WO2018016559A1 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

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WO2018016559A1
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WO
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voltage
phase
dead time
value
command value
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PCT/JP2017/026202
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博明 高瀬
亮 皆木
澤田　英樹
孝義 菅原
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日本精工株式会社
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    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
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    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H02M1/385—Means for preventing simultaneous conduction of switches with means for correcting output voltage deviations introduced by the dead time

Definitions

  • the present invention controls the driving of a three-phase brushless motor in the dq axis rotation coordinate system, and converts a dead time compensation value based on a motor terminal voltage or an ideal dead time compensation model to a three-phase voltage command value.
  • the present invention relates to an electric power steering apparatus that compensates for dead time of an inverter by feedback to enable smooth assist control without steering noise.
  • An electric power steering device that applies a steering assist force (assist force) to a steering mechanism of a vehicle by a rotational force of a motor transmits a driving force of a motor as an actuator to a transmission mechanism such as a gear or a belt via a reduction gear.
  • a steering assist force is applied to the steering shaft or the rack shaft.
  • Such a conventional electric power steering apparatus performs feedback control of the motor current in order to accurately generate the torque of the steering assist force.
  • the motor applied voltage is adjusted so that the difference between the steering assist command value (current command value) and the motor current detection value is small.
  • the adjustment of the motor applied voltage is generally performed by PWM (pulse width). Modulation) is done by adjusting the duty of control.
  • the general configuration of the electric power steering apparatus will be described with reference to FIG. 6b is further connected to the steering wheels 8L and 8R via hub units 7a and 7b.
  • the column shaft 2 is provided with a steering angle sensor 14 for detecting the steering angle ⁇ of the handle 1 and a torque sensor 10 for detecting the steering torque Th of the handle 1 to assist the steering force of the handle 1.
  • a motor 20 is connected to the column shaft 2 via the reduction gear 3.
  • the control unit (ECU) 30 that controls the electric power steering apparatus is supplied with electric power from the battery 13 and also receives an ignition key signal via the ignition key 11.
  • the control unit 30 calculates the current command value of the assist (steering assistance) command based on the steering torque Th detected by the torque sensor 10 and the vehicle speed Vs detected by the vehicle speed sensor 12, and the calculated current command value
  • the current supplied to the motor 20 is controlled by the voltage control command value Vref for which compensation has been applied.
  • the steering angle sensor 14 is not essential and may not be provided, and the steering angle (motor rotation angle) ⁇ can be obtained from a rotation sensor such as a resolver connected to the motor 20.
  • the control unit 30 is connected to a CAN (Controller Area Network) 40 that exchanges various vehicle information, and the vehicle speed Vs can be received from the CAN 40.
  • the control unit 30 can be connected to a non-CAN 41 that exchanges communications, analog / digital signals, radio waves, and the like other than the CAN 40.
  • control unit 30 is mainly composed of a CPU (Central Processing Unit) (including MPU (Micro Processor Unit), MCU (Micro Controller Unit), etc.).
  • CPU Central Processing Unit
  • MPU Micro Processor Unit
  • MCU Micro Controller Unit
  • FIG. 2 A general function to be executed is shown in FIG. 2, for example.
  • the function and operation of the control unit 30 will be described with reference to FIG. 2.
  • the steering torque Th from the torque sensor 10 and the vehicle speed Vs from the vehicle speed sensor 12 are input to the current command value calculation unit 31, and the current command value calculation unit 31.
  • the calculated current command value Iref1 is added by the adding unit 32A and the compensation signal CM from the compensating unit 34 for improving the characteristics, and the added current command value Iref2 is limited to the maximum value by the current limiting unit 33.
  • the current command value Irefm whose maximum value is limited is input to the subtraction unit 32B and subtracted from the motor current detection value Im.
  • the duty command value is input to the PWM controller 36 together with the carrier (CF) and the duty command value is calculated, and the motor 20 is PWM-driven via the inverter 37 with the PWM signal calculated from the duty command value.
  • the motor current value Im of the motor 20 is detected by the motor current detector 38, and is input to the subtraction unit 32B and fed back.
  • the compensation unit 34 adds the detected or estimated self-aligning torque (SAT) to the inertia compensation value 342 by the addition unit 344, and further adds the convergence control value 341 to the addition result by the addition unit 345, and the addition The result is input to the adder 32A as a compensation signal CM to improve the characteristics.
  • SAT detected or estimated self-aligning torque
  • the current waveform is distorted, and the current control response and steering feel deteriorate.
  • the current control response and steering feel deteriorate.
  • the steering is slowly performed with the steering wheel in the vicinity of the on-center, discontinuous steering feeling due to torque ripple or the like occurs.
  • the back electromotive voltage of the motor during middle / high speed steering and the interference voltage between the windings act as disturbances on the current control, the followability and the steering feeling during turn-back steering are deteriorated.
  • the q axis that controls the torque which is the coordinate axis of the rotor of the three-phase brushless motor, and the d axis that controls the strength of the magnetic field are set independently, and the dq axis is in a 90 ° relationship.
  • a vector control method for controlling current corresponding to an axis (d-axis current command value and q-axis current command value) is known.
  • FIG. 3 shows a configuration example when the three-phase brushless motor 100 is driven and controlled by the vector control method, and is calculated by a current command value calculation unit (not shown) based on the steering torque Th, the vehicle speed Vs, and the like.
  • the d-axis current command value i d * and the q-axis current command value i q * of the two-axis dq-axis coordinate system are respectively input to the subtraction units 131d and 131q, and the current deviation ⁇ i d * obtained by the subtraction units 131d and 131q .
  • ⁇ i q * are input to the PI controllers 120d and 120q, respectively.
  • the voltage command values v d and v q subjected to PI control by the PI control units 120d and 120q are respectively input to the subtraction units 141d and 141q, and the command voltages ⁇ v d and ⁇ v q obtained by the subtraction unit 141d and the addition unit 141q are It is input to the dq axis / 3-phase AC converter 150.
  • the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * converted into three phases by the dq-axis / 3-phase AC converter 150 are input to the PWM controller 160, and the calculated three-phase duty command values (Duty u , Duty u
  • the motor 100 is driven via the inverter (inverter applied voltage VR) 161 having a bridge configuration of upper and lower arms as shown in FIG. 4 by the PWM signals U PWM , V PWM , W PWM based on v , Duty w ).
  • the upper arm is composed of FETs Q1, Q3, and Q5 as switching elements, and the lower arm is composed of FETs Q2, Q4, and Q6.
  • the three-phase motor currents i u , i v , i w of the motor 100 are detected by the current detector 162, and the detected three-phase motor currents i u , i v , i w are supplied to the three-phase AC / dq axis converter 130. is input, the subtracted input to each of the feedback current i d and i q of the transformed two-phase subtracting unit 131d and 131q at 3-phase AC / dq axis conversion section 130, input to the dq decoupling control unit 140 Is done.
  • the two-phase voltages v d1 * and v q1 * from the dq non-interference control unit 140 are input to the subtraction unit 141 d and the addition unit 141 q, respectively, and the command voltages ⁇ v d and ⁇ v q are obtained by the subtraction unit 141 d and the addition unit 141 q , respectively.
  • Command voltages Delta] v d and Delta] v q are input to the dq-axis / three-phase AC converting unit 150, the motor 100 via the PWM controller 160 and the inverter 161 is driven.
  • a rotation sensor or the like is attached to the motor 100, and the motor rotation angle ⁇ and the motor rotation number (rotation speed) ⁇ are output from the angle detection unit 110 that processes the sensor signal.
  • the motor rotation angle ⁇ is input to the dq axis / three-phase AC conversion unit 150 and the three-phase AC / dq axis conversion unit 130, and the motor rotation speed ⁇ is input to the dq non-interference control unit 140.
  • Such a vector control type electric power steering device is a device that assists the driver's steering, and at the same time, the sound, vibration, ripple, etc. of the motor are transmitted to the driver as a sense of force through the steering wheel.
  • FETs are used as power devices for driving the inverter, and the motor is energized.
  • upper and lower arms are connected in series for each phase as shown in FIG. FET is used.
  • the FETs on the upper and lower arms are alternately turned ON / OFF alternately, but the FET is not an ideal switch, and does not turn ON / OFF instantaneously according to the command of the gate signal, requiring a turn-on time or a turn-off time.
  • the ON command is issued to the upper FET and the turn-on time is short (for example, 100 ns)
  • the FET is immediately turned on and the lower FET If the turn-off time is long even if an OFF command is issued (for example, 400 ns), the FET is not immediately turned OFF, and the upper FET is instantaneously turned ON and the lower FET is ON (for example, ON for 400 ns to 100 ns) -ON) may occur.
  • an ON signal is given to the gate drive circuit after a predetermined time called a dead time so that the upper arm FET and the lower arm FET are not turned ON at the same time. Since this dead time is non-linear, the current waveform is distorted, the response performance of the control is deteriorated, and sound, vibration, and ripple are generated.
  • the arrangement of the motor directly connected to the gear box connected to the steering wheel and the steel column shaft is very close to the driver due to its structure, resulting in the motor. Noise, vibration, ripple, etc. need to be considered especially compared to the downstream assist type electric power steering device.
  • the timing at which the dead time occurs is detected and the compensation value is added, or the dead time is compensated by a disturbance observer on the dq axis in current control.
  • Patent Document 1 An electric power steering device that compensates for the dead time of an inverter is disclosed in, for example, Japanese Patent No. 4681453 (Patent Document 1) and Japanese Patent Application Laid-Open No. 2015-171251 (Patent Document 2).
  • Patent Document 1 a current command value is input to a reference model circuit of a current control loop including a motor and an inverter, a model current is created based on the current command value, and the effect of the inverter dead time is compensated based on the model current.
  • a dead band compensation circuit is provided.
  • Patent Document 2 includes a dead time compensation unit that performs correction based on the dead time compensation value for the duty command value, and calculates a basic compensation value that is a basic value of the dead time compensation value based on the current command value.
  • a basic compensation value calculation unit and a filter unit that performs filtering processing corresponding to the LPF on the basic compensation value.
  • the apparatus of Patent Document 1 is a method for estimating a compensation code by using a calculation of a dead time compensation amount based on the magnitude of a q-axis current command value and a three-phase current reference model.
  • the output value of the compensation circuit When the output value of the compensation circuit is below a predetermined fixed value, it is a change value proportional to the model current.
  • the output value When the output value is above the predetermined fixed value, it is the sum of the fixed value and the change value proportional to the model current.
  • tuning work is required to determine the hysteresis characteristic for outputting a predetermined fixed value.
  • the device of Patent Document 2 when determining the dead time compensation value, performs dead time compensation with the q-axis current command value and the compensation value obtained by LPF processing of the q-axis current command value.
  • the dead time compensation value is not manipulated for a correct voltage command.
  • Feed-forward type dead time compensation locks the motor output shaft and current flows to the motor with dedicated software. Need to be measured. Further, it is necessary to perform a tuning operation of a threshold value for determining a compensation code by phase adjustment or a current command value by rotating the motor by a constant load and constant rotation using a motor test apparatus. It is necessary to allocate the inverter applied voltage, the motor rotation number, etc., and perform it a plurality of times, and it is required to reduce the tuning work.
  • dead time compensation In feed-forward type dead time compensation, if the sign is not switched at an appropriate compensation amount and at an appropriate timing, chattering will occur near the zero cross or during low load / low speed steering. By introducing dead time compensation that does not match the compensation amount or dead time compensation that does not match the timing, chattering may be caused by the control itself. In order to suppress such chattering, the feedforward type requires a considerably fine tuning work such as various ideas and strict switching of compensation codes.
  • the present invention has been made under the circumstances as described above, and an object of the present invention is to provide a vector control type electric power steering apparatus that does not require tuning work, compensates for inverter dead time, and improves current waveform distortion.
  • An object of the present invention is to provide an electric power steering device that improves the responsiveness of current control and suppresses sound, vibration, and ripple.
  • the present invention converts a dq-axis current command value calculated based on at least a steering torque into a three-phase voltage command value and then converts it into a duty command value, and drives and controls a three-phase brushless motor by a PWM control inverter.
  • a vector control type electric power steering apparatus that applies assist torque to a steering mechanism of a vehicle, and the object of the present invention is to estimate a three-phase detection voltage based on a three-phase motor terminal voltage, and to calculate from the duty command value.
  • a loss voltage due to a dead time of the inverter is estimated from a difference between a three-phase command voltage and the three-phase detection voltage, and a dead time compensation value compensated for the loss voltage is fed back to the three-phase voltage command value, thereby causing a dead time of the inverter. This is achieved by performing time compensation.
  • the present invention converts a dq-axis current command value calculated based on at least the steering torque into a three-phase voltage command value and then converts it into a duty command value, and drives and controls a three-phase brushless motor by a PWM control inverter.
  • the present invention relates to a vector control type electric power steering apparatus that applies assist torque to a steering mechanism of a vehicle, and the object of the present invention is a space in which the dq-axis current command value is space vector modulated to obtain the three-phase voltage command value.
  • the three-phase motor terminal voltage, the motor rotation angle, the motor rotation number, and the midpoint voltage estimating unit that estimates the midpoint voltage based on the inverter applied voltage, the midpoint voltage and the three-phase motor terminal voltage
  • a three-phase detection voltage calculation unit that calculates a three-phase detection voltage, and a three-phase command voltage that calculates a three-phase command voltage based on the duty command value and the inverter applied voltage
  • a calculation unit a three-phase loss voltage calculation unit that estimates a loss voltage due to a dead time of the inverter from a difference between the three-phase detection voltage and the three-phase command voltage, and a three-phase calculated by the three-phase loss voltage calculation unit
  • a compensation value limiting unit for limiting the dead time compensation value in response to the voltage applied to the inverter, and adding the limited dead time compensation value to the three-phase voltage command value. This is achieved by performing dead time compensation.
  • the present invention converts a dq axis current command value calculated based on at least the steering torque into a three-phase duty command value, and drives and controls a three-phase brushless motor by a PWM control inverter.
  • the above-described object of the present invention relates to a vector control type electric power steering apparatus that applies assist torque, and the above-described object of the present invention is to estimate a three-phase detection voltage based on a three-phase motor terminal voltage and to calculate a three-phase applied voltage calculated from the duty command value.
  • a loss voltage due to the dead time of the inverter is estimated from a difference between the three-phase detection voltages, and the calculated loss voltage is set as a basic compensation amount, and an insufficient compensation amount is set as an ideal dead time compensation value and the loss voltage. And the corrected phase values are fed back to the three-phase voltage command values as dead time compensation values to It is achieved by performing the beam compensation.
  • the present invention converts a d-axis current command value and a q-axis current command value calculated based on at least a steering torque into a three-phase voltage command value, and a three-phase brushless motor by a PWM-controlled inverter that calculates a three-phase duty.
  • the above-mentioned object of the present invention relates to a three-phase motor terminal voltage, a motor rotation angle, a motor rotation speed, and an inverter applied voltage.
  • a midpoint voltage estimating unit for estimating a midpoint voltage based on the midpoint voltage
  • a detection voltage calculating unit for calculating a three-phase detection voltage from the three-phase motor terminal voltage, and the duty command value and the inverter applied voltage.
  • the applied voltage calculation unit that calculates the three-phase applied voltage based on the dead time of the inverter
  • a loss voltage calculation unit that estimates a phase loss voltage, an ideal dead time compensation model that obtains a three-phase ideal dead time compensation value based on the motor rotation angle, the motor rotation speed, and the inverter applied voltage; and the three-phase loss voltage
  • a correction unit that corrects a voltage difference between the three-phase ideal dead time compensation values based on the q-axis current command value, and a compensation value from the correction unit is processed based on the inverter applied voltage to obtain a three-phase dead time.
  • an output section that outputs a compensation value, and is achieved by feeding back the three-phase dead time compensation value to the three-phase voltage command value to compensate for the inverter dead time.
  • the three-phase voltage is estimated from the three-phase terminal voltage
  • the three-phase applied voltage is calculated from the three-phase duty command value and the inverter applied voltage
  • the difference is calculated. Calculate the lost voltage. If the calculated loss voltage is used as the compensation amount, and a transient differential voltage occurs due to the midpoint correction of the compensation amount, the back electromotive force voltage or noise, etc., the compensation amount is limited or the compensation amount that is insufficient
  • a process for limiting the amount of compensation for the difference between the ideal dead time compensation value and the loss voltage is performed, and as the dead time compensation value, the three-phase voltage command value after space vector modulation is compensated by feedback.
  • the terminal voltage feedback type dead time compensation calculates a certain amount of compensation and an appropriate compensation code by calculation, so that almost no tuning work is required, and near ideal compensation is possible in the low speed steering region. It is possible to compensate for the dead time, improve the current waveform distortion, and improve the current control response.
  • the compensation code and the compensation amount are automatically calculated, chattering does not occur even in the low load and low speed steering areas near the on-center of the steering wheel, and the dead time can be compensated. Even when the three-phase compensation waveform is not a rectangular wave, compensation is possible because it is automatically calculated.
  • a compensation amount close to ideal and an optimum compensation code are entered by calculation in a specific steering region with almost no tuning work, so there are fewer devices to suppress chattering than the feed forward type. In the vicinity of the zero cross and in the low load / low speed steering region, it is possible to suppress the risk (chattering generated by the control itself) and effectively compensate for the dead time.
  • the compensation amount measured by the dedicated software is calculated from the difference between the estimated applied voltage and the detected voltage in the low load / low speed steering region near the on-center.
  • the compensation code an appropriate direction is calculated from the voltage difference.
  • the feed-forward type requires measurement with dedicated software in advance or tuning with a motor test device, etc., whereas the feedback type requires a compensation amount to some extent without rewriting to test software or tuning with a test device. And the compensation code are automatically obtained by calculation.
  • the present invention estimates a three-phase voltage from a three-phase terminal voltage and solves problems such as torque ripple and deterioration of steering noise due to current distortion caused by the dead time of the ECU.
  • the three-phase command voltage is calculated from the command value and the inverter applied voltage, and the loss voltage lost due to the dead time is calculated by taking the difference through the delay model.
  • the calculated three-phase loss voltage is appropriately processed as the compensation amount, or the insufficient compensation amount is appropriately processed based on the difference between the ideal dead time compensation value and the loss voltage, and the space vector is obtained as the dead time compensation value.
  • the three-phase voltage command value after modulation is compensated by feedback.
  • the present invention when a compensation amount exceeding the upper limit value is detected from the detected loss voltage, it is determined that the disturbance is caused by a motor back electromotive voltage or the like, and the loss due to dead time is calculated by limiting the compensation value. Further, by directly feeding back the calculated loss voltage to the three-phase voltage command value as a dead time compensation value, it is possible to compensate for the dead time even on the three-phase signal.
  • FIG. 5 shows the overall configuration of the present invention (first embodiment) corresponding to FIG. 3, and a dead time compensation unit 200 for calculating dead time compensation values v d * and v q * on the dq axis is provided. It has been. Dead The time compensator 200, the motor rotation angle ⁇ and the motor rotational speed ⁇ is input, phase Duty command values calculated by the Duty command value calculating section 160A in the PWM control unit 160 Duty u, Duty v, Duty w and three-phase motor terminal voltages Vu, Vv, and Vw of the motor 100 are input.
  • the three-phase terminal voltages Vu, Vv, and Vw are input to the dead time compensation unit 200 via LPFs (Low Pass Filters) 163U, 163V, and 163W for removing high-frequency noise, respectively.
  • the inverter 161 receives a PWM signal (U PWM , V PWM , W PWM ) from the PWM control circuit 160B in the PWM control unit 160, and the inverter applied voltage VR applied to the inverter 161 is compensated for dead time. Input to the unit 200.
  • a d-axis current command value i d * and a q-axis current command value i q * calculated by a current command value calculation unit are input to subtraction units 131d and 131q, respectively, and a feedback current is output from the subtraction units 131d and 131q.
  • Current deviations ⁇ i d * and ⁇ i q * from i d and i q are calculated.
  • the calculated current deviation ⁇ i d * is input to the PI control unit 120d, and the calculated current deviation ⁇ i q * is input to the PI control unit 120q.
  • the PI-controlled d-axis voltage command value v d and q-axis voltage command value v q are respectively input to addition units 121d and 121q, and dead time compensation values v d * and v q * from a dead time compensation unit 200 described later .
  • the compensated voltage values are input to the subtracting unit 141d and the adding unit 141q.
  • a voltage v d1 * from the dq non-interference control unit 140 is input to the subtraction unit 141d, and a voltage command value v d ** that is a difference between them is obtained, and a dq non-interference control unit is added to the addition unit 141q.
  • a voltage v q1 * from 140 is input, and a voltage command value v q ** is obtained as a result of the addition.
  • Voltage command values v d ** and v q ** compensated for dead time are converted from two phases of the dq axis to three phases of U phase, V phase, and W phase, and a spatial vector that superimposes the third harmonic Input to the modulation unit 300.
  • the three-phase voltage command values V ur * , V vr * , and V wr * vector-modulated by the space vector modulation unit 300 are input to the PWM control unit 160, and the motor 100 receives the PWM control unit 160 and the inverter 161 in the same manner as described above. It is driven and controlled via.
  • the dead time compensation unit 200 includes a subtraction unit 201 (201U, 201V, 201W) and 202, a midpoint voltage estimation unit 210, a three-phase command voltage calculation unit 220, a voltage detection delay model 230, a gain unit 240, and a compensation amount limiting unit 250. And a three-phase alternating current / dq axis converter 260.
  • the motor rotation angle ⁇ is input to the midpoint voltage estimation unit 210 and the three-phase AC / dq axis conversion unit 260, and the motor rotation speed ⁇ is input to the midpoint voltage estimation unit 210.
  • the motor terminal voltages Vu, Vv, Vw are input to the midpoint voltage estimation unit 210 and the subtraction unit 201 (201U, 201V, 201W) via LPFs 163U to 163W.
  • the three-phase duty command values Duty u , Duty v , and Duty w from the Duyt command value calculation unit 160A in the PWM control unit 160 are input to the three-phase command voltage calculation unit 220, and the inverter applied voltage VR is the midpoint voltage estimation.
  • the unit 210, the three-phase command voltage calculation unit 220, and the compensation amount limiting unit 250 are input to the unit 210, the three-phase command voltage calculation unit 220, and the compensation amount limiting unit 250.
  • the midpoint voltage estimation unit 210 calculates a reference voltage of the midpoint voltage based on the inverter applied voltage VR.
  • the details are the configuration of FIG. 7, and the midpoint voltage is shifted due to the influence of the hardware configuration, detection error, etc., and is corrected from the difference between the inverter applied voltage VR and the three-phase motor terminal voltages Vu to Vw.
  • the correction timing is corrected under conditions of a specific motor rotation angle ⁇ and a specific motor rotation speed ⁇ .
  • the inverter applied voltage VR is halved (VR / 2) by the half part 211, and the half value (VR / 2) is added to the subtracting parts 217 and 218.
  • the terminal voltages Vu to Vw are input to the adding unit 216 and added, and the addition result (Vu + Vv + Vw) is multiplied by 1/3 by the dividing unit (1/3) 212 and is multiplied by 1/3 to “(Vu + Vv + Vw) / 3 "Is inputted to the subtraction unit 217 by subtraction.
  • the subtraction unit 217 subtracts the voltage “(Vu + Vv + Vw) / 3” from the half value VR / 2, and inputs the subtraction result VRna to the correction value holding unit 214.
  • the correction timing determination unit 213 determines the correction timing based on the motor rotation angle ⁇ and the motor rotation number ⁇ , and inputs the correction signal CT to the correction value holding unit 214. Based on the voltage VR nb held by the correction value holding unit 214, the correction amount limiting unit 215 calculates a correction amount ⁇ Vm.
  • the details of the correction timing determination unit 213 and the correction value holding unit 214 are shown in FIG. 8, and the correction timing determination unit 213 includes an angle determination unit 213-1, an effective rotation number determination unit 213-2, and an AND circuit 213-3.
  • the correction value holding unit 214 includes a switching unit 214-1 and a holding unit (Z ⁇ 1 ) 214-2.
  • the motor rotation angle ⁇ is input to the angle determination unit 213-1 and the determination of the following equation 1 is performed.
  • the angle determination unit 213-1 outputs a determination signal JD1.
  • Equation 1 179 [deg] ⁇ ⁇ 180 [deg]
  • the voltage value of the zero cross point can be accurately sampled.
  • the third harmonic is superimposed on the motor terminal voltage, and a more accurate value cannot be detected.
  • the effective rotational speed determining portion 213-2 determines whether the motor rotational speed omega is the correction operation can be effective rotation speed omega 0 or less, the motor rotational speed omega correction calculation can enable rotation speed omega 0 following Sometimes the decision signal JD2 is output. (Equation 2) ⁇ ⁇ ⁇ 0
  • the determination signals JD1 and JD2 are input to the AND circuit 213-3, and the correction signal CT is output under the AND condition where the determination signals JD1 and JD2 are input.
  • the correction signal CT is input as a switching signal to the switching unit 214-1 in the correction value holding unit 214, and switches the contacts a and b.
  • the subtraction result VR na is input to the contact a, and the output voltage VR nb is input to the contact b via the holding unit (Z ⁇ 1 ) 214-2.
  • the correction value holding unit 214 holds a value in order to output a stable correction value until the next timing. If the correction amount is clearly larger than normal due to noise, back electromotive voltage, correction timing misjudgment, or the like, the correction amount limiting unit 215 determines that the correction amount is not correct and limits the correction amount to the maximum correction amount.
  • the voltage correction value ⁇ Vm limited to the maximum correction amount is input to the subtraction unit 218, and the midpoint voltage estimated value Vm calculated based on the following equation 3 is output by the subtraction unit 218.
  • the midpoint voltage estimated value Vm is subtracted and input to the subtraction units 201U, 201V, and 201W, respectively.
  • the three-phase command voltage calculation unit 220 is inputted with the three-phase duty command values Duty u , Duty v , Duty w and the inverter applied voltage VR, and the three-phase command voltage calculation unit 220 has the three-phase duty command value Duty.
  • u the Duty v, Duty w and the inverter application voltage VR
  • 3-phase applied voltage V in is input to the voltage detection delay model 230.
  • Duty ref in Equation 4 indicates Duty u , Duty v , and Duty w .
  • the midpoint voltage estimated value Vm is subtracted and input to the subtraction unit 201 (201U, 201V, 201W), and the subtraction unit 201 (201U, 201V, 201W) receives the three-phase terminal voltages Vu, Vv, Vw that have passed through LPFs 163U, 163V, 163W. Is subtracted.
  • the subtraction units 201U, 201V, and 201W subtract the midpoint voltage estimated value Vm from the three-phase terminal voltages Vu, Vv, and Vw by the subtraction units 201u, 201v, and 201w according to Equation 5. Thereby, the three-phase detection voltage V dn (V du , V dv , V dw ) is calculated.
  • the three-phase detection voltage V dn (V du , V dv , V dw ) is input to the subtraction unit 202 as a three-phase loss voltage calculation unit.
  • the detection of the three-phase terminal voltages Vu to Vw is delayed by the noise filter of the ECU. Therefore, when calculating the voltage loss taking the difference of the direct three-phase command voltage V in and the detected three-phase voltages V dn, errors caused by the phase difference.
  • the detection delay of hardware such as a filter circuit is approximated as a first-order filter model to improve the phase difference.
  • the voltage detection delay model 230 of the present embodiment is a first-order filter of Formula 6, where T is a filter time constant.
  • the voltage detection delay model 230 may have a configuration using a second-order or higher-order filter as a model.
  • 3-phase command voltage V in is added input to the subtraction unit 202, the detected three-phase voltage V dn are subtracted input, 3-phase loss by subtracting the detected three-phase voltage V dn from 3-phase command voltage V in
  • the voltage PLA (V loss_n ) is calculated. That is, the following equation 7 is calculated by the subtracting unit 202.
  • the three-phase loss voltage PLA (V loss_n ) is multiplied by a gain P G (for example, 0.8) by the gain unit 240, and the three-phase loss voltage PLB multiplied by the gain P G is input to the compensation amount limiting unit 250.
  • a gain P G for example, 0.8
  • the gain P G need not be essentially adjusted, alignment and vehicle tuning and other compensators, such as the components of the ECU are changed, the change in case of requiring output adjustment.
  • the compensation amount limiting unit 250 is sensitive to the inverter applied voltage VR, and its detailed configuration is as shown in FIG. In other words, the inverter applied voltage VR is input to the compensation amount upper / lower limit value calculating unit 251 in the compensation amount limiting unit 250, and the compensation amount limit value DTCa is calculated with the characteristics shown in FIG.
  • the compensation amount limit value DTCa is a constant limit value DTCa1 up to the predetermined voltage VR1, increases linearly (or non-linearly) from the predetermined voltage VR1 to the predetermined voltage VR2 (> VR1), and maintains the constant limit value DTCa2 above the predetermined voltage VR2. It is a characteristic to do.
  • the compensation amount limit value DTCa is input to the contact point a1 and the comparison unit 255 of the switching unit 252, and is also input to the inversion unit 254. Also, 3-phase voltage loss PLB (V loss_u, V loss_v, V loss_w) with the input to the comparator 255 and 256 are inputted to the contact b1 of the switching unit 252.
  • the output -DTCa of the inverting unit 254 is input to the contact point a2 of the switching unit 253.
  • the contacts a1 and b1 of the switching unit 252 are switched based on the comparison result CP1 of the comparison unit 255, and the contacts a2 and b2 of the switching unit 253 are switched based on the comparison result CP2 of the comparison unit 256.
  • the comparison unit 255 compares the compensation amount limit value DTCa with the three-phase loss voltage PLB and switches the contacts a1 and b1 of the switching unit 252 according to the following formula 8.
  • dead time compensation can be made on the dq axis by converting the calculated loss voltage on the dq axis and feeding back as a dead time compensation value.
  • the space vector modulation unit 300 converts a two-phase voltage (v d ** , v q ** ) in the dq axis space into a three-phase voltage (Vua, Vva, Vwa), and converts the three-phase voltage ( Vua, Vva, Vwa) as long as it has a function of superimposing third-order harmonics.
  • the space vector modulation is based on the voltage command values v d ** and v q ** in the dq axis space, the motor rotation angle ⁇ , and the sector number n (# 1 to # 6) as shown below.
  • switching patterns S1 to S6 corresponding to sectors # 1 to # 6 for controlling ON / OFF of FETs (upper arms Q1, Q3, Q5, lower arms Q2, Q4, Q6) of the bridge configuration By supplying it to the motor, it has a function of controlling the rotation of the motor.
  • the voltage command values v d ** and v q ** are coordinate-converted into the voltage vectors V ⁇ and V ⁇ in the ⁇ - ⁇ coordinate system based on Equation 10. The relationship between the coordinate axes used for this coordinate transformation and the motor rotation angle ⁇ is shown in FIG.
  • Equation 11 there is a relationship as shown in Equation 11 between the target voltage vector in the dq coordinate system and the target voltage vector in the ⁇ - ⁇ coordinate system, and the absolute value of the target voltage vector V is stored.
  • the output voltage of the inverter is changed according to the switching patterns S1 to S6 of the FETs (Q1 to Q6) according to the eight kinds of discrete reference voltage vectors V0 to V7 (shown in the space vector diagram of FIG. This is defined by non-zero voltage vectors V1 to V6 and zero voltage vectors V0 and V7) having phases different by ⁇ / 3 [rad].
  • the selection of the reference output voltage vectors V0 to V7 and the generation time thereof are controlled.
  • the space vector can be divided into six sectors # 1 to # 6 using six regions sandwiched between adjacent reference output voltage vectors, and the target voltage vector V is set to the sector # 1 to # 6. It belongs to any one and can be assigned a sector number.
  • the target voltage vector V which is a combined vector of V ⁇ and V ⁇ , exists in the sector as shown in FIG. 13 divided into regular hexagons in the ⁇ - ⁇ space depends on ⁇ of the target voltage vector V. It can be obtained based on the rotation angle ⁇ in the ⁇ coordinate system.
  • FIG. 14 shows switching pulses in the ON / OFF signals S1 to S6 (switching patterns) for the FET in order to output the target voltage vector V from the inverter in the digital control by the inverter switching patterns S1, S3, and S5 in the space vector control.
  • a basic timing chart for determining the width and its timing is shown. Space vector modulation is performed within the sampling period Ts every prescribed sampling period Ts, and the calculation result is converted into each switching pulse width and timing in the switching patterns S1 to S6 in the next sampling period Ts. And output.
  • Signals S1, S3 and S5 indicate gate signals of the FETs Q1, Q3 and Q5 corresponding to the upper arm.
  • the horizontal axis indicates time, and Ts corresponds to the switching period and is divided into 8 periods, and T0 / 4, T1 / 2, T2 / 2, T0 / 4, T0 / 4, T2 / 2, T1 / 2 And T0 / 4.
  • the periods T1 and T2 are times depending on the sector number n and the rotation angle ⁇ , respectively.
  • the dead time compensation of the present invention is applied on the dq axis, and the dead time compensation value waveform (U phase waveform) obtained by dq axis / 3 phase conversion of only the dead time compensation value is shown by the broken line in FIG.
  • U phase waveform the dead time compensation value waveform obtained by dq axis / 3 phase conversion of only the dead time compensation value
  • Such a third-order component is removed from the waveform.
  • V phase and the W phase By applying space vector modulation instead of dq axis / 3-phase conversion, it is possible to superimpose third-order harmonics on a three-phase signal, and to compensate for third-order components that are lost due to three-phase conversion. It is possible to generate an ideal dead time compensation waveform as shown by the solid line in FIG.
  • FIGS. 16 and 17 show the results of the steering experiment apparatus showing the effect of this embodiment, and FIG. 16 shows the U-phase current, d-axis current, and q-axis current when there is no dead time compensation.
  • FIG. 16 shows the U-phase current, d-axis current, and q-axis current when there is no dead time compensation.
  • FIG. 18 corresponds to FIG. 5 and FIG. 19 corresponds to FIG. 6.
  • the dead time compensation unit 200A of the present embodiment the three-phase AC / dq axis conversion unit 260 of the first embodiment is deleted, and the space vector 3-phase voltage command value V ur from the modulation unit 300 *, V vr *, V wr * path to the adder 142 of (142u, 142v, 142w) are disposed.
  • Other configurations are exactly the same as those in the first embodiment, and a description thereof will be omitted.
  • the dead time compensation values DTC (DTC u , DTC v , DTC w ) output from the compensation amount limiting unit 250 are not converted to dq axes, and the adders 142 u, 142 v, 142 w remain in three phases. Is entered.
  • the dead time compensation values DTC u , DTC v , and DTC w are added (dead time compensation) to the three-phase voltage command values V ur * , V vr * , and V wr * , respectively, in the adders 142u, 142v, and 142w.
  • the compensated three-phase voltage command values V uc , V vc , and V wc are input to the duty command value calculation unit 160 A in the PWM control unit 160.
  • FIG. 20 and 21 show the results of the steering experiment apparatus showing the effect of this embodiment for the U phase
  • FIG. 20 shows the U phase current, the d axis current, and the q axis current when there is no dead time compensation. Yes.
  • the dead time compensation of this embodiment in the steering steering state at low speed and low load, improvement of waveform distortion of phase current and dq axis current as shown in FIG. 21 (dip axis current waveform has less ripple, A phase current waveform close to a sine wave) was confirmed, and an improvement in torque ripple during steering and an improvement in steering noise were observed.
  • the compensation amount is slightly smaller than the ideal compensation amount due to a delay until the loss voltage due to the dead time is detected and reflected. Therefore, in the third embodiment described below, in order to improve the compensation amount, the missing compensation amount is multiplied by the current command value sensitivity by taking the difference between the ideal dead time compensation value and the detected loss voltage, A function to correct as a correction value is added. As a result, a waveform close to the ideal dead time compensation waveform is corrected, and torque ripple during steering is reduced.
  • the dead time compensation three-phase ideal model uses a function that outputs a dead time compensation value according to an angle.
  • Figure 22 shows in an exemplary configuration of a third embodiment in correspondence with FIG. 5 and FIG. 18, in the present embodiment outputs the ideal dead time compensation value IDC of three phases (IDC u, IDC v, IDC w)
  • An ideal dead time compensation model 400 is provided in the dead time compensation unit 200B.
  • the motor rotation angle ⁇ , the motor rotation speed ⁇ , the inverter applied voltage VR, and the steering assist command value (q-axis current command value) i qref are input.
  • the obtained ideal dead time compensation value IDC is added to the subtractor 203 and input.
  • the subtraction unit 203 receives the subtraction of the three-phase loss voltage PLA from the subtraction unit 202.
  • the subtraction unit 203 obtains the three-phase loss voltage PLA from the ideal dead time compensation value IDC (IDC u , IDC v , IDC w ).
  • the voltage difference PLC1 as a subtraction result is input to the gain unit 204.
  • the gain unit 204 varies the current gain Gi according to the q-axis current command value i qref and outputs a voltage difference PLC2 obtained by multiplying the voltage difference PLC1 by the current gain Gi.
  • the voltage difference PLC2 is input to the adder unit 205.
  • Adder 205 adds voltage difference PLC2 and three-phase loss voltage PLA, and outputs the addition result as compensation value PLC3.
  • the only input signal related to the sensitive operation of the current gain Gi is the steering assist command value i qref (or its absolute value
  • the current gain Gi is set to “0” until a certain current value (for example, 0.25 [A]), and the current value exceeding the certain value (0.25 [A]) depends on the current amount.
  • the current gain Gi is gradually increased, and when the current gain Gi exceeds the upper limit current (eg, 3.0 [A]), the current gain Gi is kept constant (eg, 0.75).
  • Compensation value PLC3 is inputted to the same gain portion 240 of the first embodiment and the second embodiment, further a 3-phase through the compensation amount limiting section 250 the dead time compensation value DTC (DTC u, DTC v, DTC w) is Is output.
  • the dead time compensation value DTC (DTC u, DTC v, DTC w) is Is output.
  • DTC u, DTC v, DTC w) is Is output.
  • the dead time compensation value DTC (DTC u, DTC v, DTC w) is Is output.
  • the dead time compensation value DTC is converted into a two-phase dq-axis compensation value and fed back to the dq-axis voltage command value.
  • the three-phase dead time compensation value DTC is changed to two phases on the dq-axis. Without conversion, it is directly fed back to the three-phase voltage command value after space vector modulation.
  • an adder 142 (142u, 142v, 142w) is provided at the subsequent stage of the space vector modulator 300, and the voltage command values V ur * , V vr * , V wr * and dead from the space vector modulator 300 are provided.
  • time compensation value DTC u, DTC v, DTC w is adding unit 142u of the adder 142, 142V, are respectively added at 142w.
  • the three-phase voltage command values VC ur * , VC vr * , and VC wr * that have been added and compensated for dead time are input to the PWM controller 160.
  • the details of the ideal dead time compensation model 400 are as shown in FIG. 23.
  • the dead time compensation amount according to the inverter applied voltage VR is calculated and varied.
  • the inverter applied voltage sensitive gain unit 420 that inputs the inverter applied voltage VR and outputs the voltage sensitive gain G v is configured as shown in FIG. 24, and the inverter applied voltage VR is limited to the maximum value by the input restricting unit 421.
  • the inverter application voltage VR 1 whose value is limited is input to the inverter application voltage / dead time compensation gain conversion table 422.
  • the characteristics of the inverter applied voltage / dead time compensation gain conversion table 422 are as shown in FIG. 25, for example.
  • Voltage sensitive gain G v is the multiplication unit 431U, 431V, is input to 431W.
  • the phase adjustment unit 410 is provided for the function of calculating the adjustment angle according to the motor rotation speed ⁇ .
  • the phase adjustment unit 410 has characteristics as shown in FIG. 26, and the calculated phase adjustment angle ⁇ is input to the addition unit 421 and added to the detected motor rotation angle ⁇ .
  • the motor rotation angle ⁇ m ( ⁇ + ⁇ ), which is the addition result of the adding unit 421, is input to the angle-dead time compensation value function units 430U, 430V, and 430W.
  • Angle - dead time compensation value function unit 430U, 430V, 430W as shown in detail in Figure 27, the motor rotation angle theta m which is the phase adjustment, 120 [deg in the range of electrical angle 0 ⁇ 359 [deg] ] Outputs three-phase ideal dead time compensation values U dt , V dt , and W dt of rectangular waves that are out of phase with each other.
  • the dead time compensation value angle function units 430U, 430V, and 430W use the dead time compensation value required for the three phases as a function of the angle, and calculate the actual dead time compensation value U dt , V dt , W dt is output.
  • the angle function of the dead time reference compensation value differs depending on the dead time characteristic of the ECU.
  • Steering assist command value qref is inputted to the compensation code judgment unit 440, the determined sign PMS steering assist command value qref multiplication unit 441U, 441V, is input to 441W.
  • the ideal dead time compensation values U dt , V dt , and W dt from the angle-dead time compensation value function units 430U, 430V, and 430W are input to the multipliers 431U, 431V, and 431W, respectively, and multiplied by the voltage sensitive gain G v. Is done.
  • the three-phase dead time compensation values U dt a , V dta , and W dta multiplied by the voltage sensitive gain G v are respectively input to the multipliers 441U, 441V, and 441W and multiplied by the positive / negative sign PMS.
  • FIG. 28 shows the experimental results of the steering experimental apparatus showing the effect of the third embodiment.
  • FIG. 28A shows the waveform of the U-phase loss voltage PLA
  • FIG. 28B shows the U-phase ideal dead time compensation.
  • This is a waveform of the value IDC
  • FIG. 10C is a waveform of the voltage difference PLC1 that is the output of the subtracting unit 203.
  • FIG. 28D shows the waveform of the compensation value PLC3, which is the output of the adding unit 205, and it can be seen that the waveform is corrected to an ideal dead time compensation waveform. Thereby, the torque ripple at the time of steering is reduced.

Abstract

【課題】ベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、チューニング作業もなく、インバータのデッドタイムを補償し、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図り、音や振動、リップルを抑制した電動パワーステアリング装置を提供する。 【解決手段】少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値を３相電圧指令値に変換して後にDuty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、３相モータ端子電圧若しくはそれに理想デッドタイム補償モデルを付加した形態に基づいて３相検出電圧を推定し、Duty指令値から算出した３相指令電圧と３相検出電圧の差分からインバータのデッドタイムによる損失電圧を推定し、損失電圧を補償したデッドタイム補償値を３相電圧指令値にフィードバックしてインバータのデッドタイム補償を行う。

Description

電動パワーステアリング装置
　本発明は、３相ブラシレスモータの駆動をｄｑ軸回転座標系でベクトル制御すると共に、モータ端子電圧若しくはそれに理想デッドタイム補償モデルを付加した形態に基づくデッドタイム補償値を、３相電圧指令値にフィードバックすることによりインバータのデッドタイムを補償して滑らかで、操舵音のないアシスト制御を可能とした電動パワーステアリング装置に関に関する。
　車両のステアリング機構にモータの回転力で操舵補助力（アシスト力）を付与する電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）は、アクチュエータとしてのモータの駆動力を、減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力を付与するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置は、操舵補助力のトルクを正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、操舵補助指令値（電流指令値）とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ（パルス幅変調）制御のDutyの調整で行っている。
　電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１に示して説明すると、ハンドル１のコラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ，６ｂを経て、更にハブユニット７ａ，７ｂを介して操向車輪８Ｌ，８Ｒに連結されている。また、コラム軸２には、ハンドル１の舵角θを検出する舵角センサ１４と、ハンドル１の操舵トルクＴｈを検出するトルクセンサ１０とが設けられており、ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介してコラム軸２に連結されている。電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）３０には、バッテリ１３から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー信号が入力される。コントロールユニット３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈと車速センサ１２で検出された車速Ｖｓとに基づいてアシスト（操舵補助）指令の電流指令値の演算を行い、演算された電流指令値に補償等を施した電圧制御指令値Ｖｒｅｆによってモータ２０に供給する電流を制御する。舵角センサ１４は必須のものではなく、配設されていなくても良く、モータ２０に連結されたレゾルバ等の回転センサから舵角（モータ回転角）θを得ることもできる。
　コントロールユニット３０には、車両の各種情報を授受するＣＡＮ（Controller　Area　Network）４０が接続されており、車速ＶｓはＣＡＮ４０から受信することも可能である。また、コントロールユニット３０には、ＣＡＮ４０以外の通信、アナログ／ディジタル信号、電波等を授受する非ＣＡＮ４１も接続可能である。
　このような電動パワーステアリング装置において、コントロールユニット３０は主としてＣＰＵ(Central　Processing　Unit)（ＭＰＵ(Micro　Processor　Unit)やＭＣＵ(Micro　Controller　Unit)等を含む）で構成されるが、そのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと、例えば図２に示されるような構成となっている。
　図２を参照してコントロールユニット３０の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０からの操舵トルクＴｈ及び車速センサ１２からの車速Ｖｓは電流指令値演算部３１に入力され、電流指令値演算部３１は操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｓに基づいてアシストマップ等を用いて電流指令値Ｉｒｅｆ１を演算する。演算された電流指令値Ｉｒｅｆ１は加算部３２Ａで、特性を改善するための補償部３４からの補償信号ＣＭと加算され、加算された電流指令値Ｉｒｅｆ２が電流制限部３３で最大値を制限され、最大値を制限された電流指令値Ｉｒｅｆｍが減算部３２Ｂに入力され、モータ電流検出値Ｉｍと減算される。
　減算部３２Ｂでの減算結果である偏差ΔＩ（＝Ｉｒｅｆｍ－Ｉｍ）はＰＩ(Proportional-Integral)制御部３５でＰＩ等の電流制御をされ、電流制御された電圧制御指令値Ｖｒｅｆが変調信号（三角波キャリア）ＣＦと共にＰＷＭ制御部３６に入力されてDuty指令値を演算され、Duty指令値を演算されたＰＷＭ信号でインバータ３７を介してモータ２０をＰＷＭ駆動する。モータ２０のモータ電流値Ｉｍはモータ電流検出器３８で検出され、減算部３２Ｂに入力されてフィードバックされる。
　補償部３４は、検出若しくは推定されたセルフアライニングトルク（ＳＡＴ）を加算部３４４で慣性補償値３４２と加算し、その加算結果に更に加算部３４５で収れん性制御値３４１を加算し、その加算結果を補償信号ＣＭとして加算部３２Ａに入力し、特性改善を実施する。
　近年、電動パワーステアリング装置のアクチュエータは３相ブラシレスモータが主流となっていると共に、電動パワーステアリング装置は車載製品であるため、稼動温度範囲が広く、フェールセーフの観点からモータを駆動するインバータは家電製品を代表とする一般産業用と比較して、デッドタイムを大きく（産業用機器＜ＥＰＳ）する必要がある。一般にスイッチング素子（例えばＦＥＴ(Field-Effect　Transistor)）にはＯＦＦの際に遅れ時間があるため、上下アームのスイッチング素子のＯＦＦ／ＯＮ切り換えを同時に行うと、直流リンクを短絡する状況になり、これを防ぐため、上下アーム両方のスイッチング素子がＯＦＦになる時間（デッドタイム）を設けている。
　その結果、電流波形が歪み、電流制御の応答性や操舵感が悪化する。例えばハンドルがオンセンター付近にある状態でゆっくり操舵すると、トルクリップル等による不連続な操舵感などが生じる。また、中・高速操舵時におけるモータの逆起電圧や、巻線間の干渉電圧が電流制御に対して外乱として作用するため、転追性や切り返し操舵時の操舵感を悪化させている。
　３相ブラシレスモータのロータの座標軸であるトルクを制御するｑ軸と、磁界の強さを制御するｄ軸とを独立に設定し、ｄｑ軸が９０°の関係にあることから、そのベクトルで各軸に相当する電流（ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値）を制御するベクトル制御方式が知られている。
　図３は、ベクトル制御方式で３相ブラシレスモータ１００を駆動制御する場合の構成例を示しており、操舵トルクＴｈ、車速Ｖｓ等に基づいて電流指令値演算部（図示せず）で演算された２軸のｄｑ軸座標系のｄ軸電流指令値id *及びｑ軸電流指令値iq *はそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに入力され、減算部１３１ｄ及び１３１ｑで求められた電流偏差Δid *及びΔiq *はそれぞれＰＩ制御部１２０ｄ及び１２０ｑに入力される。ＰＩ制御部１２０ｄ及び１２０ｑでＰＩ制御された電圧指令値vd及びvqは、それぞれ減算部１４１ｄ及び１４１ｑに入力され、減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑで求められた指令電圧Δvd及びΔvqはｄｑ軸／３相交流変換部１５０に入力される。ｄｑ軸／３相交流変換部１５０で３相に変換された電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*はＰＷＭ制御部１６０に入力され、演算された３相のDuty指令値（Dutyu，Dutyv，Dutyw）に基づくＰＷＭ信号ＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭにより、図４に示すような上下アームのブリッジ構成で成るインバータ（インバータ印加電圧ＶＲ）１６１を介してモータ１００が駆動される。上側アームはスイッチング素子としてのＦＥＴＱ１，Ｑ３，Ｑ５で構成され、下側アームはＦＥＴＱ２，Ｑ４，Ｑ６で構成されている。
　モータ１００の３相モータ電流iu，iv，iwは電流検出器１６２で検出され、検出された３相モータ電流iu，iv，iwは３相交流／ｄｑ軸変換部１３０に入力され、３相交流／ｄｑ軸変換部１３０で変換された２相のフィードバック電流id及びiqはそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに減算入力されると共に、ｄ－ｑ非干渉制御部１４０に入力される。ｄ－ｑ非干渉制御部１４０からの２相の電圧vd1 *及びvq1 *はそれぞれ減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑに入力され、減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑで指令電圧Δvd及びΔvqが算出される。指令電圧Δvd及びΔvqがｄｑ軸／３相交流変換部１５０に入力され、ＰＷＭ制御部１６０及びインバータ１６１を介してモータ１００が駆動される。
　また、モータ１００には回転センサ等が取り付けられており、センサ信号を処理する角度検出部１１０からモータ回転角θ及びモータ回転数（回転速度）ωが出力される。モータ回転角θはｄｑ軸／３相交流換部１５０及び３相交流／ｄｑ軸変換部１３０に入力され、モータ回転数ωはｄ－ｑ非干渉制御部１４０に入力される。
　このようなベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置は、運転者の操舵をアシストする装置であると同時に、モータの音や振動、リップル等はハンドルを介して運転者へ力の感覚として伝達される。インバータを駆動するパワーデバイスは一般的にＦＥＴが用いられており、モータへ通電を行うが、３相モータの場合には、図４に示されるように各相毎に上下アームの直列接続されたＦＥＴが用いられている。上下アームのＦＥＴは交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すが、ＦＥＴは理想スイッチではなく、ゲート信号の指令通りに瞬時にＯＮ／ＯＦＦせず、ターンオン時間やターンオフ時間を要する。このため、上側アームＦＥＴへのＯＮ指令と下側アームのＯＦＦ指令が同時になされると、上側アームＦＥＴと下側アームＦＥＴが同時にＯＮになって、上下アームが短絡する問題がある。ＦＥＴのターンオン時間とターンオフ時間には差があり、同時にＦＥＴに指令を出した場合、上側ＦＥＴにＯＮ指令を出してターンオン時間が短い場合（例えば１００ｎｓ）、直ぐにＦＥＴがＯＮになり、下側ＦＥＴにＯＦＦ指令を出してもターンオフ時間が長い場合（例えば４００ｎｓ）、直ぐにＦＥＴがＯＦＦにならず、瞬間的に上側ＦＥＴがＯＮ、下側ＦＥＴがＯＮになる状態（例えば、４００ｎｓ－１００ｎｓ間、ＯＮ－ＯＮ）が発生することがある。
　そこで、上側アームＦＥＴと下側アームＦＥＴが同時にＯＮすることの無い様に、ゲート駆動回路にデッドタイムという所定時間をおいてＯＮ信号を与えることが行われる。このデッドタイムは非線形であるため電流波形は歪み、制御の応答性能が悪化し、音や振動、リップルが発生する。コラム式電動パワーステアリング装置の場合、ハンドルと鋼製のコラム軸で接続されるギアボックスに直結されるモータの配置が、その構造上運転者に極めて近い位置となっているため、モータに起因する音、振動、リップル等には、下流アシスト方式の電動パワーステアリング装置に比べて、特に配慮する必要がある。
　インバータのデッドタイムを補償する手法として、従来はデッドタイムが発生するタイミングを検出して補償値を足し込んだり、電流制御におけるｄｑ軸上の外乱オブザーバによってデッドタイムを補償している。
　インバータのデッドタイムを補償する電動パワーステアリング装置は、例えば特許第４６８１４５３号公報（特許文献１）、特開２０１５－１７１２５１号公報（特許文献２）に開示されている。特許文献１では、モータ、インバータを含む電流制御ループのリファレンスモデル回路に電流指令値を入力して電流指令値を基にモデル電流を作成し、モデル電流を基にインバータのデッドタイムの影響を補償するデッドバンド補償回路を備えている。また、特許文献２では、Duty指令値に対してデッドタイム補償値に基づく補正を行うデッドタイム補償部を備え、電流指令値に基づいてデッドタイム補償値の基礎値である基本補償値を演算する基本補償値演算部と、基本補償値に対してＬＰＦに対応するフィルタリング処理を施すフィルタ部とを有している。
特許第４６８１４５３号公報 特開２０１５－１７１２５１号公報
　特許文献１の装置は、ｑ軸電流指令値の大きさによるデッドタイム補償量の計算と３相電流リファレンスモデルとを使用して、補償符号を推定する方式である。補償回路の出力値が、所定の固定値以下ではモデル電流に比例する変化値であり、所定の固定値以上では、固定値とモデル電流に比例する変化値の加算値であり、電流指令から電圧指令へと出力されるが、所定の固定値を出力するヒステリシス特性を決めるためのチューニング作業が必要である。
　また、特許文献２の装置は、デッドタイム補償値を決定する際、ｑ軸電流指令値とそれをＬＰＦ処理した補償値とでデッドタイム補償を行っており、遅れが生じ、モータへの最終的な電圧指令に対して、デッドタイム補償値を操作するものではないという問題がある。
　フィードフォワードタイプのデッドタイム補償（角度フィードフォワードタイプ、電流指令値モデルタイプ）は、モータ出力軸をロックして専用ソフトでモータに電流が流れるために、必要とされるデッドタイム補償量を実機にて測定する必要がある。また、モータ試験装置を用いてモータ単体で定負荷定回転で回転させ、位相合わせや電流指令値によって補償符号を決定するための閾値のチューニング作業が必要である。インバータ印加電圧やモータ回転数などを割り振り、複数回行う必要があり、チューニング作業の軽減化が要請されている。
　また、フィードフォワードタイプのデッドタイム補償では、適切な補償量と適切なタイミングで符号を切り換えないと、ゼロクロス付近や低負荷・低速操舵時にチャタリングが発生する。補償量が合わないデッドタイム補償やタイミングが合わないデッドタイム補償を入れることによって、制御自身でチャタリングを引き起こしてしまう場合がある。フィードフォワードタイプではかかるチャタリングを抑制するため、種々工夫したり、厳密に補償符号を切り換えるなど、かなり緻密なチューニング作業が必要となっている。
　本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、ベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、チューニング作業もなく、インバータのデッドタイムを補償し、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図り、音や振動、リップルを抑制した電動パワーステアリング装置を提供することにある。
　本発明は、少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値を３相電圧指令値に変換して後にDuty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置に関し、本発明の上記目的は、３相モータ端子電圧に基づいて３相検出電圧を推定し、前記Duty指令値から算出した３相指令電圧と前記３相検出電圧の差分から前記インバータのデッドタイムによる損失電圧を推定し、前記損失電圧を補償したデッドタイム補償値を前記３相電圧指令値にフィードバックして前記インバータのデッドタイム補償を行うことにより達成される。
　また、本発明は、少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値を３相電圧指令値に変換して後にDuty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置に関し、本発明の上記目的は、前記ｄｑ軸電流指令値を空間ベクトル変調して前記３相電圧指令値とする空間ベクトル変調部と、３相モータ端子電圧、モータ回転角、モータ回転数及びインバータ印加電圧に基づいて中点電圧を推定する中点電圧推定部と、前記中点電圧及び前記３相モータ端子電圧から３相検出電圧を算出する３相検出電圧算出部と、前記Duty指令値及び前記インバータ印加電圧に基づいて３相指令電圧を演算する３相指令電圧演算部と、前記３相検出電圧と前記３相指令電圧の差分から前記インバータのデッドタイムによる損失電圧を推定する３相損失電圧演算部と、前記３相損失電圧演算部で演算された３相損失電圧を前記インバータ印加電圧に感応して前記デッドタイム補償値を制限する補償値制限部とを具備し、前記制限された前記デッドタイム補償値を前記３相電圧指令値に加算して前記インバータのデッドタイム補償を行うことにより達成される。
　更に、本発明は、少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値を３相のDuty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置に関し、本発明の上記目的は、３相モータ端子電圧に基づいて３相検出電圧を推定し、前記Duty指令値から算出した３相印加電圧と前記３相検出電圧の差分から前記インバータのデッドタイムによる損失電圧を推定し、算出された損出電圧を基本的な補償量とすると共に、足りない補償量を理想デッドタイム補償値と前記損失電圧の電圧差を補正し、補正された各相の値をデッドタイム補償値として３相の電圧指令値にフィードバックして、前記インバータのデッドタイム補償を行うことにより達成される。
　本発明は、少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を３相電圧指令値に変換し、３相Dutyを演算されたＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置に関し、本発明の上記目的は、３相モータ端子電圧、モータ回転角、モータ回転数及びインバータ印加電圧に基づいて中点電圧を推定する中点電圧推定部と、前記中点電圧及び前記３相モータ端子電圧から３相検出電圧を算出する検出電圧算出部と、前記Duty指令値及び前記インバータ印加電圧に基づいて３相印加電圧を演算する印加電圧演算部と、前記３相検出電圧と前記３相印加電圧の差分から前記インバータのデッドタイムによる３相損失電圧を推定する損失電圧演算部と、前記モータ回転角、前記モータ回転数及び前記インバータ印加電圧に基づいて３相理想デッドタイム補償値を求める理想デッドタイム補償モデルと、前記３相損失電圧及び前記３相理想デッドタイム補償値の電圧差を前記ｑ軸電流指令値に基づいて補正する補正部と、前記補正部からの補償値を前記インバータ印加電圧に基づいて処理して３相デッドタイム補償値を出力する出力部とで構成され、前記３相デッドタイム補償値を前記３相電圧指令値にフィードバックして前記インバータのデッドタイム補償を行うことにより達成される。
　本発明の電動パワーステアリング装置によれば、３相端子電圧から３相電圧を推定し、３相Duty指令値とインバータ印加電圧から３相印加電圧を演算して差分をとることにより、デッドタイムにより損失した損失電圧を算出する。算出された損出電圧を補償量とし、補償量の中点補正、逆起電圧やノイズなどによって過渡的な差分電圧が発生した場合、補償量を制限する処理を行い、或いは足りない補償量を理想的なデッドタイム補償値と損失電圧の差について補償量を制限する処理を行い、デッドタイム補償値として、空間ベクトル変調後の３相電圧指令値にフィードバックで補償している。端子電圧フィードバックタイプのデッドタイム補償は計算によって、ある程度の補償量と適切な補償符号を算出するため、チューニング作業が殆ど必要なく、また、低速操舵領域では理想に近い補償が可能であり、インバータのデッドタイムを補償し、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図ることができる。
　また、補償符号及び補償量が自動計算されるため、ハンドルのオンセンター付近の低負荷、低速操舵領域においてもチャタリングの発生がなく、デッドタイムを補償することが可能である。３相の補償波形が矩形波でない場合においても、自動計算されるため補償が可能である。
　本発明の端子電圧フィードバックタイプでは、殆どチューニング作業なしに理想に近い補償量と最適な補償符号が特定の操舵領域では計算によって入るため、チャタリングの発生を抑える工夫がフィードフォワードタイプに比べて少ないが、ゼロクロス付近や低負荷・低速操舵領域ではリスク（制御自身で発生させているチャタリング）を抑えて効果的にデッドタイム補償を入れることができる。
　なお、端子電圧フィードバックタイプのデッドタイム補償では、オンセンター付近の低負荷・低速操舵領域において推定印加電圧と検出電圧の差から専用ソフトで測定した補償量の９２～９５％が算出される。また、補償符号についても、電圧の差から適切な方向が計算される。フィードフォワードタイプでは事前に専用ソフトで測定したり、モータ試験装置などでチューニングの必要性があるのに対し、フィードバックタイプでは試験用のソフトに書き換えたり、試験装置でチューニングせずに、ある程度補償量と補償符号が計算によって自動的に求められている。
一般的な電動パワーステアリング装置の概要を示す構成図である。 電動パワーステアリング装置の制御系の構成例を示すブロック図である。 ベクトル制御方式の構成例を示すブロック図である。 一般的なインバータの構成例を示す結線図である。 本発明の構成例（第１実施形態）を示すブロック図である。 第１実施形態に係るデッドタイム補償部の構成例を詳細に示すブロック図である。 中点電圧推定部の構成例を示すブロック図である。 補正タイミング判定部及び補正値保持部の詳細例を示すブロック図である。 補償量制限部の構成例を示すブロック図である。 補償量上限値の一例を示す特性図である。 空間ベクトル変調部の構成例を示すブロック図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示す線図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示す線図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示すタイミングチャートである。 空間ベクトル変調の効果を示す波形図である。 本発明（第１実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第１実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明の構成例（第２実施形態）を示すブロック図である。 第２実施形態に係るデッドタイム補償部の構成例を詳細に示すブロック図である。 本発明（第２実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第２実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明の構成例（第３実施形態）を示すブロック図である。 理想デッドタイム補償値モデルの構成例を示すブロック図である。 インバータ印加電圧感応ゲイン部の構成例を示すブロック図である。 インバータ印加電圧感応ゲイン部の特性例を示す特性図である。 位相調整部の特性例を示す特性図である。 ３相角度－デッドタイム補償値関数部の動作例を示す線図である。 第３実施形態の効果を示す各部波形図である。
　本発明は、ＥＣＵのデッドタイムの影響により電流歪みが発生し、トルクリップルの発生や操舵音の悪化などの問題を解消するために、３相端子電圧から３相電圧を推定し、３相Duty指令値とインバータ印加電圧から３相指令電圧を演算し、遅れモデルを経由して差分をとることにより、デッドタイムにより損失した損失電圧を算出する。算出された３相損出電圧を補償量として適切に処理し、或いは足りない補償量を理想的なデッドタイム補償値と損失電圧の差に基づいて適切に処理し、デッドタイム補償値として空間ベクトル変調後の３相電圧指令値にフィードバックで補償する構成となっている。
　本発明は、検出した損失電圧から上限値を超える補償量が検出された場合、モータ逆起電圧などによる外乱と判断し、補償値を制限してデッドタイムによる損失を算出する。また、演算された損失電圧を３相電圧指令値にデッドタイム補償値として直接フィードバックすることにより、３相信号上においてもデッドタイム補償することを可能としている。
　以下に、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
　図５は本発明（第１実施形態）の全体構成を図３に対応させて示しており、ｄｑ軸上のデッドタイム補償値vd *及びvq *を演算するデッドタイム補償部２００が設けられている。デッドタイム補償部２００には、モータ回転角θ及びモータ回転数ωが入力されると共に、ＰＷＭ制御部１６０内のDuty指令値演算部１６０Ａで演算された各相Duty指令値Dutyu，Dutyv，Dutyw及びモータ１００の３相モータ端子電圧Vu，Vv，Vwが入力されている。３相端子電圧Vu，Vv，Vwは、それぞれ高周波ノイズ除去用のＬＰＦ(Low　Pass　Filter)１６３Ｕ，１６３Ｖ，１６３Ｗを経てデッドタイム補償部２００に入力される。また、インバータ１６１には、ＰＷＭ制御部１６０内のＰＷＭ制御回路１６０ＢからＰＷＭ信号（UPWM，VPWM，WPWM）が入力され、インバータ１６１に印加されているインバータ印加電圧ＶＲが、デッドタイム補償部２００に入力されている。
　電流指令値演算部（図示せず）で演算されたｄ軸電流指令値id *及びｑ軸電流指令値iq *はそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに入力され、減算部１３１ｄ及び１３１ｑでフィードバック電流id及びiqとの電流偏差Δid *及びΔiｑ *が演算される。演算された電流偏差Δid *はＰＩ制御部１２０ｄに入力され、演算された電流偏差Δiｑ *はＰＩ制御部１２０ｑに入力される。ＰＩ制御されたｄ軸電圧指令値vd及びｑ軸電圧指令値vqはそれぞれ加算部１２１ｄ及び１２１ｑに入力され、後述するデッドタイム補償部２００からのデッドタイム補償値vd *及びvq *を加算されてデッドタイム補償され、その各補償された電圧値が減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑに入力される。減算部１４１ｄにはｄ－ｑ非干渉制御部１４０からの電圧vd1 *が入力され、その差である電圧指令値vd **が得られ、加算部１４１ｑにはｄ－ｑ非干渉制御部１４０からの電圧vq1 *が入力され、その加算結果で電圧指令値vq **が得られる。デッドタイムを補償された電圧指令値vd **及びvq **は、ｄｑ軸の２相からＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相  に変換し、３次高調波を重畳する空間ベクトル変調部３００に入力される。空間ベクトル変調部３００でベクトル変調された３相の電圧指令値Vur *，Vvr *，Vwr *はＰＷＭ制御部１６０に入力され、モータ１００は前述と同様にＰＷＭ制御部１６０及びインバータ１６１を介して駆動制御される。
　次に、デッドタイム補償部２００について説明する。
　デッドタイム補償部２００は、減算部２０１（２０１Ｕ、２０１Ｖ、２０１Ｗ）及び２０２、中点電圧推定部２１０、３相指令電圧演算部２２０、電圧検出遅れモデル２３０、ゲイン部２４０、補償量制限部２５０及び３相交流／ｄｑ軸変換部２６０で構成されている。
　その詳細構成は図６であり、モータ回転角θは中点電圧推定部２１０及び３相交流／ｄｑ軸変換部２６０に入力され、モータ回転数ωは中点電圧推定部２１０に入力される。モータ端子電圧Vu，Vv，VwはＬＰＦ１６３Ｕ～１６３Ｗを経て中点電圧推定部２１０及び減算部２０１（２０１Ｕ，２０１Ｖ，２０１Ｗ）に入力されている。また、ＰＷＭ制御部１６０内のDuyt指令値演算部１６０Ａからの３相Duty指令値Dutyu，Dutyv，Dutywは３相指令電圧演算部２２０に入力され、インバータ印加電圧ＶＲは中点電圧推定部２１０、３相指令電圧演算部２２０及び補償量制限部２５０に入力されている。
　中点電圧推定部２１０は、中点電圧の基準電圧をインバータ印加電圧ＶＲにより算出する。詳細は図７の構成であり、ハードの構成、検出誤差などの影響により中点電圧はズレを生じるため、インバータ印加電圧ＶＲと３相モータ端子電圧Vu～Vwの差分から補正する。補正するタイミングは、特定のモータ回転角θ及び特定のモータ回転数ωの条件で補正する。
　即ち、インバータ印加電圧ＶＲは半減部２１１で半減（ＶＲ／２）され、半減値（ＶＲ／２）が減算部２１７及び２１８に加算入力される。端子電圧Vu～Vwは加算部２１６に入力されて加算され、加算結果（Vu＋Vv＋Vw）が除算部（１／３）２１２で１／３倍され、１／３倍された電圧“（Vu＋Vv＋Vw）／３”が減算部２１７に減算入力される。減算部２１７は半減値ＶＲ／２から電圧“（Vu＋Vv＋Vw）／３”を減算し、減算結果VRnaを補正値保持部２１４に入力する。補正タイミング判定部２１３は、モータ回転角θ及びモータ回転数ωに基づいて補正タイミングを判定し、補正信号ＣＴを補正値保持部２１４に入力する。補正値保持部２１４で保持された電圧VRnbに基づき、補正量制限部２１５は補正量ΔVmを算出する。
　補正タイミング判定部２１３及び補正値保持部２１４の詳細は図８に示す構成であり、補正タイミング判定部２１３は角度判定部２１３－１、有効回転数判定部２１３－２及びＡＮＤ回路２１３－３で構成され、補正値保持部２１４は切換部２１４－１及び保持ユニット（Ｚ－１）２１４－２で構成されている。
　即ち、モータ回転角θは角度判定部２１３－１に入力され、下記数１の判定が行われる。数１が成立するとき、角度判定部２１３－１は判定信号ＪＤ１を出力する。
（数１）
１７９［deg］＜θ＜１８０［deg］
 
中点補正値の演算において上記数１のタイミングを補正条件とした場合、ゼロクロスポイントの電圧値を正確にサンプリングできる。このポイント以外では、モータ端子電圧に３次高調波が重畳されており、より正確な値が検出できない。例えば数１の条件で検出された各端子電圧をVu=6.83[V]、Vv=7.55[V]、Vw=5.94[V]、モータ印加電圧を13.52[V]とすると、(Vu+Vv+Vw)/３=6.77[V]、VR/2=6.76[V]となり、VR/2≒(Vu+Vv+Vw)/３となり、中点電圧に近い値となる。また、モータ回転数ωが大きい場合、モータ逆起電圧の影響が大きくなるのとサンプリングの精度が悪化するため、正確な補正演算ができなくなる。このため、有効回転数判定部２１３－２はモータ回転数ωが補正演算可能な有効回転数ω０以下であるかを判定し、モータ回転数ωが補正演算可能な有効回転数ω０以下の時に、判定信号ＪＤ２を出力する。
（数２）
ω≦ω０
 
　判定信号ＪＤ１及びＪＤ２はＡＮＤ回路２１３－３に入力され、判定信号ＪＤ１及びＪＤ２が入力されたＡＮＤ条件で補正信号ＣＴが出力される。補正信号ＣＴは補正値保持部２１４内の切換部２１４－１に切換信号として入力され、接点a，bを切り換える。接点aには減算結果VRnaが入力され、接点bには出力電圧VRnbが保持ユニット（Ｚ－１）２１４－２を経て入力されている。補正値保持部２１４は次のタイミングまで安定した補正値を出力するため、値を保持する。また、補正量制限部２１５は、ノイズや逆起電圧、補正タイミング誤判定などにより、補正量が通常よりも明らかに大きい場合、当該補正量が正しくないと判断して最大補正量に制限する。最大補正量に制限された電圧補正値ΔVmは減算部２１８に入力され、減算部２１８で下記数３に基づいて演算された中点電圧推定値Vmが出力される。中点電圧推定値Vmは、減算部２０１Ｕ，２０１Ｖ，２０１Ｗにそれぞれ減算入力される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  
　また、３相指令電圧演算部２２０には３相Duty指令値Dutyu，Dutyv，Dutyw及びインバータ印加電圧ＶＲが入力されており、３相指令電圧演算部２２０は、３相Duty指令値Dutyu，Dutyv，Dutyw及びインバータ印加電圧ＶＲにより、下記数４を用いて３相指令電圧Ｖinを算出する。３相印加電圧Ｖinは、電圧検出遅れモデル２３０に入力される。なお、数４中のDutyrefは、Dutyu，Dutyv，Dutywを示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  
　中点電圧推定値Vmは減算部２０１（２０１Ｕ，２０１Ｖ，２０１Ｗ）に減算入力され、減算部２０１（２０１Ｕ，２０１Ｖ，２０１Ｗ）にはＬＰＦ１６３Ｕ，１６３Ｖ，１６３Ｗを経た３相端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが減算入力されている。減算部２０１Ｕ，２０１Ｖ，２０１Ｗは３相端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗから中点電圧推定値Vmを減算部２０１u，２０１ｖ，２０１ｗで、数５に従って減算する。これにより、３相検出電圧Vdn（Vdu，Vdv，Vdw）を演算する。３相検出電圧Vdn（Vdu，Vdv，Vdw）は、３相損失電圧演算部としての減算部２０２に入力される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
  
　３相端子電圧Ｖu～Ｖwの検出は、ＥＣＵのノイズフィルタ等により遅れが生じる。このため、直接３相指令電圧Ｖinと３相検出電圧Ｖdnの差分をとって損失電圧を算出した場合、位相差により誤差が生じる。この問題を解決するため、本実施形態では、フィルタ回路等のハードウェアの検出遅れを1次のフィルタモデルとして近似し、位相差を改善する。本実施形態の電圧検出遅れモデル２３０は、Ｔをフィルタ時定数として、数６の１次フィルタとしている。電圧検出遅れモデル２３０は、２次以上のフィルタをモデルとした構成でもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
  
　減算部２０２には３相指令電圧Ｖinが加算入力され、３相検出電圧Ｖdnが減算入力されており、３相指令電圧Ｖinから３相検出電圧Ｖdnを減算することにより３相損失電圧ＰＬＡ（Vloss_n）が算出される。即ち、減算部２０２で下記数７が演算される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
  
　３相損失電圧ＰＬＡ（Vloss_n）はゲイン部２４０でゲインPG（例えば０．８）を乗算され、ゲインPGを乗算された３相損失電圧ＰＬＢは補償量制限部２５０に入力される。ゲインPGは基本的に調整する必要はないが、他の補償器との整合や実車チューニング、ＥＣＵの部品が変わったときなど、出力調整を必要とする場合には変更する。
　補償量制限部２５０はインバータ印加電圧ＶＲに感応しており、その詳細構成は図９のようになっている。即ち、インバータ印加電圧ＶＲは、補償量制限部２５０内の補償量上下限値演算部２５１に入力され、図１０に示すような特性で補償量制限値DTCaが演算される。補償量制限値DTCaは、所定電圧ＶＲ１まで一定制限値DTCa1であり、所定電圧ＶＲ１から所定電圧ＶＲ２（＞ＶＲ１）まで線形（若しくは非線形）に増加し、所定電圧ＶＲ２以上で一定制限値DTCa2を保持する特性である。補償量制限値DTCaは切換部２５２の接点a1及び比較部２５５に入力されると共に、反転部２５４に入力される。また、３相損失電圧ＰＬＢ（Vloss_u，Vloss_v，Vloss_w）は比較部２５５及び２５６に入力されると共に、切換部２５２の接点b1に入力されている。そして、反転部２５４の出力－DTCaは切換部２５３の接点a2に入力されている。切換部２５２の接点a1及びb1は、比較部２５５の比較結果CP1に基づいて切り換えられ、切換部２５３の接点a2及びb2は、比較部２５６の比較結果CP2に基づいて切り換えられる。
　比較部２５５は補償量制限値DTCaと３相損失電圧ＰＬＢとを比較し、下記数８に従って切換部２５２の接点a1及びb1を切り換える。また、比較部２５６は補償量制限値－DTCaと３相損失電圧PLBとを比較し、下記数９に従って切換部２５３の接点a２及びb２を切り換える。
（数８）
３相損失電圧PLB≧補償量上限値:（DTCa）のとき、切換部２５２の接点a１がＯＮ（切換部２５２の接点b２＝DTCa）
３相損失電圧PLB<補償量上限値:（DTCa）のとき、切換部２５２の接点b１がＯＮ（切換部２５３の接点b２＝３相損失電圧PLB）
（数９）
３相損失電圧PLB≦補償量下限値:（－DTCa）のとき、切換部２５３の接点a２がＯＮ（デッドタイム補償値DTC＝－DTCa）
３相損失電圧PLB>補償量下限値:（－DTCa）のとき、切換部２５３の接点b２がＯＮ（デッドタイム補償値DTC＝切換部２５２の出力）
 
　このように本実施形態では、モータ端子電圧を検出して３相検出電圧を推定すると共に、３相Duty指令値から３相指令電圧を演算し、これらの差分からインバータのデッドタイムによる損失電圧を算出する。算出した損失電圧から、上限値を超える補償量が検出された場合、モータ逆起電圧などによる外乱と判断し、補償値を制限してデッドタイムによる損失を算出する。また、算出された損失電圧をｄｑ軸上に変換し、デッドタイム補償値としてフィードバックすることによりｄｑ軸上においてもデッドタイム補償することが可能である。
　次に、空間ベクトル変調について説明する。空間ベクトル変調部３００は図１１に示すように、ｄｑ軸空間の２相電圧（vd **，vq **）を３相電圧（Vua，Vva，Vwa）に変換し、３相電圧（Vua，Vva，Vwa）に３次高調波を重畳する機能を有していれば良く、例えば本出願人による特開２０１７－７００６６、特願２０１５－２３９８９８等で提案している空間ベクトル変調の手法を用いても良い。
　即ち、空間ベクトル変調は、ｄｑ軸空間の電圧指令値vd **及びvq **、モータ回転角θ及びセクター番号ｎ（＃１～＃６）に基づいて、以下に示すような座標変換を行い、ブリッジ構成のインバータのＦＥＴ（上側アームＱ１、Ｑ３、Ｑ５、下側アームＱ２、Ｑ４、Ｑ６）のＯＮ／ＯＦＦを制御する、セクター＃１～＃６に対応したスイッチングパターンＳ１～Ｓ６をモータに供給することによって、モータの回転を制御する機能を有する。座標変換については、空間ベクトル変調において、電圧指令値vd **及びvq **は、数１０に基づいて、α－β座標系における電圧ベクトルＶα及びＶβに座標変換が行われる。この座標変換に用いる座標軸及びモータ回転角θの関係については、図１２に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
  
そして、ｄ－ｑ座標系における目標電圧ベクトルとα－β座標系における目標電圧ベクトルとの間には、数１１のような関係が存在し、目標電圧ベクトルＶの絶対値は保存される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
  
　空間ベクトル制御におけるスイッチングパターンでは、インバータの出力電圧をＦＥＴ（Ｑ１～Ｑ６）のスイッチングパターンＳ１～Ｓ６に応じて、図１３の空間ベクトル図に示す８種類の離散的な基準電圧ベクトルＶ０～Ｖ７（π／３［ｒａｄ］ずつ位相の異なる非零電圧ベクトルＶ１～Ｖ６と零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７）で定義する。そして、それら基準出力電圧ベクトルＶ０～Ｖ７の選択とその発生時間を制御するようにしている。また、隣接する基準出力電圧ベクトルによって挟まれた６つの領域を用いて、空間ベクトルを６つのセクター＃１～＃６に分割することができ、目標電圧ベクトルＶは、セクター＃１～＃６のいずれか１つに属し、セクター番号を割り当てることができる。Ｖα及びＶβの合成ベクトルである目標電圧ベクトルＶが、α－β空間において正６角形に区切られた図１３に示されたようなセクター内のいずれに存在するかは、目標電圧ベクトルＶのα－β座標系における回転角γに基づいて求めることができる。また、回転角γはモータの回転角θとｄ－ｑ座標系における電圧指令値vd **及びvq **の関係から得られる位相δの和として、γ＝θ＋δで決定される。
　図１４は、空間ベクトル制御におけるインバータのスイッチングパターンＳ１、Ｓ３，Ｓ５によるディジタル制御で、インバータから目標電圧ベクトルＶを出力させるために、ＦＥＴに対するＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１～Ｓ６（スイッチングパターン）におけるスイッチングパルス幅とそのタイミングを決定する基本的なタイミングチャートを示す。空間ベクトル変調は、規定されたサンプリング期間Ｔｓ毎に演算などをサンプリング期間Ｔｓ内で行い、その演算結果を次のサンプリング期間Ｔｓにて、スイッチングパターンＳ１～Ｓ６における各スイッチングパルス幅とそのタイミングに変換して出力する。
　空間ベクトル変調は、目標電圧ベクトルＶに基づいて求められたセクター番号に応じたスイッチングパターンＳ１～Ｓ６を生成する。図１４には、セクター番号＃１（ｎ＝１）の場合における、インバータのＦＥＴのスイッチングパターンＳ１～Ｓ６の一例が示されている。信号Ｓ１、Ｓ３及びＳ５は、上側アームに対応するＦＥＴＱ１、Ｑ３、Ｑ５のゲート信号を示している。横軸は時間を示しており、Ｔｓはスイッチング周期に対応し、８期間に分割され、Ｔ０／４、Ｔ１／２、Ｔ２／２、Ｔ０／４、Ｔ０／４、Ｔ２／２、Ｔ１／２及びＴ０／４で構成される期間である。また、期間Ｔ１及びＴ２は、それぞれセクター番号ｎ及び回転角γに依存する時間である。
　空間ベクトル変調がない場合、本発明のデッドタイム補償をｄｑ軸上に適用し、デッドタイム補償値のみｄｑ軸／３相変換したデッドタイム補償値波形（Ｕ相波形）は、図１５の破線のような３次成分が除去された波形となってしまう。Ｖ相及びＷ相についても同様である。ｄｑ軸／３相変換の代わりに空間ベクトル変調を適用することにより、３相信号に３次高調波を重畳させることが可能となり、３相変換によって欠損してしまう３次成分を補うことができ、図１５の実線のような理想的なデッドタイム補償波形を生成することが可能となる。
　図１６及び図１７は本実施形態の効果を示すステアリング実験装置による結果であり、図１６はデッドタイムの補償がない場合のＵ相電流、ｄ軸電流及びｑ軸電流を示している。本発明のデッドタイム補償を適用することにより、低速・低負荷でのステアリング操舵状態において、図１７のように相電流及びｄｑ軸電流の波形歪みの改善（ｄｑ軸電流波形にリップルが少な、正弦波に近い相電流波形）が確認でき、操舵時のトルクリップルの改善と操舵音の改善がみられた。なお、図１６及び図１７では、代表してＵ相電流を示している。
　次に、本発明の第２実施形態を図１８及び図１９に示して説明する。
　図１８は図５に対応し、図１９は図６に対応しており、本実施形態のデッドタイム補償部２００Ａでは第１実施形態の３相交流／ｄｑ軸変換部２６０が削除され、空間ベクトル変調部３００からの３相電圧指令値Vur *，Vvr *，Vwr *の経路に加算部１４２（１４２ｕ，１４２ｖ，１４２ｗ）が配設されている。他の構成は第１実施形態と全く同一であるので、説明は省略する。
　本実施形態では、補償量制限部２５０から出力されるデッドタイム補償値DTC（DTCu，DTCv，DTCw）をｄｑ軸に変換することなく、３相のままで加算部１４２ｕ，１４２ｖ，１４２ｗに入力している。デッドタイム補償値DTCu，DTCv，DTCwは、加算部１４２ｕ，１４２ｖ，１４２ｗにおいてそれぞれ３相電圧指令値Vur *，Vvr *，Vwr *と加算（デッドタイム補償）され、デッドタイム補償された３相電圧指令値Vuc，Vvc，VwcがＰＷＭ制御部１６０内のDuty指令値演算部１６０Ａに入力されている。
　図２０及び図２１は、Ｕ相について本実施形態の効果を示すステアリング実験装置による結果であり、図２０はデッドタイムの補償がない場合のＵ相電流、ｄ軸電流及びｑ軸電流を示している。本実施形態のデッドタイム補償を適用することにより、低速・低負荷でのステアリング操舵状態において、図２１のように相電流及びｄｑ軸電流の波形歪みの改善（ｄｑ軸電流波形にリップルが少な、正弦波に近い相電流波形）が確認でき、操舵時のトルクリップルの改善と操舵音の改善がみられた。
　上述した第１実施形態及び第２実施形態では、デッドタイムによる損失電圧を検出して反映するまでの遅れなどにより、理想とされる補償量よりも若干少ない。そのため、以下に述べる第３実施形態では補償量を改善するため、足りない補償量を理想的なデッドタイム補償値と検出された損出電圧との差をとって電流指令値感応と乗算し、補正値として補正する機能を追加している。これにより、理想のデッドタイム補償波形に近い波形で補正され、操舵時のトルクリップルが低減される。デッドタイム補償３相理想モデルは、角度によるデッドタイム補償値を出力する関数を使用している。
　図２２に第３実施形態の構成例を図５及び図１８に対応させて示しており、本実施形態では３相の理想デッドタイム補償値IDC（IDCu，IDCv，IDCw）を出力する理想デッドタイム補償モデル４００が、デッドタイム補償部２００Ｂ内に設けられている。理想デッドタイム補償モデル４００には、モータ回転角θ、モータ回転数ω、インバータ印加電圧ＶＲ及び操舵補助指令値（ｑ軸電流指令値）iqrefが入力されており、理想デッドタイム補償モデル４００で求められた理想デッドタイム補償値IDCは減算部２０３に加算入力される。減算部２０３には、減算部２０２からの３相損失電圧ＰＬＡが減算入力されており、減算部２０３は理想デッドタイム補償値IDC（IDCu，IDCv，IDCw）から３相損失電圧ＰＬＡを減算し、減算結果である電圧差ＰＬＣ１がゲイン部２０４に入力される。ゲイン部２０４はｑ軸電流指令値iqrefに応じて電流ゲインGiを可変し、電圧差ＰＬＣ１に電流ゲインGiを乗算した電圧差ＰＬＣ２を出力し、電圧差ＰＬＣ２は加算部２０５に入力される。加算部２０５では電圧差ＰＬＣ２と３相損失電圧ＰＬＡの加算を行い、加算結果を補償値ＰＬＣ３として出力する。
　電流ゲインGiの感応動作に関係している入力信号は操舵補助指令値iqref（若しくはその絶対値｜iqref｜）だけである。操舵補助指令値iqrefの符号が変わるゼロクロス付近の微小電流領域では、理想との差分をとった補正をしない方が、精度が高い（操舵補助指令値iqrefのチャタリングにより誤補正し易い）。このため、ある一定の電流値（例えば０．２５［Ａ］）までは電流ゲインGiを“０”にし、一定値（０．２５［Ａ］）を超えた電流値に対し電流量に応じて徐々に電流ゲインGiを上げ、上限電流（例えば３．０［Ａ］）以上になった場合は電流ゲインGiを一定（例えば０．７５）にしている。
　補償値ＰＬＣ３は第１実施形態及び第２実施例と同様なゲイン部２４０に入力され、更に補償量制限部２５０を経て３相のデッドタイム補償値DTC（DTCu，DTCv，DTCw）が出力される。第１実施形態では、２相のｄｑ軸補償値に変換してｄｑ軸電圧指令値にフィードバックしているが、第３実施形態では、３相のデッドタイム補償値DTCをｄｑ軸の２相に変換することなく、そのまま空間ベクトル変調後の３相電圧指令値にフィードバックしている。即ち、空間ベクトル変調部３００の後段には加算部１４２（１４２ｕ，１４２ｖ，１４２ｗ）が設けられており、空間ベクトル変調部３００からの電圧指令値Vur *，Vvr *，Vwr *及びデッドタイム補償値DTCu，DTCv，DTCwは加算部１４２の加算部１４２ｕ，１４２ｖ，１４２ｗでそれぞれ加算される。加算されてデッドタイム補償された３相の電圧指令値VCur *，VCvr *，VCwr *がＰＷＭ制御部１６０に入力される。
　理想デッドタイム補償モデル４００の詳細は図２３に示すようになっており、位相調整部４１０と、３相角度－デッドタイム補償値関数部４３０Ｕ～４３０Ｗと、乗算部４３１Ｕ～４３１Ｗ、補償符号判定部４４０、乗算部４４１Ｕ～４４１Ｗとで構成されている。
　最適なデッドタイム補償量はインバータ印加電圧ＶＲに応じて変化するので、本実施形態ではインバータ印加電圧ＶＲに応じたデッドタイム補償量を演算し、可変するようにしている。インバータ印加電圧ＶＲを入力して電圧感応ゲインGvを出力するインバータ印加電圧感応ゲイン部４２０は図２４に示す構成であり、インバータ印加電圧ＶＲは入力制限部４２１で正負最大値を制限され、最大値を制限されたインバータ印加電圧VRｌはインバータ印加電圧／デッドタイム補償ゲイン変換テーブル４２２に入力される。インバータ印加電圧／デッドタイム補償ゲイン変換テーブル４２２の特性は、例えば図２５のようになっている。変曲点のインバータ印加電圧9.0Ｖ及び15.0Ｖと、電圧感応ゲイン“0.7”及び“1.2”は一例であり、適宜変更可能である。電圧感応ゲインGvは乗算部４３１Ｕ，４３１Ｖ，４３１Ｗに入力される。
　モータ回転数ωによりデッドタイム補償タイミングを早めたり、遅くしたい場合、モータ回転数ωに応じて調整角度を算出する機能のために位相調整部４１０を有している。位相調整部４１０は、進角制御の場合は図２６に示すような特性であり、算出された位相調整角Δθは加算部４２１に入力され、検出されたモータ回転角θと加算される。加算部４２１の加算結果であるモータ回転角θｍ（＝θ＋Δθ）は、角度－デッドタイム補償値関数部４３０Ｕ，４３０Ｖ，４３０Ｗに入力される。
　角度－デッドタイム補償値関数部４３０Ｕ，４３０Ｖ，４３０Ｗは図２７に詳細を示すように、位相調整されたモータ回転角θｍに対して、電気角０～３５９［deg］の範囲で１２０［deg］ずつ位相のずれた矩形波の３相の理想デッドタイム補償値Udt，Vdt，Wdtを出力する。デッドタイム補償値角度関数部４３０Ｕ，４３０Ｖ，４３０Ｗは、３相で必要とされるデッドタイム補償値を角度による関数とし、ＥＣＵの実時間上で計算し、理想デッドタイム補償値Udt，Vdt，Wdtを出力する。デッドタイム基準補償値の角度関数は、ＥＣＵのデッドタイムの特性により異なる。
　操舵補助指令値qrefは補償符号判定部４４０に入力され、判定された操舵補助指令値qrefの正負符号ＰＭＳが乗算部４４１Ｕ，４４１Ｖ，４４１Ｗに入力される。
　また、角度－デッドタイム補償値関数部４３０Ｕ，４３０Ｖ，４３０Ｗからの理想デッドタイム補償値Udt，Vdt，Wdtはそれぞれ乗算部４３１Ｕ，４３１Ｖ，４３１Ｗに入力され、電圧感応ゲインGvと乗算される。電圧感応ゲインGvを乗算された３相のデッドタイム補償値Udt a，Vdta，Wdtaは、それぞれ乗算部４４１Ｕ，４４１Ｖ，４４１Ｗに入力されて正負符号ＰＭＳを乗算される。正負符号ＰＭＳを乗算された理想デッドタイム補償値IDCu（＝Gv・Udt），IDCv（＝Gv・Vdt），IDCw（＝Gv・Wdt）が、減算部２０３に入力される。
　図２８は第３実施形態の効果を示すステアリング実験装置による実験結果であり、図２８（Ａ）はＵ相の損失電圧ＰＬＡの波形であり、同図（Ｂ）はＵ相の理想デッドタイム補償値ＩＤＣの波形であり、同図（Ｃ）は減算部２０３の出力である電圧差ＰＬＣ１の波形である。そして、図２８（Ｄ）は加算部２０５の出力である補償値ＰＬＣ３の波形であり、理想のデッドタイム補償波形に補正されていることが分かる。これにより、操舵時のトルクリップルが低減される。
１　　　　　　　　　ハンドル
２　　　　　　　　　コラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）
１０　　　　　　　　トルクセンサ
２０、１００　　　　モータ
３０　　　　　　　　コントロールユニット（ＥＣＵ）
３１　　　　　　　　電流指令値演算部
３５、２０３、２０４　　　ＰＩ制御部
３６、１６０　　　　ＰＷＭ制御部
３７，１６１　　　　インバータ
１３０　　　　　　　３相交流／ｄｑ軸変換部
１４０　　　　　　　ｄ－ｑ非干渉制御部
２００、２００Ａ、２００Ｂ　　デッドタイム補償部
２０４，２４０　　　ゲイン部
２１０　　　　　　　中点電圧推定部
２２０　　　　　　　３相指令電圧演算部
２３０　　　　　　　電圧検出遅れモデル
２５０　　　　　　　補償量制限部
２６０　　　　　　　３相交流／ｄｑ軸変換部
３００　　　　　　　空間ベクトル変調部
３０１　　　　　　　２相／３相変換部
３０２　　　　　　　３次高調波重畳部
４００　　　　　　　理想デッドタイム補償モデル
４１０　　　　　　　位相調整部

Claims (11)

  1. 少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値を３相電圧指令値に変換して後にDuty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、
    ３相モータ端子電圧に基づいて３相検出電圧を推定し、前記Duty指令値から算出した３相指令電圧と前記３相検出電圧の差分から前記インバータのデッドタイムによる損失電圧を推定し、前記損失電圧を補償したデッドタイム補償値を前記３相電圧指令値にフィードバックして前記インバータのデッドタイム補償を行うことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
  2. インバータ印加電圧により前記デッドタイム補償値の補償量の上限を制限し、モータ逆起電圧などの外乱から前記デッドタイムによる損失電圧を抽出する機能を有する請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
  3. 少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値を３相電圧指令値に変換して後にDuty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、
    前記ｄｑ軸電流指令値を空間ベクトル変調して前記３相電圧指令値とする空間ベクトル変調部と、
    ３相モータ端子電圧、モータ回転角、モータ回転数及びインバータ印加電圧に基づいて中点電圧を推定する中点電圧推定部と、
    前記中点電圧及び前記３相モータ端子電圧から３相検出電圧を算出する３相検出電圧算出部と、
    前記Duty指令値及び前記インバータ印加電圧に基づいて３相指令電圧を演算する３相指令電圧演算部と、
    前記３相検出電圧と前記３相指令電圧の差分から前記インバータのデッドタイムによる損失電圧を推定する３相損失電圧演算部と、
    前記３相損失電圧演算部で演算された３相損失電圧を前記インバータ印加電圧に感応して前記デッドタイム補償値を制限する補償値制限部と、
    を具備し、前記制限された前記デッドタイム補償値を前記３相電圧指令値に加算して前記インバータのデッドタイム補償を行うことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
  4. 前記３相指令電圧演算部の後段に電圧検出遅れモデルが介挿され、前記３相モータ端子電圧に基づく前記デッドタイム補償値の補償量の上限を制限し、モータ逆起電圧などの外乱から前記デッドタイムによる損失電圧を算出する機能を有する請求項３に記載の電動パワーステアリング装置。
  5. 前記３相損失電圧演算部が減算部である請求項３又は４に記載の電動パワーステアリング装置。
  6. 少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値を３相のDuty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、
    ３相モータ端子電圧に基づいて３相検出電圧を推定し、前記Duty指令値から算出した３相指令電圧と前記３相検出電圧の差分から前記インバータのデッドタイムによる損失電圧を推定し、算出された前記損出電圧を基本的な補償量とすると共に、足りない補償量を理想デッドタイム補償値と前記損失電圧の電圧差を補正し、補正された３相の値をデッドタイム補償値として３相電圧指令値にフィードバックして、前記インバータのデッドタイム補償を行うことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
  7. 前記理想デッドタイム補償値を、モータ回転角、モータ回転数及びインバータ印加電圧に基づいて算出するようになっている請求項６に記載の電動パワーステアリング装置。
  8. 前記補正を、ｑ軸電流指令値に基づいて前記電圧差をゲイン倍し、前記ゲイン倍された電圧値及び前記電圧差の加算で行う請求項６又は７に記載の電動パワーステアリング装置。
  9. 少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を３相電圧指令値に変換し、３相Dutyを演算されたＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、
    ３相モータ端子電圧、モータ回転角、モータ回転数及びインバータ印加電圧に基づいて中点電圧を推定する中点電圧推定部と、
    前記中点電圧及び前記３相モータ端子電圧から３相検出電圧を算出する３相検出電圧算出部と、
    前記Duty指令値及び前記インバータ印加電圧に基づいて３相指令電圧を演算する３相指令電圧演算部と、
    前記３相検出電圧と前記３相指令電圧の差分から前記インバータのデッドタイムによる３相損失電圧を推定する損失電圧演算部と、
    前記モータ回転角、前記モータ回転数及び前記インバータ印加電圧に基づいて３相理想デッドタイム補償値を求める理想デッドタイム補償モデルと、
    前記３相損失電圧及び前記３相理想デッドタイム補償値の電圧差を前記ｑ軸電流指令値に基づいて補正する補正部と、
    前記補正部からの補償値を前記インバータ印加電圧に基づいて処理して３相デッドタイム補償値を出力する出力部と、
    で構成され、前記３相デッドタイム補償値を前記３相電圧指令値にフィードバックして前記インバータのデッドタイム補償を行うことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
  10. 前記補正部が、
    前記電圧差を前記ｑ軸電流指令値に基づいてゲイン倍する第１ゲイン部と、前記第１ゲイン部からの電圧値及び前記電圧差を加算する加算部とで構成されている請求項９に記載の電動パワーステアリング装置。
  11. 前記出力部が、
    前記加算部からの補償値をゲイン倍する第２ゲイン部と、前記第２ゲイン部からの補償量の最大値を前記インバータ印加電圧に基づいて制限する補償量制限部とで構成されている請求項９又は１０に記載の電動パワーステアリング装置。
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