JP2001045779A - 可変速装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 マイクロコンピュータの制御・演算の基に、
電流制御系の基準位相を速度検出値から求めると、速度
検出値と実際の速度との誤差が大きくなり、電流やトル
ク精度が低下する。 【解決手段】 速度制御部４は速度制御周期毎に電動機
２の速度設定値と速度検出値との偏差を基に電流指令を
得、電流制御部６は速度制御周期よりも短い周期にした
電流制御周期毎に電流指令と変換器５からの電流検出値
との偏差を基に電圧指令を得、電圧制御部７は電圧指令
と電動機の基準位相に従ってインバータ主回路１の出力
電圧を制御する。速度変化量検出部８は、ロータリエン
コーダ３Ａからのパルスを電流制御周期毎に計数して電
動機の速度変化量を検出する。位相検出部９は、電流制
御周期毎の速度変化量に係数を乗じて位相変化量を求
め、この位相変化量を積算することで基準位相を検出す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、速度制御系と電流
制御系を有して電動機を可変速駆動する可変速装置に係
り、特にマイクロコンピュータで制御・演算処理を行う
ディジタル制御形の可変速装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の可変速装置の基本構成を図４に示
す。インバータ主回路１は、交流電源から直流電力を得
る整流器と、この直流電力から電圧及び周波数を制御し
た交流電力に変換するＩＧＢＴ等の半導体素子の３相ブ
リッジ構成とそれらのゲート制御回路を有し、交流出力
で電動機２を駆動する。電動機２にはロータリエンコー
ダ３Ａと速度検出回路３Ｂ等で構成される速度検出器３
を設け、速度検出信号を得る。

【０００３】速度制御部４は、速度検出器３からの速度
検出値と速度設定値との偏差を比例・積分演算して電流
指令を得る。３相／２相変換器５は、インバータ主回路
１の２相又は３相の出力電流から速度検出器３から得ら
れる基準位相を基に直流に変換する。電流制御部６は、
速度制御部４からの電流指令と変換器５からの直流電流
との偏差を比例・積分演算して電圧指令を得る。電圧制
御部７は、速度検出器３からの検出速度から電動機２の
基準位相を求め、電流制御部からの電圧指令と基準位相
に従ってインバータ主回路１の出力電圧を制御する。

【０００４】このような構成の可変速装置において、速
度制御部４と電流制御部６をアナログ回路構成とする場
合もあるが、最近では制御・演算の精度を高めるため
に、マイクロコンピュータを使用したディジタル制御形
とするものが多い。

【０００５】図５は、図４の具体例を示し、制御系の制
御・演算をマイクロコンピュータで処理するベクトル制
御方式の構成図である。速度制御演算部１１は、速度指
令Ｎ＊と誘導機のロータの速度検出値ω_rとを比較して
トルク電流指令Ｉ_T＊を得る。電流制御演算部１２₁、１
２₂は、ベクトル制御の励磁電流指令Ｉ₀＊及びトルク電
流指令Ｉ_T＊をそれぞれ指令とし、直交２相回転座標系
上の励磁軸電流成分の検出値Ｉ_1d及びトルク軸電流成分
の検出値Ｉ_1qとを比較し直交２相回転座標系上の電圧指
令Ｖ_1d、Ｖ_1qを得る。

【０００６】座標変換部１３は、２相の電圧指令Ｖ_1d、
Ｖ_1qを３相固定座標系の電圧Ｖ_u、Ｖ_v、Ｖ_wに２相／３
相座標変換を行う。ＰＷＭインバータ１４は、電圧
Ｖ_u、Ｖ_v、Ｖ_wを指令として、これに相当するＰＷＭ波
形の電圧を誘導機１５に供給する。

【０００７】座標変換部１６は、電流検出器１７で検出
する誘導機１５の固定座標系の３相電流を２相回転座標
系の電流Ｉ_1d，Ｉ_1qに３相／２相座標変換を行う。基準
位相演算部１８は、座標変換部１３、１６での座標変換
に必要な基準位相θ₁を発生する。

【０００８】すべり演算部１９は、励磁電流指令Ｉ₀＊
とトルク電流指令Ｉ_T＊と誘導機１５の二次抵抗Ｒ₂及び
励磁インダクタンスＭからすべり周波数成分ω_slipを求
める。基準位相演算部１８では、このすべり周波数成分
ω_slipに速度検出値ω_rを加算して電源角周波数ω₁を求
め、これを積分して基準位相（励磁軸位相）θ₁を求め
る。

【０００９】誘導機１５のロータ速度検出は、誘導機１
５に軸結合されるロータリーエンコーダ２０に回転速度
に比例した周波数のパルスを得、このパルスを位相カウ
ンタ２１でカウント（演算周期の１周期分）してロータ
回転位相Δθ_rに変換し、基準クロック２２よりの基準
パルスから時間計測タイマ２３に一定周期の計測期間ｔ
_nを求め、この期間ｔ_n間の回転位相Δθ_rから速度演算
部２４がロータ速度ω_rを演算する。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】前記のベクトル制御装
置において、一点鎖線で分けて示す速度制御系と電流制
御系の各制御・演算手段（１１、１２₁、１２₂、１３、
１６、１８、１９、２１、２３、２４）をマイクロコン
ピュータのソフトウェア構成とする場合、通常は速度制
御系が１〜５ｍｓ程度の制御周期であるのに対し、電流
制御系が１桁速い１００〜５００μｓ程度の制御周期に
される。

【００１１】したがって、図５のベクトル制御方式によ
る可変速装置など、位相制御の基準位相θ₁を求めるた
めに用いる速度検出値ω₁（＝ω_r＋ω_slip）は、比較的
遅い制御周期になる速度制御系で求められる。

【００１２】このため、電動機をサーボ機構の駆動源と
する場合など、速度指令が時々刻々変化し、演算周期に
対して高い速度変化を伴う電動機の可変速制御では、電
流制御系で基準位相を求めるために利用する速度検出値
と実際の速度との間に誤差が発生するし、その誤差も速
度変化率によって大きく変化してしまう。

【００１３】図６は、速度変化率の違いによる誤差の変
化例を示す。同図において、速度制御周期が比較的長い
周期になる時刻Ｓ１，Ｓ２，…のタイミングで制御・演
算されるのに対し、電流制御周期が比較的短い周期にな
る時刻Ｄ１，Ｄ２，…のタイミングで制御・演算される
場合を示す。このような関係において、時刻Ｄ５のタイ
ミングで電流制御・演算を行うために取り込む速度は時
刻Ｓ１で求めた速度であるのに対し、電動機の速度Ａ，
Ｂは時刻Ｄ５では既に変化しており、位相誤差が発生す
る。また、速度変化率が高くなるほど、位相誤差量が大
きくなる。

【００１４】電流制御系では、制御状態によって変化率
が変化する速度検出値から基準位相θ₁を求めて電流制
御を行うと、電流波形の乱れやトルク精度の誤差となっ
てしまう。

【００１５】本発明の目的は、電流制御周期に比べて速
度制御周期を長くしたマイクロコンピュータ制御による
可変速装置において、速度変化率の違いにかかわらず位
相誤差量を小さくした電流制御ができる可変速装置を提
供することにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】図１に本発明の基本構成
を示す。同図が図４と異なる部分は、速度変化量検出部
８と位相検出部９を設ける。速度変化量検出部８は、電
流制御周期毎に電動機２の速度変化量を検出する。同図
の例は、ロータリエンコーダ３Ａから得るパルス信号を
電流制御周期毎に計数する場合を示す。位相検出部９
は、電流制御周期毎に速度変化量に係数を乗じて位相変
化量を求め、この位相変化量を積算することで基準位相
を検出する。

【００１７】図２は、本発明における速度変化率の違い
による位相誤差の変化例を示す。同図中で、速度変化例
Ａは速度変化率の低い場合を示し、速度変化例Ｂは速度
変化率の高い場合を示す。これらの場合の速度変化量
は、速度制御周期Ｓ１，Ｓ２，…毎に検出すると例Ａと
Ｂとでは大きく異なるが、電流制御周期Ｄ１，Ｄ２，…
毎に検出すると、制御周期の比Ｄ_X／Ｓ_Xで小さくなる。
そして、電流制御周期毎の位相誤差量も小さくすること
ができる。

【００１８】したがって、本発明は、電流制御のための
基準位相の検出は、制御周期が長くなる速度制御周期に
よる検出速度を使用することなく、制御周期が短くなる
電流制御周期毎に検出する速度変化量から位相変化量を
求め、この位相変化量から基準位相を求めることによ
り、速度変化率の違いにも位相誤差量を小さくした電流
制御ができるようにしたものであり、以下の構成を特徴
とする。

【００１９】電動機を可変速駆動するインバータの制御
をマイクロコンピュータによるディジタル演算・制御で
行い、前記マイクロコンピュータは、速度制御周期毎に
電動機の速度設定値と速度検出値との偏差を基に電流指
令を得る速度制御系と、前記速度制御周期よりも短い周
期にした電流制御周期毎に前記電流指令と電動機の電流
検出値との偏差を基に電圧指令を得、電動機の基準位相
に対する前記インバータのゲート位相を制御する電流制
御系とを備えた可変速装置において、前記電流制御周期
毎に電動機の速度変化量を検出する速度変化量検出部
と、前記電流制御周期毎の速度変化量に係数を乗じて位
相変化量を求め、この位相変化量を積算することで前記
基準位相を検出する位相検出部とを備えたことを特徴と
する。

【００２０】

【発明の実施の形態】図３は、本発明の実施形態を示す
ベクトル制御方式の可変速装置の構成図であり、図５と
異なる部分は、ディジタル演算により基準位相を検出す
る要素２５〜２８である。

【００２１】図３において、コンパレータ２５は、ロー
タリエンコーダ２０が発生するパルス信号を波形成形及
びノイズパルスを除去して取り込むもので、この部分は
ハードウェア構成にされてパルス信号を連続的に取り込
む。

【００２２】カウンタ部２６は、電流制御周期毎にリセ
ットされ、コンパレータ２５を通したパルス信号を計数
する。すなわち、カウンタ部２６は、電流制御周期毎に
誘導機１５の速度変化量に比例した計数値を得る。な
お、カウンタ部２６による計数方式として、パルス信号
をＰＬＬ方式でそれを逓倍したパルス信号を計数するこ
ともできる。

【００２３】位相変化量検出部２７は、電流制御周期毎
にカウンタ部２６の計数値を取り込み、この計数値を今
回の制御周期での速度変化量とし、この計数値と前回の
制御周期で取り込んで一時記憶しておいた計数値（速度
変化量）との差分に係数を乗じることで制御周期毎の位
相変化量として検出する。

【００２４】積算部２８は、位相変化量検出部２７から
の制御周期毎の位相変化量を積算することにより誘導機
１５の基準位相θ₁を求める。

【００２５】速度検出部２９は、図５の要素２１〜２４
と同等、または簡略化したものであり、速度制御周期毎
に速度を検出する。

【００２６】したがって、ベクトル制御のための速度制
御系を比較的長い制御周期でディジタル演算・制御し、
電流制御系を比較的短い制御周期でディジタル演算・制
御するにおいて、電流制御のための基準位相は、電流制
御周期毎の速度変化量として検出し、これを基に電流制
御周期毎の位相変化量として検出し、さらには積算によ
って基準位相を検出することにより、電動機の速度変化
率が変化するも位相誤差を小さくしたベクトル制御がで
きる。

【００２７】これにより、サーボ機構のように短時間で
速度が大きく変化するような可変速装置に適用した場合
にも、速度の過渡状態において電流及びトルクの制御精
度を向上させることができる。

【００２８】なお、本実施形態において、基準位相を検
出するのに、誘導機のスリップ分の補償は、従来のすべ
り演算部１９から求めることができるし、速度変化量か
ら推定演算したスリップ分を積算部２８に加減算する構
成とすることもできる。

【００２９】また、本実施形態では、ベクトル制御方式
の可変速装置に適用した場合を示すが、Ｖ／ｆ一定制御
方式など、マイクロコンピュータによるディジタル演算
・制御による速度制御系と電流制御系を有して電動機を
速度フィードバック方式で可変速制御する装置に適用し
て同等の作用効果を得ることができる。

【００３０】

【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、電流制
御のための基準位相の検出は、電流制御周期毎に検出す
る速度変化量から位相変化量を求め、この位相変化量か
ら基準位相を求めるようにしたため、速度変化率の違い
にも位相誤差量を小さくした電流制御ができ、速度の過
渡状態において電流及びトルクの制御精度を向上させる
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の可変速装置の基本構成図。

【図２】本発明における速度変化と位相誤差の波形図。

【図３】本発明の実施形態を示すベクトル制御方式の構
成図。

【図４】従来の可変速装置の基本構成図。

【図５】従来のベクトル制御方式の構成図。

【図６】従来の速度変化と位相誤差の波形図。

【符号の説明】

１…インバータ主回路 ２…電動機 ３…速度検出器 ４…速度制御部 ６…電流制御部 ７…電圧制御部 ８…速度変化量検出部 ９…位相検出部 ２５…コンパレータ ２６…カウンタ部 ２７…位相変化量検出部 ２８…積算部

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電動機を可変速駆動するインバータの制
   御をマイクロコンピュータによるディジタル演算・制御
   で行い、前記マイクロコンピュータは、速度制御周期毎
   に電動機の速度設定値と速度検出値との偏差を基に電流
   指令を得る速度制御系と、前記速度制御周期よりも短い
   周期にした電流制御周期毎に前記電流指令と電動機の電
   流検出値との偏差を基に電圧指令を得、電動機の基準位
   相に対する前記インバータのゲート位相を制御する電流
   制御系とを備えた可変速装置において、 前記電流制御周期毎に電動機の速度変化量を検出する速
   度変化量検出部と、 前記電流制御周期毎の速度変化量に係数を乗じて位相変
   化量を求め、この位相変化量を積算することで前記基準
   位相を検出する位相検出部と、を備えたことを特徴とす
   る可変速装置。