JP5929521B2 - モータ制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、制御演算によりモータの電流を制御するための各相Duty指令値を算出し、各相Duty指令値に応じたＰＷＭ（パルス幅変調）信号を形成し、ＰＷＭ制御によるインバータからモータに指令電流（電圧）を与えて駆動するモータ制御装置に関すると共に、そのモータ制御装置を用いて、車両の操舵系にモータによるアシスト力を付与するようにした電動パワーステアリング装置に関する。特に、インバータの電源入力側又は電源出力側（接地側）に単一の電流検出回路（１シャント式電流検出回路）を配設してＰＷＭ制御すると共に、各相ＰＷＭ信号をキャリア周期に対応させてシフトして固定し、１相又は２相同時にＰＷＭ信号がＯＮとなる電流検出タイミングをキャリア周期の固定位置に発生させ、その電流検出タイミングでモータ電流を検出して処理することでコンパクト化、軽量化及びコストダウンを図ったモータ制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置に関する。

車両のステアリング機構にモータの回転力で操舵補助力（アシスト力）を付与する電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力を付与するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）は、操舵補助力のトルクを正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、操舵補助指令値（電流指令値）とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ制御のDutyの調整で行っている。

電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１に示して説明すると、操向ハンドル１のコラム軸（ステアリングシャフト）２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ，６ｂを経て、更にハブユニット７ａ，７ｂを介して操向車輪８Ｌ，８Ｒに連結されている。また、コラム軸２には、操向ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ１０が設けられており、操向ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介してコラム軸２に連結されている。電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）１００には、バッテリ１３から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー信号が入力される。コントロールユニット１００は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｒと車速センサ１２で検出された車速Ｖｅｌとに基づいてアシスト（操舵補助）指令の電流指令値の演算を行い、電流指令値に補償等を施した電圧制御値Ｅによってモータ２０に供給する電流を制御する。なお、車速ＶｅｌはＣＡＮ（Controller Area Network）等から受信することも可能である。

コントロールユニット１００は主としてＣＰＵ（又はＭＰＵやＭＣＵ）で構成されるが、そのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと、図２のようになっている。

図２を参照してコントロールユニット１００の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｒ及び車速センサ１２からの車速Ｖｅｌは操舵補助指令値演算部１０１に入力され、アシストマップを用いて操舵補助指令値Ｉｒｅｆが演算される。演算された操舵補助指令値Ｉｒｅｆは過熱保護条件等に基づいて最大出力制限部１０２で出力を制限され、最大出力を制限された電流指令値Ｉは減算部１０３に入力される。

減算部１０３は、電流指令値Ｉとフィードバックされているモータ２０のモータ電流Ｉｍとの偏差Ｉｒｅｆ４（＝Ｉ−Ｉｍ）を求め、偏差Ｉｒｅｆ４はＰＩ（比例・積分）等の電流制御部１０４で制御され、制御された電圧制御値ＥはＰＷＭ制御部１０５に入力されてDuty指令値を演算され、Duty指令値を演算されたＰＷＭ信号ＰＳによってインバータ１０６を介してモータ２０を駆動する。モータ２０のモータ電流Ｉｍはインバータ１０６内の電流検出回路１２０で検出され、モータ電流Ｉｍが減算部１０３に入力されてフィードバックされる。モータ２０をｄ−ｑ軸でベクトル制御する場合には、回転センサとしてレゾルバ２１が連結されると共に、回転角度θから角速度ωを演算する角速度演算部２２が設けられている。

電圧制御値Ｅでモータ電流Ｉｍを制御し、モータ２０を駆動するインバータ１０６には、半導体スイッチング素子（ＦＥＴ）とモータ２０とをブリッジ接続したブリッジ回路を使用し、電圧制御値Ｅに基づいて決定されたＰＷＭ信号のDuty指令値により半導体スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御してモータ電流Ｉｍを制御する。

モータ２０が３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）ブラシレスＤＣモータの場合、ＰＷＭ制御部１０５及びインバータ１０６の詳細は例えば図３に示すような構成となっている。即ち、ＰＷＭ制御部１０５は、各相キャリア信号を入力すると共に、電圧制御値Ｅを所定式に従って３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）分のＰＷＭ-Duty指令値Ｄ１〜Ｄ６を演算するDuty演算部１０５Ａと、ＰＷＭ-Duty指令値Ｄ１〜Ｄ６でＦＥＴ１〜ＦＥＴ６の各ゲートを駆動してＯＮ／ＯＦＦするゲート駆動部１０５Ｂとで構成されており、インバータ１０６は、Ｕ相の上段ＦＥＴ１及び下段ＦＥＴ４で成る上下アームと、Ｖ相の上段ＦＥＴ２及び下段ＦＥＴ５で成る上下アームと、Ｗ相の上段ＦＥＴ３及び下段ＦＥＴ６で成る上下アームとで成る３相ブリッジで構成されており、ＰＷＭ-Duty指令値Ｄ１〜Ｄ６でＯＮ／ＯＦＦされることによってモータ２０を駆動する。また、インバータ１０６には、電源リレー１４を経てバッテリ１３から電力が供給されている。

このような構成において、インバータ１０６の駆動電流ないしはモータ２０のモータ電流を計測する必要があるが、コントロールユニット１００のコンパクト化、軽量化、コストダウンの要求項目の１つとして、電流検出回路１２０の単一化がある。電流検出回路の単一化として１シャント式電流検出回路が知られており、１シャント式の電流検出回路１２０の構成は例えば図４に示すようになっている（例えば特開２００９−１３１０６４号公報）。即ち、ＦＥＴブリッジの底部アームと接地（ＧＮＤ）との間に１つのシャント抵抗Ｒ１が接続されており、ＦＥＴブリッジに電流が流れたときのシャント抵抗Ｒ１による降下電圧を演算増幅器（差動増幅回路）１２１及び抵抗Ｒ２〜Ｒ４で電流値Ｉｍａに換算し、更に抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ１で成るフィルタを経てＡ／Ｄ変換部１２２で所定のタイミングにＡ／Ｄ変換し、ディジタル値の電流値Ｉｍを出力するようになっている。なお、演算増幅器１２１の正端子入力には、抵抗Ｒ５を経て基準電圧となる２．５Ｖが接続されている。

図５はバッテリ１３、インバータ１０６、電流検出回路１２０及びモータ２０の結線図を示すと共に、Ｕ相の上段ＦＥＴ１がＯＮ（下段ＦＥＴ４はＯＦＦ）、Ｖ相の上段ＦＥＴ２がＯＦＦ（下段ＦＥＴ５はＯＮ）、Ｗ相の上段ＦＥＴ３がＯＦＦ（下段ＦＥＴ６はＯＮ）の状態時の電流経路（破線）を示している。また、図６は、Ｕ相の上段ＦＥＴ１がＯＮ（下段ＦＥＴ４はＯＦＦ）、Ｖ相の上段ＦＥＴ２がＯＮ（下段ＦＥＴ５はＯＦＦ）、Ｗ相の上段ＦＥＴ３がＯＦＦ（下段ＦＥＴ６はＯＮ）の状態時の電流経路（破線）を示している。これら図５及び図６の電流経路から分かるように、上段ＦＥＴがＯＮしている相の合計値が電流検出回路１２０に検出電流として現れる。即ち、図５ではＵ相電流を検出することができ、図６ではＵ相及びＶ相電流を検出することができる。これは、電流検出回路１２０がインバータ１０６の上段アームと電源（バッテリ１３）との間に接続されている場合も同様である。なお、図５及び図６では、レゾルバ２１の連結及び電源リレー１４を省略している。

以上のことより、１相ＯＮ状態のとき、及び２相ＯＮ状態のときに電流検出回路１２０で電流を検出し、３相の電流和が０である特性を利用すると、３相の各相電流の検出が可能となる。図５の場合にはＵ相の電流Ｉ_Ｕを検出することになり、図６の場合にはＵ相の電流Ｉ_ＵとＶ相の電流Ｉ_Ｖの合計値が電流検出器１２０で検出されるが、３相の場合にはＩ_Ｕ＋Ｉ_Ｖ＋Ｉ_Ｗ＝０の関係がるので、Ｗ相の電流Ｉ_ＷがＩ_Ｗ＝−（Ｉ_Ｕ＋Ｉ_Ｖ）として検出されることになる。

しかしながら、図４に示すような単一の電流検出回路１２０で構成されたインバータ１０６では、各ＦＥＴのＯＮ直後に電流検出回路１２０に電流が流れることにより発生するリギングノイズ等のノイズ成分の影響を除去して、正確な電流を検出する必要がある。また、１つの相と他の相との間で、ＦＥＴがＯＮ／ＯＦＦするタイミングの間隔が非常に短くなる場合には、電流検出に必要な電流がＦＥＴに流れないことや、デッドタイム（不感帯）の存在、さらには回路の応答遅延等に起因して、正確な電流測定ができなくなる。電流検出回路にＡ／Ｄ変換部を使用する場合、Ａ／Ｄ変換動作が正常に行われるためには、同じ大きさの信号が一定期間（例えば２μｓ以上）連続して入力されなければならない。安定した信号が連続して入力されないと、Ａ／Ｄ変換部は正確な電流値を検出することができないためである。

そのため、１相ＯＮの状態及び２相ＯＮの状態を、電流検出に必要な時間だけ継続する必要がある。しかしながら、各相Duty指令値が近似している場合は、その時間を確保することができない問題がある。

かかる問題を解決するものとして、特表２００５−５３１２７０号公報（特許文献１）に開示されたモータ駆動装置及び特開２００３−１８９６７０号公報（特許文献２）に開示された電動機駆動装置が提案されている。特許文献１の装置では、電流検出必要時間だけ１相ＯＮ状態及び２相ＯＮ状態となるようなＰＷＭパターン（ＰＷＭ信号）を各相Duty指令値の大小関係と空間ベクトル手法により決定し、決定したＰＷＭパターンを出力するようにしている。また、特許文献２の装置では、１相ＯＮ状態及び２相ＯＮ状態となる時間を、電流検出必要時間分だけ確保できるようにDuty指令値を補正し、次キャリア周期で補正による増減分を調整し、平均値が元のDuty指令値と同値となるようにしている。

特表２００５−５３１２７０号公報 特開２００３−１８９６７０号公報 特開２０１０−２７９１４１号公報

しかしながら、特許文献１に開示された装置では、空間ベクトル手法によるＰＷＭパターンを実際に出力するには、ＰＷＭ周期の任意の位置でＰＷＭ信号のＯＮ／ＯＦＦを設定できる空間ベクトル対応のＣＰＵを用いる必要があり、キャリア信号を用いた一般的なＰＷＭタイマーを用いることができず、更に電流検出タイミングを可変とする必要があるため、電流検出が容易ではないという問題がある。また、特許文献２に開示された装置では、Duty指令値を変更し、変更した分は次キャリア周期で補正するようになっているため、２ＰＷＭ周期内でのDuty変更によりモータ電流が振動を起こし、結果的にトルクリップル性能や作動音性能の悪化を招く可能性が高く、しかも電流検出タイミングが可変でなくてはならず、電流検出が容易ではないという問題がある。

更に、特開２０１０−２７９１４１号公報（特許文献３）に開示された電動機制御装置では、最大Duty、中間Duty及び最小Dutyの判定を行い、シフトされたキャリア周期に対して逐次並び替えを行う手法を用いている。そのため、実際には最大Duty、中間Duty及び最小Dutyの判定、シフトされたキャリア周期への割り当てまでの過程で演算処理が意外に多い。具体的には、最大Duty、中間Duty及び最小Dutyの判定後のDutyを、シフトされたキャリア周期へ直接反映すると、各相に対しての出力タイミング及びDutyの急変（極端な配置転換）が発生してしまうため、電流のハンチング現象が発生してしまい、円滑なモータ電流制御を行うことができない。このため、特許文献３に記載の装置では、最大Duty、中間Duty及び最小Dutyの判定後のDutyを、シフトされたキャリア周期へ反映するまでの間に、Duty設定の急変をなくすべく、目的のDutyへ徐々に変化させることになるので、高速かつ緻密な演算が繰り返し行われ、ＣＰＵの処理能力を大量に消費してしまうという問題がある。

本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、１シャント式電流検出回路を用いたモータ制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置の従来の問題点を解決すること、つまり１相又は２相同時にＰＷＭ信号がＯＮとなる電流検出タイミングをＰＷＭ周期の固定位置に発生させることにより、ソフトウェア制御を高周期に頻繁（例えば50μs毎）に行う必要がないようにして、コンパクト化、軽量化及びコストダウンを図ると共に、ＣＰＵの処理能力の低減化を図った上で電流検出可能となるDuty範囲を最大限としたモータ制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置を提供することにある。

本発明は、制御演算によりモータの電流を制御するための各相Duty指令値を算出し、前記各相Duty指令値に応じたＰＷＭ信号を形成し、前記ＰＷＭ信号に基づいてインバータにより前記モータを駆動するモータ制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記インバータの電源側若しくは接地側に、Ａ／Ｄ変換部を有する１シャント式電流検出回路が接続されており、前記各相Duty指令値に応じたＰＷＭ信号をキャリア周期の所定位置に固定すると共に、前記ＰＷＭ信号を所定方向にシフトする機能を有し、前記モータの各相電流を検出してＡ／Ｄ変換する電流検出タイミングを前記所定位置に対応させた３点に固定することにより達成され、前記電流検出タイミングを、前記キャリア周期の最前から後方に所定時間オフセットされた位置と、前記キャリア周期の中央と、前記キャリア周期の最後から前方に所定時間オフセットされた位置とに固定することにより、或いは前記所定時間が前記インバータのデッドタイムの０〜４倍であることにより、より効果的に達成される。

また、本発明は、制御演算によりモータの電流を制御するための各相Duty指令値を算出し、前記各相Duty指令値に応じたＰＷＭ信号を形成し、前記ＰＷＭ信号に基づいてインバータにより前記モータを駆動するモータ制御装置に関し、 本発明の上記目的は、前記モータの各相電流を検出するために前記インバータの電源側若しくは接地側に接続された、Ａ／Ｄ変換部を有する１シャント式電流検出回路と、前記各相Duty指令値に応じたＰＷＭ信号をキャリア周期の所定位置に固定して前記ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ出力位置変更部と、前記ＰＷＭ信号を所定方向にシフトするDutyシフト部と、前記モータの各相電流を検出してＡ／Ｄ変換する電流検出タイミングを前記所定位置に対応させた３点に固定する電流検出タイミング決定部と、前記電流検出タイミングで検出された電流検出値を前記シフトされたＰＷＭ信号に応じて処理する電流検出処理部とを備え、前記電流検出処理部の出力により前記各相電流を検出することにより達成され、前記モータが３相モータであり、前記所定位置が前記キャリア周期の最前、中央及び最後であり、前記所定方向が、前記最前から後方、前記中央から前後、前記最後から前方であることにより、或いは前記電流検出タイミングを、前記キャリア周期の最前から後方に所定時間オフセットされた位置と、前記キャリア周期の中央と、前記キャリア周期の最後から前方に所定時間オフセットされた位置とに固定するようになっていることにより、或いは前記電流検出処理部が、前記各相について順次、前記電流検出タイミングと前記Duty指令値との電流検出可能パターンに基づいて電流検出処理を行うことにより、より効果的に達成される。

上記各モータ制御装置を搭載することにより、上記目的の電動パワーステアリング装置を達成できる。

本発明によれば、各相Duty指令値の配置をキャリア周期に対して固定すると共に、Ａ／Ｄ変換を固定のタイミング位置で行い、それらの細かな演算を全て排するようにしているので、ＣＰＵの処理能力の低減化が可能となり、コストダウンを図ることができる。即ち、本発明では、Ａ／Ｄ変換のタイミング位置を前提に電流検出ポイントを各相についてキャリア周期の最前及び最後から所定オフセット時間と、キャリア周期の中央とに固定し、固定された電流検出ポイントを基準としてDuty指令値の配置を、キャリア周期の最前、中央及び最後の３箇所で行うようにしているので、電流検出対象外の相のDuty指令値が基本的に干渉する頻度を低減させることができると共に、Ａ／Ｄ変換が有効となる領域を増大させ、ＣＰＵの演算処理能力を軽減することができる。例えば、電流制御１周期が250μs、ＰＷＭキャリア周期が50μsの場合、250μsに１度、決められた相に、決められた位相にそのままDuty指令値を出力すればよいだけで、次のＰＷＭ出力と電流検出のための準備を行う必要がない。

また、３点固定の電流検出タイミングでＡ／Ｄ変換を行うようにしているので、電流検出精度を高めると共に、電流検出値の妥当性を確認できる効果がある。更に、電流に依存してノイズが発生するが、パターン化できるのでノイズ低減への対処も行い易いという利点がある。

電動パワーステアリング装置の概要を示す構成図である。 コントロールユニットの一般的な構成例を示すブロック図である。 ＰＷＭ制御部及びインバータの構成例を示す結線図である。 １シャント式電流検出回路の構成例を示す結線図である。 １シャント式電流検出回路を備えたインバータの電流検出動作例を示す電流経路図である。 １シャント式電流検出回路を備えたインバータの電流検出動作例を示す電流経路図である。 本発明の原理を説明するための特性図である。 Duty指令値の配置と電流検出タイミングの一例を示す特性図である。 本発明の構成例を示すブロック図である。 本発明の動作例を示すフローチャートである。 各相Duty指令値と電流検出タイミングの他の例を示す特性図である。 各相Duty指令値と電流検出タイミングの他の例を示す特性図である。 各相Duty指令値と電流検出タイミングの他の例を示す特性図である。 各相Duty指令値と電流検出タイミングの他の例を示す特性図である。 各相Duty指令値と電流検出タイミングの他の例を示す特性図である。 電流検出タイミングの時差吸収を説明するための図である。

本発明は、例えば３相ブラシレスＤＣモータの電流を制御するための各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）Duty指令値を演算し、演算された各相Duty指令値に応じたＰＷＭ信号を形成し、各相ＰＷＭ信号をキャリア周期の所定位置（最前、中央、最後）に固定すると共に、所定方向（最前から前方、中央から前後、最後から後方）にシフトさせ、１相又は２相同時にＰＷＭ信号がＯＮとなる電流検出タイミングをキャリア周期の固定位置に発生させることにより、電流検出を確実に行うことができ、しかもコンパクト化、軽量化及びコストダウンを図ったモータ制御装置であり、そのモータ制御装置を用いて、車両の操舵系にモータによるアシスト力を付与するようにした電動パワーステアリング装置である。
本発明のモータ制御装置では、インバータと電源との間若しくはインバータと接地（ＧＮＤ）との間に単一の電流検出回路（１シャント式電流検出回路）が設けられ、その検出電流値をディジタル化して処理するＡ／Ｄ変換部が設けられている。そして、１シャント式電流検出回路による電流検出のタイミングをキャリア信号のキャリア周期に対して３箇所に固定（最前から前方に所定時間オフセット、中央、最後から後方に所定時間オフセット）すると共に、その電流検出タイミングはＡ／Ｄ変換部のＡ／Ｄ変換タイミングとインバータのデッドタイムを考慮して決定する。

図７は本発明の原理を示しており、図７（Ａ）はキャリア周期ＴＣ（例えば５０μｓ）の鋸歯状波で成るキャリア信号を示しており、図７（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）はそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相のDuty指令値出力を示している。そして、Ｕ相については例えば図７（Ｂ）に示すように、Ｕ相Duty指令値Ｄｕがキャリア周期ＴＣの最前（開始位置）から前方に向けてシフトするように設定され、Ｖ相については例えば図７（Ｃ）に示すように、Ｖ相Duty指令値Ｄｖがキャリア周期ＴＣの中央から前方及び後方に均等にシフトするように設定され、Ｗ相については例えば図７（Ｄ）に示すように、Ｗ相Duty指令値Ｄｗがキャリア周期ＴＣの最後（終点位置）から後方に向けてシフトするように設定されている。Ｕ相Duty指令値Ｄｕの位相シフトは、キャリア周期ＴＣの最前からDuty幅に合わせて広げていくことによって行い、Ｖ相Duty指令値の位相シフトは、キャリア周期ＴＣの中央（１／２位置）からDuty幅に合わせて両側に均等に広げていくことによって行い、Ｗ相Duty指令値の位相シフトは、キャリア周期ＴＣの最後からDuty幅に合わせて後方向に広げていくことによって行う。この設定の場合、同一キャリア周期ＴＣ内において、Ｕ相Duty指令値Ｄｕは、Ｖ相Duty指令値Ｄｖ及びＷ相Duty指令値Ｄｗよりも前に出力され、Ｖ相Duty指令値Ｄｖは、Ｕ相Duty指令値よりも後でＷ相Duty指令値Ｄｗよりも前に出力され、Ｗ相Duty指令値Ｄｗは、Ｕ相Duty指令値Ｄｕ及びＶ相Duty指令値Ｄｖよりも後に出力され、この関係はシステムで一度設定すると、最後までDuty指令値の位置関係は変わらない。そして、キャリア周期ＴＣにおけるDuty指令値の総和関係は、下記数１となっている。
（数１）
Ｄｕ＋Ｄｖ＋Ｄｗ＝１５０％
また、ＣｕはＵ相をメインとする電流の検出ポイント（Ａ／Ｄ変換ポイント）を示しており、ＣｖはＶ相をメインとする電流の検出ポイント（Ａ／Ｄ変換ポイント）を示しており、ＣｗはＷ相をメインとする電流の検出ポイント（Ａ／Ｄ変換ポイント）を示している。そして、１相又は２相同時にＰＷＭ信号がＯＮとなる位置に電流検出ポイントを設定すると共に、Ｕ相電流検出ポイントＣｕは、キャリア周期ＴＣの最前からＡ／Ｄ変換タイミングまでのオフセットとなっており、Ｗ相電流検出ポイントＣｗは、キャリア周期ＴＣの最後からＡ／Ｄ変換タイミングまでのオフセットとなっている。Ｖ相電流検出タイミングＣｖは、キャリア周期ＴＣの中央に設定されている。

なお、キャリア周期の最前、中央及び最後の割り当ては、Ｕ〜Ｗ相について任意であり、例えばＶ相をキャリア周期の最前としても良い。

また、図７（Ｂ）に示すようにＵ相のモータ電流Ｉｕを検出するため、キャリア周期ＴＣの最前よりオフセット時間Ｔｕだけ後方にシフトした固定の電流検出タイミングＣｕで電流検出及びＡ／Ｄ変換を行うが、オフセット時間Ｔｕは、電流の立ち遅れやＡ／Ｄ変換時間を考慮して、ＰＷＭ信号のデッドタイム（通常約２μｓ）の０倍〜４倍（約０〜８μｓ）で固定する。図７（Ｃ）に示すようにＶ相のモータ電流Ｉｖを検出するため、キャリア周期ＴＣの中央に固定した電流検出タイミングＣｖで電流検出及びＡ／Ｄ変換を行う。図７（Ｄ）に示すようにＷ相のモータ電流Ｉｗを検出するため、キャリア周期ＴＣの最後よりオフセット時間Ｔｗだけ前方にシフトした固定の電流検出タイミングＣｗで電流検出及びＡ／Ｄ変換を行うが、オフセット時間Ｔｗは、電流の立ち遅れやＡ／Ｄ変換時間を考慮して、ＰＷＭ信号のデッドタイム（通常約２μｓ）の０倍〜４倍（約０〜８μｓ）で固定する。

図８は各相Duty指令値が均等の幅で、各相電流検出位置Ｃｕ，Ｃｖ，ＣｗでDuty指令値が重なっていない場合におけるモータ電流検出のタイミング例を示している。即ち、Ｕ相モータ電流Ｉｕは、キャリア周期ＴＣの最前からオフセット時間Ｔｕだけ前方に位相シフトした電流検出タイミングＣｕでＡ／Ｄ変換して電流検出し、Ｖ相電流Ｉｖは、キャリア周期ＴＣの中央の電流検出タイミングＣｖでＡ／Ｄ変換して電流検出し、Ｗ相電流Ｉｗは、キャリア周期ＴＣの最後からオフセット時間Ｔｗだけ後方に位相シフトした電流検出タイミングＣｗでＡ／Ｄ変換して電流検出する。なお、例えばＵ相及びＷ相の２相のモータ電流を検出し、Ｖ相電流Ｉｖは、Ｉｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ）で求めるようにしても良い。

次に、本発明の具体的な実施形態を図面を参照して説明する。

図９は本発明に係るモータ制御装置の全体構成例を示すブロック図であり、モータ制御装置全体の制御や演算処理を行うＣＰＵ１１０を具備している。ＣＰＵ１１０には、電圧制御値Ｅを入力して各相Duty指令値を演算するDuty演算部１０５Ａと、キャリア信号（キャリア周期ＴＣ）を入力するキャリア信号入力部１１４と、ＰＷＭ信号の各相Duty指令値をキャリア周期ＴＣの所定位置に固定するＰＷＭ出力位置変更部１１１と、固定された各相Duty指令値を所定方向にシフトするDutyシフト部１１２と、電流検出ポイントＣｕ及び各相Duty指令値の関係に基づいて電流検出処理＃１を行う電流検出処理部１１３−１と、電流検出ポイントＣｖ及び各相Duty指令値の関係に基づいて電流検出処理＃２を行う電流検出処理部１１３−２と、電流検出ポイントＣｗ及び各相Duty指令値の関係に基づいて電流検出処理＃３を行う電流検出処理部１１３−３と、上記電流検出処理＃１〜＃３でいずれかの相の電流が検出できなかった場合の電流検出処理＃４を行う電流検出処理部１１３−４とが接続されている。

ＣＰＵ１１０には更に、電流検出必要Duty量（τ％）をパラメータとして設定する電流検出必要Duty量設定部１１５と、演算された各相Duty指令値に基づき、各相ＰＷＭ信号を出力してゲート駆動部１０５Ｂに与えるＰＷＭ信号出力部１１６と、１シャント式電流検出回路１２０で検出され、Ａ／Ｄ変換されたディジタル値のモータ電流Ｉｍ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を入力する電流入力部１１７と、キャリア周期の最前からの所定時間オフセット、中央及びキャリア周期の最後からの所定時間オフセットで電流検出タイミング（Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗ）を決定する電流検出タイミング決定部１１８とが接続されている。

図１０は本発明の動作例を示しており、電流検出必要Duty量設定部１１５で電流検出に必要なDuty量を設定し（ステップＳ１）、設定された必要Duty量を考慮して、Duty演算部１０５Ａは電圧制御値Ｅに基づいてＵ相Duty指令値、Ｖ相Duty指令値及びＷ相Duty指令値を演算し（ステップＳ２）、各相ＰＷＭ信号を生成する（ステップＳ３）。そして、電流検出タイミング決定部１１８は、上述のオフセットに基づいてオフセット時間Ｔｕ及びＴｗを決定して電流検出ポイントＣｕ及びＣｗを設定し、Ｖ相についてはキャリア周期ＴＣの中央を電流検出タイミングＣｖとして設定する（ステップＳ４）。これにより、各相の電流検出ポイントが固定される。

次に、電流検出ポイントＣｕ及び各相Duty指令値の関係、つまりＡ／Ｄ変換ポイントＣｕ上に各相Duty指令値Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗが存在しているか否かを判定し、表１に基づいて、電流検出処理部１１３−１は電流検出処理＃１を行う（ステップＳ１０）。

表１の電流検出処理＃１では、（Ｄｕ−Ｔｕ）＞０のとき、電流検出ポイントＣｕ上にＵ相Duty指令値Ｄｕが存在すると判定し、（Ｄｖ−（ＴＣ−２Ｔｕ））＞０のとき、電流検出ポイントＣｕ上にＶ相Duty指令値Ｄｖが存在すると判定し、（Ｄｗ−（ＴＣ−Ｔｕ））＞０のとき、電流検出ポイントＣｕ上にＷ相Duty指令値Ｄｗが存在すると判定する。

次に、電流検出ポイントＣｖ及び各相Duty指令値の関係、つまりＡ／Ｄ変換ポイントＣｖ上に各相Duty指令値Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗが存在しているか否かを判定し、表２に基づいて、電流検出処理部１１３−２は電流検出処理＃２を行う（ステップＳ２０）。

表２の電流検出処理＃２では、（Ｄｕ−ＴＣ／２）＞０のとき、電流検出ポイントＣｖ上にＵ相Duty指令値Ｄｕが存在すると判定し、Ｄｖ＞０のとき、電流検出ポイントＣｖ上にＶ相Duty指令値Ｄｖが存在すると判定し、（Ｄｗ−ＴＣ／２）＞０のとき、電流検出ポイントＣｖ上にＷ相Duty指令値Ｄｗが存在すると判定する。

次に、電流検出ポイントＣｗ及び各相Duty指令値の関係、つまりＡ／Ｄ変換ポイントＣｗ上に各相Duty指令値Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗが存在しているか否かを判定し、表３に基づいて、電流検出処理部１１３−３は電流検出処理＃３を行う（ステップＳ３０）。

表３の電流検出処理＃３では、（Ｄｕ−（ＴＣ−Ｔｗ））＞０のとき、電流検出ポイントＣｗ上にＵ相Duty指令値Ｄｕが存在すると判定し、（Ｄｖ−（ＴＣ−２Ｔｗ））＞０のとき、電流検出ポイントＣｗ上にＶ相Duty指令値Ｄｖが存在すると判定し、（Ｄｗ−Ｔｗ）＞０のとき、電流検出ポイントＣｗ上にＷ相Duty指令値Ｄｗが存在すると判定する。

上記電流検出処理＃１〜＃３の後、全ての相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが検出できているか否かを判定し（ステップＳ４０）、いずれかの相の電流が検出できていない場合には、電流検出処理部１１３−４は下記表４に従って、未検出の相の電流を求める。

図１１は電流検出の他のサンプリング例を示しており、Ｕ相Duty指令値が拡大し、電流検出ポイントＣｖでＵ相及びＶ相のDuty指令値が重なった場合である。この場合には、Ｕ相電流Ｉｕは電流検出タイミングＣｕで電流検出及びＡ／Ｄ変換して求め、Ｖ相電流Ｉｖは“電流検出タイミングＣｖの電流値Ｉｖ−電流検出タイミングＣｕの電流値Ｉｕ”又はＩｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ）で求め、Ｗ相電流Ｉｗは電流検出タイミングＣｗで電流検出及びＡ／Ｄ変換して求める。

図１２は電流検出の他のサンプリング例を示しており、Ｕ相Duty指令値が更に拡大し、検出位置Ｃｖ及びＣｗでDuty指令値が重なった場合である。この場合には、Ｕ相電流は電流検出タイミングＣｕで電流検出及びＡ／Ｄ変換され、Ｖ相電流は“電流検出タイミングＣｖの電流値Ｉｖ−電流検出タイミングＣｕの電流値Ｉｕ”又はＩｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ）で求め、Ｗ相電流は“電流検出タイミングＣｗの電流値Ｉｗ−電流検出タイミングＣｕの電流値Ｉｕ”で電流検出及びＡ／Ｄ変換して求める。

図１３は電流検出の更に他のサンプリング例を示しており、Ｖ相Duty指令値が拡大し、電流検出ポイントＣｗでＶ相及びＷ相のDuty指令値が重なった場合である。この場合には、Ｕ相電流Ｉｕは“電流検出タイミングＣｕの電流値Ｉｕ−電流検出タイミングＣｖの電流値Ｉｖ”で電流検出及びＡ／Ｄ変換して求め、Ｖ相電流Ｉｖは電流検出タイミングＣｖで求め、Ｗ相電流Ｉｗは“電流検出タイミングＣｗの電流値Ｉｗ−電流検出タイミングＣｖの電流値Ｉｖ”で電流検出及びＡ／Ｄ変換して求める。

図１４は電流検出の更に他のサンプリング例を示しており、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のDuty指令値がいずれも拡大し、電流検出ポイントＣｕ、Ｃｖ及びＣｗでDuty指令値が重なった場合である。この場合には、Ｕ相電流ＩｕはＩｕ＝−（Ｉｖ＋Ｉｗ）で求め、Ｖ相電流ＩｖはＩｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ）で求め、Ｗ相電流ＩｗはＩｗ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）で求める。

図１５は電流検出の更に他のサンプリング例を示しており、Ｕ相Duty指令値が縮小し、電流検出ポイントＣｕでDuty指令値が満たない場合である。この場合には、Ｕ相電流ＩｕはＩｕ＝−（Ｉｖ＋Ｉｗ）で求め、Ｖ相電流Ｉｖは“電流検出タイミングＣｖの電流値Ｉｖ−電流検出タイミングＣｗの電流値Ｉｗ”で電流検出及びＡ／Ｄ変換して求め、Ｗ相電流Ｉｗは電流検出タイミングＣｗで電流検出及びＡ／Ｄ変換して求める。

図１６は電流検出タイミングの時差吸収を説明するための図である。上述では分かり易くするため、同一キャリア周期の中（図１６の区間ＤＡ）で説明したが、各相についての電流検出の時差は少ないほど望ましい。従って、隣接するキャリア周期のDuty出力及びそのＡ／Ｄ変換値を利用（図１６の区間ＤＢ）して電流検出の時差を縮小することが可能である。電流検出の精度を上げるためにはＡ／Ｄ変換の同期をとるのが良く、図１６では電流検出ポイントＣｕと電流検出ポイントＣｗは離れているように見えるが、特に破線の領域で考えると、電流検出ポイントＣｕと電流検出ポイントＣｗは区間ＤＢの範囲に抑えることができる。ただし、厳密にこの電流検出を行うためには、隣接する少なくとも１つのキャリア周期も同一のＰＷＭ−Duty指令値の出力を行うことが前提となる。

なお、上述では３相ブラシレスモータについて説明したが、他の相のモータについても同様な制御が可能である。

１ 操向ハンドル
１０ トルクセンサ
１２ 車速センサ
１３ バッテリ
２０ モータ
２１ レゾルバ
２２ 角速度演算部
１００ コントロールユニット
１０１ 操舵補助指令値演算部
１０２ 最大出力制限部
１０４ 電流制御部
１０５ ＰＷＭ制御部
１０５Ａ Duty演算部
１０５Ｂ ゲート駆動部
１０６ インバータ
１１０ ＣＰＵ
１１１ ＰＷＭ出力位置変更部
１１２ Dutyシフト部
１１３−１ 電流検出処理部＃１
１１３−２ 電流検出処理部＃２
１１３−３ 電流検出処理部＃３
１１３−４ 電流検出処理部＃４
１１４ キャリア信号入力部
１１５ 電流検出必要Duty量設定部
１１６ ＰＷＭ信号出力部
１１７ 電流入力部
１１８ 電流検出タイミング決定部
１２０ １シャント式電流検出回路

Claims (8)

1. 制御演算によりモータの電流を制御するための各相Duty指令値を算出し、前記各相Duty指令値に応じたＰＷＭ信号を形成し、前記ＰＷＭ信号に基づいてインバータにより前記モータを駆動するモータ制御装置において、前記インバータの電源側若しくは接地側に、Ａ／Ｄ変換部を有する１シャント式電流検出回路が接続されており、
   前記各相Duty指令値に応じたＰＷＭ信号をキャリア周期の所定位置に固定すると共に、前記ＰＷＭ信号を所定方向にシフトする機能を有し、
   前記モータの各相電流を検出してＡ／Ｄ変換する電流検出タイミングを前記所定位置に対応させた３点に固定したことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記電流検出タイミングを、前記キャリア周期の最前から後方に所定時間オフセットされた位置と、前記キャリア周期の中央と、前記キャリア周期の最後から前方に所定時間オフセットされた位置とに固定するようになっている請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記所定時間が前記インバータのデッドタイムの０〜４倍である請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 制御演算によりモータの電流を制御するための各相Duty指令値を算出し、前記各相Duty指令値に応じたＰＷＭ信号を形成し、前記ＰＷＭ信号に基づいてインバータにより前記モータを駆動するモータ制御装置において、前記モータの各相電流を検出するために前記インバータの電源側若しくは接地側に接続された、Ａ／Ｄ変換部を有する１シャント式電流検出回路と、前記各相Duty指令値に応じたＰＷＭ信号をキャリア周期の所定位置に固定して前記ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ出力位置変更部と、前記ＰＷＭ信号を所定方向にシフトするDutyシフト部と、前記モータの各相電流を検出してＡ／Ｄ変換する電流検出タイミングを前記所定位置に対応させた３点に固定する電流検出タイミング決定部と、前記電流検出タイミングで検出された電流検出値を前記シフトされたＰＷＭ信号に応じて処理する電流検出処理部とを備え、
   前記電流検出処理部の出力により前記各相電流を検出することを特徴とするモータ制御装置。
5. 前記モータが３相モータであり、前記所定位置が前記キャリア周期の最前、中央及び最後であり、前記所定方向が、前記最前から後方、前記中央から前後、前記最後から前方である請求項４に記載のモータ制御装置。
6. 前記電流検出タイミングを、前記キャリア周期の最前から後方に所定時間オフセットされた位置と、前記キャリア周期の中央と、前記キャリア周期の最後から前方に所定時間オフセットされた位置とに固定するようになっている請求項５に記載のモータ制御装置。
7. 前記電流検出処理部が、前記各相について順次、前記電流検出タイミングと前記Duty指令値との電流検出可能パターンに基づいて電流検出処理を行う請求項５又は６に記載のモータ制御装置。
8. 請求項１乃至７のいずれかに記載のモータ制御装置を搭載したことを特徴とする電動パワーステアリング装置。

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