JP6658995B2 - モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置 - Google Patents

モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置 Download PDF

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Description

本発明は、３相ブラシレスモータの駆動をｄｑ軸回転座標系でベクトル制御すると共に、インバータのデッドタイム補償を行うモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置に関し、特にｄｑ軸デッドタイム補償を行うと共に、ｄｑ軸外乱推定オブザーバによってデッドタイム補償では補償しきれない外乱を推定し、更に空間ベクトル変調を行い、操舵応答、モータの異音や振動、トルクリップルの性能を一層向上させ、モータ回転数に応じて応答性及び耐ノイズ性を向上させ、ｄｑ軸電流指令値に感応してモータモデル精度を高めて補償精度を向上したモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置に関する。
モータの駆動によって対象物を制御するモータ制御装置は、電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ：Electric Power Steering System）、電動アシスト自転車、電車、電気自動車等に搭載されている。モータ制御装置を搭載し、車両のステアリング機構にモータの回転力で操舵補助力（アシスト力）を付与する電動パワーステアリング装置は、アクチュエータとしてのモータの駆動力を、減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力を付与するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置は、操舵補助力のトルクを正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック（ＦＢ）制御を行っている。フィードバック制御は、操舵補助指令値（電流指令値）とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ（ Pulse Width Modulation）制御のDutyの調整で行っている。
電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１に示して説明すると、ハンドル１のコラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ，６ｂを経て、更にハブユニット７ａ，７ｂを介して操向車輪８Ｌ，８Ｒに連結されている。また、コラム軸２には、ハンドル１の舵角θｈを検出する舵角センサ１４と、ハンドル１の操舵トルクＴｈを検出するトルクセンサ１０とが設けられており、ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介してコラム軸２に連結されている。電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）３０には、バッテリ１３から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー信号が入力される。コントロールユニット３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈと車速センサ１２で検出された車速Ｖｓとに基づいてアシスト（操舵補助）指令の電流指令値の演算を行い、演算された電流指令値に補償等を施した電圧制御指令値Ｖｒｅｆによってモータ２０に供給する電流を制御する。舵角センサ１４は必須のものではなく、配設されていなくても良く、モータ２０に連結されたレゾルバ等の回転センサから舵角（モータ回転角）θを得ることもできる。
コントロールユニット３０には、車両の各種情報を授受するＣＡＮ（Controller Area Network）４０が接続されており、車速ＶｓはＣＡＮ４０から受信することも可能である。また、コントロールユニット３０には、ＣＡＮ４０以外の通信、アナログ／ディジタル信号、電波等を授受する非ＣＡＮ４１も接続可能である。
このような電動パワーステアリング装置において、コントロールユニット３０は主としてＣＰＵ(Central Processing Unit)（ＭＰＵ(Micro Processor Unit)やＭＣＵ(Micro Controller Unit)等を含む）で構成されるが、そのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと、例えば図２に示されるような構成となっている。
図２を参照してコントロールユニット３０の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０からの操舵トルクＴｈ及び車速センサ１２からの車速Ｖｓは操舵補助指令値演算部３１に入力され、操舵補助指令値演算部３１は操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｓに基づいてアシストマップ等を用いて操舵補助指令値Ｉｒｅｆ１を演算する。演算された操舵補助指令値Ｉｒｅｆ１は加算部３２Ａで、特性を改善するための補償部３４からの補償信号ＣＭと加算され、加算された操舵補助指令値Ｉｒｅｆ２が電流制限部３３で最大値を制限され、最大値を制限された電流指令値Ｉｒｅｆｍが減算部３２Ｂに入力され、モータ電流検出値Ｉｍと減算される。
減算部３２Ｂでの減算結果である偏差電流ΔＩ（＝Ｉｒｅｆｍ−Ｉｍ）はＰＩ制御部３５でＰＩ（比例積分）等の電流制御をされ、電流制御された電圧制御指令値Ｖｒｅｆが変調信号（三角波キャリア）ＣＦと共にＰＷＭ制御部３６に入力されてDuty指令値を演算され、Duty指令値を演算されたＰＷＭ信号でインバータ３７を介してモータ２０をＰＷＭ駆動する。モータ２０のモータ電流値Ｉｍはモータ電流検出器３８で検出され、減算部３２Ｂに入力されてフィードバックされる。
補償部３４は、検出若しくは推定されたＳＡＴ（Self-Aligning Torque）を加算部３４４で慣性補償値３４２と加算し、その加算結果に更に加算部３４５で収れん性制御値３４１を加算し、その加算結果を補償信号ＣＭとして加算部３２Ａに入力し、特性改善を実施する。
近年、電動パワーステアリング装置のアクチュエータは３相ブラシレスモータが主流となっていると共に、電動パワーステアリング装置は車載製品であるため、稼動温度範囲が広く、フェールセーフの観点からモータを駆動するインバータは家電製品を代表とする一般産業用と比較して、デッドタイムを大きく（産業用機器＜ＥＰＳ）する必要がある。一般にスイッチング素子（例えばＦＥＴ(Field-Effect Transistor)）には動作ＯＦＦの際に遅れ時間があるため、上下アームのスイッチング素子のＯＦＦ動作及びＯＮ動作の切り換えを同時に行うと、直流リンクを短絡する状況になり、これを防ぐため、上下アーム両方のスイッチング素子が動作ＯＦＦになる時間（デッドタイム）を設けている。
その結果、電流波形が歪み、電流制御の応答性や操舵感が悪化する。例えばハンドルがオンセンター付近にある状態でゆっくり操舵すると、トルクリップル等による不連続な操舵感などが生じる。また、中・高速操舵時におけるモータの逆起電圧や、巻線間の干渉電圧が電流制御に対して外乱として作用するため、転追性や切り返し操舵時の操舵感を悪化させている。中・高速操舵時には、操舵音も悪化する。
３相ブラシレスモータのロータのトルクを制御するｑ軸と、磁界の強さを制御するｄ軸とを独立に設定し、ｄｑ軸が９０°の関係にあることから、そのベクトルで各軸に相当する電流（ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値）を制御するベクトル制御方式が知られている。
図３は、ベクトル制御方式で３相ブラシレスモータ１００を駆動制御する場合の構成例を示しており、操舵トルクＴｈ、車速Ｖｓ等に基づいて操舵補助指令値演算部（図示せず）で演算された２軸（ｄｑ軸座標系）の操舵補助指令値が演算され、最大値を制限された２軸のｄ軸電流指令値id*及びｑ軸電流指令値iq*はそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに入力され、減算部１３１ｄ及び１３１ｑで求められた偏差電流Δid*及びΔiq*はそれぞれＰＩ制御部１２０ｄ及び１２０ｑに入力される。ＰＩ(Proportional-Integral)制御部１２０ｄ及び１２０ｑでＰＩ制御された電圧指令値vd及びvqは、それぞれ減算部１２１ｄ及び加算部１２１ｑに入力され、減算部１２１ｄ及び加算部１２１ｑで求められた指令電圧Δvd及びΔvqはｄｑ軸／３相交流変換部１５０に入力される。ｄｑ軸／３相交流変換部１５０で３相に変換された電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*は、ＰＷＭ制御部１６０内のDuty指令値演算部１６０Ａに入力され、変調信号ＣＦに同期して演算された３相のDuty指令値Dutyu,Dutyv,DutywはＰＷＭ制御回路１６０Ｂに入力される。ＰＷＭ制御回路１６０Ｂで３相のＰＷＭ信号ＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭが生成され、ＰＷＭ信号により、図４に示すような上下アームのブリッジ構成で成るインバータ（インバータ印加電圧ＶＲ）１６１を介してモータ１００が駆動される。上側アームはスイッチング素子としてのＦＥＴＱ１，Ｑ３，Ｑ５で構成され、下側アームはＦＥＴＱ２，Ｑ４，Ｑ６で構成されている。
モータ１００の３相モータ電流iu,iv,iwは電流検出器１６２で検出され、検出された３相モータ電流iu,iv,iwは３相交流／ｄｑ軸変換部１３０に入力され、３相交流／ｄｑ軸変換部１３０で変換された２相のフィードバック電流id及びiqはそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに減算入力されると共に、ｄｑ軸非干渉制御部１４０に入力される。また、モータ１００には回転センサ等が取り付けられており、センサ信号を処理する角度検出部１１０からモータ回転角θ及びモータ角速度ωが出力される。モータ回転角θはｄｑ軸／３相交流換部１５０及び３相交流／ｄｑ軸変換部１３０に入力され、モータ角速度ωはｄｑ軸非干渉制御部１４０に入力される。ｄｑ軸非干渉制御部１４０からの２相の電圧Ｖnid及びＶniqはそれぞれ減算部１２１ｄ及び加算部１２１ｑに入力され、減算部１２１ｄで求められた電圧指令値Δvd及び加算部１２１ｑで求められた電圧指令値Δvqがｄｑ軸／３相交流変換部１５０に入力される。
このようなベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置は、運転者の操舵をアシストする装置であると同時に、モータの音や振動、トルクリップル等はハンドルを介して運転者へ力の感覚として伝達される。インバータを駆動するパワーデバイスは一般的にＦＥＴ（Field-Effect Transistor）が用いられており、モータへ通電を行うが、３相モータの場合には、図４に示されるように各相毎に上下アームの直列接続されたＦＥＴが用いられている。上下アームのＦＥＴは交互にＯＮ動作及びＯＦＦ動作を繰り返すが、ＦＥＴは理想スイッチではなく、ゲート信号の指令通りに瞬時にＯＮ動作及びＯＦＦ動作せず、ターンオン時間やターンオフ時間を要する。このため、上側アームＦＥＴへのＯＮ指令と下側アームのＯＦＦ指令が同時になされると、上側アームＦＥＴと下側アームＦＥＴが同時に動作ＯＮになって、上下アームが短絡する問題がある。ＦＥＴのターンオン時間とターンオフ時間には差があり、同時にＦＥＴに指令を出した場合、上側ＦＥＴにＯＮ指令を出してターンオン時間が短い場合（例えば１００ｎｓ）、直ぐにＦＥＴが動作ＯＮになり、下側ＦＥＴにＯＦＦ指令を出してもターンオフ時間が長い場合（例えば４００ｎｓ）、直ぐにＦＥＴが動作ＯＦＦにならず、瞬間的に上側ＦＥＴが動作ＯＮ、下側ＦＥＴが動作ＯＮになる状態（例えば、４００ｎｓ−１００ｎｓ間、ＯＮ−ＯＮ）が発生することがある。
そこで、上側アームＦＥＴと下側アームＦＥＴが同時にＯＮすることの無い様に、ゲート駆動回路にデッドタイムという所定時間をおいてＯＮ信号を与えることが行われる。このデッドタイムは非線形であるため電流波形は歪み、制御の応答性能が悪化し、音や振動、リップルが発生する。コラム式電動パワーステアリング装置の場合、ハンドルと鋼製のコラム軸で接続されるギアボックスに直結されるモータの配置が、その構造上運転者に極めて近い位置となっているため、モータに起因する音、振動、トルクリップル等には、図５に示すような下流アシスト方式の電動パワーステアリング装置に比べて、特に配慮する必要がある。下流アシスト方式では、モータ２０は、ベルト２１を介して減速ギア３を動作させるようになっている。
インバータのデッドタイムを補償する手法として、従来はデッドタイムが発生するタイミングを検出して補償値を足し込んだり、電流制御におけるｄｑ軸上の外乱オブザーバによってデッドタイムを補償している。
インバータのデッドタイムを補償する電動パワーステアリング装置は、例えば特許第４６８１４５３号公報（特許文献１）、特開２０１５−１７１２５１号公報（特許文献２）に開示されている。特許文献１では、モータ、インバータを含む電流制御ループのリファレンスモデル回路に電流指令値を入力して電流指令値を基にモデル電流を作成し、モデル電流を基にインバータのデッドタイムの影響を補償するデッドバンド補償回路を備えている。また、特許文献２では、Duty指令値に対してデッドタイム補償値に基づく補正を行うデッドタイム補償部を備え、電流指令値に基づいてデッドタイム補償値の基礎値である基本補償値を演算する基本補償値演算部と、基本補償値に対してＬＰＦに対応するフィルタリング処理を施すフィルタ部とを有している。
特許第４６８１４５３号公報 特開２０１５−１７１２５１号公報 特開２００７−２５２１６３号公報
特許文献１の装置は、ｑ軸電流指令値の大きさによるデッドタイム補償量の計算と３相電流リファレンスモデルとを使用して、補償符号を推定する方式である。補償回路の出力値が、所定の固定値以下ではモデル電流に比例する変化値であり、所定の固定値以上では、固定値とモデル電流に比例する変化値の加算値であり、電流指令から電圧指令へと出力されるが、所定の固定値を出力するヒステリシス特性を決めるためのチューニング作業が必要である。
また、特許文献２の装置は、デッドタイム補償値を決定する際、ｑ軸電流指令値とそれをＬＰＦ処理した補償値とでデッドタイム補償を行っており、遅れが生じ、モータへの最終的な電圧指令に対して、デッドタイム補償値を操作するものではないという問題がある。
また、特開２００７−２５２１６３号公報（特許文献３）には外乱推定オブザーバによってデッドタイム補償を行うことが開示されている。しかし、ｄｑ軸上の外乱オブザーバはデッドタイムを電圧外乱として推定しているが、ｄｑ軸/３相座標変換において３次成分の信号が除去されてしまうため、効果が十分ではないという問題がある。
要するに、従来デッドタイムが発生するタイミングを検出してフィードフォワード（ＦＦ）補償する手法や、逆起電圧を角速度に応じてフィードフォワードで補償する手法がある。また、電流制御におけるｄｑ軸上の外乱オブザーバによって、デッドタイムや逆起電圧などの外乱を同時に補償する手法がある。フィードフォワードによる外乱を補償する手法において、ＥＣＵの個体差（ＦＥＴ及びＦＥＴの駆動回路、検出回路の個体差など）や経年劣化（ＦＥＴ及びＦＥＴの駆動回路の特性の変化（具体的な例として、デッドタイムを含むＦＥＴ素子のＯＮ動作及びＯＦＦ動作のスイッチング特性のduty-電流特性）、検出回路の特性変化（具体的な例として、電流検出のシャント抵抗やモータ巻線の微小な抵抗値変化分）などで設計時に設定したデッドタイム補償値とのずれ、モータの個体差などによる逆起電圧補償値とのずれがあり、フィードフォワードによる補償のみでは外乱を補償しきれない場合がある。また、通常の外乱オブザーバの場合、デッドタイムも逆起電圧も同時に補償するが、制御帯域によっては外乱が大き過ぎて補償しきれずに発振する場合や、帯域制限フィルタの設定によってはノイズの影響で操舵フィーリングが悪化する場合もある。
また、デッドタイム補償機能及びｄｑ軸非干渉制御により、大まかな電流歪みは改善されるが、ＥＣＵの個体差や経年劣化などで、デッドタイムによる電流歪みが変わることが懸念される。フィードフォワードタイプのデッドタイム補償量など、設計値や最初のＥＣＵロットでデッドタイムによる損失電圧を測定して、例えば固定値として0.40[Ｖ]をＥＣＵに書き込むが、経年劣化によりデッドタイムによる損失電圧が0.42[Ｖ]などに変化し、補償量が足りず電流の歪みが大きくなる場合がある。モータにおいては、ｄｑ軸非干渉制御だけでは１次成分以外の逆起電圧や個体差により、逆起電圧のバラツキ（一般的なバラツキは、例えば１次成分のバラツキ１相当たり2.6[Ｖ]/1000[ｒｐｍ]逆起電圧（±３％）などの対応できないバラツキは１次成分を１００％としたとき、５次成分及び７次成分のバラツキが±0.3％(モータ毎に％が異なる)など。dq軸上に変換した場合は、５次/７次成分は６次成分に変換される。）に対応できない場合があり、過渡的な操舵入力（例えばステップ入力のような急操舵（ハンドルを０°から90°まで瞬間的に切って90°で止める）、或いはタイヤからの急激な逆入力に追従した場合など）があった場合、ＰＩ制御、ｄｑ軸非干渉制御だけでは追従しきれない場合がある（出力系・検出系の遅れ、回転数を使用した補正機能の遅れなど）。電流制御(ＰＩ制御単体)の応答性は、例えば300Ｈｚ(ＰＩ制御応答性を固定にした場合)であり、応答性可変機能を有効にした場合、モータ回転数によってＰＩ制御の応答性を可変にし、例えば80Ｈｚ(保舵時)〜450Ｈｚ(高速操舵時)になる。保舵時は保舵振動低減のためにＰＩ制御の応答性を下げ、高速操舵時は追従性向上のためにＰＩ制御の応答性を上げる。
本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、ベクトル制御方式のモータ制御装置において、インバータのデッドタイムを補償し、デッドタイム補償で補償しきれない外乱（後述する）を推定することにより、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図り、モータの音や振動、トルクリップルを抑制したモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置を提供することにある。
本発明は、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に基づいて３相ブラシレスモータをベクトル制御すると共に、前記３相ブラシレスモータの３相電流検出値をｄ軸フィードバック電流及びｑ軸フィードバック電流に変換して前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値にフィードバックし、前記フィードバックの偏差電圧を２相duty指令値に変換し、前記２相duty指令値を３相に変換してインバータを介してベクトル制御するモータ制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記インバータのデッドタイム補償値を演算してデッドタイム補償を実施するｄｑ軸デッドタイム補償部と、前記ｄｑ軸電流指令値、モータ回転数、前記ｄｑ軸フィードバック電流及び前記偏差電圧を入力し、ｄｑ軸外乱補償値を演算して出力するｄｑ軸外乱推定オブザーバとを具備し、前記ｄｑ軸外乱補償値を前記偏差電圧に加算して、前記インバータのデッドタイム補償で補償しきれない外乱を推定することにより達成される。
また、本発明は、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に基づいて３相ブラシレスモータをベクトル制御すると共に、前記３相ブラシレスモータの３相電流検出値をｄ軸フィードバック電流及びｑ軸フィードバック電流に変換して前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値との各偏差電流を電流制御してｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を求め、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値に基づく３相duty指令値によりインバータを介して前記３相ブラシレスモータを制御するモータ制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記インバータのデッドタイム補償値を演算してデッドタイム補償を実施するｄ軸デッドタイム補償部及びｑ軸デッドタイム補償部と、前記ｄ軸電流指令値、前記ｄ軸電圧指令値、前記ｄ軸フィードバック電流、前記ｑ軸フィードバック電流、モータ角速度及びモータ回転数を入力し、ｄ軸外乱補償値を演算して出力するｄ軸外乱推定オブザーバと、前記ｑ軸電流指令値、前記ｑ軸電圧指令値、前記ｑ軸フィードバック電流、前記ｄ軸フィードバック電流、前記モータ角速度及び前記モータ回転数を入力し、ｑ軸外乱補償値を演算して出力するｑ軸外乱推定オブザーバとを具備し、前記ｄ軸外乱推定オブザーバが、前記ｑ軸フィードバック電流及び前記モータ角速度を入力するｄ軸非干渉モデルと、前記ｄ軸外乱補償値と前記ｄ軸電圧指令値の第１のｄ軸加算値に前記ｄ軸非干渉モデルの出力を加算した第２のｄ軸加算値を入力するｄ軸ＬＰＦと、前記ｄ軸フィードバック電流を入力するｄ軸モータ逆モデルと、前記ｄ軸ＬＰＦの出力から前記ｄ軸モータ逆モデルの出力を減算してｄ軸偏差電圧を求めるｄ軸減算部と、前記ｄ軸偏差電圧を前記モータ回転数に応じてゲイン倍するｄ軸感応ゲイン部と、前記ｄ軸感応ゲイン部の出力を制限して前記ｄ軸外乱補償値を出力するｄ軸補償値制限部とで構成され、前記ｑ軸外乱推定オブザーバが、前記ｄ軸フィードバック電流及び前記モータ角速度を入力するｑ軸非干渉モデルと、前記ｑ軸外乱補償値と前記ｑ軸電圧指令値の第１のｑ軸加算値から前記ｑ軸非干渉モデルの出力を減算したｑ軸減算値を入力するｑ軸ＬＰＦと、前記ｑ軸フィードバック電流を入力するｑ軸モータ逆モデルと、前記ｑ軸ＬＰＦの出力から前記ｑ軸モータ逆モデルの出力を減算してｑ軸偏差電圧を求めるｑ軸減算部と、前記ｑ軸偏差電圧を前記モータ回転数に応じてゲイン倍するｑ軸感応ゲイン部と、前記ｑ軸感応ゲイン部の出力を制限して前記ｑ軸外乱補償値を出力するｄ軸補償値制限部とで構成され、前記ｄ軸外乱補償値を前記ｄ軸電圧指令値に加算すると共に、前記ｑ軸外乱補償値を前記ｑ軸電圧指令値に加算し、前記インバータのデッドタイム補償で補償しきれない外乱を推定することにより達成される。
更に、上記モータ制御装置を搭載し、前記３相ブラシレスモータの駆動によって車両の操舵系にアシストトルクを付与する電動パワーステアリング装置が達成される。
本発明の電動パワーステアリング装置によれば、ＥＣＵの個体差や経年劣化などで設計時に設定したデッドタイム補償値とずれた場合、或いは逆起電圧やモータの個体差により逆起電圧が設計値とずれた場合にも、ずれた値に対するデッドタイム補償と逆起電圧補償が可能である。ＰＩ制御、ｄｑ軸非干渉制御だけで追従しきれない過渡的な操舵入力があった場合の追従性を向上することができ、デッドタイム補償を適用しながら外乱推定オブザーバによって外乱を推定するため、ｄｑ軸非干渉制御とデッドタイム補償で補償しきれない外乱に対して、補償が容易になる。また、外乱推定オブザーバは、外乱の検出から反映までの遅れがあるため、補償が間に合わない場合があるが、予めデッドタイム補償によりデッドタイムによる外乱を低減させておけば、オブザーバは残りの外乱の推定に注力でき、補償し易くなる。
更に、特定の操舵条件によって外乱オブザーバの補償値を増減させることが可能であり、例えばモータ回転数に応じ、追従性が必要な場合は感応ゲインを大きくし、手感が重要となる保舵時は感応ゲインを下げれば良い。ｄｑ軸/３相交流の座標変換により除去されてしまう３次高調波成分を、空間ベクトル変調で補填することにより、正確に補償することが可能である。
更にまた、本発明では、モータ回転数に応じて外乱推定オブザーバの帯域制限用のＬＰＦ及びモータ逆モデルのカットオフ周波数を可変しているので、応答性及び耐ノイズ性を向上させることができる。ｄｑ軸電流指令値に感応して外乱推定オブザーバのモータ逆モデルのインダクタンス成分（インダクタンスノミナル値）を可変しているので、モータモデル精度を高めることができ、ｄｑ軸電流指令値に応じてデッドタイム補償の精度を一層向上することができる。
一般的なコラム式の電動パワーステアリング装置の概要を示す構成図である。 電動パワーステアリング装置の制御系の構成例を示すブロック図である。 ベクトル制御方式の構成例を示すブロック図である。 一般的なインバータの構成例を示す結線図である。 下流式の電動パワーステアリング装置の概要を示す構成図である。 本発明の構成例を示すブロック図である。 本発明のｄｑ軸外乱推定オブザーバの構成例（第１実施形態）を示すブロック図である。 感応ゲイン部の特性例を示す特性図である。 補償量制限値の一例を示す特性図である。 ｄｑ軸デッドタイム補償部の構成例（第１実施例）を示すブロック図である。 ｄｑ軸デッドタイム補償部の構成例（第１実施例）を詳細に示すブロック図である。 中点電圧推定部の構成例を示すブロック図である。 補正タイミング判定部及び補正値保持部の詳細例を示すブロック図である。 補償量制限部の構成例を示すブロック図である。 補償量制限限値の一例を示す特性図である。 ｄｑ軸デッドタイム補償部の構成例（第２実施例）を示すブロック図である。 ｄｑ軸デッドタイム補償部の構成例（第２実施例）を詳細に示すブロック図である。 電流指令値感応ゲイン部の構成例を示すブロック図である。 電流指令値感応ゲイン部内のゲイン部の特性図である。 電流指令値感応ゲイン部の特性例を示す特性図である。 補償符号推定部（相電流補償符号推定部）の動作例を示す波形図である。 インバータ印加電圧感応ゲイン部の構成例を示すブロック図である。 インバータ印加電圧感応ゲイン部の特性例を示す特性図である。 位相調整部の特性例を示す特性図である。 各相角度−デッドタイム補償値関数部の動作例を示す線図である。 ｄｑ軸デッドタイム補償部の構成例（第３実施例）を示すブロック図である。 インバータ印加電圧感応補償量演算部の構成例を示すブロック図である。 インバータ印加電圧感応補償量演算部の特性例を示す特性図である。 ３相電流指令値モデルの出力波形の一例を示す波形図である。 空間ベクトル変調部の構成例を示すブロック図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示す線図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示す線図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示すタイミングチャートである。 本発明の効果を示す波形図である。 本発明のｄｑ軸外乱推定オブザーバの構成例（第２実施形態）を示すブロック図である。 ｄｑ軸電流指令値に基づいて外乱推定オブザーバのインダクタンスノミナル値を可変する装置例を示すブロック図である。 電流感応インダクタンス演算部の特性例を示す特性図である。 モータ回転数に基づいて外乱推定オブザーバのフィルタ及びモータ逆モデルのカットオフ周波数を可変する装置例を示すブロック図である。 回転数感応周波数演算部の特性例を示す特性図である。 本発明の効果を示す波形図である。 本発明のｄｑ軸外乱推定オブザーバの構成例（第３実施形態）を詳細に示すブロック図である。 本発明のｄｑ軸外乱推定オブザーバの構成例（第４実施形態）を詳細に示すブロック図である。 本発明の構成例（第５実施形態）を詳細に示すブロック図である。
デッドタイム補償機能及びｄｑ軸非干渉制御により、大まかな電流歪みは改善されるが、ＥＣＵの個体差や経年劣化などで、デッドタイムによる電流歪みが変わることが懸念され、ｄｑ軸非干渉だけでは１次成分以外のモータ逆起電圧補償や、モータの個体差により逆起電圧のバラツキに対応できない場合がある。また、過渡的な操舵入力があった場合、ｄｑ軸非干渉制御とＰＩ制御だけでは、出力系及び検出系の遅れやモータ回転数を使用した補正機能の遅れなどから、追従しきれない問題がある。これらの問題を改善するため、デッドタイム補償やｄｑ軸非干渉制御及びＰＩ制御で追従しきれない電流歪みや、制御の応答性の改善を目的として、本発明ではｄｑ軸非干渉を考慮したｄｑ軸外乱推定オブザーバの構成を提案する。
また、本発明では、モータ回転数に応じてｄｑ軸外乱推定オブザーバの帯域制限用のＬＰＦのカットオフ周波数を可変し、応答性及び耐ノイズ性を向上させると共に、ｄｑ軸電流指令値に感応してモータ逆モデルのインダクタンス成分（インダクタンスノミナル値）を可変してモデル精度を高め、デッドタイム補償の精度を一層向上するようにしている。
本発明に係るモータ制御装置は、電動アシスト自転車、電車、電気自動車等に適用できるが、ここでは電動パワーステアリング装置に搭載した例を説明する。
以下に、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
図６は、本発明の全体構成を図３に対応させて示しており、モータ角速度ω、モータ回転数ｒｐｍ、ｄｑ軸のフィードバック電流ｉｑ及びｉｄ、後述する加算部１２２ｄ及び１２２ｑからの電圧指令値Ｖd2及びＶq2を入力し、ｄｑ軸外乱補償値Ｖcmp_d及びＶcmp_qを出力するｄｑ軸外乱推定オブザーバ６００が設けられている。ｄｑ軸電圧経路には加算部１２２ｄ及び１２２ｑが設けられていると共に、それら後段に更に加算部１２３ｄ及び１２３ｑが設けられており、ｄｑ軸外乱補償値Ｖcmp_d及びＶcmp_qはそれぞれ加算部１２２ｄ及び１２２ｑに入力されている。また、モータ端子電圧などを入力し、ｄｑ軸上のデッドタイム補償値Ｖd*及びＶq*を演算するｄｑ軸デッドタイム補償部２００が設けられており、ｄｑ軸デッドタイム補償部２００で演算されたデッドタイム補償値Ｖd*及びＶq*はそれぞれ加算部１２３ｄ及び１２３ｑに入力される。
なお、モータ回転数ｒｐｍは角度検出部１１０により、角度を微分して演算される。また、モータ角速度ωも同様に角度検出部１１０により演算されるが、ω＝Ｐ×ｎ×２π／６０（Ｐは極対数、ｎはモータ回転数）が考慮されるため、単位は［ｒａｄ／ｓ］となり、モータ角速度ωは電流制御演算で使用される。一方、モータ回転数ｒｐｍは機械角回転数であり、その単位は［ｒｐｍ］となり、制御条件の変更などに使用する。モータ回転数ｒｐｍは、人の感覚で分かるように、制御の条件に用いている。
操舵補助指令値演算部（図示せず）で演算された操舵補助指令値の最大値を制限されたｄ軸電流指令値id*及びｑ軸電流指令値iq*はそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに入力され、減算部１３１ｄ及び１３１ｑで算出された偏差電流Δid*及びΔiq*はそれぞれＰＩ制御部１２０ｄ及び１２０ｑでＰＩ制御され、ＰＩ制御（電流制御）されたｄｑ軸電圧vd及びvqが減算部１２１ｄ及び加算部１２１ｑに入力される。減算部１２１ｄ及び加算部１２１ｑには、ｄｑ軸非干渉制御部１４０からそれぞれ電圧Ｖnid及びＶniqが入力されており、減算部１２１ｄで求められた電圧指令値Ｖd1及び加算部１２１ｑで求められた電圧指令値Ｖq1はそれぞれ加算部１２２ｄ及び１２２ｑに入力され、加算部１２２ｄ及び１２２ｑでそれぞれｄｑ軸外乱補償値Ｖcmp_d及びＶcmp_qと加算された電圧指令値Ｖd2及びＶq2は、それぞれ加算部１２３ｄ及び１２３ｑに入力されると共に、ｄｑ軸外乱推定オブザーバ６００に入力される。加算部１２３ｄ及び１２３ｑでそれぞれデッドタイム補償値Ｖd*及びＶq*と加算された電圧指令値Ｖd3及びＶq3は、Duty演算部７００に入力され、Duty演算部７００で変調信号ＣＦと同期して演算されたｄｑ軸のDuty値Duty_d**及びDuty_q**は空間ベクトル変調部３００（後に詳細に説明する）に入力される。空間ベクトル変調部３００でベクトル変調された３相のDuty値Duty_u*,Duty_v*,Duty_w*はＰＷＭ制御部１６０に入力され、モータ１００は前述と同様にＰＷＭ制御部１６０及びインバータ１６１を介して駆動制御される。
図７は、ｄｑ軸外乱推定オブザーバ６００（第１実施形態）を含むデッドタイム補償系の詳細を示しており、ｄｑ軸外乱推定オブザーバ６００はｄ軸外乱推定オブザーバ６００ｄ及びｑ軸外乱推定オブザーバ６００ｑで構成され、ｄｑ軸デッドタイム補償部２００はｄ軸デッドタイム補償部２００ｄ及びｑ軸デッドタイム補償部２００ｑで構成されている。また、ｄｑ軸非干渉制御部１４０はｄ軸非干渉制御部１４０ｄ及びｑ軸非干渉制御部１４０ｑで構成され、ｄ軸非干渉制御部１４０ｄにはモータ角速度ω及びｑ軸フィードバック電流iqが入力され、ｑ軸非干渉制御部１４０ｑにはモータ角速度ω及びｄ軸フィードバック電流idが入力されている。ｄ軸非干渉制御部１４０ｄは乗算部１４１ｄ及び定数部１４２ｄ(Lq)で構成され、ｑ軸非干渉制御部１４０ｑは乗算部１４１ｑ、定数部１４２ｑ(Ld)及び１４３ｑ（φ）、加算部１４４ｑで構成されている。
ｄ軸外乱推定オブザーバ６００ｄは、加算部１２２ｄからの電圧指令値vd2を入力する１次の帯域制限用のＬＰＦ(Low Pass Filter)６０１ｄと、ｄ軸フィードバック電流idを入力するｄ軸モータ逆モデル６０２ｄと、モータ角速度ω及びｑ軸フィードバック電流iqを入力するｄ軸非干渉モデル６１０ｄと、ｄ軸非干渉モデル６１０ｄからの電圧Ｖdbを入力するＬＰＦ６０３ｄと、ｄ軸モータ逆モデル６０２ｄからの電圧Ｖda及びＬＰＦ６０３ｄからの電圧Ｖdcの偏差電圧(＝Ｖda−Ｖdc)を求める減算部６０７ｄと、ＬＰＦ６０１ｄからの電圧Vd4から偏差電圧(=Vda-Vdc)を減算する減算部６０６ｄと、減算部６０６ｄからの電圧Ｖdis_deにモータ回転数ｒｐｍに感応するゲインGdを乗算する感応ゲイン部６０５ｄと、感応ゲイン部６０５ｄからの電圧Ｖdseの上下限値を制限してｄ軸外乱補償値Ｖcmp_dを出力する補償量制限部６０４ｄとで構成されている。ｄ軸非干渉モデル６１０ｄは、モータ角速度ω及びｑ軸フィードバック電流iqを入力する乗算部６１２ｄと、乗算部６１２ｄの乗算結果を定数倍(Lqn)して電圧Ｖdbを出力する定数部６１１ｄとで構成されている。
ｑ軸外乱推定オブザーバ６００ｑはｄ軸外乱推定オブザーバ６００ｄとほぼ同一の構成であり、対応する部分は符号“ｄ”を符号“ｑ”に代えて示しているが、加算部６０７ｑの入力符号とｑ軸非干渉モデル６１０ｑの構成のみが異なる。即ち、加算部６０７ｑとｑ軸外乱推定オブザーバ６００ｑ内のｑ軸非干渉モデル６１０ｑは、モータ角速度ω及びｄ軸フィードバック電流idを入力する乗算部６１２ｑと、乗算部６１２ｑの乗算結果を定数倍(Ldn)する定数部６１１ｑと、モータ角速度ωを定数倍（φn）する定数部６１３ｑと、定数部６１１ｑ及び６１３ｑの各出力を加算する加算部６１４ｑとで構成されている。
ｄ軸外乱推定オブザーバ６００ｄで演算されたｄ軸外乱補償値Ｖcmp_dは加算部１２２ｄに入力され、ｑ軸外乱推定オブザーバ６００ｑで演算されたｑ軸外乱補償値Ｖcmp_qは加算部１２２ｑに入力される。加算部１２２ｄ及び１２２ｑからの電圧指令値vd2及びvq2はそれぞれ加算部１２３ｄ及び１２３ｑに入力され、加算部１２３ｄ及び１２３ｑにはそれぞれｄ軸デッドタイム補償部２００ｄ及びｑ軸デッドタイム補償部２００ｑからのデッドタイム補償値Vd *及びVq *が入力される。ｄ軸デッドタイム補償部２００ｄ及びｑ軸デッドタイム補償部２００ｑは公知のデッドタイム補償部でも良いが、後述するデッドタイム補償部２００Ａ（第１実施例）、又は２００Ｂ（第２実施例）又は２００Ｃ（第３実施例）の構成が望ましい。
加算部１２３ｄ及び１２３ｑで求められた電圧指令値vd3及びvq3はそれぞれ減算部１２４ｄ及び１２４ｑに入力され、それぞれ外乱Ｖdis_d及びＶdis_qを減算され、減算結果がそれぞれｄ軸制御対象（モータ）（１／（Ｌｄ・ｓ+Ｒｄ））及びｑ軸制御対象（モータ）（１／（Ｌｑ・ｓ+Ｒｄ））に入力されている。本発明における外乱Ｖdis_d及びＶdis_qは、外乱と称しているが内部で発生する内容であり、主としてモータ内部で発生する逆起電圧、ＥＣＵ内部で発生するデッドタイムに起因する電圧歪み、制御電圧を阻害する電圧（１／（Ｌｓ＋Ｒ）を制御する以外の電圧）を外乱と表現している。即ち、外乱Ｖdis_d及びＶdis_qは、ｄｑ軸非干渉制御及びデッドタイム補償で補償しきれない外乱（回路定数、モータ特性のバラツキ、経年変化、温度変化等による外乱など）である。
ｄ軸電機子電圧をＶｄ、ｑ軸電機子電圧をＶｑ、ｄ軸電機子巻線抵抗をＲｄ、ｑ軸電機子巻線抵抗をＲｑ、ｑ軸に誘起される速度起電力をφω（鎖交磁束φ、モータ角速度ω）、ｄ軸制御対象（モータ）の自己インダクタンスをＬｄ、ｑ軸制御対象（モータ）の自己インダクタンスをＬｑ、ラプラス演算子をｓとすると、ｄ軸制御対象（モータ）は１／(Ｌｄ・ｓ+Ｒｄ)で表記され、ｑ軸制御対象（モータ）は１／(Ｌｑ・ｓ+Ｒｑ)で表記され、ｄ軸電機子電圧Ｖｄ及びｑ軸電機子電圧Ｖｑは下記数１で表される。
Figure 0006658995
数１を解くと、下記数２が成立する。
Figure 0006658995
数２のｄ軸電機子電圧Ｖｄの右辺第１項はモータの逆関数、第２項は非干渉成分、数２のｑ軸電機子電圧Ｖｑの右辺第１項はモータの逆関数、第２項は非干渉成分、第３項は逆起電圧成分である。
外乱推定オブザーバではｄｑ軸上における電圧指令値vd2及びvq2と実際のモータのｄｑ軸上における端子電圧の差を求めて外乱Ｖdis_d及びＶdis_qを推定する。モータのｄｑ軸の電機子巻線抵抗のノミナル値をＲｄｎ及びＲｑｎとし、ｄｑ軸の自己インダクタンスのノミナル値をＬｄｎ及びＬｑｎとして、上記数２を使用して外乱Ｖdis_d及びＶdis_qを推定すると、下記数３となる。Ｖdis_deoがｄ軸推定外乱電圧であり、Ｖdis_qeoがｑ軸推定外乱電圧である。
Figure 0006658995
モータのオブザーバモデルとして、モータの巻線抵抗と自己インダクタンスだけではなく、非干渉成分と逆起電圧成分もモデルとしている。外乱推定オブザーバの補償ループは指令電圧から指令電圧への正帰還が構成されているので，ＬＰＦを挿入して時間遅れを生じさせ安定化を図る。また、このＬＰＦは外乱推定オブザーバに対して帯域制限を行い、耐ノイズ性を高めることも目的としている。上記数３にＬＰＦ（例えば、１次の1/(T ・s+1)の特性）を考慮すると、下記数４が成立する。Ｖdis_deがｄ軸推定外乱電圧であり、Ｖdis_qeがｑ軸推定外乱電圧である。
Figure 0006658995
実機上のチューニングで、特定の操舵条件によって外乱推定オブザーバの補償値を増減させたい場合がある。追従性が必要な場合は感応ゲインを大きくし、手感が重要となる保舵時は感応ゲインを下げたい場合などがあり、本発明では図８に示すような特性で、モータ回転数ｒｐｍに応じて感応ゲイン部６０５ｄ及び６０５ｑの感応ゲインGd及びGqを可変する。感応ゲインGd及びGqは、モータ回転数ｒｐｍを入力とした1次関数（図８の特性Ａ）やテーブル（図８の特性Ｂ）にすることができる。よって、ｄｑ軸外乱補償値Ｖcmp_d及びＶcmp_qは、下記数５に従って出力される。推定された外乱はノイズなどの影響により、一時的に大きな値となる場合がある。そのままの値を外乱補償値とした場合、過補償となり制御系が不安定になる可能性がある。そのため、感応ゲイン部６０５ｄ及び６０５ｑの後段にそれぞれ補償量制限部６０４ｄ及び６０４ｑを設け、上限値を超えた推定外乱はイレギュラーな外乱とみなし、制限をかけた値を補償値としている。
図９は補償量制限部６０４ｄの特性例を示しているが、本例では上限値を＋６［Ｖ］とし、下限値を−６［Ｖ］としているが、上限値は＋６〜＋１０［Ｖ］の範囲、下限値は−６〜−１０［Ｖ］の範囲が可能である。また、補償量制限部６０４ｑは補償量制限部６０４ｄと同一若しくは近似の特性である。
Figure 0006658995
図７に示すように、ｄｑ軸の制御系にはデッドタイム補償部２００からデッドタイム補償値vd *及びvq *が加算されており、外乱推定オブザーバ６００ｄ及び６００ｑでは、デッドタイムを除いた外乱又はデッドタイム補償で補償しきれない外乱（デッドタイム補償モデルの設計値とＥＣＵの個体差など、回路定数、モータ特性のバラツキ、経年変化、温度変化等による外乱）を推定できる。デッドタイムを除く外乱は下記数６となり、本機能で推定される外乱は数６の外乱に対する推定値となる。数６において、V* dis_dはデッドタイム補償適用時のｄ軸外乱電圧であり、V* dis_qはデッドタイム補償適用時のｑ軸外乱電圧である。
Figure 0006658995
次に、デッドタイム補償部２００について説明する。デッドタイム補償部２００には幾つかの実施例があり、図１０の第１実施例（デッドタイム補償部２００Ａ）は、補償符号・補償量が自動計算されるため、オンセンター付近の低負荷・低速操舵状態においてもチャタリングなく、デッドタイム補償できる特長がある。
デッドタイム補償部２００Ａは図１０に示すように、減算部２０１（２０１Ｕ、２０１Ｖ、２０１Ｗ）及び２０２、中点電圧推定部２１０、３相指令電圧演算部２０４、電圧検出遅れモデル２０５、ゲイン部２０６、補償量制限部２５０及び３相交流／ｄｑ軸変換部２０３で構成されている。
その詳細構成は図１１であり、モータ回転角θは中点電圧推定部２１０及び３相交流／ｄｑ軸変換部２０３に入力され、モータ角速度ωは中点電圧推定部２１０に入力される。モータ端子電圧Vu,Vv,VwはＬＰＦ１６３Ｕ〜１６３Ｗを経て中点電圧推定部２１０及び減算部２０１（２０１Ｕ, ２０１Ｖ, ２０１Ｗ）に入力されている。また、ＰＷＭ制御部１６０内のDuty指令値演算部（図示せず）からのDuty値Dutyu,Dutyv,Dutywは３相指令電圧演算部２０４に入力され、インバータ印加電圧ＶＲは中点電圧推定部２１０、３相指令電圧演算部２０４及び補償量制限部２５０に入力されている。なお、３相の信号線で図示すると煩雑になるため、図１０及び図１１では１相分のみを実線で示し、数字の“３”と斜線で３相であることを示している。以下で述べる他の実施例についても同様である。
中点電圧推定部２１０は、中点電圧の基準電圧をインバータ印加電圧ＶＲにより算出する。詳細は図１２の構成であり、ハードの構成、検出誤差などの影響により中点電圧はズレを生じるため、インバータ印加電圧ＶＲと３相モータ端子電圧Vu〜Vwの差分から補正する。補正するタイミングは、特定のモータ回転角θ及び特定のモータ角速度ωの条件で補正する。
即ち、インバータ印加電圧ＶＲは半減部２１１で半減（ＶＲ／２）され、半減値（ＶＲ／２）が減算部２１７及び２１８に加算入力される。端子電圧Vu〜Vwは加算部２１６に入力されて加算され、加算結果（Vu＋Vv＋Vw）が除算部（１／３）２１２で１／３倍され、１／３倍された電圧“（Vu＋Vv＋Vw）／３”が減算部２１７に減算入力される。減算部２１７は半減値ＶＲ／２から電圧“（Vu＋Vv＋Vw）／３”を減算し、減算結果VRnaを補正値保持部２１４に入力する。補正タイミング判定部２１３は、モータ回転角θ及びモータ角速度ωに基づいて補正タイミングを判定し、補正信号ＣＴを補正値保持部２１４に入力する。補正値保持部２１４で保持された電圧VRnbに基づき、補正量制限部２１５は電圧補正値ΔVmを算出する。
補正タイミング判定部２１３及び補正値保持部２１４の詳細は図１３に示す構成であり、補正タイミング判定部２１３は角度判定部２１３−１、有効回転数判定部２１３−２及びＡＮＤ回路２１３−３で構成され、補正値保持部２１４は切換部２１４−１及び保持ユニット（Ｚ−１）２１４−２で構成されている。
即ち、モータ回転角θは角度判定部２１３−１に入力され、下記数７の判定が行われる。数７が成立するとき、角度判定部２１３−１は判定信号ＪＤ１を出力する。
（数７）
１７９［deg］＜θ＜１８０［deg］

中点補正値の演算において上記数７のタイミングを補正条件とした場合、ゼロクロスポイントの電圧値を正確にサンプリングできる。このポイント以外では、モータ端子電圧に３次高調波が重畳されており、より正確な値が検出できない。例えば数７の条件で検出された各端子電圧をVu=6.83[V]、Vv=7.55[V]、Vw=5.94[V]、モータ印加電圧を13.52[V]とすると、(Vu+Vv+Vw)/３=6.77[V]、VR/2=6.76[V]となり、VR/2≒(Vu+Vv+Vw)/３となり、中点電圧に近い値となる。また、モータ角速度ωが大きい場合、モータ逆起電圧の影響が大きくなるのとサンプリングの精度が悪化するため、正確な補正演算ができなくなる。このため、有効回転数判定部２１３−２はモータ角速度ωが補正演算可能な有効角速度ω０以下であるかを下記数８で判定し、モータ角速度ωが補正演算可能な有効角速度ω０以下の時に、判定信号ＪＤ２を出力する。
（数８）
ω≦ω０

判定信号ＪＤ１及びＪＤ２はＡＮＤ回路２１３−３に入力され、判定信号ＪＤ１及びＪＤ２が入力されたＡＮＤ条件で補正信号ＣＴが出力される。補正信号ＣＴは補正値保持部２１４内の切換部２１４−１に切換信号として入力され、接点a, bを切り換える。接点aには減算結果VRnaが入力され、接点bには出力電圧VRnbが保持ユニット（Ｚ−１）２１４−２を経て入力されている。補正値保持部２１４は次のタイミングまで安定した補正値を出力するため、値を保持する。また、補正量制限部２１５は、ノイズや逆起電圧、補正タイミング誤判定などにより、補正量が通常よりも明らかに大きい場合、当該補正量が正しくないと判断して最大補正量に制限する。最大補正量に制限された電圧補正値ΔVmは減算部２１８に入力され、減算部２１８で下記数９に基づいて演算された中点電圧推定値Vmが出力される。中点電圧推定値Vmは、減算部２０１（２０１Ｕ,２０１Ｖ,２０１Ｗ）にそれぞれ減算入力される。
Figure 0006658995
また、３相指令電圧演算部２０４には３相Duty指令値Dutyu,Dutyv,Dutyw及びインバータ印加電圧ＶＲが入力されており、３相指令電圧演算部２０４は、３相Duty指令値Dutyu,Dutyv,Dutyw及びインバータ印加電圧ＶＲにより、下記数１０を用いて３相指令電圧Vinを算出する。３相指令電圧Vinは、電圧検出遅れモデル２０５に入力される。なお、数１０中のDutyrefは、Dutyu,Dutyv,Dutywを示し、Duty50%はDutyが５０％であることを示し、Duty100%はDutyが１００％であることを示している。
Figure 0006658995
中点電圧推定値Vmは減算部２０１（２０１ｕ,２０１ｖ,２０１ｗ）に減算入力され、減算部２０１（２０１ｕ,２０１ｖ,２０１ｗ）にはＬＰＦ１６３Ｕ,１６３Ｖ,１６３Ｗを経た端子電圧Vu,Vv,Vwが加算入力されている。減算部２０１ｕ,２０１ｖ,２０１ｗは、それぞれ３相端子電圧Vu,Vv,Vwから中点電圧推定値Vmを下記数１１に従って減算する。これにより、３相検出電圧Vdn(Vdu,Vdv,Vdw)を演算する。３相検出電圧Vdn(Vdu,Vdv,Vdw)は、３相損失電圧演算部としての減算部２０２に入力される。
Figure 0006658995
端子電圧Vu〜Vwの検出は、ＥＣＵのノイズフィルタ等により遅れが生じる。このため、直接３相指令電圧Vinと３相検出電圧Vdnの差分をとって損失電圧を算出した場合、位相差により誤差が生じる。この問題を解決するため、本実施例では、フィルタ回路等のハードウェアの検出遅れを1次のフィルタモデルとして近似し、位相差を改善する。本実施例の電圧検出遅れモデル２０５は、Ｔをフィルタ時定数として、下記数１２の１次フィルタとしている。電圧検出遅れモデル２０５は、２次以上のフィルタをモデルとした構成でもよい。
Figure 0006658995
減算部２０２には、電圧検出遅れモデル２０５からの３相補正指令電圧Vinpが加算入力され、減算部２０１からの３相検出電圧Vdnが減算入力されており、３相補正指令電圧Vinpから３相検出電圧Vdnを減算することにより、３相損失電圧ＰＬＡ（Ｖloss_n）が算出される。即ち、減算部２０２で下記数１３が演算される。
Figure 0006658995
３相損失電圧ＰＬＡ（Ｖloss_n）はゲイン部２０６でゲインPG（例えば０．８）を乗算され、ゲインPGを乗算された３相損失電圧ＰＬＢは補償量制限部２５０に入力される。ゲインPGは基本的に調整する必要はないが、他の補償器との整合や実車チューニング、ＥＣＵの部品が変わったときなど、出力調整を必要とする場合には変更する。
補償量制限部２５０はインバータ印加電圧ＶＲに感応しており、その詳細構成は図１４のようになっている。即ち、インバータ印加電圧ＶＲは、補償量制限部２５０内の補償量上下限値演算部２５１に入力され、図１５に示すような特性で補償量制限値DTCaが演算される。即ち、補償量制限値DTCaは、インバータ印加電圧ＶＲの所定電圧ＶＲ１まで一定制限値DTCa1であり、所定電圧ＶＲ１から所定電圧ＶＲ２（＞ＶＲ１）まで線形（若しくは非線形）に増加し、所定電圧ＶＲ２以上で一定制限値DTCa2を保持する特性である。補償量制限値DTCaは切換部２５２の接点a1及び比較部２５５に入力されると共に、反転部２５４に入力される。また、３相損失電圧ＰＬＢ（Ｖloss_u,Ｖloss_v,Ｖloss_w）は比較部２５５及び２５６に入力されると共に、切換部２５２の接点b1に入力されている。そして、反転部２５４の出力“−DTCa”は切換部２５３の接点a2に入力されている。切換部２５２の接点a1及びb1は、比較部２５５の比較結果CP1に基づいて切り換えられ、切換部２５３の接点a2及びb2は、比較部２５６の比較結果CP2に基づいて切り換えられる。
比較部２５５は補償量制限値DTCaと３相損失電圧ＰＬＢとを比較し、下記数１４に従って切換部２５２の接点a1及びb1を切り換える。また、比較部２５６は補償量制限値−DTCaと３相損失電圧PLBとを比較し、下記数１５に従って切換部２５３の接点a2及びb2を切り換える。
（数１４）
３相損失電圧PLB≧補償量上限値:(DTCa)のとき、切換部２５２の接点a1がＯＮ（切換部２５３の接点b2=DTCa）
３相損失電圧PLB<補償量上限値:(DTCa)のとき、切換部２５２の接点b1がＯＮ（切換部２５３の接点b2=３相損失電圧PLB）
（数１５）
３相損失電圧PLB≦補償量下限値: (−DTCa)のとき、切換部２５３の接点a2がＯＮ（デッドタイム補償値DTC＝−DTCa）
３相損失電圧PLB>補償量下限値:(−DTCa)のとき、切換部２５３の接点b2がＯＮ（デッドタイム補償値DTC＝切換部２５２の出力）

次に、デッドタイム補償部２００における第２実施例である図１６について、図１０に対応させて説明する。図１６の第２実施例（デッドタイム補償部２００Ｂ）は、角度と相電流の位相が合う低速・中速操舵領域においても補償精度が高い特長がある。
本実施例のデッドタイム補償部２００Ｂには、図２の操舵補助指令値Iref2に相当するｑ軸の操舵補助指令値iqrefが入力されると共に、モータ回転角θ及びモータ角速度ωが入力されている。デッドタイム補償部２００Ｂは、電流制御遅れモデル２０８、補償符号推定部２０９、乗算部２３２、２３３ｄ及び２３３ｑ、加算部２２１、位相調整部２０７、インバータ印加電圧感応ゲイン部２２０、角度−デッドタイム（ＤＴ）補償値関数部２３０Ｕ、２３０Ｖ及び２３０Ｗ、乗算部２３１Ｕ、２３１Ｖ及び２３１Ｗ、３相交流／ｄｑ軸変換部２０３、電流指令値感応ゲイン部２４０で構成されている。
デッドタイム補償部２００Ｂの詳細構成は図１７であり、ｑ軸操舵補助指令値iqrefは、電流制御遅れモデル２０８に入力される。ｄｑ軸の電流指令値id *及びiq *が実電流に反映されるまでに、ＥＣＵのノイズフィルタ等により遅れが生じる。このため、直接電流指令値iq *から符号を判定しようとすると、タイミングずれが生じる場合がある。この問題を解決するため、電流制御全体の遅れを1次のフィルタモデルとして近似し、位相差を改善する。本実施例の電流制御遅れモデル２０８は、Ｔをフィルタ時定数として、下記数１６の１次フィルタとしている。
Figure 0006658995
電流制御遅れモデル２０８から出力される電流指令値Icmは、電流指令値感応ゲイン部２４０及び補償符号推定部２０９に入力される。低電流領域においてデッドタイム補償量が過補償になる場合があり、電流指令値感応ゲイン部２４０は、電流指令値Icm（操舵補助指令値iqref）の大きさにより補償量を下げるゲインを算出する機能を持っている。また、電流指令値Icm（操舵補助指令値iqref）からのノイズなどで、補償量を下げるゲインが振動しないように、加重平均フィルタを使用してノイズの低減処理を行っている。
電流指令値感応ゲイン部２４０は図１８に示すような構成であり、電流指令値Icmは絶対値部２４１で絶対値｜Icm｜とされる。絶対値｜Icm｜は入力制限部２４２で最大値を制限され、最大値を制限された絶対値の電流指令値がスケール変換部２４３を経て加重平均フィルタ２４４に入力される。加重平均フィルタ２４４でノイズを低減された電流指令値Iamは、減算部２４５に加算入力され、減算部２４５で所定のオフセットOSを減算される。オフセットOSを減算する理由は、微小電流指令値によるチャタリング防止のためであり、オフセットOS以下の入力値を最小のゲインに固定する。オフセットOSは一定値である。減算部２４５でオフセットOSを減算された電流指令値Iasはゲイン部２４６に入力され、図１９に示すようなゲイン特性に従って電流指令値感応ゲインGcを出力する。即ち、ゲイン部２４６における電流指令値感応ゲインGcの初期値はGca1であり、その後電流指令値Iasの所定値Ias1まで線形に増加し、所定値Ias1を超えると一定値Gca2を保持する。
また、電流指令値感応ゲイン部２４０から出力される電流指令値感応ゲインGcは、入力される電流指令値Icmに対して例えば図２０に示すような特性である。即ち、所定電流Icm1まで一定ゲインGcc1であり、所定電流Icm1から所定電流Icm2（＞Icm1）まで線形（若しくは非線形）に増加し、所定電流Icm2以上で一定ゲインGcc2を保持する特性である。
補償符号推定部２０９は入力される電流指令値Icmに対して、図２１（Ａ）及び（Ｂ）に示すヒステリシス特性で正（＋１）又は負（−１）の補償符号SNを出力する。電流指令値Icmがゼロクロスするポイントを基準として補償符号SNを推定するが、チャタリング抑制のためにヒステリシス特性となっている。推定された補償符号SNは乗算部２３２に入力される。単純に相電流指令値モデルの電流符号からデッドタイム補償値の符号を決めた場合、低負荷においてチャタリングが発生する。オンセンターで軽く左右にハンドルを切った時に、トルクリップルが発生する。この問題を改善するために符号判定にヒステリシスを設け、設定した電流値を超えて符号が変化した場合以外、現在の符号を保持してチャタリングを抑制する。
電流指令値感応ゲイン部２４０からの電流指令値感応ゲインGcは乗算部２３２に入力され、乗算部２３２は補償符号SNを乗算した電流指令値感応ゲインGcs（＝Gc×SN）を出力する。電流指令値感応ゲインGcsは、乗算部２３３ｄ及び２３３ｑに入力される。
また、最適なデッドタイム補償量はインバータ印加電圧ＶＲに応じて変化するので、本実施例ではインバータ印加電圧ＶＲに応じた電圧感応ゲインGvを演算し、デッドタイム補償量を可変するようにしている。インバータ印加電圧ＶＲを入力して電圧感応ゲインGvを出力するインバータ印加電圧感応ゲイン部２２０は図２２に示す構成であり、インバータ印加電圧ＶＲは入力制限部２２１で正負最大値を制限され、最大値を制限されたインバータ印加電圧VRnxはインバータ印加電圧／デッドタイム補償ゲイン変換テーブル２２２に入力される。インバータ印加電圧／デッドタイム補償ゲイン変換テーブル２２２の特性は、例えば図２３に示すようになっている。即ち、所定電圧9.0［Ｖ］まで一定ゲインGv(=0.7)であり、所定電圧9.0［Ｖ］から所定電圧15.0［Ｖ］まで線形（若しくは非線形）に増加し、所定電圧15.0［Ｖ］以上で一定ゲインGv(=1.2)を保持する特性である。変曲点のインバータ印加電圧9.0［Ｖ］及び15.0［Ｖ］と、電圧感応ゲイン“0.7”及び“1.2”は一例であり、適宜変更可能である。演算された電圧感応ゲインGvは、乗算部２３１Ｕ，２３１Ｖ，２３１Ｗに入力される。
更に、モータ角速度ωによりデッドタイム補償のタイミングを早めたり、遅くしたい場合、モータ角速度ωに応じて調整角度を算出する機能のために位相調整部２０７を有している。位相調整部２０７は、進角制御の場合は図２４に示すような特性であり、算出された位相調整角Δθは加算部２２１に入力され、検出されたモータ回転角θと加算される。加算部２２１の加算結果であるモータ回転角θｍ（＝θ＋Δθ）は、角度−デッドタイム（ＤＴ）償値関数部２３０Ｕ，２３０Ｖ，２３０Ｗに入力されると共に、３相交流／ｄｑ軸変換部２０３に入力される。
モータ電気角を検出してDuty指令値を演算してから、実際にＰＷＭ信号に反映されるまで数十〜百［μｓ］の時間遅れがある。この間、モータが回転しているので、演算時のモータ電気角と反映時のモータ電気角とで位相ずれが発生する。この位相ずれを補償するため、モータ角速度ωに応じて進角を行い、位相を調整している。
角度−デッドタイム（ＤＴ）補償値関数部２３０Ｕ，２３０Ｖ，２３０Ｗは図２５に詳細を示すように、位相調整されたモータ回転角θｍに対して、電気角０〜３５９［deg］の範囲で１２０［deg］ずつ位相のずれた矩形波の各相デッドタイム基準補償値Udt,Vdt,Wdtを出力する。デッドタイム補償値角度関数部２３０Ｕ，２３０Ｖ，２３０Ｗは、３相で必要とされるデッドタイム補償値を角度による関数とし、ＥＣＵの実時間上で計算し、３相のデッドタイム基準補償値Udt,Vdt,Wdtを出力する。デッドタイム基準補償値の角度関数は、ＥＣＵのデッドタイムの特性により異なる。
デッドタイム基準補償値Udt,Vdt,Wdtはそれぞれ乗算部２３１Ｕ，２３１Ｖ，２３１Ｗに入力され、電圧感応ゲインGvと乗算される。電圧感応ゲインGvを乗算された３相のデッドタイム補償値Udtc(=Gv・Udt),Vdtc(=Gv・Vdt),Wdtc(=Gv・Wdt)は３相交流／ｄｑ軸変換部２０３に入力される。３相交流／ｄｑ軸変換部２０３は、モータ回転角θｍに同期して、３相のデッドタイム補償値Udtc,Vdtc,Wdtcを２相のｄｑ軸のデッドタイム補償値vda *及びvqa *に変換する。デッドタイム補償値vda *及びvqa *はそれぞれ乗算部２３３ｄ及び２３３ｑに入力され、電流指令値感応ゲインGcsと乗算される。乗算部２３３ｄ及び２３３ｑにおける乗算結果がデッドタイム補償値vd *及びvq *であり、デッドタイム補償値vd *及びvq *はそれぞれ加算部１２３ｄ及び１２３ｑで電圧指令値vd2及びvq2と加算される。
次に、デッドタイム補償部２００における第３実施例である図２６について、図１０及び図１６に対応させて説明する。図２６の第３実施例（デッドタイム補償部２００Ｃ）は、高速操舵時においても単純に補償を入れることができる特長がある。
デッドタイム補償部２００Ｃは、加算部２７３、乗算部２７２、インバータ印加電圧感応補償量演算部２６０、３相電流指令値モデル２７０、相電流補償符号推定部２７１、位相調整部２０７、３相交流／ｄｑ軸変換部２０３で構成されている。モータ回転角θは加算部２７３に入力され、モータ角速度ωは位相調整部２０７に入力されている。また、インバータ印加電圧ＶＲはインバータ印加電圧感応補償量演算部２６０に入力され、加算部２７３で算出された位相調整後のモータ回転角θｍが３相電流指令値モデル２７０に入力されている。
モータ角速度ωによりデッドタイム補償タイミングを早めたり、遅くしたい場合、モータ角速度ωに応じて調整角度を算出する機能のために位相調整部２０７を有している。位相調整部２０７は、進角制御の場合は図２４と同様な特性であり、算出された位相調整角Δθは加算部２７３に入力され、検出されたモータ回転角θと加算される。加算部２７３の加算結果である位相調整後のモータ回転角θｍ（＝θ＋Δθ）は、３相電流指令値モデル２７０に入力されると共に、３相交流／ｄｑ軸変換部２０３に入力される。位相調整部２０７を設ける理由は、第２実施例の場合と同様である。
最適なデッドタイム補償量はインバータ印加電圧ＶＲに応じて変化するので、本実施例でもインバータ印加電圧ＶＲに応じたデッドタイム補償量DTCを演算し、可変するようにしている。インバータ印加電圧ＶＲを入力してデッドタイム補償量DTCを出力するインバータ印加電圧感応補償量演算部２６０は図２７に示す構成であり、インバータ印加電圧ＶＲは入力制限部２６１で正負最大値を制限され、最大値を制限されたインバータ印加電圧VRmxはインバータ印加電圧／デッドタイム補償量変換テーブル２６２に入力される。
インバータ印加電圧／デッドタイム補償量変換テーブル２６２の特性は、例えば図２８のようになっている。即ち、最大値を制限されたインバータ印加電圧VRmxが所定インバータ印加電圧VR1まで一定のデッドタイム補償量DTC1であり、所定インバータ印加電圧VR1から所定インバータ印加電圧VR2（＞VR1）まで線形（若しくは非線形）に増加し、所定インバータ印加電圧VR2以上で一定のデッドタイム補償量DTC2を出力する特性である。
ｄ軸電流指令値id *及びｑ軸電流指令値iq *はモータ回転角θｍと共に、３相電流指令値モデル２７０に入力される。３相電流指令値モデル２７０は、ｄｑ軸電流指令値id *及びiq *、モータ回転角θｍから、図２９に示すような１２０［deg］ずつ位相のずれた正弦波の３相電流モデル指令値Icmaを演算若しくはテーブルにより算出する（下記数１７〜数１８参照）。３相電流モデル指令値Icmaは、モータタイプによって相違している。d軸電流指令値iref_dとq軸電流指令値iref_qをモータ電気角θｅから３相の電流指令値(U・V・W相)に変換すると、下記数１７となる。
Figure 0006658995
上記数１７から各相電流指令値を求めると、Ｕ相電流指令値モデルiref_u、Ｖ相電流指令値モデルiref_v及びＷ相電流指令値モデルiref_wは、それぞれ下記数１８で表わされる。
Figure 0006658995
テーブルは、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable and Programmable Read-Only Memory）に格納されているタイプでも、ＲＡＭ(Random Access Memory)上に展開されているタイプでも良い。数１８の使用において、sinθｅのみをテーブル化しておき、入力θｅを９０°オフセットさせて使用することによりcosθｅを演算したり、１２０°オフセットさせるなどして、その他のsin関数項を演算しても良い。ＲＯＭ容量に問題がなかったり、複雑な指令値モデル（例えば擬似矩形波モータなど）の場合は、数式全体をテーブル化しておく。
３相電流指令値モデル２７０からの３相電流モデル指令値Icmaは、相電流補償符号推定部２７１に入力される。相電流補償符号推定部２７１は入力される３相電流モデル指令値Icmaに対して、図２１（Ａ）及び（Ｂ）に示すようなヒステリシス特性で正（＋１）又は負（−１）の補償符号SNを出力する。３相電流モデル指令値Icmaがゼロクロスするポイントを基準として補償符号SNを推定するが、チャタリング抑制のためにヒステリシス特性となっている。推定された補償符号SNは乗算部２７２に入力される。単純に相電流指令値モデルの電流符号からデッドタイム補償値の符号を決めた場合、低負荷においてチャタリングが発生する。例えば、オンセンターで軽く左右にハンドルを切った時に、トルクリップルが発生する。この問題を改善するために符号判定にヒステリシスを設け（図２１では±0.25[A]）、設定した電流値を超えて符号が変化した場合以外、現在の符号を保持してチャタリングを抑制する。
インバータ印加電圧感応補償量演算部２６０からのデッドタイム補償量DTCは乗算部２７２に入力され、乗算部２７２は補償符号SNを乗算したデッドタイム補償値DTCa（=DTC×SN）を出力する。デッドタイム補償値DTCaは３相交流／ｄｑ軸変換部２０３に入力され、３相交流／ｄｑ軸変換部２０３は、モータ回転角θｍに同期して２相のデッドタイム補償値vd *及びvq *を出力する。デッドタイム補償値vd *及びvq *は、それぞれ加算部１２３ｄ及び１２３ｑにおいて電圧指令値vd2及びvq2と加算され、インバータ１６１のデッドタイム補償が実施される。
このように第３実施例では、ｄｑ軸電流指令値を３相の電流モデル指令値に変換すると共に、補償符号を推定し、インバータ印加電圧から演算されたインバータのデッドタイム補償量を演算し、推定された補償符号によるデッドタイム補償値をｄｑ軸上の電圧指令値にフィードフォワード補償している。デッドタイムの補償符号については３相電流モデル指令値を使用し、デッドタイム補償量はインバータ印加電圧ＶＲから算出し、電流指令値（id *,iq *）の大きさやインバータ印加電圧ＶＲの大きさによって、補償値が最適な大きさと方向になるように可変となっている。
なお、デッドタイム補償部２００の実施例を示す図１０、図１６、図２６は、操舵条件に応じて切り換えて使用しても良いし、或いはどれか１つだけを使用しても良い。
次に、空間ベクトル変調について説明する。本発明では演算回数の削減などのため、電圧の次元からDutyの次元に変換してから空間ベクトル変換演算を行っている。そして、空間ベクトル変調部３００は図３０に示すように、ｄｑ軸空間の２相Duty値（Duty指令値Duty_d **及びDuty_q **）を３相Duty値（Duty_u,Duty_v,Duty_w）に変換し、３相Duty値（Duty_u,Duty_v,Duty_w）に３次高調波を重畳して３相のDuty指令値Duty_u *,Duty_v*,Duty_w *を出力する機能を有していれば良く、例えば本出願人による特開２０１７−７００６６、ＷＯ／２０１７／０９８８４０等で提案している空間ベクトル変調の手法を用いても良い。
即ち、空間ベクトル変調を電圧の式で説明すると、空間ベクトル変調は、ｄｑ軸空間の電圧指令値Vd3及びVq3、モータ回転角θ及びセクター番号ｎ（＃１〜＃６）に基づいて、以下に示すような座標変換を行い、ブリッジ構成のインバータのＦＥＴ（上側アームＱ１、Ｑ３、Ｑ５、下側アームＱ２、Ｑ４、Ｑ６）のＯＮ／ＯＦＦを制御する、セクター＃１〜＃６に対応したスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６をモータに供給することによって、モータの回転を制御する機能を有する。座標変換については、空間ベクトル変調において、電圧指令値Vd3及びVq3は、数１９に基づいて、α−β座標系における電圧ベクトルＶα及びＶβに座標変換が行われる。この座標変換に用いる座標軸及びモータ回転角θの関係については、図３１に示す。
Figure 0006658995
なお、Duty指令値Duty_d,Duty_qと電圧指令値Vd3及びVq3との関係は、インバータ印加電圧をＶＲとして、下記数２０で表わされる。
Figure 0006658995
そして、ｄ−ｑ座標系における目標電圧ベクトルとα−β座標系における目標電圧ベクトルとの間には、数２１のような関係が存在し、目標電圧ベクトルＶの絶対値は保存される。
Figure 0006658995
空間ベクトル制御におけるスイッチングパターンでは、インバータの出力電圧をＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ６）のスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６に応じて、図３２の空間ベクトル図に示す８種類の離散的な基準電圧ベクトルＶ0〜Ｖ7（π／３［ｒａｄ］ずつ位相の異なる非零電圧ベクトルＶ1〜Ｖ6と零電圧ベクトルＶ0，Ｖ7）で定義する。そして、それら基準出力電圧ベクトルＶ0〜Ｖ7の選択とその発生時間を制御するようにしている。また、隣接する基準出力電圧ベクトルによって挟まれた６つの領域を用いて、空間ベクトルを６つのセクター＃１〜＃６に分割することができ、目標電圧ベクトルＶは、セクター＃１〜＃６のいずれか１つに属し、セクター番号を割り当てることができる。Ｖα及びＶβの合成ベクトルである目標電圧ベクトルＶが、α−β空間において正６角形に区切られた図３２に示されたようなセクター内のいずれに存在するかは、目標電圧ベクトルＶのα−β座標系における回転角γに基づいて求めることができる。また、回転角γはモータの回転角θとｄ−ｑ座標系における電圧指令値Vd3及びVq3の関係から得られる位相δの和として、γ＝θ＋δで決定される。
図３３は、空間ベクトル制御におけるインバータのスイッチングパターンＳ１、Ｓ３，Ｓ５によるディジタル制御で、インバータから目標電圧ベクトルＶを出力させるために、ＦＥＴに対するＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１〜Ｓ６（スイッチングパターン）におけるスイッチングパルス幅とそのタイミングを決定する基本的なタイミングチャートを示す。空間ベクトル変調は、規定されたサンプリング期間Ｔｓ毎に演算などをサンプリング期間Ｔｓ内で行い、その演算結果を次のサンプリング期間Ｔｓにて、スイッチングパターンＳ１〜Ｓ６における各スイッチングパルス幅とそのタイミングに変換して出力する。
空間ベクトル変調は、目標電圧ベクトルＶに基づいて求められたセクター番号に応じたスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６を生成する。図３３には、セクター番号＃１（ｎ＝１）の場合における、インバータのＦＥＴのスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６の一例が示されている。信号Ｓ１、Ｓ３及びＳ５は、上側アームに対応するＦＥＴＱ１、Ｑ３、Ｑ５のゲート信号を示している。横軸は時間を示しており、Ｔｓはスイッチング周期に対応し、８期間に分割され、Ｔ０／４、Ｔ１／２、Ｔ２／２、Ｔ０／４、Ｔ０／４、Ｔ２／２、Ｔ１／２及びＴ０／４で構成される期間である。また、期間Ｔ１及びＴ２は、それぞれセクター番号ｎ及び回転角γに依存する時間である。
図３４は実車を模擬した台上試験装置によるシミュレーション結果であり、中速ステアリング操舵状態において、ハンドルを右に切り増した場合、dq軸外乱推定オブザーバを適用することにより、適用前の図３４（Ａ）と比較して適用後の図３４（Ｂ）のdq軸電流波形の方が電流リップルが小さいので、トルクリップルが少なくなることが確認できた。また、操舵時のトルクリップルも改善がみられた。図３４ではＵ相について示しているが、他の相についても同様である。
図３５は、ｄｑ軸外乱推定オブザーバ６００を含むデッドタイム補償系の第２実施形態を図７に対応させて示しており、ｄｑ軸外乱推定オブザーバ６００はｄ軸外乱推定オブザーバ６００ｄＡ及びｑ軸外乱推定オブザーバ６００ｑＡで構成されている。第２実施形態においても、第１実施形態と同様な構成及び機能を有するｄ軸デッドタイム補償部２００ｄ及びｑ軸デッドタイム補償部２００ｑ、ｄ軸非干渉制御部１４０ｄ及びｑ軸非干渉制御部１４０ｑが設けられている。従って、ｄ軸デッドタイム補償部２００ｄ及びｑ軸デッドタイム補償部２００ｑ、ｄ軸非干渉制御部１４０ｄ及びｑ軸非干渉制御部１４０ｑの説明は省略する。
第２実施形態と第１実施形態の相違は、ｄｑ軸モータ逆モデル６０２ｄ及び６０２ｑがパラメータ可変になっていることと、ｄｑ軸のＬＰＦ６０１ｄ、６０３ｄ及び６０１ｑ、６０３ｄのカットオフ周波数が可変となっていることである。
第２実施形態のｄ軸モータ逆モデル６０２ｄ及びｑ軸モータ逆モデル６０２ｑにはそれぞれｄ軸フィードバック電流id及びｑ軸フィードバック電流iqが入力されると共に、パラメータ可変信号としてｄ軸電流指令値id*及びｑ軸電流指令値iq*が供給されており、ｄ軸電流指令値id*及びｑ軸電流指令値iq*に応じてインダクタンスノミナル値Ｌdn及びＬqnを可変している。即ち、モータのインダクタンスはモータ電流が増加すると、使用するモータによって磁気飽和などの影響によりインダクタンスが変動する場合があり、ｄ軸モータ逆モデル６０２ｄ及びｑ軸モータ逆モデル６０２ｑのインダクタンスノミナル値Ｌdn及びＬqnをそれぞれｄ軸電流指令値id*及びｑ軸電流指令値iq*に感応して可変させることにより、モータモデルの精度を向上させ、外乱オブザーバによる補償精度を向上している。
図３６（Ａ）及び（Ｂ）はそれぞれインダクタンスノミナル値Ｌdn及びＬqnを可変するインダクタンス可変制御部の構成例を示しており、ｄ軸電流指令値id*及びｑ軸電流指令値iq*はそれぞれ絶対値部６０２ｄ−１及び６０２ｑ−１に入力され、絶対値｜id*｜及び｜iq*｜はそれぞれ電流感応インダクタンス演算部６０２ｄ−２及び６０２ｑ−２に入力される。電流感応インダクタンス演算部６０２ｄ−２は図３７（Ａ）に示すような緩やかな減少特性でインダクタンスノミナル値Ｌdnaを出力し、電流感応インダクタンス演算部６０２ｑ−２は図３７（Ｂ）に示すような比較的に急峻な減少特性でインダクタンスノミナル値Ｌqnaを出力する。電流感応インダクタンス演算部６０２ｄ−２及び６０２ｑ−２からのインダクタンスノミナル値Ｌdna及びＬqnaはそれぞれリミッタ６０２ｄ−３及び６０２ｑ−３に入力され、リミッタ６０２ｄ−３及び６０２ｑ−３からそれぞれ上下限値を制限されたインダクタンスノミナル値Ｌdn及びＬqnが出力される。
なお、図３７（Ａ）及び（Ｂ）の特性は一例であり、使用するモータによって異なり、非線形で減少する場合もある。
また、ｄ軸外乱推定オブザーバ６００ｄでは、ＬＰＦ６０１ｄ及び６０３ｄ、ｄ軸モータ逆モデル６０２ｄにはモータ回転数ｒｐｍが入力されており、回転数ｒｐｍに応じてＬＰＦ６０１ｄ及び６０３ｄ、ｄ軸モータ逆モデル６０２ｄの各カットオフ周波数Ｆｃが可変となっている。同様に、ｑ軸外乱推定オブザーバ６００ｑでは、ＬＰＦ６０１ｑ及び６０３ｑ、ｑ軸モータ逆モデル６０２ｑにはモータ回転数ｒｐｍが入力されており、モータ回転数ｒｐｍに応じてＬＰＦ６０１ｑ及び６０３ｑ、ｑ軸モータ逆モデル６０２ｑの各カットオフ周波数Ｆｃが可変となっている。カットオフ周波数Ｆｃを可変するカットオフ周波数可変制御部の構成は全て同一であり、例えばＬＰＦ６０１ｄについて示すと図３８の構成である。即ち、モータ回転数ｒｐｍは絶対値部６０１ｄ−１に入力され、絶対値｜ｒｐｍ｜が回転数感応周波数演算部６０１ｄ−２に入力される。回転数感応周波数演算部６０１ｄ−２は図３９に示すような特性であり、例えば４０００ｒｐｍまでは線形に増加し、４０００ｒｐｍ以上ではカットオフ周波数Ｆｃａは１２００［Ｈｚ］で一定となっている。回転数感応周波数演算部６０１ｄ−２からのカットオフ周波数Ｆｃａはリミッタ６０１ｄ−３に入力され、リミッタ６０１ｄ−３から上下限値を制限されたカットオフ周波数Ｆｃが出力される。このようにモータ回転数ｒｐｍに応じて、高速操舵時など追従性が必要な場合はＬＰＦ６０１ｄ等の各カットオフ周波数Ｆｃを大きくして応答性を上げる。また、手感が重要となる保舵時は、入力信号に含まれるノイズの影響を受け易いため、各カットオフ周波数Ｆｃを小さくして耐ノイズ性を高める。
なお、図３９の特性は一例であり、実機チューニングやシステムによって異なり、非線形で増加する場合もある。また、ＬＰＦ及びモータ逆モデルの各時定数Ｔとカットオフ周波数Ｆｃとの間には、下記数２２の関係がある。
Figure 0006658995
ｑ軸外乱推定オブザーバ６００ｑはｄ軸外乱推定オブザーバ６００ｄとほぼ同一の構成であり、帯域制限用のＬＰＦ６０１ｑ及び６０３ｑ、ｑ軸モータ逆モデル６０２ｑにはモータ回転数ｒｐｍが入力されており、ｑ軸モータ逆モデル６０２ｑにはｑ軸電流指令値iq*が入力されている。可変制御を行うインダクタンス可変制御部及びカットオフ周波数可変制御部については、上述の通りである。
図４０は実車を模擬した台上試験装置によるシミュレーション結果であり、中速ステアリング操舵状態において、ハンドルを右に切り増した場合、dq軸外乱推定オブザーバを適用することにより、適用前の図４０（Ａ）と比較して適用後の図４０（Ｂ）のdq軸電流波形の方が電流リップルが小さいので、トルクリップルが少なくなることが確認できた。また、操舵時のトルクリップルも改善がみられた。図４０ではＵ相について示しているが、他の相についても同様である。
上述の第２実施形態では、ｄｑ軸電流指令値id*及びiq*に応じてモータ逆モデル６０２ｄ及び６０２ｑのインダクタンスノミナル値Ｌdn及びＬqnを可変すると共に、モータ回転数ｒｐｍに応じてＬＰＦ及びモータ逆モデルの各カットオフ周波数Ｆｃを可変しているが、図３５に対応させて図４１に示すように、ｄｑ軸電流指令値id*及びiq*に応じてモータ逆モデル６０２ｄ及び６０２ｑのインダクタンスノミナル値Ｌdn及びＬqnを可変するだけでも良い（第３実施形態）。即ち、第３実施形態では、ｄ軸電流指令値id*がモータ逆モデル６０２ｄに入力され、ｑ軸電流指令値iq*がモータ逆モデル６０２ｑに入力され、インダクタンスノミナル値Ｌdn及びＬqnが可変される。第２実施形態のｄｑ軸外乱推定オブザーバ６００ｄＡ及び６００ｑＡでは、モータ回転数ｒｐｍに応じてカットオフ周波数Ｆｃを可変しない。
また、図４２に示す第４実施形態では、モータ回転数ｒｐｍはＬＰＦ６０１ｄ及び６０３ｄ、モータ逆モデル６０２ｄに入力されると共に、ＬＰＦ６０１ｑ及び６０３ｑ、モータ逆モデル６０２ｑに入力されている。しかし、ｄｑ軸電流指令値id*及びiq*はモータ逆モデル６０２ｄ及び６０２ｑに入力されておらず、インダクタンスノミナル値Ｌdn及びＬqnは可変されない構成である。即ち、第４実施形態では、モータ回転数ｒｐｍに応じてＬＰＦ６０１ｄ及び６０３ｄ、モータ逆モデル６０２ｄのカットオフ周波数を可変すると共に、ＬＰＦ６０１ｑ及び６０３ｑ、モータ逆モデル６０２ｑのカットオフ周波数を可変する。
図４３は本発明の第５実施形態を示しており、ＭＰＵ（ＭＣＵ）の処理時間の削減、プログラム作成時間の抑制などのためにフィルタの共用化を図っている。即ち、ＬＰＦ６０３ｄ及び６０３ｑを削除し、ｄｑ軸非干渉モデル６１０ｄ及び６１０ｑからの電流idb及びiqbをそれぞれ加算部６０７ｄ及び減算部６０７ｑに入力し、加算結果Ｖdc及び減算結果ＶqcをそれぞれＬＰＦ６０１ｄ及び６０１ｑに入力している。これによりフィルタの数を半減すると共に、要処理時間の短縮化が可能となる。
第５実施形態においても、ｄｑ軸電流指令値id*及びiq*に基づくインダクタンスノミナル値Ｌdn及びＬqnの可変、モータ回転数ｒｐｍに基づくカットオフ周波数の可変も可能である。
なお、上述ではコラム式電動パワーステアリング装置について説明しているが、本発明はラック式電動パワーステアリング装置についても同様に適用することができる。
１ ハンドル
２ コラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）
１０ トルクセンサ
２０、１００ モータ
３０ コントロールユニット（ＥＣＵ）
３５ ＰＩ制御部
３６、１６０ ＰＷＭ制御部
３７，１６１ インバータ
１１０ 角度検出部
１３０、２０３ ３相交流／ｄｑ軸変換部
１４０ ｄｑ軸非干渉制御部
２００、２００Ａ〜２００Ｃ ｄｑ軸デッドタイム補償部
２０４ ３相指令電圧演算部
２０５ 電圧検出遅れモデル
２０７ 位相調整部
２１０ 中点電圧推定部
２２０ インバータ印加電圧感応ゲイン部
２５０ 補償量制限部
２６０ インバータ印加電圧感応補償量演算部
２７０ ３相電流指令値モデル
２７１ 相電流補償符号推定部
３００ 空間ベクトル変調部
３０１ ２相／３相変換部
３０２ ３次高調波重畳部
６００ ｄｑ軸外乱推定オブザーバ
６００ｄ、６００ｄＡ、６００ｄＢ、６００ｄＣ、６００ｄＤ
ｄ軸外乱推定オブザーバ
６００ｑ、６００ｑＡ、６００ｑＢ、６００ｑＣ、６００ｑＤ
ｑ軸外乱推定オブザーバ
７００ Duty演算部

Claims (20)

  1. ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に基づいて３相ブラシレスモータをベクトル制御すると共に、前記３相ブラシレスモータの３相電流検出値をｄ軸フィードバック電流及びｑ軸フィードバック電流に変換して前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値にフィードバックし、前記フィードバックの偏差電圧を２相duty指令値に変換し、前記２相duty指令値を３相に変換してインバータを介してベクトル制御するモータ制御装置において、
    前記インバータのデッドタイム補償値を演算してデッドタイム補償を実施するｄｑ軸デッドタイム補償部と、
    前記ｄｑ軸電流指令値、モータ回転数、前記ｄｑ軸フィードバック電流及び前記偏差電圧を入力し、ｄｑ軸外乱補償値を演算して出力するｄｑ軸外乱推定オブザーバと、
    を具備し、
    前記ｄｑ軸外乱補償値を前記偏差電圧に加算して、前記インバータのデッドタイム補償で補償しきれない外乱を推定することを特徴とするモータ制御装置。
  2. 前記ｄｑ軸外乱推定オブザーバが、ｄ軸制御対象を対象とするｄ軸外乱推定オブザーバと、ｑ軸制御対象を対象とするｑ軸外乱推定オブザーバとで構成されている請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 前記ｄ軸外乱推定オブザーバが、
    前記ｄ軸外乱補償値と前記偏差電圧の加算値を入力する第１のｄ軸ＬＰＦと、
    前記ｄ軸フィードバック電流を入力するｄ軸モータ逆モデルと、
    前記ｑ軸フィードバック電流及び前記モータ角速度を入力するｄ軸非干渉モデルと、
    前記ｄ軸非干渉モデルの出力を入力する第２のｄ軸ＬＰＦと、
    前記ｄ軸モータ逆モデル及び前記第２のｄ軸ＬＰＦの偏差を、前記第１のｄ軸ＬＰＦの出力から減算する減算部と、
    前記減算部の出力を前記モータ回転数に応じて制限するｄ軸制限部と、
    で構成され、
    前記ｑ軸外乱推定オブザーバが、
    前記ｑ軸外乱補償値と前記偏差電圧の加算値を入力する第１のｑ軸ＬＰＦと、
    前記ｑ軸フィードバック電流を入力するｑ軸モータ逆モデルと、
    前記ｑ軸フィードバック電流及び前記モータ角速度を入力するｑ軸非干渉モデルと、
    前記ｑ軸非干渉モデルの出力を入力する第２のｑ軸ＬＰＦと、
    前記ｑ軸モータ逆モデル及び前記ｑ軸第２のＬＰＦの加算結果を、前記第１のｑ軸ＬＰＦの出力から減算する加減算部と、
    前記加減算部の出力を前記モータ回転数に応じて制限するｑ軸制限部と、
    で構成されている請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 前記ｄ軸非干渉モデルが、
    前記ｑ軸フィードバック電流及び前記モータ角速度を乗算するｄ軸乗算部と、前記ｄ軸乗算部の出力をゲイン倍するｄ軸ゲイン部とで構成され、
    前記ｑ軸非干渉モデルが、
    前記ｄ軸フィードバック電流及び前記モータ角速度を乗算するｑ軸乗算部と、前記ｑ軸乗算部の出力をゲイン倍する第１のｑ軸ゲイン部と、前記モータ角速度をゲイン倍する第２のｑ軸ゲイン部と、前記第１のｑ軸ゲイン部及び前記第２のｑ軸ゲイン部を加算する第２のｑ軸加算部とで構成されている請求項３に記載のモータ制御装置。
  5. 前記ｄ軸制限部が、前記モータ回転数に感応するｄ軸感応ゲイン部と、ｄ軸補償量の最大値を制限するｄ軸補償量制限部とで構成されている請求項３又は４に記載のモータ制御装置。
  6. 前記ｑ軸制限部が、前記モータ回転数に感応するｑ軸感応ゲイン部と、ｑ軸補償量の最大値を制限するｑ軸補償量制限部とで構成されている請求項３乃至５のいずれかに記載のモータ制御装置。
  7. 前記ｄｑ軸デッドタイム補償部が、操舵状態に応じた構成で前記ｄｑ軸デッドタイム補償値を演算するようになっている請求項１乃至６のいずれかに記載のモータ制御装置。
  8. 前記ｄｑ軸デッドタイム補償部が、モータ回転角に基づいて３相デッドタイム基準補償値を演算し、前記３相デッドタイム基準補償値をゲイン及び符号で処理すると共に、３相交流／ｄｑ軸変換して前記ｄｑ軸デッドタイム補償値を求めるようになっている請求項７に記載のモータ制御装置。
  9. 前記ｄｑ軸デッドタイム補償部が、前記３相モータ端子電圧に基づいて３相検出電圧を推定し、前記Duty指令値から算出した３相補正指令電圧と前記３相検出電圧の差分から前記インバータのデッドタイムによる損失電圧を推定し、前記損失電圧を補償して前記ｄｑ軸デッドタイム補償値を求めるようになっている請求項７に記載のモータ制御装置。
  10. 前記ｄｑ軸デッドタイム補償部が、前記ｄｑ軸電流指令値を３相電流指令値モデルに変換した３相電流モデル指令値の補償符号を推定すると共に、インバータ印加電圧に基づいてデッドタイム補償量を演算し、前記デッドタイム補償量に前記補償符号を乗じた値を２相に変換して前記ｄｑ軸デッドタイム補償値を求めるようになっている請求項７に記載のモータ制御装置。
  11. 前記２相duty指令値を３相に変換し、３次高調波を重畳した電圧指令値を出力する空間ベクトル変調部が設けられている請求項１乃至１０のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置。
  12. 前記ｄｑ軸電流指令値及び前記モータ回転数に基づいて、前記ｄｑ軸外乱推定オブザーバのパラメータを可変するようになっている請求項１乃至１１のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置。
  13. 前記モータ回転数に基づいて前記第１のｄ軸ＬＰＦ及び前記第２のｄ軸ＬＰＦのカットオフ周波数を可変し、前記ｄ軸電流指令値に基づいて前記ｄ軸モータ逆モデルのインダクタンス成分を可変すると共に、
    前記モータ回転数に基づいて前記第１のｑ軸ＬＰＦ及び前記第２のｑ軸ＬＰＦのカットオフ周波数を可変し、前記ｑ軸電流指令値に基づいて前記ｑ軸モータ逆モデルのインダクタンス成分を可変するようになっている請求項３に記載のモータ制御装置。
  14. 前記モータ回転数が大きいときに、前記第１のｄ軸ＬＰＦ及び前記第２のｄ軸ＬＰＦ並びに前記第１のｑ軸ＬＰＦ及び前記第２のｑ軸ＬＰＦの各カットオフ周波数を高くして応答性を上げ、前記モータ回転数が小さいときに、前記第１のｄ軸ＬＰＦ及び前記第２のｄ軸ＬＰＦ並びに前記第１のｑ軸ＬＰＦ及び前記第２のｑ軸ＬＰＦの各カットオフ周波数を低くして耐ノイズ性を高めるようになっている請求項１３に記載のモータ制御装置。
  15. 前記ｄ軸電流指令値が大きくなるに従って前記ｄ軸モータ逆モデルのインダクタンス成分が小さくなるように可変し、前記ｑ軸電流指令値が大きくなるに従って前記ｑ軸モータ逆モデルのインダクタンス成分が小さくなるように可変する請求項１３又は１４に記載のモータ制御装置。
  16. 請求項１乃至１５のいずれかに記載のモータ制御装置を搭載し、前記３相ブラシレスモータの駆動によって車両の操舵機構にアシストトルクを付与する電動パワーステアリング装置。
  17. ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に基づいて３相ブラシレスモータをベクトル制御すると共に、前記３相ブラシレスモータの３相電流検出値をｄ軸フィードバック電流及びｑ軸フィードバック電流に変換して前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値との各偏差電流を電流制御してｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を求め、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値に基づく３相duty指令値によりインバータを介して前記３相ブラシレスモータを制御するモータ制御装置において、
    前記インバータのデッドタイム補償値を演算してデッドタイム補償を実施するｄ軸デッドタイム補償部及びｑ軸デッドタイム補償部と、
    前記ｄ軸電流指令値、前記ｄ軸電圧指令値、前記ｄ軸フィードバック電流、前記ｑ軸フィードバック電流、モータ角速度及びモータ回転数を入力し、ｄ軸外乱補償値を演算して出力するｄ軸外乱推定オブザーバと、
    前記ｑ軸電流指令値、前記ｑ軸電圧指令値、前記ｑ軸フィードバック電流、前記ｄ軸フィードバック電流、前記モータ角速度及び前記モータ回転数を入力し、ｑ軸外乱補償値を演算して出力するｑ軸外乱推定オブザーバとを具備し、
    前記ｄ軸外乱推定オブザーバが、
    前記ｑ軸フィードバック電流及び前記モータ角速度を入力するｄ軸非干渉モデルと、前記ｄ軸外乱補償値と前記ｄ軸電圧指令値の第１のｄ軸加算値に前記ｄ軸非干渉モデルの出力を加算した第２のｄ軸加算値を入力するｄ軸ＬＰＦと、前記ｄ軸フィードバック電流を入力するｄ軸モータ逆モデルと、前記ｄ軸ＬＰＦの出力から前記ｄ軸モータ逆モデルの出力を減算してｄ軸偏差電圧を求めるｄ軸減算部と、前記ｄ軸偏差電圧を前記モータ回転数に応じてゲイン倍するｄ軸感応ゲイン部と、前記ｄ軸感応ゲイン部の出力を制限して前記ｄ軸外乱補償値を出力するｄ軸補償値制限部とで構成され、
    前記ｑ軸外乱推定オブザーバが、
    前記ｄ軸フィードバック電流及び前記モータ角速度を入力するｑ軸非干渉モデルと、前記ｑ軸外乱補償値と前記ｑ軸電圧指令値の第１のｑ軸加算値から前記ｑ軸非干渉モデルの出力を減算したｑ軸減算値を入力するｑ軸ＬＰＦと、前記ｑ軸フィードバック電流を入力するｑ軸モータ逆モデルと、前記ｑ軸ＬＰＦの出力から前記ｑ軸モータ逆モデルの出力を減算してｑ軸偏差電圧を求めるｑ軸減算部と、前記ｑ軸偏差電圧を前記モータ回転数に応じてゲイン倍するｑ軸感応ゲイン部と、前記ｑ軸感応ゲイン部の出力を制限して前記ｑ軸外乱補償値を出力するｄ軸補償値制限部とで構成され、
    前記ｄ軸外乱補償値を前記ｄ軸電圧指令値に加算すると共に、前記ｑ軸外乱補償値を前記ｑ軸電圧指令値に加算し、前記インバータのデッドタイム補償で補償しきれない外乱を推定することを特徴とするモータ制御装置。
  18. 前記ｄ軸感応ゲイン部のゲインが前記モータ回転数に感応する請求項１７に記載のモータ制御装置。
  19. 前記ｑ軸感応ゲイン部のゲインが前記モータ回転数に感応する請求項１７又は１８に記載のモータ制御装置。
  20. 請求項１７乃至１９のいずれかに記載のモータ制御装置を搭載し、前記３相ブラシレスモータの駆動によって車両の操舵系にアシストトルクを付与する電動パワーステアリング装置。
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