JP6468388B2 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、３相ブラシレスモータの駆動をｄｑ軸回転座標系でベクトル制御すると共に、モータ端子電圧に基づいてインバータのデッドタイムを補償して、特に低負荷・低速操舵状態において効果が大きく、滑らかで操舵音のないアシスト制御を可能とした電動パワーステアリング装置に関する。

車両のステアリング機構にモータの回転力で操舵補助力（アシスト力）を付与する電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）は、アクチュエータとしてのモータの駆動力を、減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力を付与するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置は、操舵補助力のトルクを正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、操舵補助指令値（電流指令値）とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ（パルス幅変調）制御のDutyの調整で行っている。

電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１に示して説明すると、ハンドル１のコラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ，６ｂを経て、更にハブユニット７ａ，７ｂを介して操向車輪８Ｌ，８Ｒに連結されている。また、コラム軸２には、ハンドル１の舵角θを検出する舵角センサ１４と、ハンドル１の操舵トルクＴｈを検出するトルクセンサ１０とが設けられており、ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介してコラム軸２に連結されている。電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）３０には、バッテリ１３から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー信号が入力される。コントロールユニット３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈと車速センサ１２で検出された車速Ｖｓとに基づいてアシスト（操舵補助）指令の電流指令値の演算を行い、演算された電流指令値に補償等を施した電圧制御指令値Ｖｒｅｆによってモータ２０に供給する電流を制御する。舵角センサ１４は必須のものではなく、配設されていなくても良く、モータ２０に連結されたレゾルバ等の回転センサから舵角（モータ回転角）θを得ることもできる。

コントロールユニット３０には、車両の各種情報を授受するＣＡＮ（Controller Area Network）４０が接続されており、車速ＶｓはＣＡＮ４０から受信することも可能である。また、コントロールユニット３０には、ＣＡＮ４０以外の通信、アナログ／ディジタル信号、電波等を授受する非ＣＡＮ４１も接続可能である。

このような電動パワーステアリング装置において、コントロールユニット３０は主としてＣＰＵ(Central Processing Unit)（ＭＰＵ(Micro Processor Unit)やＭＣＵ(Micro Controller Unit)等を含む）で構成されるが、そのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと、例えば図２に示されるような構成となっている。

図２を参照してコントロールユニット３０の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０からの操舵トルクＴｈ及び車速センサ１２からの車速Ｖｓは電流指令値演算部３１に入力され、電流指令値演算部３１は操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｓに基づいてアシストマップ等を用いて電流指令値Ｉｒｅｆ１を演算する。演算された電流指令値Ｉｒｅｆ１は加算部３２Ａで、特性を改善するための補償部３４からの補償信号ＣＭと加算され、加算された電流指令値Ｉｒｅｆ２が電流制限部３３で最大値を制限され、最大値を制限された電流指令値Ｉｒｅｆｍが減算部３２Ｂに入力され、モータ電流検出値Ｉｍと減算される。

減算部３２Ｂでの減算結果である偏差ΔＩ（＝Ｉｒｅｆｍ−Ｉｍ）はＰＩ(Proportional-Integral)制御部３５でＰＩ等の電流制御をされ、電流制御された電圧制御指令値Ｖｒｅｆが変調信号（三角波キャリア）ＣＦと共にＰＷＭ制御部３６に入力されてDuty指令値を演算され、Duty指令値を演算されたＰＷＭ信号でインバータ３７を介してモータ２０をＰＷＭ駆動する。モータ２０のモータ電流値Ｉｍはモータ電流検出器３８で検出され、減算部３２Ｂに入力されてフィードバックされる。

補償部３４は、検出若しくは推定されたセルフアライニングトルク（ＳＡＴ）を加算部３４４で慣性補償値３４２と加算し、その加算結果に更に加算部３４５で収れん性制御値３４１を加算し、その加算結果を補償信号ＣＭとして加算部３２Ａに入力し、特性改善を実施する。

近年、電動パワーステアリング装置のアクチュエータは３相ブラシレスモータが主流となっていると共に、電動パワーステアリング装置は車載製品であるため、稼動温度範囲が広く、フェールセーフの観点からモータを駆動するインバータは家電製品を代表とする一般産業用と比較して、デッドタイムを大きく（産業用機器＜ＥＰＳ）する必要がある。一般にスイッチング素子（例えばＦＥＴ(Field-Effect Transistor)）にはＯＦＦの際に遅れ時間があるため、上下アームのスイッチング素子のＯＦＦ／ＯＮ切り換えを同時に行うと、直流リンクを短絡する状況になり、これを防ぐため、上下アーム両方のスイッチング素子がＯＦＦになる時間（デッドタイム）を設けている。

その結果、電流波形が歪み、電流制御の応答性や操舵感が悪化する。例えばハンドルがオンセンター付近にある状態でゆっくり操舵すると、トルクリップル等による不連続な操舵感などが生じる。また、中・高速操舵時におけるモータの逆起電圧や、巻線間の干渉電圧が電流制御に対して外乱として作用するため、転追性や切り返し操舵時の操舵感を悪化させている。

３相ブラシレスモータのロータの座標軸であるトルクを制御するｑ軸と、磁界の強さを制御するｄ軸とを独立に設定し、ｄｑ軸が９０°の関係にあることから、そのベクトルで各軸に相当する電流（ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値）を制御するベクトル制御方式が知られている。

図３は、ベクトル制御方式で３相ブラシレスモータ１００を駆動制御する場合の構成例を示しており、操舵トルクＴｈ、車速Ｖｓ等に基づいて電流指令値演算部（図示せず）で演算された２軸のｄｑ軸座標系のｄ軸電流指令値i_d ^*及びｑ軸電流指令値i_q ^*はそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに入力され、減算部１３１ｄ及び１３１ｑで求められた電流偏差Δi_d ^*及びΔi_q ^*はそれぞれＰＩ制御部１２０ｄ及び１２０ｑに入力される。ＰＩ制御部１２０ｄ及び１２０ｑでＰＩ制御された電圧指令値v_d及びv_qは、それぞれ減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑに入力され、減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑで求められた指令電圧Δv_d及びΔv_qはｄｑ軸／３相交流変換部１５０に入力される。ｄｑ軸／３相交流変換部１５０で３相に変換された電圧指令値Vu^*,Vv^*,Vw^*はＰＷＭ制御部１６０に入力され、演算された３相のDuty指令値（Duty_u,Duty_v,Duty_w）に基づくＰＷＭ信号U_PWM,V_PWM,W_PWMにより、図４に示すような上下アームのブリッジ構成で成るインバータ（インバータ印加電圧ＶＲ）１６１を介してモータ１００が駆動される。上側アームはスイッチング素子としてのＦＥＴＱ１，Ｑ３，Ｑ５で構成され、下側アームはＦＥＴＱ２，Ｑ４，Ｑ６で構成されている。

モータ１００の３相モータ電流i_u,i_v,i_wは電流検出器１６２で検出され、検出された３相モータ電流i_u,i_v,i_wは３相交流／ｄｑ軸変換部１３０に入力され、３相交流／ｄｑ軸変換部１３０で変換された２相のフィードバック電流i_d及びi_qはそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに減算入力されると共に、ｄ−ｑ非干渉制御部１４０に入力される。ｄ−ｑ非干渉制御部１４０からの２相の電圧v_d1 ^*及びv_q1 ^*はそれぞれ減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑに入力され、減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑで指令電圧Δv_d及びΔv_qが算出される。指令電圧Δv_d及びΔv_qがｄｑ軸／３相交流変換部１５０に入力され、ＰＷＭ制御部１６０及びインバータ１６１を介してモータ１００が駆動される。

また、モータ１００にはレゾルバ等の回転センサが取り付けられており、センサ信号を処理する角度検出部１１０からモータ回転角θ及びモータ回転数（回転速度）ωが出力される。モータ回転角θはｄｑ軸／３相交流換部１５０及び３相交流／ｄｑ軸変換部１３０に入力され、モータ回転数ωはｄ−ｑ非干渉制御部１４０に入力される。

このようなベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置は、運転者の操舵をアシストする装置であると同時に、モータの音や振動、リップル等はハンドルを介して運転者へ力の感覚として伝達される。インバータを駆動するパワーデバイスは一般的にＦＥＴが用いられており、モータへ通電を行うが、３相モータの場合には、図４に示されるように各相毎に上下アームの直列接続されたＦＥＴが用いられている。上下アームのＦＥＴは交互にＯＮ／ＯＦＦを繰り返すが、ＦＥＴは理想スイッチではなく、ゲート信号の指令通りに瞬時にＯＮ／ＯＦＦせず、ターンオン時間やターンオフ時間を要する。このため、上側アームＦＥＴへのＯＮ指令と下側アームのＯＦＦ指令が同時になされると、上側アームＦＥＴと下側アームＦＥＴが同時にＯＮになって、上下アームが短絡する問題がある。ＦＥＴのターンオン時間とターンオフ時間には差があり、同時にＦＥＴに指令を出した場合、上側ＦＥＴにＯＮ指令を出してターンオン時間が短い場合（例えば１００ｎｓ）、直ぐにＦＥＴがＯＮになり、下側ＦＥＴにＯＦＦ指令を出してもターンオフ時間が長い場合（例えば４００ｎｓ）、直ぐにＦＥＴがＯＦＦにならず、瞬間的に上側ＦＥＴがＯＮ、下側ＦＥＴがＯＮになる状態（例えば、４００ｎｓ−１００ｎｓ間、ＯＮ−ＯＮ）が発生することがある。

そこで、上側アームＦＥＴと下側アームＦＥＴが同時にＯＮすることの無い様に、ゲート駆動回路にデッドタイムという所定時間をおいてＯＮ信号を与えることが行われる。このデッドタイムは非線形であるため電流波形は歪み、制御の応答性能が悪化し、音や振動、リップルが発生する。コラム式電動パワーステアリング装置の場合、ハンドルと鋼製のコラム軸で接続されるギアボックスに直結されるモータの配置が、その構造上運転者に極めて近い位置となっているため、モータに起因する音、振動、リップル等には、下流アシスト方式の電動パワーステアリング装置に比べて、特に配慮する必要がある。

インバータのデッドタイムを補償する手法として、従来はデッドタイムが発生するタイミングを検出して補償値を足し込んだり、電流制御におけるｄｑ軸上の外乱オブザーバによってデッドタイムを補償している。

インバータのデッドタイムを補償する電動パワーステアリング装置は、例えば特許第４６８１４５３号公報（特許文献１）、特開２０１５−１７１２５１号公報（特許文献２）に開示されている。特許文献１では、モータ、インバータを含む電流制御ループのリファレンスモデル回路に電流指令値を入力して電流指令値を基にモデル電流を作成し、モデル電流を基にインバータのデッドタイムの影響を補償するデッドバンド補償回路を備えている。また、特許文献２では、Duty指令値に対してデッドタイム補償値に基づく補正を行うデッドタイム補償部を備え、電流指令値に基づいてデッドタイム補償値の基礎値である基本補償値を演算する基本補償値演算部と、基本補償値に対してＬＰＦに対応するフィルタリング処理を施すフィルタ部とを有している。

特許第４６８１４５３号公報 特開２０１５−１７１２５１号公報

特許文献１の装置は、ｑ軸電流指令値の大きさによるデッドタイム補償量の計算と３相電流リファレンスモデルとを使用して、補償符号を推定する方式である。補償回路の出力値が、所定の固定値以下ではモデル電流に比例する変化値であり、所定の固定値以上では、固定値とモデル電流に比例する変化値の加算値であり、電流指令から電圧指令へと出力されるが、所定の固定値を出力するヒステリシス特性を決めるためのチューニング作業が必要である。

また、特許文献２の装置は、デッドタイム補償値を決定する際、ｑ軸電流指令値とそれをＬＰＦ処理した補償値とでデッドタイム補償を行っており、遅れが生じ、モータへの最終的な電圧指令に対して、デッドタイム補償値を操作するものではないという問題がある。

フィードフォワードタイプのデッドタイム補償（角度フィードフォワードタイプ、電流指令値モデルタイプ）は、モータ出力軸をロックして専用ソフトでモータに電流が流れるために、必要とされるデッドタイム補償量を実機にて測定する必要がある。また、モータ試験装置を用いてモータ単体で定負荷定回転で回転させ、位相合わせや電流指令値によって補償符号を決定するための閾値のチューニング作業が必要である。インバータ印加電圧やモータ回転数などを割り振り、複数回行う必要があり、チューニング作業の軽減化が要請されている。

また、フィードフォワードタイプのデッドタイム補償では、適切な補償量と適切なタイミングで符号を切り換えないと、ゼロクロス付近や低負荷・低速操舵時にチャタリングが発生する。補償量が合わないデッドタイム補償やタイミングが合わないデッドタイム補償を入れることによって、制御自身でチャタリングを引き起こしてしまう場合がある。フィードフォワードタイプではかかるチャタリングを抑制するため、種々工夫したり、厳密に補償符号を切り換えるなど、かなり緻密なチューニング作業が必要となっている。

本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、ベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、チューニング作業もなく、インバータのデッドタイムを理想的に補償し、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図り、低速操舵時に効果が大きく、音や振動、リップルを抑制した電動パワーステアリング装置を提供することにある。

本発明は、少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値をｄｑ軸電圧指令値に変換し、前記ｄｑ軸電圧指令値を３相電圧指令値に変換して後に３相Duty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置に関し、本発明の上記目的は、前記ｄｑ軸電圧指令値を３相に変換すると共に、３次高調波を重畳して前記３相電圧指令値を出力する空間ベクトル変調部と、モータ回転角に基づいて前記３相モータ端子電圧をｄｑ軸検出電圧に変換する第１の３相交流／ｄｑ軸変換部と、前記３相Duty指令値及び前記インバータ印加電圧に基づいて３相指令電圧を演算する３相指令電圧演算部と、前記３相指令電圧をｄｑ軸指令電圧に変換する第２の３相交流／ｄｑ軸変換部と、前記ｄｑ軸指令電圧の遅れを解消してｄｑ軸補正指令電圧を出力する電圧検出遅れモデルと、前記ｄｑ軸検出電圧と前記ｄｑ軸補正指令電圧の差分から前記インバータのデッドタイムによるｄｑ軸損失電圧を推定するｄｑ軸損失電圧演算部と、前記ｄｑ軸損失電圧を前記インバータ印加電圧に感応して制限する補償量制限部とを具備し、前記制限されたｄｑ軸補償量をデッドタイム補償値としてｄｑ軸上にフィードバックすることにより達成される。

本発明の電動パワーステアリング装置によれば、３相端子電圧から３相電圧を推定し、３相Duty指令値とインバータ印加電圧から３相印加電圧を演算して差分をとることにより、デッドタイムにより損失した損失電圧を算出する。算出された損出電圧を補償量とし、補償量の中点補正、逆起電圧やノイズなどによって過渡的な差分電圧が発生した場合、補償量を制限する処理を行い、デッドタイム補償値としてｄｑ軸上の電圧指令値にフィードバックで補償している。端子電圧フィードバックタイプのデッドタイム補償は計算によって、ある程度の補償量と適切な補償符号を算出するため、チューニング作業が殆ど必要なく、また、低速操舵領域では理想に近い補償が可能であり、インバータのデッドタイムを補償し、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図ることができる。

デッドタイム補償のない図２３の電流波形に比べ、デッドタイム補償を適用した図２４では歪みの少ない電流波形になり、モータが滑らかに回転できるようになるので、モータの音や振動、リップルを抑制することができる。また、損失電圧をｄｑ軸上に変換し、補償値としてフィードバックしているので、ｄｑ軸上においてもデッドタイム補償することが可能である。

更に、補償符号及び補償量が自動計算されるため、ハンドルのオンセンター付近の低負荷、低速操舵領域においてもチャタリングの発生がなく、デッドタイムを補償することが可能である。３相の補償波形が矩形波でない場合においても、自動計算されるため補償可能である。

本発明の端子電圧フィードバックタイプでは、殆どチューニング作業なしに理想に近い補償量と最適な補償符号が特定の操舵領域では計算によって入るため、チャタリングの発生を抑える工夫がフィードフォワードタイプに比べて少ないが、ゼロクロス付近や低負荷・低速操舵領域ではリスク（制御自身で発生させているチャタリング）を抑えて効果的にデッドタイム補償を入れることができる。

なお、端子電圧フィードバックタイプのデッドタイム補償では、オンセンター付近の低負荷・低速操舵領域において推定印加電圧と検出電圧の差から専用ソフトで測定した補償量の９２〜９５％が算出される。また、補償符号についても、電圧の差から適切な方向が計算される。フィードフォワードタイプでは事前に専用ソフトで測定したり、モータ試験装置などでチューニングの必要性があるのに対し、フィードバックタイプでは試験用のソフトに書き換えたり、試験装置でチューニングせずに、ある程度補償量と補償符号が自動的な計算によって求められている。

一般的な電動パワーステアリング装置の概要を示す構成図である。 電動パワーステアリング装置の制御系の構成例を示すブロック図である。 ベクトル制御方式の構成例を示すブロック図である。 一般的なインバータの構成例を示す結線図である。 本発明の構成例（第１実施形態）を示すブロック図である。 本発明に係るデッドタイム補償部の構成例を詳細に示すブロック図である。 中点電圧推定部の構成例を示すブロック図である。 補正タイミング判定部及び補正値保持部の詳細例を示すブロック図である。 補償量制限部の構成例を示すブロック図である。 補償量上限値の一例を示す特性図である。 空間ベクトル変調部の構成例を示すブロック図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示す線図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示す線図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示すタイミングチャートである。 空間ベクトル変調の効果を示す波形図である。 本発明（第１実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第１実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明の構成例（第２実施形態）を示すブロック図である。 補償量制限部の構成例を示すブロック図である。 本発明（第２実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第２実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明の構成例（第３実施形態）を示すブロック図である。 本発明（第３実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第３実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明の構成例（第４実施形態）を示すブロック図である。 第４実施形態に係るデッドタイム補償部の構成例を詳細に示すブロック図である。 各相角度−デッドタイム補償値関数部の動作例を示す線図である。 インバータ印加電圧感応ゲイン部の構成例を示すブロック図である。 インバータ印加電圧感応ゲイン部の特性例を示す特性図である。 操舵補助指令値感応ゲイン部の特性例を示す特性図である。 補償量改善部の効果例（Ｕ相）を示す波形図である。 本発明（第４実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第４実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明の構成例（第５実施形態）を示すブロック図である。 ３相角度−デッドタイム補償値関数部の動作例を示す線図である。 ｄｑ軸角度−デッドタイム補償値基準テーブルの出力電圧特性を示す特性図である。 本発明（第５実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第５実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明に係る補償量改善部の部分的な波形図である。 第５実施形態に係る補償量改善部の部分的な波形図である。 第５実施形態に係る補償量改善部の部分的な波形図である。 本発明（第５実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明の構成例（第６実施形態）を示すブロック図である。 本発明（第６実施形態）の効果を示す波形図である。 本発明（第６実施形態）の効果を示す波形図である。

本発明は、ＥＣＵのインバータのデッドタイムの影響により電流歪みが発生し、トルクリップルの発生や操舵音の悪化などの問題を解消するために、３相端子電圧から３相電圧を推定し、３相Duty指令値とインバータ印加電圧から３相指令電圧を演算し、遅れモデルを経由して差分をとることにより、デッドタイムにより損失した損失電圧を算出する。算出された３相損出電圧を補償量として適切に処理し、デッドタイム補償値としてｄｑ軸上の電圧指令値にフィードバックで補償する構成となっている。また、必要に応じて、算出されたｄｑ軸損失電圧に対してモータ回転角、ｑ軸の操舵補助指令値及びインバータ印加電圧に基づいた改善を行うためのデッドタイム補償量を生成し、このデッドタイム補償量によりｄｑ軸損失電圧を補正して補償量の改善処理を行い、改善処理されたデッドタイム補償値によりインバータのデッドタイムを補償している。

更に関数部で理想的なデッドタイム補償値を形成し、補正前のデッドタイム補償値との偏差をゲイン倍して補正している。この場合には、インバータのデッドタイムを遅れなく補償し、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図ることができる。

本発明は、検出した損失電圧から上限値を超える補償量が検出された場合、逆起電圧などによる外乱と判断し、補償値を制限してデッドタイムによる損失を算出する。また、演算された損失電圧をｄｑ軸上に変換し、デッドタイム補償値としてフィードバックすることにより、ｄｑ軸上においてもデッドタイム補償することを可能としている。

以下に、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。

図５は本発明（第１実施形態）の全体構成を図３に対応させて示しており、ｄｑ軸上のデッドタイム補償値v_d ^*及びv_q ^*を演算するデッドタイム補償部２００が設けられている。デッドタイム補償部２００には、モータ回転角θ及びモータ回転数ωが入力されると共に、ＰＷＭ制御部１６０内のDuty指令値演算部１６０Ａで演算された３相Duty指令値Duty_u,Duty_v,Duty_w及びモータ１００の３相モータ端子電圧Vu,Vv,Vwが入力されている。３相端子電圧Vu,Vv,Vwは、それぞれ高周波ノイズ除去用のＬＰＦ１６３Ｕ,１６３Ｖ,１６３Ｗを経てデッドタイム補償部２００に入力される。また、インバータ１６１には、ＰＷＭ制御部１６０内のＰＷＭ制御回路１６０ＢからＰＷＭ信号（U_PWM、V_PWM、W_PWM）が入力され、インバータ１６１に印加されているインバータ印加電圧ＶＲが、デッドタイム補償部２００に入力されている。

電流指令値演算部（図示せず）で演算されたｄ軸電流指令値i_d ^*及びｑ軸電流指令値i_q ^*はそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに入力され、減算部１３１ｄ及び１３１ｑでフィードバック電流i_d及びi_qとの電流偏差Δi_d ^*及びΔi_ｑ ^*が演算される。演算された電流偏差Δi_d ^*はＰＩ制御部１２０ｄに入力され、演算された電流偏差Δi_ｑ ^*はＰＩ制御部１２０ｑに入力される。ＰＩ制御されたｄ軸電圧指令値v_d及びｑ軸電圧指令値v_qはそれぞれ加算部１２１ｄ及び１２１ｑに入力され、後述するデッドタイム補償部２００からのデッドタイム補償値v_d ^*及びv_q ^*を加算されて補償され、それら補償された電圧値がそれぞれ減算部１４１ｄ及び加算部１４１ｑに入力される。減算部１４１ｄにはｄ−ｑ非干渉制御部１４０からの電圧v_d1 ^*が入力され、その差である電圧指令値v_d ^**が得られ、加算部１４１ｑにはｄ−ｑ非干渉制御部１４０からの電圧v_q1 ^*が入力され、その加算結果で電圧指令値v_q ^**が得られる。デッドタイムを補償された電圧指令値v_d ^**及びv_q ^**は、ｄｑ軸の２相からＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相に変換し、３次高調波を重畳する空間ベクトル変調部３００に入力される。空間ベクトル変調部３００でベクトル変調された３相の電圧指令値V_u ^*,V_v ^*,V_w ^*はＰＷＭ制御部１６０に入力され、モータ１００は前述と同様にＰＷＭ制御部１６０及びインバータ１６１を介して駆動制御される。

次に、デッドタイム補償部２００について説明する。

デッドタイム補償部２００は、減算部２０１（２０１Ｕ、２０１Ｖ、２０１Ｗ）及び２０２、中点電圧推定部２１０、３相指令電圧演算部２２０、電圧検出遅れモデル２３０、ゲイン部２４０、補償量制限部２５０及び３相交流／ｄｑ軸変換部２６０で構成されている。

その詳細構成は図６であり、モータ回転角θは中点電圧推定部２１０及び３相交流／ｄｑ軸変換部２６０に入力され、モータ回転数ωは中点電圧推定部２１０に入力される。モータ端子電圧Vu,Vv,VwはＬＰＦ１６３Ｕ〜１６３Ｗを経て中点電圧推定部２１０及び減算部２０１（２０１Ｕ,２０１Ｖ,２０１Ｗ）に入力されている。また、ＰＷＭ制御部１６０内のDuyt指令値演算部１６０ＡからのDuty_u,Duty_v,Duty_wは３相印加電圧演算部２２０に入力され、インバータ印加電圧ＶＲは中点電圧推定部２１０、３相指令電圧演算部２２０及び補償量制限部２５０に入力されている。

中点電圧推定部２１０は、中点電圧の基準電圧をインバータ印加電圧ＶＲにより算出する。詳細は図７の構成であり、ハードの構成、検出誤差などの影響により中点電圧はズレを生じるため、インバータ印加電圧ＶＲと３相モータ端子電圧Vu〜Vwの差分から補正する。補正するタイミングは、特定のモータ回転角θ及び特定のモータ回転数ωの条件で補正する。

即ち、インバータ印加電圧ＶＲは半減部２１１で半減（ＶＲ／２）され、半減値（ＶＲ／２）が減算部２１７及び２１８に加算入力される。端子電圧Vu〜Vwは加算部２１６に入力されて加算され、加算結果（Vu＋Vv＋Vw）が除算部（１／３）２１２で１／３倍され、１／３倍された電圧“（Vu＋Vv＋Vw）／３”が減算部２１７に減算入力される。減算部２１７は半減値ＶＲ／２から電圧“（Vu＋Vv＋Vw）／３”を減算し、減算結果VR_naを補正値保持部２１４に入力する。補正タイミング判定部２１３は、モータ回転角θ及びモータ回転数ωに基づいて補正タイミングを判定し、補正信号ＣＴを補正値保持部２１４に入力する。補正値保持部２１４で保持された電圧VR_nbに基づき、補正量制限部２１５は補正量ΔVmを算出する。

補正タイミング判定部２１３及び補正値保持部２１４の詳細は図８に示す構成であり、補正タイミング判定部２１３は角度判定部２１３−１、有効回転数判定部２１３−２及びＡＮＤ回路２１３−３で構成され、補正値保持部２１４は切換部２１４−１及び保持ユニット（Ｚ^−１）２１４−２で構成されている。

即ち、モータ回転角θは角度判定部２１３−１に入力され、下記数１の判定が行われる。数１が成立するとき、角度判定部２１３−１は判定信号ＪＤ１を出力する。
（数１）
１７９［deg］＜θ＜１８０［deg］

中点補正値の演算において上記数１のタイミングを補正条件とした場合、ゼロクロスポイントの電圧値を正確にサンプリングできる。このポイント以外では、モータ端子電圧に３次高調波が重畳されており、より正確な値が検出できない。例えば数１の条件で検出された各端子電圧をVu=6.83[V]、Vv=7.55[V]、Vw=5.94[V]、モータ印加電圧を13.52[V]とすると、(Vu+Vv+Vw)/３=6.77[V]、VR/2=6.76[V]となり、VR/2≒(Vu+Vv+Vw)/３となり、中点電圧に近い値となる。また、モータ回転数ωが大きい場合、モータ逆起電圧の影響が大きくなるのとサンプリングの精度が悪化するため、正確な補正演算ができなくなる。このため、有効回転数判定部２１３−２はモータ回転数ωが補正演算可能な有効回転数ω_０以下であるかを判定し、モータ回転数ωが補正演算可能な有効回転数ω_０以下の時に、判定信号ＪＤ２を出力する。
（数２）
ω≦ω_０

判定信号ＪＤ１及びＪＤ２はＡＮＤ回路２１３−３に入力され、判定信号ＪＤ１及びＪＤ２が入力されたＡＮＤ条件で補正信号ＣＴが出力される。補正信号ＣＴは補正値保持部２１４内の切換部２１４−１に切換信号として入力され、接点a, bを切り換える。接点aには減算結果VR_naが入力され、接点bには出力電圧VR_nbが保持ユニット（Ｚ^−１）２１４−２を経て入力されている。補正値保持部２１４は次のタイミングまで安定した補正値を出力するため、値を保持する。また、補正量制限部２１５は、ノイズや逆起電圧、補正タイミング誤判定などにより、補正量が通常よりも明らかに大きい場合、当該補正量が正しくないと判断して最大補正量に制限する。最大補正量に制限された電圧補正値ΔVmは減算部２１８に入力され、減算部２１８で下記数３に基づいて演算された中点電圧推定値Vmが出力される。中点電圧推定値Vmは、減算部２０１（２０１Ｕ, ２０１Ｖ,２０１Ｗ）にそれぞれ減算入力される。

また、３相指令電圧演算部２２０には３相Duty指令値Duty_u,Duty_v,Duty_w及びインバータ印加電圧ＶＲが入力されており、３相指令電圧演算部２２０は、３相Duty指令値Duty_u,Duty_v,Duty_w及びインバータ印加電圧ＶＲにより、下記数４を用いて３相指令電圧V_inを算出する。３相指令電圧V_inは、電圧検出遅れモデル２３０に入力される。なお、数４中のDuty_refは、Duty_u,Duty_v,Duty_wを示している。

中点電圧推定値Vmは減算部２０１（２０１Ｕ,２０１Ｖ,２０１Ｗ）に減算入力され、減算部２０１（２０１Ｕ,２０１Ｖ,２０１Ｗ）にはＬＰＦ１６３Ｕ,１６３Ｖ,１６３Ｗを経た端子電圧Vu,Vv,Vwが減算入力されている。減算部２０１Ｕ,２０１Ｖ,２０１Ｗは３相端子電圧Vu,Vv,Vwから中点電圧推定値Vmを減算部２０１u,２０１ｖ、２０１ｗで、下記数５に従って減算する。これにより、３相検出電圧V_dn(V_du,V_dv,V_dw)を演算する。３相検出電圧V_dn(V_du,V_dv,V_dw)は、３相損失電圧演算部としての減算部２０２に入力される。

端子電圧Vu〜Vwの検出は、ＥＣＵのノイズフィルタ等により遅れが生じる。このため、直接３相指令電圧V_inと３相検出電圧V_dnの差分をとって損失電圧を算出した場合、位相差により誤差が生じる。この問題を解決するため、本実施形態では、フィルタ回路等のハードウェアの検出遅れを1次のフィルタモデルとして近似し、位相差を改善する。本実施形態の電圧検出遅れモデル２３０は、Ｔをフィルタ時定数として、下記数６の１次フィルタとしている。電圧検出遅れモデル２３０は、２次以上のフィルタをモデルとした構成でもよい。

減算部２０２には、電圧検出遅れモデル２３０からの３相補正指令電圧V_inpが加算入力され、減算部２０１からの３相検出電圧V_dnが減算入力されており、３相補正指令電圧V_inpから３相検出電圧V_dnを減算することにより３相損失電圧ＰＬＡ（V_{loss_n}）が算出される。即ち、減算部２０２で下記数７が演算される。

３相損失電圧ＰＬＡ（V_{loss_n}）はゲイン部２４０でゲインP_G（例えば０．８）を乗算され、ゲインP_Gを乗算された３相損失電圧ＰＬＢは補償量制限部２５０に入力される。ゲインP_Gは基本的に調整する必要はないが、他の補償器との整合や実車チューニング、ＥＣＵの部品が変わったときなど、出力調整を必要とする場合には変更する。

補償量制限部２５０はインバータ印加電圧ＶＲに感応しており、その詳細構成は図９のようになっている。即ち、インバータ印加電圧ＶＲは、補償量制限部２５０内の補償量上下限値演算部２５１に入力され、図１０に示すような特性で補償量制限値DTCaが演算される。補償量制限値DTCaは、所定電圧ＶＲ１まで一定制限値DTCa1であり、所定電圧ＶＲ１から所定電圧ＶＲ２（＞ＶＲ１）まで線形（若しくは非線形）に増加し、所定電圧ＶＲ２以上で一定制限値DTCa2を保持する特性である。補償量制限値DTCaは切換部２５２の接点a1及び比較部２５５に入力されると共に、反転部２５４に入力される。また、３相損失電圧ＰＬＢ（V_{loss_u},V_{loss_v},V_{loss_w}）は比較部２５５及び２５６に入力されると共に、切換部２５２の接点b1に入力されている。そして、反転部２５４の出力−DTCaは切換部２５３の接点a2に入力されている。切換部２５２の接点a1及びb1は、比較部２５５の比較結果CP1に基づいて切り換えられ、切換部２５３の接点a2及びb2は、比較部２５６の比較結果CP2に基づいて切り換えられる。

比較部２５５は補償量制限値DTCaと３相損失電圧ＰＬＢとを比較し、下記数８に従って切換部２５２の接点a1及びb1を切り換える。また、比較部２５６は補償量制限値−DTCaと３相損失電圧PLBとを比較し、下記数９に従って切換部２５３の接点a2及びb2を切り換える。
（数８）
３相損失電圧PLB≧補償量上限値:(DTCa)のとき、切換部２５２の接点a1がＯＮ
（切換部２５３の接点b2=DTCa）
３相損失電圧PLB<補償量上限値:(DTCa)のとき、切換部２５２の接点b1がＯＮ
（切換部２５３の接点b2=３相損失電圧PLB ）
（数９）
３相損失電圧PLB≦補償量下限値: (−DTCa)のとき、切換部２５３の接点a2がＯＮ
（デッドタイム補償値DTC＝−DTCa）
３相損失電圧PLB>補償量下限値:(−DTCa)のとき、切換部２５３の接点b2がＯＮ
（デッドタイム補償値DTC＝切換部２５２の出力）

このように本実施形態では、モータ端子電圧を検出して３相検出電圧を推定すると共に、３相Duty指令値から３相補正指令電圧を演算し、これらの差分からインバータのデッドタイムによる損失電圧を算出する。算出した損失電圧から、上限値を超える補償量が検出された場合、逆起電圧などによる外乱と判断し、補償値を制限してデッドタイムによる損失を算出する。また、算出された損失電圧をｄｑ軸上に変換し、デッドタイム補償値としてフィードバックすることによりｄｑ軸上においてもデッドタイム補償することが可能である。

次に、空間ベクトル変調について説明する。空間ベクトル変調部３００は図１１に示すように、ｄｑ軸空間の２相電圧（v_d ^**,V_q ^**）を３相電圧（V_ua,V_va,V_wa）に変換し、３相電圧（V_ua,V_va,V_wa）に３次高調波を重畳する機能を有していれば良く、例えば本出願人による特開２０１７−７００６６、特願２０１５−２３９８９８等で提案している空間ベクトル変調の手法を用いても良い。

即ち、空間ベクトル変調は、ｄｑ軸空間の電圧指令値v_d ^**及びV_q ^**、モータ回転角θ及びセクター番号ｎ（＃１〜＃６）に基づいて、以下に示すような座標変換を行い、ブリッジ構成のインバータのＦＥＴ（上側アームＱ１、Ｑ３、Ｑ５、下側アームＱ２、Ｑ４、Ｑ６）のＯＮ／ＯＦＦを制御する、セクター＃１〜＃６に対応したスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６をモータに供給することによって、モータの回転を制御する機能を有する。座標変換については、空間ベクトル変調において、電圧指令値v_d ^**及びV_q ^**は、数１０に基づいて、α−β座標系における電圧ベクトルＶα及びＶβに座標変換が行われる。この座標変換に用いる座標軸及びモータ回転角θの関係については、図１２に示す。

そして、ｄ−ｑ座標系における目標電圧ベクトルとα−β座標系における目標電圧ベクトルとの間には、数１１のような関係が存在し、目標電圧ベクトルＶの絶対値は保存される。

空間ベクトル制御におけるスイッチングパターンでは、インバータの出力電圧をＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ６）のスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６に応じて、図１３の空間ベクトル図に示す８種類の離散的な基準電圧ベクトルＶ0〜Ｖ7（π／３［ｒａｄ］ずつ位相の異なる非零電圧ベクトルＶ1〜Ｖ6と零電圧ベクトルＶ0，Ｖ7）で定義する。そして、それら基準出力電圧ベクトルＶ0〜Ｖ7の選択とその発生時間を制御するようにしている。また、隣接する基準出力電圧ベクトルによって挟まれた６つの領域を用いて、空間ベクトルを６つのセクター＃１〜＃６に分割することができ、目標電圧ベクトルＶは、セクター＃１〜＃６のいずれか１つに属し、セクター番号を割り当てることができる。Ｖα及びＶβの合成ベクトルである目標電圧ベクトルＶが、α−β空間において正６角形に区切られた図１３に示されたようなセクター内のいずれに存在するかは、目標電圧ベクトルＶのα−β座標系における回転角γに基づいて求めることができる。また、回転角γはモータの回転角θとｄ−ｑ座標系における電圧指令値v_d ^**及びv_q ^**の関係から得られる位相δの和として、γ＝θ＋δで決定される。

図１４は、空間ベクトル制御におけるインバータのスイッチングパターンＳ１、Ｓ３，Ｓ５によるディジタル制御で、インバータから目標電圧ベクトルＶを出力させるために、ＦＥＴに対するＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１〜Ｓ６（スイッチングパターン）におけるスイッチングパルス幅とそのタイミングを決定する基本的なタイミングチャートを示す。空間ベクトル変調は、規定されたサンプリング期間Ｔｓ毎に演算などをサンプリング期間Ｔｓ内で行い、その演算結果を次のサンプリング期間Ｔｓにて、スイッチングパターンＳ１〜Ｓ６における各スイッチングパルス幅とそのタイミングに変換して出力する。

空間ベクトル変調は、目標電圧ベクトルＶに基づいて求められたセクター番号に応じたスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６を生成する。図１４には、セクター番号＃１（ｎ＝１）の場合における、インバータのＦＥＴのスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６の一例が示されている。信号Ｓ１、Ｓ３及びＳ５は、上側アームに対応するＦＥＴＱ１、Ｑ３、Ｑ５のゲート信号を示している。横軸は時間を示しており、Ｔｓはスイッチング周期に対応し、８期間に分割され、Ｔ０／４、Ｔ１／２、Ｔ２／２、Ｔ０／４、Ｔ０／４、Ｔ２／２、Ｔ１／２及びＴ０／４で構成される期間である。また、期間Ｔ１及びＴ２は、それぞれセクター番号ｎ及び回転角γに依存する時間である。

空間ベクトル変調がない場合、本発明のデッドタイム補償をｄｑ軸上に適用し、デッドタイム補償値のみｄｑ軸／３相変換したデッドタイム補償値波形（Ｕ相波形）は、図１５の破線のような３次成分が除去された波形となってしまう。Ｖ相及びＷ相についても同様である。ｄｑ軸／３相変換の代わりに空間ベクトル変調を適用することにより、３相信号に３次高調波を重畳させることが可能となり、３相変換によって欠損してしまう３次成分を補うことができ、図１５の実線のような理想的なデッドタイム補償波形を生成することが可能となる。

図１６及び図１７は本発明（第１実施形態）の効果を示すシミュレーション結果であり、図１６はデッドタイムの補償がない場合のＵ相電流、ｄ軸電流及びｑ軸電流を示している。本実施形態のデッドタイム補償を適用することにより、低速・低負荷でのステアリング操舵状態において、図１７のように相電流及びｄｑ軸電流の波形歪みの改善（ｄｑ軸電流波形にリップルが少な、正弦波に近い相電流波形）が確認でき、操舵時のトルクリップルの改善と操舵音の改善がみられた。なお、図１６及び図１７では、代表してＵ相電流を示している。

次に、本発明の第２実施形態を図１８に示して説明する。

図１８は第２実施形態の全体構成を図５に対応させて示しており、ｄｑ軸上のデッドタイム補償値v_d ^*及びv_q ^*を演算するデッドタイム補償部２００Ａが設けられている。デッドタイム補償部２００Ａは主にｄｑ軸の２相で処理され、主に３相で処理されている第１実施形態のデッドタイム補償部２００と相違している。そのため、第１実施形態の３相交流／ｄｑ軸変換部２６０及び中点電圧推定部２１０が削除され、新たに３相交流／ｄｑ軸変換部２６１及び２６２が設けられている。

モータ１１０の端子電圧Vu,Vv,Vwは、それぞれノイズ除去用のＬＰＦ１６３Ｕ，１６３Ｖ，１６３Ｗを経て３相交流／ｄｑ軸変換部２６１に入力され、３相交流／ｄｑ軸変換部２６１においてモータ回転角θに同期してｄｑ軸検出電圧V_dn(V_d,V_q）に変換される。ｄｑ軸検出電圧V_dn（V_d,V_q）は、減算部２０２に減算入力される。また、３相指令電圧演算部２２０には３相Duty指令値Duty_u,Duty_v,Duty_w及びインバータ印加電圧ＶＲが入力されており、３相指令電圧演算部２２０は、前記数４を用いて３相指令電圧V_inを演算する。３相指令電圧V_inは３相交流／ｄｑ軸変換部２６２に入力され、モータ回転角θに同期してｄｑ軸指令電圧V_inaに変換され、ｄｑ軸指令電圧V_inaは電圧検出遅れモデル２３０に入力される。

電圧検出遅れモデル２３０は２相である点を除いて、第１実施形態と全く同一の動作であり、前記数６で示されるような1次のフィルタモデルとして近似し、位相差を改善している。電圧検出遅れモデル２３０からのｄｑ軸補正指令電圧V_inpは、損失電圧演算部としての減算部２０２に加算入力され、３相交流／ｄｑ軸変換部２６１からのｄｑ軸指令電圧V_inを減算することにより、ｄｑ軸損失電圧ＰＬＡ（V_{loss_d、}V_{loss_ｑ}）が算出される。即ち、減算部２０２で下記数１２が演算される。

ｄｑ軸損失電圧ＰＬＡ（V_{loss_d、}V_{loss_ｑ}）はゲイン部２４０でゲインP_G（例えば０．８）を乗算され、ゲインP_Gを乗算されたｄｑ軸損失電圧ＰＬＢは補償量制限部２５０に入力される。ゲインP_Gは基本的に調整する必要はないが、他の補償器との整合や実車チューニング、ＥＣＵの部品が変わったときなど、出力調整を必要とする場合には変更する。補償量制限部２５０は２相である点を除いて、第１実施形態と同一の構成及び動作であり、図９の３相損失電圧ＰＬＢ（V_{loss_u},V_{loss_v},V_{loss_w}）に代えて、図１９に示すように２相のｄｑ軸損失電圧ＰＬＢ（V_{loss_d、}V_{loss_ｑ}）が入力されている。他の構成は図９と図１９で同一であり、本実施形態の補償量制限部２５０は、下記数１３及び数１４並びに図１３の特性に従ってデッドタイム補償値V_d ^*及びv_q ^*を出力し、デッドタイム補償値V_d ^*及びv_q ^*はそれぞれｄｑ軸上の加算部１２１ｄ及び１２１ｑに入力される。
（数１３）
ｄｑ軸損失電圧PLB≧補償量上限値:(DTCa)のとき、切換部２５２の接点a1がＯＮ
（切換部２５３の接点b2=DTCa）
ｄｑ軸損失電圧PLB<補償量上限値:(DTCa)のとき、切換部２５２の接点b1がＯＮ
（切換部２５３の接点b2=ｄｑ軸損失電圧PLB）
（数１４）
ｄｑ軸損失電圧PLB≦補償量下限値:(−DTCa)のとき、切換部２５３の接点a2がＯＮ
（デッドタイム補償値DTC＝−DTCa）
ｄｑ軸損失電圧PLB>補償量下限値:(−DTCa)のとき、切換部２５３の接点b2がＯＮ
（デッドタイム補償値DTC＝切換部２５２の出力）

このように本実施形態では、モータ端子電圧を検出してｄｑ軸検出電圧を検出すると共に、３相Duty指令値からｄｑ軸補正指令電圧を演算し、これらの差分からインバータのデッドタイムによる損失電圧を算出する。算出した損失電圧から、上限値を超える補償量が検出された場合、逆起電圧などによる外乱と判断し、補償値を制限してデッドタイムによる損失を補償する。また、算出された損失電圧をデッドタイム補償値としてフィードバックすることにより、ｄｑ軸上においてデッドタイム補償することが可能である。

図２０及び図２１は本発明（第２実施形態）の効果を、Ｕ相について示すシミュレーション結果であり、図２０はデッドタイムの補償がない場合のＵ相電流、ｄ軸電流及びｑ軸電流を示している。本実施形態のデッドタイム補償を適用することにより、低速・低負荷でのステアリング操舵状態において、図２１のように相電流及びｄｑ軸電流の波形歪みの改善（ｄｑ軸電流波形にリップルが少ない、正弦波に近い相電流波形）が確認でき、操舵時のトルクリップルの改善と操舵音の改善がみられた。

次に、本発明の第３実施形態を説明する。

図２２は第３実施形態の全体構成を図１８に対応させて示しており、ｄｑ軸上のデッドタイム補償値v_d ^*及びv_q ^*を演算するデッドタイム補償部２００Ｂが設けられている。デッドタイム補償部２００Ｂは、第２実施形態と同様に主にｄｑ軸の２相で処理され、第２実施形態の３相交流／ｄｑ軸変換部２６２及び３相指令電圧演算部２２０が削除され、電圧指令値v_d ^**及びv_q ^**を入力する電圧比率補正演算部２７０が新たに設けられている。

モータ１１０の端子電圧Vu,Vv,Vwは、それぞれノイズ除去用のＬＰＦ１６３Ｕ，１６３Ｖ，１６３Ｗを経て３相交流／ｄｑ軸変換部２６１に入力され、３相交流／ｄｑ軸変換部２６１においてモータ回転角θに同期してｄｑ軸検出電圧V_dn（V_d,V_q）に変換される。ｄｑ軸検出電圧_mdn（V_d,V_q）は、損失電圧検出部としての減算部２０２に減算入力される。電圧比率補正演算部２７０にはｄ軸電圧指令値v_d ^**及びｑ軸電圧指令値v_q ^**が入力されており、電圧比率補正演算部２７０は、ＰＷＭ周期をPWM_Time、ＤＴをデッドタイムとして、下記数１５を用いてｄｑ軸指令電圧V_comp（V_{comp_d},V_{comp_q}）を演算する。ｄｑ軸指令電圧V_comp（V_{comp_d},V_{comp_q}）は、電圧検出遅れモデル２３０に入力される。

電圧検出遅れモデル２３０は第２実施形態と全く同一の動作であり、前記数６で示されるような1次のフィルタモデルとして近似し、位相差を改善している。電圧検出遅れモデル２３０からのｄｑ軸補正指令電圧V_inp（V_ind,V_inq）は、損失電圧演算部としての減算部２０２に加算入力され、前記数１２のように、ｄｑ軸補正指令電圧V_inpからｄｑ軸検出電圧V_dnを減算することにより、ｄｑ軸損失電圧ＰＬＡ（V_{loss_d、}V_{loss_ｑ}）が算出される。ｄｑ軸損失電圧ＰＬＡは、第２実施形態と同様にゲイン部２４０でゲインP_Gを乗算され、補償量制限部２５０で前記数１３及び数１４の演算処理をされ、デッドタイム補償値v_d ^*,v_q ^*が出力される。

このように本実施形態では、モータ端子電圧を検出してｄｑ軸検出電圧を検出すると共に、ｄｑ軸電圧指令値からｄｑ軸指令電圧を演算し、更にｄｑ軸補正指令電圧を演算し、ｄｑ軸検出電圧との差分からインバータのデッドタイムによる損失電圧を算出する。算出した損失電圧から、上限値を超える補償量が検出された場合、逆起電圧などによる外乱と判断し、補償値を制限してデッドタイムによる損失を補償する。また、算出された損失電圧をデッドタイム補償値としてフィードバックすることにより、ｄｑ軸上においてデッドタイム補償することが可能である。

図２３及び図２４は本実施形態の効果をＵ相について示すシミュレーション結果であり、図２３はデッドタイムの補償がない場合のＵ相電流、ｄ軸電流及びｑ軸電流を示している。本発明のデッドタイム補償を提起用することにより、低速・低負荷でのステアリング操舵状態において、図２４のように相電流及びｄｑ軸電流の波形歪みの改善（ｄｑ軸電流波形にリップルが少ない、正弦波に近い相電流波形）が確認でき、操舵時のトルクリップルの改善と操舵音の改善がみられた。

次に、本発明の第４実施形態を説明する。

図２５は第４実施形態の全体構成を図５に対応させて示しており、ｄｑ軸上のデッドタイム補償値v_d ^*及びv_q ^*を演算するデッドタイム補償部２００Ｃが設けられている。第１実施形態のデッドタイム補償部２００と比較し、デッドタイム補償部２００Ｃは新たに補償量改善部２８０を具備しており、他の構成要素は共通している。補償量改善部２８０には、モータ回転角θ、インバータ印加電圧ＶＲ、図２の操舵補助指令値Ｉｒｅｆ２に相当するｑ軸の操舵補助指令値i_qrefが入力されると共に、減算部２０２からの３相損失電圧ＰＬＡが入力されている。

デッドタイム補償部２００Ｃの詳細構成は図２６であり、中点電圧推定部２１０は図７の構成であり、前述と同様な方法で中点電圧推定値Vmを推定する。中点電圧推定値Vmは減算部２０１に入力され、モータ端子電圧との差が３相検出電圧V_dnとして減算部２０２に減算入力されている。また、３相指令電圧演算部２２０及び電圧検出遅れモデル２３０も第１実施形態と同様であり、電圧検出遅れモデル２３０からの３相補正指令電圧V_inpは減算部２０２に加算入力され、３相検出電圧V_dnとの偏差が３相損失電圧ＰＬＡとして補償量改善部２８０及び加算部２０３に入力されている。

補償量改善部２８０は図２６に示すような構成であり、操舵補助指令値i_qref、モータ回転角θ及びインバータ印加電圧ＶＲを入力するデッドタイム補償値関数部２８１と、デッドタイム補償値関数部２８１からの補正用デッドタイム補償値ＤＴＣと減算部２０２からの３相損失電圧ＰＬＡとの偏差であるデッドタイム補償値ＤＴＤを求める減算部２８２と、デッドタイム補償値ＤＴＤに操舵補助指令値i_qrefに感応する電流ゲインG_iを乗算してデッドタイム補償量ＣＲを出力するゲイン部２８３とで構成されている。

デッドタイム補償値関数部２８１は、図２７に詳細を示すようにモータ回転角θに対して、電気角０〜３５９［deg］の範囲で１２０［deg］ずつ位相のずれた矩形波の３相デッドタイム基準補償値U_dt,V_dt,W_dtを出力するＵ相角度−デッドタイム補償値関数部２８１ＦＵ，Ｖ相角度−デッドタイム補償値関数部２８１ＦＶ，Ｗ相角度−デッドタイム補償値関数部２８１ＦＷと、インバータ印加電圧ＶＲに感応して電圧感応ゲインG_vを出力するインバータ印加電圧感応ゲイン演算部２８１Ｇと、３相デッドタイム基準補償値U_dt,V_dt,W_dtに電圧感応ゲインG_vを乗算して３相のデッドタイム補償値U_dtc (= G_v・U_dt),V_dtc (= G_v・V_dt),W_dtc(= G_v・W_dt)を出力する乗算部２８１ＭＵ〜２８１ＭＷと、操舵補助指令値i_qrefの正負符号を判定して補償のための正負符号ＰＭＳを出力する補償符号判定部２８１Ｓとで構成されている。

角度−デッドタイム補償値関数部２８１ＦＵ，２８１ＦＶ，２８１ＦＷは、３相で必要とされるデッドタイム補償値を角度による関数とし、ＥＣＵの実時間上で計算し、デッドタイム基準補償値U_dt,V_dt,W_dtを出力する。デッドタイム基準補償値の角度関数は、ＥＣＵのデッドタイムの特性により異なる。また、最適なデッドタイム補償量はインバータ印加電圧ＶＲに応じて変化するので、本実施形態ではインバータ印加電圧ＶＲに応じたデッドタイム補償量を演算し、可変するようにしている。インバータ印加電圧ＶＲを入力して電圧感応ゲインG_vを出力するインバータ印加電圧感応ゲイン部２８１Ｇは図２８に示す構成であり、インバータ印加電圧ＶＲは入力制限部２８１Ｇ−１で正負最大値を制限され、最大値を制限されたインバータ印加電圧VR_ｌはインバータ印加電圧／デッドタイム補償ゲイン変換テーブル２８１Ｇ−２に入力される。インバータ印加電圧／デッドタイム補償ゲイン変換テーブル２８１Ｇ−２の特性は、例えば図２９のようになっている。変曲点のインバータ印加電圧9.0Ｖ及び15.0Ｖと、電圧感応ゲイン“0.7”及び“1.2”は一例であり、適宜変更可能である。

電圧感応ゲインG_vを乗算されたデッドタイム補償値U_dtc(= G_v・U_dt),V_dtc (= G_v・V_dt),W_dtc(= G_v・W_dt)はそれぞれ乗算部２８１ＮＵ，２８１ＮＶ，２８１ＮＷに入力される。また、操舵補助指令値_iqrefは補償符号判定部２８１Ｓに入力され、判定された正負符号ＰＭＳは乗算部２８１ＮＵ，２８１ＮＶ，２８１ＮＷに入力される。乗算部２８１ＮＵ，２８１ＮＶ，２８１ＮＷで、デッドタイム補償値U_dtc,V_dtc ,W_dtcに正負符号ＰＭＳを乗算して補正用デッドタイム基準補償値DTC(U_dt,V_dt,W_dt）を演算する。

デッドタイム補償値関数部２８１で演算された補正用デッドタイム基準補償値DTC(U_dt,V_dt,W_dt）は減算部２８２に加算入力され、減算部２０２からの各相損失電圧ＰＬＡは減算部２８２に減算入力され、減算部２８２において偏差であるデッドタイム補償値DTDが算出される。デッドタイム補償値DTDはゲイン部２８３に入力され、デッドタイム補償値DTDが操舵補助指令値i_qrefに感応する電流ゲインG_iでゲイン倍されてデッドタイム補償量ＣＲを出力する。

ゲイン部２８３は、操舵補助指令値i_qrefに対して例えば図３０に示すような特性であり、電流ゲインG_iを乗算されたデッドタイム補償量ＣＲは加算部２０３に入力されて３相損失電圧ＰＬＡと加算される。加算結果である補正された３相損失電圧ＰＬＢ（V_{loss_n}）は、前述の第１実施形態と同様に、ゲイン部２４０でゲインP_Gを乗算され、ゲインP_Gを乗算された各相損失電圧ＰＬＢは補償量制限部２５０に入力される。

電流ゲインG_iの感応動作に関係している入力信号は、操舵補助指令値i_qref（若しくはその絶対値｜i_qref｜）だけである。操舵補助指令値i_qrefの符号が変わるゼロクロス付近の微小電流領域では、理想との差分をとった補正をしない方が、精度が高い（操舵補助指令値i_qrefのチャタリングにより誤補正し易い）。このため、図１２に一例を示すように、ある一定の電流値（例えば０．２５［Ａ］）までは電流ゲインG_iを“０”にし、一定値（０．２５［Ａ］）を超えた電流値に対し電流量に応じて徐々に電流ゲインG_iを上げ、上限電流（例えば３．０［Ａ］）以上になった場合は電流ゲインG_iを一定（例えば０．７５）にしている。

補償量制限部２５０はインバータ印加電圧ＶＲに感応しており、その構成は図９のようになっており、前記数８及び数９の判定に基づいてデッドタイム補償値DTCが出力される。デッドタイム補償値DTCは３相交流／ｄｑ軸変換部２６０に入力され、モータ角度θに同期して２相のデッドタイム補償値v_d ^*,v_q ^*に変換される。

このように本実施形態では、モータ端子電圧を検出して３相検出電圧を推定すると共に、３相Duty指令値から３相指令電圧を演算し、更に３相補正指令電圧を演算し、３相検出電圧との差分からインバータのデッドタイムによる損失電圧を算出し、デッドタイム補償量ＣＲにより補正する。補正された損失電圧から、上限値を超える補償量が検出された場合、逆起電圧などによる外乱と判断し、補償値を制限してデッドタイムによる損失を算出する。また、算出された損失電圧をｄｑ軸上に変換し、デッドタイム補償値としてフィードバックすることによりｄｑ軸上においてもデッドタイム補償することが可能である。

ここで、補償量改善部２８０の各部における波形例を示すと、図３１（Ａ）〜（Ｄ）のようになっており、理想のデッドタイム補償波形に近い形に補正され、操舵時のトルクリップルが低減された。即ち、図３１（Ａ）は各相損失電圧ＰＬＡの波形を示しており、図３１（Ｂ）に示す理想的なデッドタイム補償値ＤＴＣとの偏差は図３１（Ｃ）のような波形（デッドタイム補償値ＤＴＤ）となる。デッドタイム補償値ＤＴＤに操舵電流指令値i_qrefに感応した電流ゲインG_iを乗算して各相損失電圧ＰＬＡに加算することにより、図３１（Ｄ）に示すような理想形に近いデッドタイム補償波形を得ることができる。なお、図３１ではＵ相のみについて示しているが、他の相についても同様である。

図３２及び図３３は、Ｕ相について、第４実施形態の効果を示す実車を模擬した台上試験装置による結果であり、図３２はデッドタイムの補償がない場合のＵ相電流、ｄ軸電流及びｑ軸電流を示している。本実施形態のデッドタイム補償を適用することにより、低速・低負荷でのステアリング操舵状態において、図３３のように相電流及びｄｑ軸電流の波形歪みの改善（ｄｑ軸電流波形にリップルが少な、正弦波に近い相電流波形）が確認でき、操舵時のトルクリップルの改善と操舵音の改善がみられた。

次に、本発明の第５実施形態を説明する。

前述した第２実施形態では、モータ端子電圧を検出してｄｑ軸検出電圧を検出すると共に、３相Duty指令値からｄｑ軸指令電圧を演算し、更にｄｑ軸補正指令電圧を演算し、ｄｑ軸補正指令電圧とｄｑ軸検出電圧の差分からインバータのデッドタイムによる損失電圧を算出している。算出した損失電圧から、上限値を超える補償量が検出された場合、逆起電圧などによる外乱と判断し、補償値を制限してデッドタイムによる損失を補償している。また、算出された損失電圧をデッドタイム補償値としてフィードバックし、ｄｑ軸上においてデッドタイム補償を行っている。

しかしながら、第２実施形態では、デッドタイムによる損失電圧を検出して反映するまでの遅れなどにより、理想とされる補償量よりも若干少ないので、第５実施形態のデッドタイム補償部２００Ｄでは図３４に示すように、第４実施形態で説明した補償量改善部２８０を２相化した補償量改善部２８０Ａを、図１８に構成に付加している。即ち、本実施形態の補償量改善部２８０Ａは、図２の操舵補助指令値Iref2に相当するｑ軸の操舵補助指令値I_qref、モータ回転角θ及びインバータ印加電圧ＶＲに基づいて、理想的なデッドタイム補償値DTCを出力するｄｑ軸デッドタイム補償理想モデル２８１Ａと、デッドタイム補償値DTC及びｄｑ軸損失電圧ＰＬＡの偏差DTDを算出する減算部２８２と、偏差DTDを操舵補助指令値I_qrefに基づいて電流ゲインG_i倍するゲイン部２８３とで構成されている。ゲイン部２８３からの改善補償量ＣＲは、加算部２０３でｄｑ軸損失電圧ＰＬＡと加算されて戻し補正され、補正された補償量ＰＬＡ１がゲイン部２４０に入力される。

ｄｑ軸デッドタイム補償理想モデル２８１Ａは、角度によるデッドタイム補償値を出力する関数を使用しており、図３５に示されるような出力波形のｄｑ軸デッドタイム補償値DT_ｄ、DT_ｑに変換される。図３５のｄｑ軸出力波形を元に、モータ回転角（θ）入力による角度−デッドタイム補償値基準テーブル２８１−２ｄ及び２８１−２ｑを生成する。デッドタイム補償値基準テーブル２８１−２ｄは図３６（Ａ）に示すように、モータ回転角θ（位相調整後のモータ回転角θ_ｍ）に対して鋸歯波状の出力電圧特性（ｄ軸デッドタイム基準補償値）を有し、デッドタイム補償値基準テーブル２８１−２ｑは図３６（Ｂ）に示すように、オフセット電圧を上乗せした波状波形の出力電圧特性（ｑ軸デッドタイム基準補償値）を有している。

ｄｑ軸デッドタイム補償理想モデル２８１Ａからのデッドタイム補償値DTCは減算部２８２に入力され、ｄｑ軸損失電圧PLAとの偏差DTD（=DTC-PLA）が算出される。偏差DTDはゲイン部２８３に入力され、図３０に示すような特性で、操舵補助指令値i_qrefをパラメータとしてゲインG_i倍したデッドタイム補償量ＣＲを出力する。ゲイン部２８３の特性は、第４実施形態で説明したものと同様である。即ち、ゲイン部２８３は図３０に示すように、操舵補助指令値I_qrefの符号が変わるゼロクロス付近の微小電流領域では、補正しない方が、精度が高いため、ある一定の操舵補助指令値I_qrefまでは電流ゲインG_iを“０”にし、一定値を超えた操舵補助指令値I_qrefに対し、電流量に応じて徐々にゲインG_iを上げ、上限電流以上になった場合は、ゲインG_iを一定にする特性である。以降の動作は図２２と同様である。

図３７及び図３８は、Ｕ相について、実車を模擬した台上試験装置による効果を示しており、図３７はデッドタイムの補償がない場合のＵ相電流、ｄ軸電流及びｑ軸電流を示している。本実施形態のデッドタイム補償を適用することにより、低速・低負荷でのステアリング操舵状態において、図３８のように相電流及びｄｑ軸電流の波形歪みの改善（ｄｑ軸電流波形にリップルが少ない、正弦波に近い相電流波形）が確認でき、操舵時のトルクリップルの改善と操舵音の改善がみられた。

また、補償量改善部２８０Ａの各部の波形例を図３９〜図４２に示して説明する。図３９はｄｑ軸損失電圧ＰＬＡの波形例を示しており、図４０はｄｑ軸デッドタイム補償理想モデル２８１Ａから出力されるデッドタイム補償値DTCを示している。また、図４１は減算部２８２で算出される偏差DTDの波形例であり、図４２は加算部２０３で補正されたデッドタイム補償量ＰＬＡ１の波形例である。これらの波形図から、補正演算を加えることにより補正前の図３９の波形に比べ、補正後の図４２の波形が理想デッドタイム補償波形に近い波形に補正されていることが分かる。

次に、本発明の第６実施形態を説明する。

前述した第３実施形態では、モータ端子電圧を検出してｄｑ軸検出電圧V_dnを検出すると共に、ｄｑ軸電圧指令値v_d ^**,v_q ^**からｄｑ軸補正指令電圧V_ind,V_inqを演算し、ｄｑ軸補正指令電圧V_ind,V_inqとｄｑ軸検出電圧V_dd,V_dqの差分からインバータのデッドタイムによる損失電圧ＰＬＡを算出する。算出した損失電圧ＰＬＡから、上限値を超える補償量が検出された場合、逆起電圧などによる外乱と判断し、補償値を制限してデッドタイムによる損失を補償する。また、算出された損失電圧をデッドタイム補償値としてフィードバックすることにより、ｄｑ軸上においてデッドタイム補償することが可能である。

しかしながら、第３実施形態では、デッドタイムによる損失電圧を検出して反映するまでの遅れなどにより、理想とされる補償量よりも若干少ないので、第５実施形態のデッドタイム補償部２００Ｅでは図４３４に示すように、第４実施形態で説明した補償量改善部２８０を２相化した補償量改善部２８０Ａ、つまり第５実施形態で説明した補償量改善部２８０Ａを、図２２の構成に付加している。

補償量改善部２８０Ａは第５実施形態で説明した構成及び動作と全く同一であり、ｄｑ軸デッドタイム補償理想モデル２８１Ａからのデッドタイム補償値DTCは減算部２８２に入力され、ｄｑ軸損失電圧PLAとの偏差DTD（=DTC-PLA）が算出される。偏差DTDはゲイン部２８３に入力され、図３０に示すような特性で、操舵補助指令値i_qrefをパラメータとしてゲインG_i倍したデッドタイム補償量ＣＲを出力する。以降の動作は図２２と同様である。ゲイン部２８３は図３０に示すように、操舵補助指令値I_qrefの符号が変わるゼロクロス付近の微小電流領域では、補正しない方が、精度が高いため、ある一定の操舵補助指令値I_qrefまでは補正ゲインG_iを“０”にし、一定値を超えた操舵補助指令値I_qrefに対し、電流量に応じて徐々にゲインG_iを上げ、上限電流以上になった場合は、ゲインG_iを一定にする特性である。

図４４及び図４５は、実車を模擬した台上試験装置による効果を示しており、図４４はデッドタイムの補償がない場合のＵ相電流、ｄ軸電流及びｑ軸電流を示している。本実施形態のデッドタイム補償を適用することにより、低速・低負荷でのステアリング操舵状態において、図４５のように相電流及びｄｑ軸電流の波形歪みの改善（ｄｑ軸電流波形にリップルが少ない、正弦波に近い相電流波形）が確認でき、操舵時のトルクリップルの改善と操舵音の改善がみられた。

１ ハンドル
２ コラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）
２０、１００ モータ
３０ コントロールユニット（ＥＣＵ）
３１ 電流指令値演算部
３５、２０３、２０４ ＰＩ制御部
３６、１６０ ＰＷＭ制御部
３７，１６１ インバータ
１１０ 角度検出部
１３０ ３相交流／ｄｑ軸変換部
１４０ ｄ−ｑ非干渉制御部
２００、２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃ，２００Ｄ，２００Ｅ
デッドタイム補償部
２１０ 中点電圧推定部
２２０ ３相指令電圧演算部
２３０ 電圧検出遅れモデル
２４０，２８３ ゲイン部
２５０ 補償量制限部
２６０、２６１、２６２ ３相交流／ｄｑ軸変換部
２７０ 電圧比率補正演算部
２８０、２８０Ａ 補償量改善部
２８１ デッドタイム補償値関数部
２８１Ａ ｄｑ軸デッドタイム補償理想モデル
３００ 空間ベクトル変調部
３０１ ２相／３相変換部
３０２ ３次高調波重畳部

Claims (4)

1. 少なくとも操舵トルクに基づいて演算されたｄｑ軸電流指令値をｄｑ軸電圧指令値に変換し、前記ｄｑ軸電圧指令値を３相電圧指令値に変換して後に３相Duty指令値に変換し、ＰＷＭ制御のインバータにより３相ブラシレスモータを駆動制御し、車両の操舵機構にアシストトルクを付与するベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、
   前記ｄｑ軸電圧指令値を３相に変換すると共に、３次高調波を重畳して前記３相電圧指令値を出力する空間ベクトル変調部と、
   モータ回転角に基づいて前記３相モータ端子電圧をｄｑ軸検出電圧に変換する第１の３相交流／ｄｑ軸変換部と、
   前記３相Duty指令値及び前記インバータ印加電圧に基づいて３相指令電圧を演算する３相指令電圧演算部と、
   前記３相指令電圧をｄｑ軸指令電圧に変換する第２の３相交流／ｄｑ軸変換部と、
   前記ｄｑ軸指令電圧の遅れを解消してｄｑ軸補正指令電圧を出力する電圧検出遅れモデルと、
   前記ｄｑ軸検出電圧と前記ｄｑ軸補正指令電圧の差分から前記インバータのデッドタイムによるｄｑ軸損失電圧を推定するｄｑ軸損失電圧演算部と、
   前記ｄｑ軸損失電圧を前記インバータ印加電圧に感応して制限する補償量制限部と、
   を具備し、前記制限されたｄｑ軸補償量をデッドタイム補償値としてｄｑ軸上にフィードバックするようになっていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
2. 前記電圧検出遅れモデルが１次若しくは２次以上のフィルタである請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
3. 前記補償量制限部の出力特性は、
   前記インバータ印加電圧が所定値１までは一定値１であり、前記インバータ印加電圧が所定値１から所定値２（＞所定値１）まで増加し、前記インバータ印加電圧が前記所定値２以上で一定値２（＞一定値１）となっている請求項１又は２に記載の電動パワーステアリング装置。
4. 前記ｄｑ軸損失電圧をゲイン調整して前記補償量制限部に入力するゲイン部が設けられている請求項１乃至３のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置。
   

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