JP4794603B2 - ブラシレスモータ制御装置 - Google Patents

Description

この発明はインバータ回路を電源としてブラシレスモータを駆動するブラシレスモータ制御装置に関するものである。

一般に、電源から電力供給を受けてブラシレスモータを駆動するブラシレスモータ制御装置において、ブラシレスモータに過度な電流を通電した場合には、電源から制御装置に供給される過電流によって電源が過負荷状態となり、発熱に起因して発煙を生じ、さらには発火に至る可能性がある。

このような過度の発熱を回避するために、従来から、ブラシレスモータ制御装置においては、自身に供給される電源電流を検出または算出して、電源電流が過度に大きな値とならないように、ブラシレスモータへの通電量を制限している。

すなわち、従来のブラシレスモータ制御装置は、少なくとも２相の電流と、２相電流に対応した少なくとも２相の端子電圧と、ブラシレスモータの回転角度とを検出し、これらの検出値から算出した２軸（ｑ軸およびｄ軸）上の電圧と電流とを乗算して電力を求め、電力の算出値を電源電圧の検出値で除算することにより、電源電流を算出している（たとえば、特許文献１参照）。

特開２００６−１４４７４号公報

従来のブラシレスモータ制御装置では、上記特許文献１に記載の算出処理の場合、ブラシレスモータの少なくとも２相の端子電圧を検出する電圧検出器が必要となり、コストアップを招くという課題があった。
また、電源電力がブラシレスモータ以外（インバータ回路や制御回路）にも供給されているにもかかわらず、他の供給電力を考慮せずにブラシレスモータへの供給電力のみを求め、ブラシレスモータへの供給電力を電源電圧で除算して電源電流を算出しているので、電源電流の算出値が大きな誤差を含むことになり、ブラシレスモータへの通電制御信頼性が低下するという課題があった。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、ブラシレスモータの端子電圧を検出するための電子回路を必要とせずに安価に構成するとともに、検出誤差を含まずに高精度に電源電流を算出することのできるブラシレスモータ制御装置を得ることを目的とする。

この発明によるブラシレスモータ制御装置は、３相コイルを含むブラシレスモータへの通電電流を電源電流に応じて制御するブラシレスモータ制御装置であって、３相コイルを相補ＰＷＭ駆動するインバータ回路と、３相コイルの各相に流れる相電流を検出する電流検出器と、インバータ回路から生成される電源電圧を検出する電圧検出器と、ブラシレスモータへの通電電流を制御する制御回路とを備え、制御回路は、相補ＰＷＭ駆動のデッドタイム期間と相電流とに応じて第１の補正値を設定し、相補ＰＷＭ駆動される３相コイルの各相のデューティ比から第１の補正値を減算することにより、各相のデューティ比に対してデッドタイム期間分の補正を行い、デッドタイム期間分が補正されたデューティ比と、電圧検出器により検出された電源電圧とを乗算して、３相コイルの各相の端子電圧を求め、各相の端子電圧と電流検出器により検出された相電流とを乗算して、３相の相電力を求め、３相の相電力を合計してブラシレスモータへの供給電力を求め、供給電力を電源電圧で除算して電源電流を算出するものである。

この発明によれば、ブラシレスモータの相補ＰＷＭ駆動のデューティ比からブラシレスモータを駆動する端子電圧を算出するようにしたので、端子電圧を検出するための電圧検出器を必要とせずに安価なブラシレスモータ制御装置を提供できる。
また、ブラシレスモータへの供給電力にインバータ回路および制御回路の損失電力を加えて電源電流を算出するようにしたので電源電流を高い精度で検出できるブラシレスモータ制御装置を提供することができる。

実施の形態１．
以下、添付図面を参照しながら、この発明の実施の形態１について説明する。なお、各図において、同一または相当する部分については、同一符号を付されている。また、以下では、ブラシレスモータが車両用の電動パワーステアリング装置の一部（アシストモータ）を構成している場合を例として説明する。

図１はこの発明の実施の形態１に係るブラシレスモータ制御装置を電動パワーステアリング装置２とともに示す斜視図である。
図１において、ハンドル１の回転をアシストする電動パワーステアリング装置２は、車軸３の近傍に設けられている。

電動パワーステアリング装置２には、ハンドル１の回転をアシストするためのアシスト力を発生するブラシレスモータ４と、ブラシレスモータ４に接続されてブラシレスモータ４への通電電流を制御する制御手段すなわちＥＣＵ５とが設けられている。
ブラシレスモータ４は、車両のエンジンルーム（図示せず）内に設置されている。
また、車軸３の近傍に設けられたトルクセンサ（図示せず）は、ハンドル１に印加された操舵トルクＴｓを検出してＥＣＵ５に入力する。

図２はＥＣＵ５のモータ電流制御用の機能構成を具体的に示すブロック図である。
図２において、ＥＣＵ５の３相の出力端子には、ブラシレスモータ４の３相の入力端子が接続されている。
また、ＥＣＵ５には、車載バッテリからなる電源１０の出力端子と、ブラシレスモータ４の回転角度θを検出する角度センサ２０の出力端子とが接続されている。

ＥＣＵ５は、ブラシレスモータ４の駆動電源として機能するインバータ回路３０と、インバータ回路３０を制御する制御回路４０とを備えている。
インバータ回路３０は、ブラシレスモータ４を駆動する交流動作部３１と、電源１０からの給電により交流動作部３１に直流電力を供給する直流動作部３２とを備えており、電源１０から電力の供給を受けて動作してブラシレスモータ４を相補ＰＷＭ駆動する。

制御回路４０は、各種演算を行うＣＰＵ４１と、インバータ回路３０内のＦＥＴを駆動するゲートドライバ４２と、ＣＰＵ４１に対する各種入力信号の入力インターフェース回路４３とを備えており、角度センサ２０からの回転角度θを入力情報として、インバータ回路３０を介してブラシレスモータ４への通電電流を制御する。

インバータ回路３０内の直流動作部３２は、チョークコイル３３および平滑コンデンサ３４により構成されている。
交流動作部３１は、ブラシレスモータ４の３相に対応した上下一対（３つのアーム）のＦＥＴ１〜ＦＥＴ６（電界効果トランジスタ）を主要素子としており、ＣＰＵ４１から出力されるＰＷＭ駆動パルスに応動して、スイッチング動作する。
すなわち、交流動作部３１において、ＦＥＴ１およびＦＥＴ２は、ブラシレスモータ４のＵ相を駆動するアームを構成し、ＦＥＴ３およびＦＥＴ４は、Ｖ相を駆動するアームを構成し、ＦＥＴ５およびＦＥＴ６は、Ｗ相を駆動するアームを構成している。

各アームの上側のＦＥＴ１、ＦＥＴ３、ＦＥＴ５は、電源（電源電圧Ｖｓ）に接続せれ、下側のＦＥＴ２、ＦＥＴ４、ＦＥＴ６は、ＧＮＤ（０ボルト）に接続されている。
また、下側のＦＥＴ２、ＦＥＴ４、ＦＥＴ６のソースとＧＮＤとの間には、相電流検出用の抵抗Ｒｓｕ、Ｒｓｖ、Ｒｓｗが挿入されている。
なお、インバータ回路３０の駆動周波数は、たとえば２０ＫＨｚに設定されている。

制御回路４０内のＣＰＵ４１は、目標電流設定部５１と、ｑ軸ＰＩ制御部５２と、ｄ軸ＰＩ制御部５３と、２軸／３軸変換部５４と、３軸／２軸変換部５５と、ＰＷＭパルス発生部５６と、Ａ／Ｄ変換部５７と、電源電流算出手段５８とを備えている。
ＣＰＵ４１内の各構成ブロック５１〜５８は、ソフトウェアによる処理を示している。

次に、図１および図２を参照しながら、この発明の実施の形態１に係るＥＣＵ５の動作について説明する。
図２において、目標電流設定部５１は、ハンドル１に印加された操舵トルクＴｓ（検出値）と、電源電流算出手段５８で算出された電源電流Ｉｂ（推定値）とに応じて、２軸（ｑ軸およびｄ軸）上の目標電流Ｔｉｑ、Ｔｉｄを設定する。

インバータ回路３０内の抵抗Ｒｓｕ、Ｒｓｖ、Ｒｓｗは、ブラシレスモータ４の３相に流れる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出し、角度センサ２０は、ブラシレスモータ４の回転角度θを検出する。
ＣＰＵ４１内の３軸／２軸変換部５５および電源電流算出手段５８は、インターフェース回路４３およびＡ／Ｄ変換部５７を介して、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび回転角度θ（検出値）を読み込む。

３軸／２軸変換部５５は、回転角度θに応じて、３相の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、２軸（ｑ軸およびｄ軸）の検出電流Ｉｑ、Ｉｄ（検出値）に変換する。
ｑ軸ＰＩ制御部５２は、ｑ軸の目標電流Ｔｉｑと検出電流Ｉｑとの電流偏差に応じて、電流偏差が「０」となる（検出電流Ｉｑが目標電流Ｔｉｑと一致する）ように比例積分制御を行い、ｑ軸の指令電圧Ｖｑを得る。

同様に、ｄ軸ＰＩ制御部５３は、ｄ軸の目標電流Ｔｉｄと検出電流Ｉｄとの電流偏差に応じて、電流偏差が「０」となる（検出電流Ｉｄが目標電流Ｔｉｄに一致する）ように比例積分制御を行い、ｄ軸の指令電圧Ｖｄを得る。
２軸／３軸変換部５４は、回転角度θに応じて、２軸上の指令電圧Ｖｑ、Ｖｄを、ブラシレスモータ４の３相に対応した３軸のＰＷＭ駆動のデューティ比Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗに変換する。

ＰＷＭパルス発生部５６は、デューティ比Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗに応じて、パルス幅変調されたＰＷＭパルスを生成する。
制御回路４０内のゲートドライバ４２は、ＣＰＵ４１のＰＷＭパルス発生部５６から出力されるＰＷＭパルスを受けて、インバータ回路３０のＦＥＴ１〜ＦＥＴ６を駆動する。

これにより、インバータ回路３０は、ブラシレスモータ４を駆動し、ブラシレスモータ４は、操舵トルクＴｓへのアシストトルクを発生する。
以上のように、ハンドル１に印加された操舵トルクＴｓに応じたアシストが行われる。

次に、図１および図２とともに、図３のタイミングチャートを参照しながら、インバータ回路３０の動作について説明する。
上述した通り、ＰＷＭパルスによるＦＥＴ１〜ＦＥＴ６の駆動状態は、相補駆動となっており、上下のＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ（導通／遮断）の状態が、常に互いに逆関係に駆動されている。

図３は１つの相アームの上下ＦＥＴ対の相補駆動状態を示しており、横軸は時間ｔである。
図３（ａ）は駆動周期Ｔ内の上側ＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ状態（ＯＮ期間Ｔ１）を示しており、図３（ｂ）は駆動周期Ｔ内の下側ＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ状態（ＯＮ期間Ｔ２）を示している。
図３（ａ）、（ｂ）に示すように、上側ＦＥＴおよび下側ＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ状態は、微小なデッドタイム期間Ｔｄを介して、常に逆関係となっている。

図３（ｃ）はアーム出力端子電圧（ブラシレスモータ４の各相に印加される電圧）を示している。アーム出力端子電圧は、上側ＦＥＴのＯＮ期間Ｔ１では電源電圧Ｖｓに導通され、下側ＦＥＴのＯＮ期間Ｔ２ではＧＮＤ（０ボルト）に導通される。

図３のような相補ＰＷＭ駆動の場合、駆動周期Ｔにおける上側ＦＥＴのデューティ比（駆動周期Ｔに対する上側ＦＥＴのＯＮ期間Ｔ１の比率）を０％から１００％まで変化させることによって、アーム出力端子電圧の平均値Ｖａｖを、ＧＮＤ（０ボルト）から電源電圧Ｖｓまでの範囲で調整することができる。
たとえば、デューティ比（アーム出力端子電圧が電源電圧Ｖｓに導通されるＯＮ期間Ｔ１の比率）が３０％であれば、アーム出力端子電圧の平均値Ｖａｖは、電源電圧Ｖｓ×０．３となる。

また、たとえば、ＰＷＭの駆動周波数が２０ＫＨｚの場合、駆動周期Ｔは５０μｓとなるが、一般にブラシレスモータ４のコイルの時定数は駆動周期Ｔ（＝５０μｓ）と比べて十分に長いので、アーム出力端子電圧がパルス状に変化しても、コイルには平均された電流（ほぼ直流）が流れる。
たとえば、ＰＷＭ駆動のデューティ比を３０％とした場合、ブラシレスモータ４のコイルに流れる電流は、電源電圧Ｖｓの３０％の直流電圧（＝０．３×Ｖｓ）を印加した場合に流れる電流と等しくなる。

ところで、相補ＰＷＭ駆動において、上下一対のＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦを上下同時に切り換えた場合には、たとえばＦＥＴのスイッチング動作の遅れなどにより、上下のＦＥＴが同時に導通状態となる期間（短時間ではあるが）が生じ得る。
上下ＦＥＴが同時に導通状態になると、電源（電源電圧Ｖｓ）とＧＮＤ（０ボルト）との間が導通して、過大な電流が上下ＦＥＴを貫通して流れ、ＦＥＴが破損に至る可能性がある。

したがって、上下ＦＥＴの同時ＯＮを回避するために、図３のように、各ＦＥＴのＯＮからＯＦＦ（または、ＯＦＦからＯＮ）へのスイッチング時に、上下ＦＥＴが同時にＯＦＦとなるデッドタイム期間Ｔｄが設けられている。
図３（ｃ）では、デッドタイム期間Ｔｄにおけるアーム出力端子電圧を「斜線」を付して示している。デッドタイム期間Ｔｄにおいては、上下ＦＥＴがともに遮断状態にあるので、アーム出力端子電圧は、その時点での相電流の大きさおよび向きによって定まる。

以下、電源電流算出手段５８による電源電流Ｉｂ（推定値）の算出原理について説明する。
図２において、ＥＣＵ５に実際に印加される電源電圧Ｖｂと、ＥＣＵ５に実際に流入する電源電流Ｉｂとを考慮すると、ＥＣＵ５への供給電力Ｐｅは、以下の式（１）で表される。

したがって、電源電圧Ｖｂが既知の場合には、式（１）から供給電力Ｐｅを算出して、これを電源電圧Ｖｂで除算することにより、ＥＣＵ５に流入する電源電流Ｉｂ（推定値）を算出することができる。
また、ＥＣＵ５への供給電力Ｐｅは、ブラシレスモータ４への供給電力Ｐｍと、インバータ回路３０の交流動作部３１および直流動作部３２での損失電力Ｐｉ、Ｐｄと、制御回路４０での自己損失電力Ｐｃとの和からなり、以下の式（２）で表される。

したがって、式（２）からＥＣＵ５への供給電力Ｐｅを算出して、これを電源電圧Ｖｂ（検出値）で除算することにより、ＥＣＵ５の電源電流Ｉｂを算出することができる。
図４は電源電流算出手段５８の機能構成を具体的に示すブロック図である。
図４において、電源電流算出手段５８は、Ｕ相供給電力算出部６１と、Ｖ相供給電力算出部６２と、Ｗ相供給電力算出部６３と、Ｕ相交流損失算出部６４と、Ｖ相交流損失算出部６５と、Ｗ相交流損失算出部６６と、直流損失算出部６７と、制御回路損失算出部６８と、電源電流算出部６９とを備えている。

次に、図２とともに、図４を参照しながら、電源電流算出手段５８による上記原理に基づく電源電流Ｉｂの算出処理について説明する。
まず、Ｕ〜Ｗ相供給電力算出部６１〜６３は、２軸／３軸変換部５４からのデューティ比Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗと、Ａ／Ｄ変換部５７を介して読み込まれた電源電圧Ｖｓおよび相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとから、Ｕ相〜Ｗ相の供給電力（相電力）Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを算出する。
各相の供給電力Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗは加算されて、ブラシレスモータ４への供給電力Ｐｍとして算出される。

一方、各相の交流損失算出部６４〜６６は、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗから、Ｕ相〜Ｗ相の損失電力Ｐｉｕ、Ｐｉｖ、Ｐｉｗを算出する。
各相の損失電力Ｐｉｕ、Ｐｉｖ、Ｐｉｗは加算されて、インバータ回路３０内の交流動作部３１の損失電力Ｐｉとして算出される。
また、交流動作部３１の損失電力Ｐｉは、ブラシレスモータ４への供給電力Ｐｍと加算されて、ＥＣＵ５の交流電力Ｐａとして算出される。

次に、直流損失算出部６７は、交流電力Ｐａから、インバータ回路３０内の直流動作部３２の損失電力Ｐｄを算出し、また、制御回路損失算出部６８は、制御回路４０の自己損失電力Ｐｃを算出する。
直流動作部３２の損失電力Ｐｄおよび制御回路４０の自己損失電力Ｐｃは、交流電力Ｐａに加算されて、ＥＣＵ５への供給電力Ｐｅとして算出される。

最後に、電源電流算出部６９は、ＥＣＵ５への供給電力Ｐｅを、Ａ／Ｄ変換部５７を介して読み込まれたＥＣＵ５の電源電圧Ｖｂで除算して、電源電流Ｉｂとして算出し、目標電流設定部５１に入力する。

図５はＵ〜Ｗ相供給電力算出部６１〜６３内の各相の出力端子電圧算出部６０の機能構成を示すブロック図であり、Ｕ〜Ｗ相供給電力算出部６１〜６３内の前段側の構成を示している。
図６はブラシレスモータ４に供給される各相の出力端子電圧Ｖｖ、Ｖｕ、Ｖｗおよび相電流Ｉｖ、Ｉｕ、Ｉｗを模式的に示す説明図である。
図７はＵ〜Ｗ相供給電力算出部６１〜６３内の供給電力算出部７０の機能構成を示すブロック図であり、出力端子電圧算出部６０（図５）に続くＵ〜Ｗ相供給電力算出部６１〜６３内の後段側の構成を加算部とともに示している。

図５において、各相の出力端子電圧算出部６０は、補正値設定部７１と、アーム出力端子電圧算出部７２と、電圧降下算出部７３とを備えている。
なお、出力端子電圧Ｖ＊（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）の算出処理は、３相の各々について同一なので、代表的に図５のみで説明する。ここで、Ｕ、Ｖ、Ｗ相を総称的に表す符号の後には、文字「＊」が付されている。

補正値設定部７１は、デューティ比Ｄ＊に対する補正値Ｈ＊を、データテーブル（または、数式）を用いて、デッドタイム期間Ｔｄおよび相電流Ｉ＊に応じて設定する。
アーム出力端子電圧算出部７２は、デッドタイム期間Ｔｄおよび相電流Ｉ＊に応じて補正されたデューティ比（＝Ｄ＊−Ｈ＊）に対して、電源電圧Ｖｓを乗算することにより、アーム出力端子電圧Ｖ１＊を算出する。
電圧降下算出部７３は、相電流Ｉ＊と配線抵抗値ｒ１とを乗算して電圧降下（＝Ｉ＊×ｒ１）を算出する。

図６において、ブラシレスモータ４は、中点電圧Ｖｃの共通中点とＥＣＵ５の出力端子との間に挿入された３相のコイル４ｕ、４ｖ、４ｗを有する。
図７において、供給電力算出部７０は、中点電圧算出部７４と、Ｕ〜Ｗ相供給電力算出部６１〜６３に対応した各相の乗算部７５〜７７とを備えている。

以下、供給電力Ｐｍおよび各損失電力Ｐｉ、Ｐｄ、Ｐｃの詳細な算出処理について、順次に説明する。
まず、ブラシレスモータ４への供給電力Ｐｍの算出処理に先だって、図２〜図５を参照しながら、ＥＣＵ５の出力端子電圧Ｖ＊（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）の算出処理について説明する。

ＥＣＵ５（図２）の出力端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、２軸／３軸変換部５４で生成されたＰＷＭ駆動のデューティ比Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗから算出される。
前述のように、ＰＷＭ駆動のデューティ比Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗに、インバータ回路３０の電源電圧Ｖｓを乗算すれば、アーム出力端子電圧の平均値Ｖａｖが求められるが、相補ＰＷＭ駆動におけるデッドタイム期間Ｔｄ（図３内の斜線部）中のアーム出力端子電圧は、ブラシレスモータ４の相電流Ｉ＊に依存している。

したがって、出力端子電圧算出部６０において、まず、補正値設定部７１は、デッドタイム期間Ｔｄと相電流Ｉ＊とに応じた補正値Ｈ＊を設定し、デューティ比Ｄ＊から補正値Ｈ＊を減算することにより、デッドタイム期間Ｔｄ分の補正を行う。
次に、アーム出力端子電圧算出部７２は、デッドタイム期間Ｔｄ分が補正されたデューティ比に電源電圧Ｖｓを乗算してアーム出力端子電圧Ｖ１＊を算出する。

ただし、アームの出力端子からＥＣＵ５の出力端子までの間には、配線抵抗Ｒ１による電圧降下が生じる。
したがって、電圧降下算出部７３は、アーム出力端子電圧Ｖ１＊に対して電圧降下分を補正するために、電圧降下の値（＝相電流Ｉ＊×配線抵抗値ｒ１）を算出し、アーム出力端子電圧Ｖ１＊から電圧降下値を減算してＥＣＵ５の出力端子電圧Ｖ＊を算出する。

最後に、出力端子電圧算出部６０は、アーム出力端子電圧Ｖ１＊から電圧降下の算出値を減算した出力端子電圧Ｖ＊（＝Ｖ１＊−（Ｉ＊×ｒ１））を、最終的な算出値として出力する。
これにより、ブラシレスモータ４の３相を駆動するＥＣＵ５の出力端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが求められる。

次に、図６および図７を参照しながら、出力端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを用いた供給電力Ｐｍの算出処理について説明する。
図６において、ブラシレスモータ４内のＵ相のコイル４ｕおよび中点電圧Ｖｃに注目すると、コイル４ｕには、一端に出力端子電圧Ｖｕが印加され、他端に中点電圧Ｖｃが印加されて、相電流Ｉｕが流れる。したがって、Ｕ相への供給電力Ｐｕは、以下の式（３）で表される。

同様に、Ｖ相のコイル４ｖには、一端に出力端子電圧Ｖｖが印加され、他端に中点電圧Ｖｃが印加されて、相電流Ｉｖが流れるので、Ｖ相への供給電力Ｐｖは、以下の式（４）で表される。

また、Ｗ相のコイル４ｗには、一端に端子電圧Ｖｗが印加され、他端に中点電圧Ｖｃが印加されて、相電流Ｉｗが流れるので、Ｗ相への供給電力Ｐｗは、以下の式（５）で表される。

また、中点電圧Ｖｃは、図６からも明らかなように、３つの出力端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの平均値なので、以下の式（６）で表される。

以上の式（３）〜（６）の演算処理を行うために、図７の供給電力算出部７０において、まず、中点電圧算出部７４は、式（６）を用いて中点電圧Ｖｃを求める。
続いて、各相の乗算部７５は、式（３）〜（５）を用いて、Ｕ相〜Ｗ相への供給電力Ｐｕ〜Ｐｗを求める。

最後に、加算部は、３相への供給電力Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを合計して、ブラシレスモータ４への供給電力Ｐｍを算出する。
なお、以上の算出処理において、ＥＣＵ５からブラシレスモータ４までの配線による消費電力は、ブラシレスモータ４への供給電力Ｐｍに含まれているものとする。

次に、図２および図４を参照しながら、インバータ回路３０内の交流動作部３１の損失電力Ｐｉの算出処理について説明する。
損失電力Ｐｉの算出処理は、図４内のＵ〜Ｗ相交流損失算出部６４〜６６によって行われる。

周知のように、図２内の交流動作部３１においては、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６のＯＮ抵抗による損失電力や、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６のスイッチング動作によるスイッチング損や、電流検出用の抵抗Ｒｓｕ〜Ｒｓｗによる損失電力などの電力の損失が生じる。これらはいずれも相電流Ｉ＊が流れて発生するものであり、損失電力は相電流の２乗に比例する。
ここで、Ｕ相の損失電力Ｐｉｕは、Ｕ相の比例係数Ｒｕを用いて、以下の式（７）で表される。

同様に、Ｖ相の損失電力Ｐｉｖは、Ｖ相の比例係数Ｒｖを用いて、以下の式（８）で表される。

また、Ｗ相の損失電力Ｐｉｗは、Ｗ相の比例係数Ｒｗを用いて、以下の式（９）で表される。

したがって、各相の損失電力算出部６４〜６６は、式（７）〜（９）を用いて、Ｕ相〜Ｗ相の損失電力Ｐｉｕ〜Ｐｉｗを求める。
最後に、加算部は、３相への損失電力Ｐｉｕ、Ｐｉｖ、Ｐｉｗを合計して、インバータ回路３０の交流動作部３１の損失電力Ｐｉを算出する。

次に、図２および図４を参照しながら、インバータ回路３０内の直流動作部３２での損失電力Ｐｄの算出処理について説明する。損失電力Ｐｄの算出処理は、図４内の直流損失算出部６７によって行われる。
図２内の直流動作部３２においては、直流の電流が流れて、チョークコイル３３や配線抵抗などによる損失電力Ｐｄが発生し、損失電力Ｐｄは、交流電力Ｐａ（＝Ｐｍ＋Ｐｉ）の２乗に比例する。
したがって、直流損失算出部６７は、比例係数Ｋｄを用いて、以下の式（１０）のように損失電力Ｐｄを算出する。

式（１０）から算出された損失電力Ｐｄは、交流電力Ｐａに加算される。
次に、図４内の制御回路損失算出部６８による制御回路４０の自己損失電力Ｐｃの算出処理について説明する。
制御回路４０の自己損失電力Ｐｃは、ブラシレスモータ４の動作状態に依らず、常にほぼ一定値である。
したがって、制御回路損失算出部６８は、自己損失電力Ｐｃを所定の定数値として設定し、交流電力Ｐａにさらに加算して、ＥＣＵ５への供給電力Ｐｅ（＝Ｐａ＋Ｐｄ＋Ｐｃ）を算出する。

最後に、図４内の電源電流算出部６９は、上記処理で求められたＥＣＵ５への供給電力Ｐｅを電源電圧Ｖｂの検出値で除算して、電源電流Ｉｂ（＝Ｐｅ／Ｖｂ）を算出する。
電源電流Ｉｂは、図２内の電源電流算出手段５８からの出力情報として、目標電流設定部５１に入力される。

目標電流設定部５１は、電源電流Ｉｂの算出値が過大であって、電源１０が過負荷（発煙や発火を生じる）となる可能性があると見なされる場合には、目標電流Ｔｉｑ、Ｔｉｄの設定値を抑制するための抑制処理を行う。

なお、図４および図５においては、制御回路４０内に、直流損失算出部６７、制御回路損失算出部６８および補正値設定部７１を設け、各補正処理後の供給電力Ｐｅを、実際のＥＣＵ５への電源電圧Ｖｂで除算して電源電流Ｉｂを求めたが、上記補正処理を省略して、ＥＣＵ５の交流電力Ｐａ（＝Ｐｍ＋Ｐｉ）を電源電圧Ｖｓで除算して電源電流Ｉｂを求めてもよい。

以上のように、この発明の実施の形態１に係るブラシレスモータ制御装置は、３相のコイル４ｕ、４ｖ、４ｗを含むブラシレスモータ４への通電電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを電源電流Ｉｂに応じて制御するために、コイル４ｕ、４ｖ、４ｗを相補ＰＷＭ駆動するインバータ回路３０と、コイル４ｕ、４ｖ、４ｗの各相に流れる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流検出器（抵抗Ｒｓｕ、Ｒｓｖ、Ｒｓｗ）と、インバータ回路３０から生成される電源電圧Ｖｂ、Ｖｓを検出する電圧検出器と、ブラシレスモータ４への通電電流を制御する制御回路４０とを備えている。

制御回路４０において、出力端子電圧算出部６０は、相補ＰＷＭ駆動されるコイル４ｕ、４ｖ、４ｗの各相のデューティ比Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗと、電圧検出器により検出された電源電圧ＶｓＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗとを乗算して、各相の端子電圧Ｖ１＊（Ｖ１ｕ、Ｖ１ｖ、Ｖ１ｗ）を求める。

また、制御回路４０内の供給電力算出部７０は、乗算部７５〜７７において、各相の端子電圧Ｖ１＊と電流検出器により検出された相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとを乗算して、３相の供給電力（相電力）Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを求めるとともに、３相の相電力を合計してブラシレスモータ４への供給電力Ｐｍを求める。
さらに、制御回路４０内の電源電流算出手段５８は、供給電力Ｐｍ（または、供給電力Ｐｅ）を電源電圧Ｖｓ（または、電源電圧Ｖｂ）で除算して電源電流Ｉｂを算出する。

また、制御回路４０は、補正値設定部７１において、相補ＰＷＭ駆動のデッドタイム期間Ｔｄと相電流Ｉ＊とに応じて補正値Ｈ＊（第１の補正値）を設定し、相補ＰＷＭ駆動の各相のデューティ比Ｄ＊から補正値Ｈ＊を減算することにより、デッドタイム期間Ｔｄ分の補正を行い、デッドタイム期間Ｔｄ分が補正されたデューティ比に電源電圧Ｖｓを乗算して、各相の端子電圧Ｖ＊を求める。

また、制御回路４０は、電圧降下算出部７３において、相電流Ｉ＊に比例した電圧降下（第２の補正値）の値（＝Ｉ＊×ｒ１）を設定し、各相の端子電圧Ｖ１＊から第２の補正値を減算することにより電圧降下分の補正を行い、電圧降下分が補正された各相の端子電圧Ｖ＊に相電流Ｉ＊を乗算して、供給電力Ｐｍを求める。

また、制御回路４０は、Ｕ〜Ｗ相交流損失算出部６４〜６６および加算部において、相電流Ｉ＊をそれぞれ２乗加算した３相の合計値に比例する交流の損失電力Ｐｉ（第３の補正値）を設定し、ブラシレスモータ４への供給電力Ｐｍに損失電力Ｐｉを加算することにより、インバータ回路３０の交流の損失電力Ｐｉ分の補正を行い、交流の損失電力分が補正された供給電力Ｐａ（第１の供給電力）を電源電圧Ｖｓ（または、Ｖｂ）で除算して、電源電流Ｉｂを算出する。

また、制御回路４０は、直流損失算出部６７において、供給電力Ｐａの２乗に比例した直流の損失電力Ｐｄ（第４の補正値）を設定し、供給電力Ｐａに直流の損失電力Ｐｄを加算することにより、直流の損失電力分の補正を行い、直流の損失電力分が補正された供給電力Ｐａ＋Ｐｄ（第２の供給電力）を電源電圧Ｖｓ（または、Ｖｂ）で除算して、電源電流Ｉｂを算出する。

さらに、制御回路４０は、制御回路損失算出部６８において、制御回路４０の自己消費電力分に応じた自己損失電力Ｐｃ（第５の補正値）を設定し、供給電力Ｐａ＋Ｐｄに自己損失電力Ｐｃを加算することにより、自己消費電力分の補正を行い、自己消費電力分が補正された供給電力Ｐｅ（第３の供給電力）を電源電圧Ｖｂ（または、Ｖｓ）で除算して、電源電流Ｉｂを算出する。

これにより、ＥＣＵ５内のＣＰＵ４１の演算処理により、ブラシレスモータ４の相補ＰＷＭ駆動のデューティ比Ｄ＊から、ブラシレスモータ駆動用のＥＣＵ５からの出力端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求めるとともに、電源電流Ｉｂを算出することができる。
したがって、出力端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを検出するためのハードウェア（電圧検出器）が不要となり、安価なブラシレスモータ制御装置を実現することができる。

また、相補ＰＷＭ駆動でのデッドタイム期間Ｔｄ分の補正を施すとともに、インバータ回路３０の電圧降下分の補正を施して、出力端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求めることにより、電源電流Ｉｂを高精度に算出することができる。

さらに、ブラシレスモータ４への供給電力Ｐｍに対して、インバータ回路３０での交流および直流の損失電力Ｐｉ、Ｐｄ分の加算補正を施すとともに、制御回路４０での自己損失電力Ｐｃ分の加算補正を施した供給電力Ｐｅから電源電流Ｉｂを算出することにより、ブラシレスモータ４への供給電力Ｐｍのみならず、他の損失電力をも考慮した高精度の電源電流Ｉｂを算出することができる。

この発明の実施の形態１に係るブラシレスモータ制御装置が適用される電動パワーステアリング装置の全体構成を示す斜視図である。 この発明の実施の形態１に係るＥＣＵの機能構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に用いられるインバータ回路の動作を示すタイミングチャートである。 この発明の実施の形態１に係る電源電流算出手段の機能構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る出力端子電圧算出部の機能構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１が適用されるブラシレスモータの各相への供給電圧および相電流を模式的に示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係る供給電力算出部の機能構成を示すブロック図である。

符号の説明

４ ブラシレスモータ、４ｕ、４ｖ、４ｗ コイル、５ ＥＣＵ、１０ 電源、２０ 角度センサ、３０ インバータ回路、３１ 交流動作部、３２ 直流動作部、４０ 制御回路、４１ ＣＰＵ、４２ ゲートドライバ、４３ 入力インターフェース回路、５１ 目標電流設定部、５８ 電源電流算出手段、Ｉｂ 電源電流、Ｖｂ、Ｖｓ 電源電圧。

Claims (5)

1. ３相コイルを含むブラシレスモータへの通電電流を電源電流に応じて制御するブラシレスモータ制御装置であって、
   前記３相コイルを相補ＰＷＭ駆動するインバータ回路と、
   前記３相コイルの各相に流れる相電流を検出する電流検出器と、
   前記インバータ回路から生成される電源電圧を検出する電圧検出器と、
   前記ブラシレスモータへの通電電流を制御する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、
   相補ＰＷＭ駆動のデッドタイム期間と前記相電流とに応じて第１の補正値を設定し、
   相補ＰＷＭ駆動される前記３相コイルの各相のデューティ比から前記第１の補正値を減算することにより、前記各相のデューティ比に対して前記デッドタイム期間分の補正を行い、
   前記デッドタイム期間分が補正されたデューティ比と、前記電圧検出器により検出された前記電源電圧とを乗算して、前記３相コイルの各相の端子電圧を求め、
   前記各相の端子電圧と前記電流検出器により検出された前記相電流とを乗算して、３相の相電力を求め、
   前記３相の相電力を合計して前記ブラシレスモータへの供給電力を求め、
   前記供給電力を前記電源電圧で除算して前記電源電流を算出することを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
2. 前記制御回路は、
   前記相電流に比例した第２の補正値を設定し、
   前記各相の端子電圧から前記第２の補正値を減算することにより電圧降下分の補正を行い、
   前記電圧降下分が補正された各相の端子電圧に前記相電流を乗算して、前記供給電力を求めることを特徴とする請求項１に記載のブラシレスモータ制御装置。
3. 前記制御回路は、
   前記相電流をそれぞれ２乗加算した３相の合計値に比例する第３の補正値を設定し、
   前記ブラシレスモータへの供給電力に前記第３の補正値を加算することにより、前記インバータ回路の交流の損失電力分の補正を行い、
   前記交流の損失電力分が補正された第１の供給電力を前記電源電圧で除算して、前記電源電流を算出することを特徴とする請求項２に記載のブラシレスモータ制御装置。
4. 前記制御回路は、
   前記第１の供給電力の２乗に比例した第４の補正値を設定し、
   前記第１の供給電力に前記第４の補正値を加算することにより、直流の損失電力分の補正を行い、
   前記直流の損失電力分が補正された第２の供給電力を前記電源電圧で除算して、前記電源電流を算出することを特徴とする請求項３に記載のブラシレスモータ制御装置。
5. 前記制御回路は、
   前記制御回路の自己消費電力分に応じた第５の補正値を設定し、
   前記第２の供給電力に前記第５の補正値を加算することにより、前記自己消費電力分の補正を行い、
   前記自己消費電力分が補正された第３の供給電力を前記電源電圧で除算して、前記電源電流を算出することを特徴とする請求項４に記載のブラシレスモータ制御装置。

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