JP2007069833A - 電動パワーステアリング制御装置、および方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 電動パワーステアリング制御装置において、制御波形の歪みを増大させることなく、演算負荷を低減する。
【解決手段】 ステアリングに印加された操舵トルクに基づき電流指令値を演算する電流指令値演算部と、操舵補助トルク発生用のモータに供給されたＰＷＭ駆動電流と前記電流指令値との差分に基づき、演算周期Ｔ１毎に電圧指令値を演算する電圧指令値演算部と、前記電圧指令値と前記演算周期Ｔ１よりも短い演算周期Ｔ２における前記モータの回転角Δθとによって表された電圧指令値偏差を算出し、前記演算周期Ｔ２毎に当該電圧指令値偏差を前記電圧指令値に累積することにより、前記ＰＷＭ駆動電流のデューティ指令値を演算するデューティ指令値演算部とを備える。
【選択図】 図３

Description

本発明は、操舵トルクに基づき補助操舵トルクを発生させる電動モータを駆動するためのパワーステアリング制御装置、および方法に関する。

自動車用の補助操舵装置として、電動モータのトルクを用いた電動パワーステアリング装置が利用されている。このパワーステアリング装置は、ドライバによるハンドルの操作を検出するトルクセンサと、トルクセンサからの検出信号に基づき補助操舵力を演算するパワーステアリング制御装置と、当該制御装置からの出力信号に基づき回転トルクを発生する電動モータと、回転トルクをステアリング機構に伝える減速ギア等を備えて構成されている。

上述のパワーステアリング制御装置は、CPU、メモリ等を含むコンピュータにより構成されており、予め定められたソフトウェアプログラムを実行することにより、複数の処理を実現可能なものである。ソフトウェアによる処理内容としては、トルクセンサおよび車速センサからの信号を入力して電流指令値を算出する電流指令値演算処理、電流指令値に基づき三相モータ駆動用のＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成する電流制御処理、レゾルバ等によって検出されたモータの回転角に基づき角速度及び角加速度を演算するための回転角演算処理、角速度等に基づき電流指令値に対する各種補償制御を行うための補償制御処理等がある。

また、上述の電流制御処理においてベクトル制御が用いられている。このベクトル制御は、直流モータと同様に励磁電流とトルク電流とを独立に制御することができ、三相モータを高精度に制御することが可能なものである。ベクトル制御を用いた従来のパワーステアリング制御装置の一例を図７に示す。このパワーステアリング制御装置は、電流指令値演算部９０１、加算器９０２、９０３、ＰＩ制御部９０４、９０５、３相−ｄｑ変換部９０６、ＰＷＭコントローラ９０７、電流検出部９０８、９０９、３相―ｄｑ変換部９１０、レゾルバ９１１、回転角検出部９１２、操舵トルク発生用のモータ９１３等を備えて構成されている。

電流指令値９０１はトルク信号、車速信号等に基づき、ｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値を算出する機能を有している。３相−ｄｑ変換部９０６は、電流検出部９０８、９０９によって検出されたモータ電流値をｄ軸電流検出値、ｑ軸電流検出値に変換し、それぞれを加算器９０２、９０３に出力する。加算器９０２はｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との差分を算出し、加算器９０３はｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との差分をそれぞれ算出する。ＰＩ制御部９０４、９０５はそれぞれの差分に基づくＰＩ制御を行いｄ軸目標電圧Ｖｄ、ｑ軸目標電圧Ｖｑを生成し、ｄｑ−３相変換部９０６はこれらのｄ軸目標電圧Ｖｄ、ｑ軸目標電圧Ｖｑおよびモータ回転角に基づき三相のモータ電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを生成する。ＰＷＭコントローラ９０７はモータ電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃをパルス幅変調した駆動電流をモータ９１３に出力し、操舵補助トルクを生成する。

上述の構成において電流指令値演算部９０１、加算器９０２、９０３、ＰＩ制御部９０４、９０５、ｄｑ−３相変換部９０６、ＰＷＭコントローラ９０７、電流検出部９０８、９０９、３相―ｄｑ変換部９１０はソフトウェア処理により実現されていることから、プロセッサの負荷は大きなものとなっている。仮に、プロセッサにおいて電流制御処理の制御スピードが遅れると、モータ電流波形に歪みが生じ、トルクリプル、振動、騒音等の問題が発生してしまう。また、処理能力の高いプロセッサは高価であることから、パワーステアリング制御装置に組み込むことは必ずしも適当ではない。

かかる問題を解決するために、例えば特開２００４−２１０２８９号公報に記載されているように、電流制御手段の演算周期よりも電流指令値算出手段の演算周期を長くすることにより、全体としての演算負荷を低減するための装置が案出されている。この装置によれば、電流指令値演算部９０１の演算周期をＴａ、ＰＩ制御部９０４、９０５等の電流制御処理の演算周期をＴｂ、ｄｑ−３相変換部９０６等の電圧制御処理の演算周期をＴｃとした場合、Ｔａ＞Ｔｂ＝Ｔｃとなるように各部の演算周期が定められる。すなわち、この装置は、電流指令値演算処理の演算周期Ｔａを他の演算周期よりも長くすることにより、処理全体の負荷を軽減し、上述の問題を回避しようとしたものである。

しかしながら、電流制御処理におけるｄｑ−３相変換処理、３相−ｄｑ変換処理は回転角θを変数とする演算処理を必要とし、ｓｉｎテーブルの参照処理等の負荷の大きい処理が必要となる。このため、電流指令値演算部の演算周期Ｔａを長くしたとしても、演算量を十分に低減することはできない。

また、他の先行技術として、特開２００３―２６７２３７号公報に記載された装置が案出されている。この装置は、さらに電流制御処理の演算周期Ｔｂを電圧制御処理の演算周期Ｔｃよりも長くすることにより、処理全体の負荷を低減することを目的としたものである。しかしながら、上述の先行技術と同様に、回転角θを変数として含む演算を実行しなければならず、処理負担を十分に軽減することはできない。
特開２００４−２１０２８９号公報 特開２００３−２６７２３７号公報

本発明は上述の課題に鑑みてなされたものであり、本発明の解決しようとする課題は、制御波形における波形歪みを抑えながら、演算負荷を軽減可能な電動パワーステアリング制御装置、および方法を提供することにある。

上述の課題を解決するために、本発明は、ステアリングに印加された操舵トルクに基づき電流指令値を演算する電流指令値演算部と、操舵補助トルク発生用のモータに供給されたＰＷＭ駆動電流と前記電流指令値との差分に基づき、演算周期Ｔ１毎に電圧指令値を演算する電圧指令値演算部と、前記電圧指令値と前記演算周期Ｔ１よりも短い演算周期Ｔ２における前記モータの回転角Δθとによって表された電圧指令値偏差を算出し、前記演算周期Ｔ２毎に当該電圧指令値偏差を前記電圧指令値に累積することにより、前記ＰＷＭ駆動電流のデューティ指令値を演算するデューティ指令値演算部とを備える。

また、前記演算周期Ｔ１は前記演算周期Ｔ２の整数倍であることを特徴とする。
さらに、前記デューティ指令値演算部は、前記演算周期Ｔ１毎に各々算出された３相の電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ、Ｖｃと回転角Δθとに基づき、
ΔＶａ＝（（√３）／３）×Δθ×（Ｖｃ−Ｖｂ）、
ΔＶｂ＝（（√３）／３）×Δθ×（Ｖａ−Ｖｃ）、
ΔＶｃ＝（（√３）／３）×Δθ×（Ｖｂ−Ｖａ）、
で表された電圧指令値偏差ΔＶａ、ΔＶｂ、ΔＶｃを、前記演算周期Ｔ２毎に算出する。

本発明によれば、電流指令値演算部はステアリングに印加された操舵トルクに基づき電流指令値を演算し、電圧指令値演算部は操舵補助トルク発生用のモータに供給されたＰＷＭ駆動電流と前記電流指令値との差分に基づき、演算周期Ｔ１毎に電圧指令値を演算する。そして、デューティ指令値演算部は、電圧指令値演算部と、前記電圧指令値と前記演算周期Ｔ１よりも短い演算周期Ｔ２における前記モータの回転角Δθとによって表された電圧指令値偏差を算出し、前記演算周期Ｔ２毎に当該電圧指令値偏差を前記電圧指令値に累積することにより、前記ＰＷＭ駆動電流のデューティ指令値を演算する。

このように、電圧指令値とモータ回転角Δθとに基づき、電圧指令値偏差を算出することができるため、ｓｉｎテーブル等を含む複雑な演算処理を要することなく、波形歪みの少ない電圧指令値を算出することが可能となる。また、演算負荷の大きい電圧指令値演算処理の演算周期Ｔ１をデューティ指令値演算処理の演算周期Ｔ２よりも長くしたとしても、波形歪みの増大を抑えることができる。従って、本発明によれば、演算負荷を軽減しながら、電圧指令値における波形歪みを低減することができ、トルクリップル、振動、または騒音等の問題を回避することが可能となる。

また、演算周期Ｔ１を演算周期Ｔ２の整数倍にすることにより、電圧指令値の波形歪みを抑えながら、演算負荷の大きい電圧指令値演算処理の回数を減らすことができる。
さらに、デューティ指令値演算部は、前記演算周期Ｔ１毎に各々算出された３相の電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ、Ｖｃと回転角Δθとに基づき、ΔＶａ＝（（√３）／３）×Δθ×（Ｖｃ−Ｖｂ）、ΔＶｂ＝（（√３）／３）×Δθ×（Ｖａ−Ｖｃ）、ΔＶｃ＝（（√３）／３）×Δθ×（Ｖｂ−Ｖａ）で表された電圧指令値偏差ΔＶａ、ΔＶｂ、ΔＶｃを、演算周期Ｔ２毎に算出する。上式には、回転角θが含まれていないことから、ｓｉｎテーブルの参照処理が不要であり、演算負荷を軽減することができる。また、演算周期Ｔ１を長くしたとしても、デューティ指令値演算処理を短い演算周期Ｔ２で行うことにより、歪みの少ない制御波形を生成することができる。

以下に、図面を参照しながら本発明の最良の実施の形態を説明する。
図１は、本実施形態に係る電動パワーステアリング装置の概略図である。この電動パワーステアリング装置は、いわゆるピニオンアシストタイプのものであり、ステアリング６１はステアリングシャフト６２、ユニバーサルジョイント６３、６４、シャフト６５を介してラック＆ピニオン６６に連結されている。さらに、ラック＆ピニオン６６には車輪のタイロッド６７が設けられており、ハンドル６１の回転運動はタイロッド６７の軸方向の運動に変換される構造となっている。

シャフト６５にはトルクセンサ４が設けられており、トルクセンサ４はステアリング６１に印加された操舵トルクを検出し、トルク信号を出力可能である。さらに、シャフト６５には減速ギア３１、モータ３が取り付けられており、モータ３の回転トルクが減速ギア３１を介してシャフト６５に伝達される構成となっている。

電動パワーステアリング制御装置（ＥＣＵ）１は上述のようにトルクセンサ４からのトルク信号、車速センサ２からの車速信号に基づき補助操舵トルクを算出し、この算出結果に基づく駆動電流をモータ３に送出するものである。パワーステアリング制御装置１にはイグニッションキー５ａのオン・オフ信号が入力されており、イグニッションキー５ａをオンにすることによりＥＣＵ１は補助操舵トルクのための演算処理を開始する構成となっている。

図２は電動パワーステアリング制御装置１のハードウェア構成を表すブロック図である。電動パワーステアリング制御装置１は、Ａ／Ｄコンバータ１１０，インタフェース１１１，ＣＰＵ１１３，ＲＯＭ１１４，ＲＡＭ１１５、フラッシュROM１１６、ＰＷＭコントローラ１１７，モータ駆動回路１１９、モータ電流検出回路１２０、バス１２１、基準電圧発生回路１３０、定電圧回路１４０等を備えて構成されている。

バス１２１はＡ／Ｄコンバータ１１０、インタフェース１１１、割込コントローラ１１２、ＣＰＵ１１３、ＲＯＭ１１４、ＲＡＭ１１５等の間でデータの送受信を行うためのものである。Ａ／Ｄコンバータ１１０は、トルクセンサ４から出力されたメイントルク信号およびサブトルク信号、モータ電流検出回路１２０からの検出電流、モータ３の端子間電圧を入力し、ディジタル信号に変換するためのものである。定電圧回路１４０はＡ／Ｄコンバータ１１０に一定電圧を与えることにより、Ａ／Ｄ変換後の電圧誤差を低減するために設けられている。

上述のトルクセンサ４は、メイントルク信号、サブトルク信号の２つの出力信号を備え、これらの信号の合計電圧は基準電圧（例えば５Ｖ）であるクロス特性となるように設定されている。すなわち、ステアリングにトルクが印加されない場合には、メイントルク信号およびサブトルク信号はそれぞれトルク中立電圧２．５Ｖとなり、ステアリングに何らかのトルクが印加された場合には、メイントルク信号およびサブトルク信号は中立電圧２．５Ｖを基準として互いに逆方向に変動する。基準電圧発生回路１３０は上述の５Ｖの基準電圧をトルクセンサ１３０に与えるためのものである。

インタフェース１１１は車速センサ２からの車速パルスをカウントしディジタル信号に変換するものである。ＲＯＭ１１４はモータ３の制御プログラム、ＰＷＭの演算プログラム、フェールセーフプログラム等を記憶するためのメモリとして使用され、ＲＡＭ１１５は当該プログラムを動作させるためのワークメモリとして使用される。フラッシュＲＯＭ１１６は、イグニッションキー５ａがオフになった後においてもメモリ内容を保持可能なものである。このフラッシュＲＯＭ１０９は、例えば制御学習結果等を記憶することが可能である。

ＰＷＭコントローラ１１７はモータ３のトルクを表す信号をパルス幅変調されたデューティ指令値Ｗ，Ｖ，Ｕ，Ｗｂ，Ｖｂ，Ｕｂに変換するためのものである。ここで、パルス信号Ｗ，Ｖ，Ｕは正相の三相信号を表し、パルス信号Ｗｂ，Ｖｂ，Ｕｂは逆相の三相信号を表している。

モータ駆動回路１１９は、WVUの三相電流を発生させるためのインバータ回路より構成されており、ＰＷＭコントローラ１１７から与えられた信号に基づき所定のデューティ比の三相電流をモータ３に供給可能である。

モータ電流検出回路１２０は抵抗等の電流−電圧変換素子から構成され、モータ３への駆動電流を検出し、電流に応じた電圧を有する電流検出値を出力するためのものである。電流検出値は図示されていない増幅回路によって増幅された後、Ａ／Ｄコンバータ１１０に入力され、ディジタル信号に変換される。なお、図示されていないが、モータ３には回転角を検出するためのレゾルバが設けられており、レゾルバからの回転角信号はＡ／Ｄコンバータ１１０に入力される構成となっている。また、モータ３にはモータ温度を検出するための温度センサ（未図示）が設けられており、温度センサからの温度信号も同様にＡ／Ｄコンバータ１１０に入力されている。このように、温度センサからの信号を監視することにより、モータ３の加熱を防止することが可能である。

図３に、電動パワーステアリング制御装置１における制御処理のブロック図を示す。この図において、位相補償部３０１、基本アシスト制御部３０２、補償制御部３０３、電流指令値演算部３０４、加算器３１０ａ〜３１０ｃ、ＰＩ制御部３１１ａ〜３１１ｃ、３相−ｄｑ変換部３１２、ｄｑ−３相変換部３１３、開眼各検出部３１６の各機能は、ＣＰＵ１１３のソフトウェア処理によって実現されるものである。また、位相補償部３０１、基本アシスト制御部３０２、補償制御部３０３、電流指令値演算部３０４、加算器３１０ａ〜３１０ｃ、ＰＩ制御部３１１ａ〜３１１ｃ、３相−ｄｑ変換部３１２は周期Ｔ１で実行され、ｄｑ−３相変換部３１３、回転角検出部３１６は周期Ｔ２で実行されるものである。ここで、周期Ｔ２はＴ１よりも短く設定されており、周期Ｔ２をＴ１の整数分の１に設定される。例えば、ディーティ指令値の演算周期Ｔ２を２５μsecとした場合、電流指令値演算周期Ｔ１は４×Ｔ２＝１msecに設定可能である。

位相補償部３０１は入力されたトルク信号に基づき、位相遅れ制御、位相進み制御を組み合わせることによって、制御系の周波数特性を補償し、制御の安定性を確保するためのものである。基本アシスト制御部３０２は、低速域でのハンドル取り回しと高速域でのハンドル安定性とを実現するために、車速毎に独立したアシストトルクマップを設定し、車速に応じたアシストトルクを演算している。

補償制御部３０３は、モータ３の慣性モーメントに起因する操舵感を補償するためのものであり、トルク信号の微分値と車速信号とに基づき、高速域での操舵感を改善することが可能である。また、補償制御部３０３は、収れん性処理、慣性補償処理、ＳＡＴ（セルフアライニングトルク）推定処理を実行可能である。収れん性処理はモータの角速度に基づき、制御の収れん性を改善させるための補償値を算出する処理である。また、慣性補償処理はトルク信号の微分値と車速信号とに基づき、高速走行時における操舵フィーリングを改善させるためのものである。すなわち、モータは大きな慣性モーメントを持っているため、高速走行時における操舵フィーリングが慣性感を持ったものとなってしまうことから、慣性補償処理によって慣性感を打ち消す処理を行っている。

また、補償制御部３０３は、ハンドル戻り補償のためのセルフアライニングトルクを算出することも可能である。一般に、電動パワーステアリング装置においては、減速ギア３１等の影響によりセルフアライニングトルクが弱くなり易く、このためにハンドル６１が中立位置に戻り難くなってしまう。そこで、セルフアライニングトルクの作用によってモータ３が回転させられる際のモータ角速度、角加速度、トルク信号に基づき、ハンドルを中立位置に復元させるための補償電流値を算出することにより、ハンドル戻り補償を行うことができる。

電流指令値演算部３０４は、基本アシスト制御部３０２、補償制御部３０３からの信号に基づき、モータ３に対する電流指令値を算出する。電流指令値は３相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）で表されており、各々の電流指令値は加算器３１０ａ〜３１０ｃに入力されている。加算器３１０ａ〜３１１ｃは、電流指令値と、電流検出回路１２０ａ〜１２０ｃによって検出された電流値との差分を表す差分電流値を算出する機能を有している。

ＰＩ制御部３１１ａ〜３１１ｃは、算出された差分電流値に基づき、比例制御、積分制御を組み合わせた制御を行うことにより、電圧指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを算出する。３相−ｄｑ変換部３１２は、回転角θに基づき、３相の電圧指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを２相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに変換する機能を有している。電圧指令値Ｖｄはｄ軸誘導モータの界磁電流の座標軸に対応しており、電圧指令値Ｖｑは励磁電流の座標軸に対応している。

さらに、ｄｑ−３相変換部３１３は、回転角θ、Δθに基づき、電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを再び、三相の電圧指令値Ｖａ’、Ｖｂ’、Ｖｃ’に変換し、これらの信号をＰＷＭコントローラ１１７に出力するためのものである。これにより、パルス幅変調された３相のモータ駆動電流がモータ３に供給される構成となっている。レゾルバ３１５は、モータ３の軸角度を表す信号を出力するためのものであり、回転角検出部３１６は入力された信号に基づきモータの回転角θ、およびΔθを算出し、これらの信号を３相−ｄｑ変換部３１２、ｄｑ−３相変換部３１３に出力するよう構成されている。

続いて、本実施形態に係る電動パワーステアリング制御装置における信号処理の概要を説明する。先ず、電圧指令値を３相−ｄｑ変換、およびｄｑ−３相変換する処理は各々、次式で与えられる。

ここで、ｄｑ軸における電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑは十分に短い時間（例えば、演算周期Ｔ２）においては一定であるとみなすことができる。また、デューティ演算周期Ｔ２におけるモータ回転角をΔθ＝ωＴ２とおくと、演算周期Ｔ２が十分に小さいことから、ｃｏｓΔθ≒１，ｓｉｎΔθ≒Δθであると近似できる。

すなわち、ｄｑ−３相変換部３１３における電圧指令値Ｖａ’，Ｖｂ’，Ｖｃ’は次式のように三角関数を含まない演算式に簡略化できる。

このように、デューティ指令値演算周期Ｔ２毎に、偏差（√３／３）・Δθ（Ｖｃ−Ｖｂ）を演算し、この偏差を電圧指令値に加算するだけで、歪みの少ない電圧指令値を生成することができる。生成された波形の一例を図４に示す。この図において、電流制御演算周期Ｔ１はデューティ指令値演算周期Ｔ２の４倍に設定されており、算出された偏差を周期Ｔ２毎に加算することにより、歪みの少ない制御電圧波形を生成できることが確認できる。

すなわち、本実施形態によれば、上述の処理は偏差の加算のみで実現できるため、ｓｉｎテーブルの参照、シフト演算等の複雑な演算を必要としない。このため、ＣＰＵに対する演算負荷を軽減させながら、歪みの少ない制御電圧波形を生成することが可能となる。また、演算負荷の大きい電流制御演算周期Ｔ１を長く設定したとしても、波形の歪みを抑えることができるため、演算負荷を軽減することができる。

続いて、本実施形態に係る電動パワーステアリング制御装置の動作を図５のフローチャートを参照しながら説明する。先ず、イグニッションスイッチ５ａがオンになると、ＣＰＵ１１３は、自己診断処理、タイマーのリセット等の初期設定を行う（ステップＳ５１）。続いて、ＣＰＵ１１３はタイマーをスタートさせ（ステップＳ５２）、タイマーが周期Ｔ１だけ経過したか否かを判断する（ステップＳ５３）。タイマーが周期Ｔ１だけ経過すると（ステップＳ５２でＹＥＳ）には、ＣＰＵ１１３はＡ／Ｄ変換されたトルク信号等に基づき（ステップＳ５４）、電流指令値を算出する（ステップＳ５５）。さらに、ＣＰＵ１１３は電流指令値と電流検出値との差分に基づき電圧指令値Ｖａ、Ｖｂ，Ｖｃを算出する（ステップＳ５６）。

次に、カウンタータイマが周期Ｔ２だけ経過すると（ステップＳ５７でＹＥＳ）、ＣＰＵ１１３はステップＳ５６で算出された電圧指令値Ｖａ、Ｖｂ，Ｖｃに基づき、電圧指令値偏差ΔＶａ、ΔＶｂ，ΔＶｃを算出する（ステップＳ５８）。電圧指令値偏差ΔＶａ、ΔＶｂ，ΔＶｃは次式に従い、算出される。
ΔＶａ＝（（√３）／３）×Δθ×（Ｖｃ−Ｖｂ）、
ΔＶｂ＝（（√３）／３）×Δθ×（Ｖａ−Ｖｃ）、
ΔＶｃ＝（（√３）／３）×Δθ×（Ｖｂ−Ｖａ）、

この式において、Δθ＝ω×Ｔ２によって算出でき、簡単な演算によって電圧指令値偏差ΔＶａ、ΔＶｂ，ΔＶｃを算出できることが理解される。続いて、ＣＰＵ１１３は電圧指令値偏差ΔＶａ、ΔＶｂ，ΔＶｃを現時点における電圧指令値Ｖａ、Ｖｂ，Ｖｃに加算し、新たな電圧指令値Ｖａ’、Ｖｂ’，Ｖｃ’を算出する（ステップＳ５９）。ＰＷＭコントローラ１１７は新たな電圧指令値Ｖａ’、Ｖｂ’，Ｖｃ’に基づき、３相の駆動電流をモータ３に出力することにより、補助トルクがステアリングに印加される（ステップＳ５９）。

同様にして、イグニッションスイッチがオフになるまで（ステップＳ６０でＹＥＳ）、上述の処理が繰り返し実行される。すなわち、カウンタタイマーが次の周期Ｔ２だけ経過した場合（ステップＳ５７でＹＥＳ）には、ＣＰＵ１１３は電圧指令値偏差ΔＶａ、ΔＶｂ，ΔＶｃを算出し（ステップＳ５８）、これらの電圧指令値偏差ΔＶａ、ΔＶｂ，ΔＶｃを前回算出された電圧指令値Ｖａ’、Ｖｂ’，Ｖｃ’に加算する（ステップＳ５９）。電圧指令値Ｖａ’、Ｖｂ’，Ｖｃ’に基づきデューティ値が決定され（ステップＳ６０）、ＰＷＭコントローラ１１７から３相の駆動電流がモータ３に供給される。

演算周期Ｔ１が演算周期Ｔ２の４倍に設定されている場合には、１回の電流指令値演算処理（ステップＳ５３〜Ｓ５６）につき、デューティ指令値の演算処理（ステップＳ５７〜Ｓ５９）が４回繰り返される。本実施形態によれば、図４に示されたように、電流指令値演算周期Ｔ１を長く設定したとしても、電流指令値演算処理を周期Ｔ２毎に実行したのと同等の精度の波形を生成することができる。
なお、上述の実施形態においては、３相の電流制御の構成を示したが、ｄｑ相の電流制御の構成においても本発明を適用可能であることは言うまでもない。

本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の概略図である。 本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング制御装置のブロック図である。 本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング制御装置の機能ブロック図である。 本発明の実施形態に係る電圧指令値の一例を表すグラフである。 本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング制御装置の動作を表すフローチャートである。 本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング制御装置の動作を表すフローチャートである。 従来のパワーステアリング制御装置を説明するための図である。

符号の説明

１ ＥＣＵ
３ モータ
４ トルクセンサ
３０ トルク演算処理
３１ モータ制御処理
３２ 補償制御処理
３３ センサ処理
１１３ ＣＰＵ

Claims (4)

1. ステアリングに印加された操舵トルクに基づき電流指令値を演算する電流指令値演算部と、
   操舵補助トルク発生用のモータに供給されたＰＷＭ駆動電流と前記電流指令値との差分に基づき、演算周期Ｔ１毎に電圧指令値を演算する電圧指令値演算部と、
   前記電圧指令値と前記演算周期Ｔ１よりも短い演算周期Ｔ２における前記モータの回転角Δθとによって表された電圧指令値偏差を算出し、前記演算周期Ｔ２毎に当該電圧指令値偏差を前記電圧指令値に累積することにより、前記ＰＷＭ駆動電流のデューティ指令値を演算するデューティ指令値演算部とを備えた電動パワーステアリング制御装置。
2. 前記演算周期Ｔ１は前記演算周期Ｔ２の整数倍であることを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング制御装置。
3. 前記デューティ指令値演算部は、前記演算周期Ｔ１毎に各々算出された３相の電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ、Ｖｃと回転角Δθとに基づき、
   ΔＶａ＝（（√３）／３）×Δθ×（Ｖｃ−Ｖｂ）、
   ΔＶｂ＝（（√３）／３）×Δθ×（Ｖａ−Ｖｃ）、
   ΔＶｃ＝（（√３）／３）×Δθ×（Ｖｂ−Ｖａ）、
   で表された電圧指令値偏差ΔＶａ、ΔＶｂ、ΔＶｃを、前記演算周期Ｔ２毎に算出することを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング制御装置。
4. ステアリングに印加された操舵トルクに基づき電流指令値を演算するステップと、
   操舵補助トルク発生用のモータに供給されたＰＷＭ駆動電流と前記電流指令値との差分に基づき、演算周期Ｔ１毎に電圧指令値を演算するステップと、
   前記電圧指令値と前記演算周期Ｔ１よりも短い演算周期Ｔ２における前記モータの回転角Δθとによって表された電圧指令値偏差を算出し、前記演算周期Ｔ２毎に当該電圧指令値偏差を前記電圧指令値に累積することにより、前記ＰＷＭ駆動電流のデューティ指令値を演算するステップとを備えた電動パワーステアリング制御方法。
   

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