^*＿ｌｐｆは、位相検知部３１２におけるセンサ相基準電流位相θｘの算出に用いられる。センサ相基準電流位相θｘの算出に用いられるβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔを、Ｖ相電流指令値ｉｖ^*＿ｌｐｆおよびセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいて算出すると、以下の式（１７）のようになる。

式（１７）に示すように、センサ相基準電流位相θｘの算出に用いられるβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、ＬＰＦ処理されたｄ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｄ^*＿ｌｐｆおよびｑ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｑ^*＿ｌｐｆに基づくＶ相電流指令値ｉｖ^*＿ｌｐｆおよびセンサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて算出される。これにより、トルク指令値ｔｒｑ^*の急変に伴い、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変した際のセンサ相基準電流位相θｘの計算である位相計算への影響を低減することができる。また、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの推定精度が向上するので、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをフィードバックして算出されるｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変を抑制することができる。

なお、ｄ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｄ^*＿ｌｐｆおよびｑ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｑ^*＿ｌｐｆを、第２実施形態のように制御部１５の制御全体に用いると、上位にあたる車両制御回路９が要求する交流電動機２の応答性に対し、実際の応答性をさらに遅らせることになる。よって、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の演算にｄ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｄ^*＿ｌｐｆおよびｑ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｑ^*＿ｌｐｆを用いることはせず、電流推定部３０での演算のみに用いる。

ここで、図１２に基づき、本実施形態による交流電動機２の制御処理の全体を説明する。本実施形態における制御処理は、図８に示す第１実施形態の制御処理とは、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を算出した後に実行される処理のみが異なっているので、Ｓ１０３に替えて実行されるＳ２０３の処理のみを説明し、他のステップについての説明は省略する。

Ｓ１０２に続いて実行されるＳ２０３では、ＬＰＦ処理部４３にてｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*をＬＰＦ処理し、ｄ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｄ^*＿ｌｐｆおよびｑ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｑ^*＿ｌｐｆを算出し、Ｓ１０４へ移行する。

本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の急変に伴い、フィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔが急変することによるｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変を抑制している。具体的には、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの算出に用いられるｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*を変更している。
これにより、上記実施形態と同様の効果を奏する。

より具体的には、制御部１５は、ＬＰＦ処理部４３を備え、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*をＬＰＦ処理したｄ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｄ^*＿ｌｐｆおよびｑ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｑ^*＿ｌｐｆを算出している。ｄ軸電流指令値ｉｄ^*をＬＰＦ処理し、ｄ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｄ^*＿ｌｐｆとすることにより、ｄ軸実電流値ｉｄとの乖離が改善される。同様に、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*をＬＰＦ処理し、ｑ軸ＬＰＦ処理指令値ｉｑ^*＿ｌｐｆとすることにより、ｑ軸実電流値ｉｑとの乖離が改善される。これにより、センサ相基準電流位相θｘの検知精度が向上し、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの推定精度が向上する。また、フィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの精度が向上するので、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変した場合であっても、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変が抑制され、交流電動機２を安定して駆動可能である。

なお、本実施形態では、ＬＰＦ処理部４３が「急変抑制手段」および「電流指令値変更手段」を構成する。また、図１２中のＳ２０３が「急変抑制手段」および「電流指令値変更手段」の機能としての処理に相当する。

（第４実施形態）
本発明の第４実施形態による交流電動機の制御装置を図１３および図１４に基づいて説明する。本実施形態は、第１実施形態の高速更新部４１が設けられておらず、指令急変判定部４５が設けられている点が第１実施形態と異なっている。ここでは、第１実施形態と異なっている点を中心に説明し、第１実施形態と同様の構成や処理についての説明は省略する。

本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の急変によるｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変を抑制すべく、制御部１５は、指令急変判定部４５を有している。指令急変判定部４５では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の前回値と今回値との差が所定の閾値以上である場合、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変したと判定する。なお、急変判定に係る閾値は、交流電動機２の応答性や制御部１５の演算速度等により決まる値であり、例えば実験やシミュレーション結果等により、適宜設定可能である。また、急変判定は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*またはｑ軸電流指令値ｉｑ^*のいずれか一方のみに基づいて判定してもよい。

また、指令急変判定部４５は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変したと判定された場合、ＰＩ演算部２３にて演算されるＰＩ演算に用いるフィードバックゲインを小さくすべく、フィードバックゲインの低減に係るゲイン指標、および、急変フラグをＰＩ演算部２３に送信する。

ここで、ＰＩ演算部２３におけるフィードバッグゲインの低ゲイン化について説明する。
ＰＩ演算部２３のｄ軸ＰＩ演算部２３１では、フィードバックゲインＫＰｄ１およびＫＩｄ１を用いて式（１８）に示す演算が行われ、ｑ軸ＰＩ演算部２３２では、フィードバックゲインＫＰｑ１およびＫＩｑ１を用いて式（１９）に示す演算が行われる。

指令急変判定部４５にてｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変したと判定された場合、ゲイン指標として、ＰＩ演算部２３におけるＰＩ演算に用いられるフィードバックゲインＫＰｄ２、ＫＩｄ２、ＫＰｑ２、ＫＩｑ２が、急変フラグとともに指令急変判定部４５からＰＩ演算部２３に送信される。ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の急変判定時に送信されるフィードバックゲインは、ＫＰｄ２＜ＫＰｄ１、ＫＩｄ２＜ＫＩｄ１、ＫＰｑ２＜ＫＰｑ１、ＫＩｑ２＜ＫＩｑ１である。

また、ＰＩ演算部２３のｄ軸ＰＩ演算部２３１では、指令急変判定部４５から送信されたフィードバックゲインＫＰｄ２およびＫＩｄ２を用いて式（２０）に示す演算が行われ、ｑ軸ＰＩ演算部２３２では、フィードバックゲインＫＰｑ２およびＫＩｑ２を用いて式（２１）に示す演算が行われる。
これにより、急変が抑制されたｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿ｌｉｍ、および、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿ｌｉｍが算出される。

ここで、図１４に基づき、本実施形態による交流電動機２の制御処理の全体を説明する。本実施形態における制御処理は、図８に示す第１実施形態の制御処理におけるＳ１０３の処理を行っておらず、Ｓ１０６とＳ１０７との間にＳ１２０〜Ｓ１２２の処理が追加されている点が異なっている。そこで、Ｓ１０６に続いて実行されるＳ１２０〜Ｓ１２２の処理のみを説明し、他のステップについての説明は省略する。

Ｓ１０６にてｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出した後に以降するＳ１２０では、指令急変判定部４５にて、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変したか否かを判定する。ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変していないと判定された場合（Ｓ１２０：ＮＯ）、Ｓ１２２へ移行する。ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変したと判定された場合（Ｓ１２０：ＹＥＳ）、急変フラグおよびゲイン指標をＰＩ演算部２３へ送信するとともに、Ｓ１２１へ移行する。

Ｓ１２１では、ＰＩ演算部２３におけるＰＩ演算に用いられるフィードバッグゲインをゲイン指標に基づいて小さくする。具体的には、フィードバックゲインをＫＰｄ２、ＫＩｄ２、ＫＰｑ２、ＫＩｑ２に変更する。
ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変していないと判定された場合（Ｓ１２０：ＮＯ）に移行するＳ１２２では、ＰＩ演算部２３におけるＰＩ演算に用いられるフィードバックゲインを変更しない。具体的には、フィードバックゲインとして、ＫＰｄ１、ＫＩｄ１、ＫＰｑ１、ＫＩｑ１を用いる。

続いて移行するＳ１０７では、ＰＩ演算部２３では、フィードバックゲインをＫＰｄ１、ＫＩｄ１、ＫＰｑ１およびＫＩｑ１、または、ＫＰｄ２、ＫＩｄ２、ＫＰｑ２およびＫＩｑ２とし、ＰＩ演算によりｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を算出する。ここで算出されるｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*は、急変が抑制されたｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿ｌｉｍおよびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿ｌｉｍである。

本実施形態では、交流電動機２の電動機制御装置１０の制御部１５は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変したか否かを判定する指令急変判定部４５を備える。
また、指令急変判定部４５にてｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変したと判定された場合（図１４中のＳ１２０：ＹＥＳ）、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の演算に用いられるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔのフィードバックゲインを小さくする（Ｓ１２１）。

これにより、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の急変に伴い、フィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔが急変した場合であっても、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔのフィードバックゲインを小さくすることにより、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変を抑制することができ、上記実施形態と同様の効果を奏する。

なお、本実施形態では、指令急変判定部４５が「急変判定手段」を構成し、ＰＩ演算部２３が「急変抑制手段」を構成する。また、図１４中のＳ１２０が「急変判定手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１２１が「急変抑制手段」の機能としての処理に相当する。

（第５実施形態）
本発明の第５実施形態による交流電動機の制御装置を図１５および図１６に基づいて説明する。本実施形態は、第１実施形態の高速更新部４１が設けられておらず、指令急変判定部４６および電圧指令制限部４７が設けられている点が第１実施形態と異なっている。ここでは、第１実施形態と異なっている点を中心に説明し、第１実施形態と同様の構成や処理については説明を省略する。

本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の急変によるｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変を抑制すべく、制御部１５は、指令急変判定部４６および電圧指令制限部４７を有している。
指令急変判定部４６では、第４実施形態の指令急変判定部４５と同様、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の前回値と今回値との差が所定の閾値以上である場合、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変したと判定する。また、指令急変判定部４６は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変したと判定された場合、電圧指令制限部４７に急変フラグおよびｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の変動幅の制限量を送信する。

電圧指令制限部４７は、ＰＩ演算部２３と逆ｄｑ変換部２４との間に設けられる。電圧指令制限部４７では、指令急変判定部４６から急変フラグが送信されてきた場合、急変フラグとともに送信される変動幅の制限量に基づき、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の変動幅を直接制限し、急変が抑制されたｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿ｌｉｍ、および、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿ｌｉｍを逆ｄｑ変換部２４に出力する。

なお、上記実施形態では、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*自体を変更するのではなく、他のパラメータを変更することによってｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変を抑制している。これに対し、本実施形態では、算出されたｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*自体を変更することによりｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変を抑制している。すなわち、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の変動幅を直接制限している、ということである。

ここで、図１６に基づき、本実施形態による交流電動機２の制御処理の全体を説明する。本実施形態における制御処理は、図８に示す第１実施形態の制御処理におけるＳ１０３の処理を行っておらず、Ｓ１０７とＳ１０８との間にＳ１３０〜Ｓ１３２の処理が追加されている点が異なっている。そこで、Ｓ１０７に続いて実行されるＳ１３０〜Ｓ１３２の処理のみを説明し、他のステップについての説明は省略する。

Ｓ１０７にてｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を算出した後に移行するＳ１３０では、指令急変判定部４６にて、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変したか否かを判定する。ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変していないと判定された場合（Ｓ１３０：ＮＯ）、Ｓ１３２へ移行する。ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変したと判定された場合（Ｓ１３０：ＹＥＳ）、急変フラグおよび変動幅の制限量を電圧指令制限部４７へ送信するとともに、Ｓ１３１へ移行する。

Ｓ１３１では、電圧指令制限部４７にて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の変動幅を直接制限し、急変が抑制されたｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿ｌｉｍおよびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿ｌｉｍを算出する。そしてＳ１０８に移行する。
ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変していないと判定された場合（Ｓ１３０：ＮＯ）に移行するＳ１３２では、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の変動幅の制限を行わず、Ｓ１０８に移行する。

Ｓ１０８では、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*に基づき、逆ｄｑ変換により三相電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*を算出する。なお、Ｓ１３０にて肯定判断され、Ｓ１３１にて急変が抑制されたｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿ｌｉｍおよびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿ｌｉｍが算出された場合は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*に替えて、急変が抑制されたｄ軸電圧指令値ｖｄ^*＿ｌｉｍおよびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿ｌｉｍを用いる。

本実施形態では、交流電動機２の電動機制御装置１０の制御部１５は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変したか否かを判定する指令急変判定部４６を備える。
また、指令急変判定部４６にてｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変したと判定された場合（図１６中のＳ１３０：ＹＥＳ）、電圧指令制限部４７にて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の変動幅を直接制限する（Ｓ１３１）。

これにより、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の急変に伴い、フィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔが急変した場合であっても、電圧指令制限部４７にてｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の変動幅を直接制限するので、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の急変を抑制することができ、上記実施形態と同様の効果を奏する。

なお、本実施形態では、指令急変判定部４６が「急変判定手段」を構成し、電圧指令制限部４７が「急変抑制手段」を構成する。また、図１６中のＳ１３０が「急変判定手段」の機能としての処理に相当し、Ｓ１３１が「急変抑制手段」の機能としての処理に相当する。

（他の実施形態）
（ア）上記第１実施形態〜第５実施形態において説明した急変抑制手段は、組み合わせて用いてもよい。具体的には、（１）第１実施形態の高速更新部４１または第２実施形態の高速更新部４２、（２）第３実施形態のＬＰＦ処理部４３、（３）第４実施形態の指令急変判定部４５、（４）第５実施形態の指令急変判定部４６および電圧指令制限部４７、の４パターンについて、一部または全部を組み合わせてもよい。（３）および（４）を採用する場合、指令急変判定部４５、４６は、１つの制御ブロックとしてもよい。

また、（１）〜（４）の全てを組み合わせた場合を例に、フローチャートについて言及しておくと、図８中のＳ１０３に続いて図１２中のＳ２０３の処理を行い、Ｓ１０４に移行する。また、Ｓ１０６に続いて図１４中のＳ１２０〜Ｓ１１２の処理を行い、Ｓ１０７へ移行する。さらに、Ｓ１０７に続いて図１６中のＳ１３０〜Ｓ１３２の処理を実行する、といった具合である。

（イ）第１実施形態および第２実施形態の高速更新処理、および、第３実施形態のＬＰＦ処理は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*が急変した場合にのみ実行するようにしてもよい。
具体的には、図６中の高速更新部４１、図９中の高速更新部４２、または、図１０中のＬＰＦ処理部４３の前段に、例えば第４実施形態の指令急変判定部４５と同様の指令急変判定部を追加する。

フローチャートについて言及しておくと、図８中のＳ１０２とＳ１０３との間に、図１４中のＳ１２０と同様の指令急変判定ステップを追加し、肯定判断された場合にはＳ１０３へ移行し、否定判断された場合にはＳ１０４へ移行する。また、図１２中のＳ１０２とＳ２０３との間に、図１４中のＳ１２０と同様の急変判定ステップを追加し、肯定判定された場合にはＳ２０３へ移行し、否定判断された場合にはＳ１０４へ移行する。

（ウ）第１実施形態および第２実施形態におけるｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の高速更新に関し、上記実施形態では、ｄ軸高速更新指令値ｉｄ^*＿ｆｓｔおよびｑ軸高速更新指令値ｉｑ^*＿ｆｓｔは、制御部１５の演算周期であるセンサ相電流検出周期Ｃｓで更新していた。他の実施形態では、高速更新指令値の更新周期である高速更新周期は、電流指令値の更新周期よりも短い周期であれば、どのような長さであってもよい。なお、高速更新周期は、センサ相電流検出周期より短くする必要がないので、指令更新周期をＣｄ、センサ相電流検出周期をＣｓ、高速更新周期をＣｈとすれば、高速更新周期Ｃｈは、Ｃｓ≦Ｃｈ＜Ｃｄの範囲とすることが好ましい。

また、電流指令値の高速更新に関し、車両や交流電動機の状況等に応じ、電流指令値に対し各種演算を行うことがある。この演算処理を高速更新周期で行うことでも、電流指令値を高速更新するのと同様の効果を得ることができる。すなわち、「電流指令値に関する演算周期を高速更新周期とする」ことは、「指令更新周期より短い高速更新周期で電流指令値を更新する」という概念に含まれるということである。

さらに、トルク指令値等の電流指令値の算出に用いられる上位指令値を高速更新しても同様の効果が得られる。トルク指令値等である電流指令値の上位指令値を高速更新する方法としては、線形補間や細分化等が挙げられる。すなわち、「電流指令値変更手段は、電流指令値の算出に用いられる上位指令値を指令更新周期より短い高速更新周期で更新する」としてもよい、ということである。また、車両や交流電動機の状況等に応じ、上位指令値に対して行われる各種演算を高速更新周期で行うようにしても、同様の効果を得ることができる。すなわち、「上位指令値に関する演算周期を高速更新周期とする」ことは、「指令更新周期より短い高速更新周期で上位指令値を更新する」という概念に含まれるということである。

（エ）上記実施形態では、電圧指令値の演算周期は、センサ相電流検出周期と等しかった。他の実施形態では、電圧指令値の演算周期をＣｖ、センサ相電流検出周期をＣｓ、指令更新周期をＣｄとすると、電圧指令値の演算周期Ｃｖは、Ｃｓ≦Ｃｖ≦Ｃｄの範囲で任意に設定可能である。すなわち、上記実施形態のように「電圧指令値演算手段は、センサ相電流検出周期と等しい周期で電圧指令値を演算する」ことに限らず、「電圧指令値演算手段は、指令更新周期と等しい周期で電圧指令値を演算する」、「電圧指令値演算手段は、センサ相電流検出周期より長く、指令更新周期より短い周期で電圧指令値を演算する」としてもよい、ということである。
電圧指令値の更新周期によらず、上記の急変抑制手段を備えることにより、上記実施形態と同様の効果を奏する。

ここで、電流指令値の演算周期が指令更新周期と等しい、すなわちＣｖ＝Ｃｄである場合について言及しておく。制御の方式や構成によっては、電流指令値の演算は、指令更新周期と等しい遅い周期で実行されることがある。すなわち、電圧指令値の更新は、センサ相電流検出周期よりも間隔が長くなる。例えば上記第１実施形態にように、電流推定値の演算に用いる電流指令値の更新周期をセンサ相電流検出周期に合わせれば、センサ相電流検出周期毎に電流推定値と電流検出値との乖離が小さくなる。そのため、遅い周期で演算される電圧指令値の演算にフィードバックしたとしても、電圧指令値の演算タイミングでの変動を低減することとなり、上記実施形態と同様の効果を奏することになる。もちろん、高速更新周期は、指令更新周期よりも短ければ、センサ相電流検出周期と等しい場合に限らない。

（オ）第４実施形態では、急変フラグおよびゲイン指標が、指令急変判定部４５からＰＩ演算部２３に送信されていた。他の実施形態では、指令急変判定部からは急変フラグのみが送信され、ＰＩ演算部にてフィードバックゲインを変更するように構成してもよい。
なお、低減化されたフィードバックゲインは、一義的に決められるものでもよいし、軸電流指令値の変動幅に応じて段階的に変化するようにしてもよいし、数式やマップ等から算出されるようにしてもよい。

（カ）同様に、第５実施形態では、急変フラグおよび変動幅の制限量が、指令急変判定部４６から電圧指令制限部４７に送信されていた。他の実施形態では、指令急変判定部からは急変フラグのみが送信され、電圧指令制限部にて変動幅の制限量を決定するように構成してもよい。
なお、電圧指令値の変動幅の制限量は、一義的に決められるものでもよいし、電流指令値の変動幅に応じて段階的に変化するようにしてもよいし、数式やマップ等から算出してもよい。

（キ）上記実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値ｉｑ^*の前回値と今回値との差（変化度合い）に基づいて急変判定を行っていた。他の実施形態では、例えば車両制御回路から送信されるトルク指令値のように、電流指令値の上位指令の変化度合いに基づいて判定してもよい。

（ク）上記実施形態では、「電流指令値」、「電流推定値」、「電圧指令値」は、いずれもｄｑ軸上のものについて説明したが、各相電流や、その他の軸に基づくものであってもよい。また、電流推定値は、少なくともセンサ相電流検出値、回転角検出値、および、電流指令値に基づいて算出されていればどのような方法で算出してもよく、さらに他のパラメータ等を用いてもよい。さらにまた、電圧指令値は、少なくとも電流指令値、および、フィードバックされた電流推定値に基づいて算出されていれば、どのような方法で算出してもよく、さらに他のパラメータ等を用いてもよい。
（ケ）電流センサにより相電流を検出するセンサ相は、上記実施形態のＷ相に限らず、Ｕ相またはＶ相としてもよい。また、センサ相の電流検出値とセンサ相基準電流位相とから電流推定値を算出する推定相は、上記実施形態のＵ相に限らず、Ｖ相またはＷ相としてもよい。

（コ）上記実施形態では、電流検出値が一相のみとなるためにｄｑ変換が成立しなくなる対策として、他の相の電流を推定してｄｑ変換を成立させる方法を採った。他の実施形態では、一相の電流検出値に基づいてｄｑ変換を成立させるための手段は、これに限定せず、例えば一相のみの電流検出値でも成立するｄｑ変換式を新たに創出して対策してもよい。但し、発明者の研究の結果、どちらの方法でも数式的には同じ結果となることが判明している。なお、一相のみの電流検出値で成立するｄｑ変換式を新たに創出した場合、例えば図８中のＳ１０４のような電流推定値を出力するステップが省略されることになるが、一相のみの電流検出値で成立する新たなｄｑ変換式の導出過程に電流推定値を推定する概念が含まれていると解釈する。すなわち、新たに導出されたｄｑ変換式を用いることは、電流推定値を用いる概念を含んでいるものとする。

（サ）ゼロクロス補間部におけるゼロクロス補間方法は、上記実施形態で説明した以外の方法であってもよいし、必要に応じてゼロクロス補間を行わなくてもよい。
なお、ゼロ割りに関しては、式（１３）において離散系の影響により推定値が意図しない値で算出されるのを防ぐため、推定係数ｉｕ＿ｋｐ、或いは推定係数ｉｕ＿ｋｐ内の｛１／ｔａｎ（θｘ）｝項に制限値を設けておくことでも対策できる。また、式（１３）を制御部１５に実装する場合は、上述のように推定係数ｉｕ＿ｋｐ、或いは推定係数ｉｕ＿ｋｐ内の｛１／ｔａｎ（θｘ）｝項をマップ化しておくことも有効であり、その場合、マップ上で制限値を設けておくことでも対策できる。

（シ）上記実施形態では、交流電動機の印加電圧を制御するインバータは、ＰＷＭ制御により制御されていたが、他の実施形態では、電流指令値に基づいて制御する制御方法であれば、どのようなものであってもよい。また、正弦波ＰＷＭ制御モードや過変調ＰＷＭ制御モードは上記実施形態の構成に限らず、電流指令値を用い、電流検出値および当該電流検出値に基づく電流推定値を電流指令値に対してフィードバックする制御方式であれば、どのようなものであってもよい。

（ス）上記実施形態では、交流電動機は、三相永久磁石式同期モータであったが、他の実施形態では、誘導モータやその他の同期モータであってもよい。また、上記実施形態の交流電動機は、電動機としての機能および発電機としての機能を併せ持つ所謂モータジェネレータであったが、他の実施形態では、発電機としての機能を持たない電動機であってもよい。

交流電動機は、エンジンに対して電動機として動作し、エンジンの始動を行うように構成されていてもよい。また、エンジンを設けなくてもよい。さらに、交流電動機を複数設けてもよいし、複数の交流電動機における動力を分割する動力分割機構等をさらに設けてもよい。
（セ）本発明による交流電動機の制御装置は、上記実施形態のようにインバータと交流電動機を一組のみ設けたシステムに限らず、インバータと交流電動機を二組以上設けたシステムに適用してもよい。また、１台のインバータに複数台の交流電動機を並列接続させた電車等のシステムに適用してもよい。
また、交流電動機の制御装置は、電動車両に適用されていたが、電動車両以外に用いてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１・・・電動機駆動システム
２・・・交流電動機
１０・・・電動機制御装置（交流電動機の制御装置）
１２・・・インバータ
１３・・・電流センサ
１４・・・回転角センサ
１５・・・制御部（電流取得手段、回転角取得手段、電流指令値演算手段、電流推定手段、電圧指令値演算手段、駆動信号生成手段、急変抑制手段、急変判定手段）

Claims (8)

1. インバータ（１２）によって印加電圧が制御される三相の交流電動機（２）の駆動を制御する交流電動機の制御装置（１０）であって、
   前記交流電動機のいずれか一相であるセンサ相に設けられる電流センサ（１３）からセンサ相電流検出値をセンサ相電流検出周期で取得する電流取得手段（３０）と、
   前記交流電動機の回転角を検出する回転角センサ（１４）から回転角検出値を取得する回転角取得手段（３０）と、
   前記交流電動機の駆動に係る電流指令値を前記センサ相電流検出周期より長い周期である指令更新周期で更新する電流指令値演算手段（２１）と、
   前記センサ相電流検出値、前記回転角検出値、および、前記電流指令値に基づき、電流推定値を算出する電流推定手段（３０）と、
   前記電流指令値、および、フィードバックされた前記電流推定値に基づき、電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段（２３）と、
   前記電圧指令値に基づき、前記インバータの駆動に係る駆動信号を生成する駆動信号生成手段（２５）と、
   前記センサ相電流検出周期よりも長い前記指令更新周期で更新される前記電流指令値の急変に伴い、フィードバックされる前記電流推定値が急変することによる前記電圧指令値の急変を抑制する急変抑制手段（４１、４２、４３、２３、４７）と、
   を備えることを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 前記急変抑制手段は、前記電流推定手段に用いられる前記電流指令値を変更する電流指令値変更手段（４１、４２、４３）を有することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記電流指令値変更手段（４１、４２）は、前記指令更新周期より短い高速更新周期で前記電流指令値を更新することを特徴とする請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記高速更新周期は、前記センサ相電流検出周期と等しいことを特徴とする請求項３に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記電圧指令値演算手段は、前記高速更新周期で更新された前記電流指令値に基づき、前記電圧指令値を演算することを特徴とする請求項３または４に記載の交流電動機の制御装置。
6. 前記電流指令値変更手段（４３）は、前記電流指令値をローパスフィルタ処理することを特徴とする請求項２〜５のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
7. 前記電流指令値が急変したか否かを判定する急変判定手段（４５）をさらに備え、
   前記急変判定手段により前記電流指令値が急変したと判定された場合、前記急変抑制手段（２３）は、前記電圧指令値演算手段における演算に用いられる前記電流推定値のフィードバックゲインを小さくすることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
8. 前記電流指令値が急変したか否かを判定する急変判定手段（４６）をさらに備え、
   前記急変判定手段により前記電流指令値が急変したと判定された場合、前記急変抑制手段（４７）は、前記電圧指令値の変動幅を直接制限することを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。

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