CN110651425B - 电动机控制装置以及搭载了该电动机控制装置的电动助力转向装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电动机控制装置，其能够改善电流波形的失真，提高电流控制的响应性，抑制电动机的声音、振动和扭矩脉动。本发明的电动机控制装置基于dq轴电流指令值来对三相无刷电动机进行矢量控制并将3相电流检测值变换成dq轴反馈电流并将其反馈到dq轴电流指令值，将通过反馈获得的偏差电压变换成2相占空比指令值，将2相占空比指令值变换成3相值，经由逆变器来进行矢量控制，其具备“运算出逆变器的死区时间补偿值并实施死区时间补偿”的dq轴死区时间补偿单元和“运算出dq轴外部干扰补偿值”的dq轴外部干扰估计观测器，电动机控制装置通过使dq轴外部干扰补偿值与偏差电压相加，来估计出通过死区时间补偿也补偿不了的外部干扰。

Description

电动机控制装置以及搭载了该电动机控制装置的电动助力转向装置
技术领域
本发明涉及一种电动机控制装置以及搭载了该电动机控制装置的电动助力转向装置，该电动机控制装置通过dq轴旋转坐标系对三相无刷电动机的驱动进行矢量控制，并且，进行“逆变器的死区时间补偿”。本发明尤其涉及一种电动机控制装置以及搭载了该电动机控制装置的电动助力转向装置，该电动机控制装置进行dq轴死区时间补偿，并且，通过dq轴外部干扰估计观测器来估计出“通过死区时间补偿也补偿不了”的外部干扰，而且还进行空间矢量调制，进一步改善“针对转向响应、电动机的异常音、振动和扭矩脉动”的性能，根据电动机转速来提高响应性以及抗噪性，以“感应dq轴电流指令值”的方式提高了电动机模型精度，从而改善了补偿精度。
背景技术
“通过电动机的驱动，来对控制对象进行控制”的电动机控制装置被搭载在电动助力转向装置(EPS：Electric Power Steering System)、电动助力自行车、电气列车、电动汽车等中。“搭载了电动机控制装置，利用电动机的旋转力对车辆的转向机构施加转向辅助力(辅助力)”的电动助力转向装置将作为致动器的电动机的驱动力经由减速装置由诸如齿轮或皮带之类的传送机构，向转向轴或齿条轴施加转向辅助力。为了准确地产生转向辅助力的扭矩，这样的现有的电动助力转向装置进行电动机电流的反馈(FB)控制。反馈控制通过调整电动机外加电压，以便使转向辅助指令值(电流指令值)与电动机电流检测值之间的差变小，一般来说，通过调整PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制的占空比(duty ratio)来进行电动机外加电压的调整。
参照图1对电动助力转向装置的一般结构进行说明。如图1所示，转向盘(方向盘)1的柱轴(转向轴或方向盘轴)2经过减速齿轮3、万向节4a和4b、齿轮齿条机构5、转向横拉杆6a和6b，再通过轮毂单元7a和7b，与转向车轮8L和8R相连接。另外，在柱轴2上设有“用于检测出转向盘1的转向角θh”的转向角传感器14和“用于检测出转向盘1的转向扭矩Th”的扭矩传感器10，“用于对转向盘1的转向力进行辅助”的电动机20通过减速齿轮3与柱轴2相连接。电池13对“用于控制电动助力转向装置”的控制单元(ECU)30进行供电，并且，经过点火开关11，点火信号被输入到控制单元30中。控制单元30基于由扭矩传感器10检测出的转向扭矩Th和由车速传感器12检测出的车速Vs，进行辅助(转向辅助)指令的电流指令值的运算，由“通过对运算出的电流指令值实施补偿等而得到”的电压控制指令值Vref来控制供应给电动机20的电流。此外，转向角传感器14并不是必须的，也可以不设置转向角传感器14，还有，也可以从“与电动机20相连接”的诸如分解器之类的旋转传感器处获得转向角(电动机旋转角)θ。
另外，用于收发车辆的各种信息的CAN(Controller Area Network，控制器局域网络)40被连接到控制单元30，车速Vs也能够从CAN40处获得。此外，用于收发CAN40以外的通信、模拟/数字信号、电波等的非CAN41也可以被连接到控制单元30。
在这样的电动助力转向装置中，控制单元30主要由CPU(Central ProcessingUnit，中央处理单元)(也包含MPU(Micro Processor Unit，微处理器单元)、MCU(MicroController Unit，微控制器单元)等)来构成，该CPU内部由程序执行的一般功能例如，如图2的结构所示那样。
参照图2对控制单元30的功能以及动作进行说明。如图2所示，来自扭矩传感器10的转向扭矩Th和来自车速传感器12的车速Vs被输入到转向辅助指令值运算单元31中。转向辅助指令值运算单元31基于转向扭矩Th和车速Vs并利用辅助图(assist map)等来运算出转向辅助指令值Iref1。运算出的转向辅助指令值Iref1在加法单元32A与来自用于改善特性的补偿单元34的补偿信号CM相加，相加后得到的转向辅助指令值Iref2在电流限制单元33中被限制了最大值，被限制了最大值的电流指令值Irefm被输入到减法单元32B中以便在减法单元32B中对其和电动机电流检测值Im进行减法运算。
PI控制单元35对“作为在减法单元32B中得到的减法结果”的偏差电流ΔI(＝Irefm－Im)进行诸如PI(比例积分)之类的电流控制，经过电流控制后得到的电压控制指令值Vref与调制信号(三角波载波)CF一起被输入到PWM控制单元36中以便运算出占空比指令值，通过已经运算出占空比指令值的PWM信号并且经过逆变器37来对电动机20进行PWM驱动。电动机电流检测器38检测出电动机20的电动机电流值Im，由电动机电流检测器38检测出的电动机电流值Im被反馈输入到减法单元32B中。
另外，补偿单元34首先在加法单元344中使检测出或估计出的SAT(Self-AligningTorque，自对准扭矩)343与惯性补偿值342相加，然后，在加法单元345中使“在加法单元344中得到”的加法结果与收敛性控制值341相加，最后，将“在加法单元345中得到”的加法结果作为补偿信号CM输入到加法单元32A中以便实施特性改善。
近年来，作为电动助力转向装置的致动器，三相无刷电动机已经成为了主流，并且，因为电动助力转向装置为车载产品，所以其工作温度范围很广，从故障安全的角度来看，与以家用电器产品为代表的一般工业用逆变器相比，用于驱动电动助力转向装置中的电动机的逆变器需要较长的死区时间(即，一般工业用设备用逆变器的死区时间＜EPS用逆变器的死区时间)。一般来说，因为当关断(OFF)开关元件(例如，FET(Field-EffectTransistor，场效应晶体管))的时候，存在延迟时间，所以如果同时进行上下桥臂的开关元件的关断(OFF)动作与导通(ON)动作之间的切换的话，则会发生直流链路短路的状况，为了防止发生这种状况，设置“上下桥臂的双方的开关元件处于关断(OFF)状态”的时间(死区时间)。
其结果为，电流波形失真，并且，电流控制的响应性和转向感发生恶化。例如，当转向盘处于在中心(on-center)附近的状态并且缓慢地进行转向的时候，会产生“起因于扭矩脉动等”的不连续的转向感等。还有，因为在中、高速转向时所发生的电动机的反电动势和绕组之间的干扰电压会作为外部干扰而作用于电流控制，所以会使转向追随性和反向转向时的转向感变差。还有，在中、高速转向时，转向音也变差。
“独立地设定用来控制三相无刷电动机的转子的扭矩的q轴和用来控制磁场强度的d轴，因为各个轴存在90°的关系，所以通过该矢量对相当于各个轴的电流(d轴电流指令值以及q轴电流指令值)进行控制”的矢量控制方式是已知的。
图3示出了“通过矢量控制方式来对三相无刷电动机100进行驱动控制”的场合的结构示例。如图3所示，运算出“由转向辅助指令值运算单元(未在图中示出)基于转向扭矩Th、车速Vs等来运算”的两个轴(dq轴坐标系)的转向辅助指令值，被限制了最大值的两个轴的d轴电流指令值id*以及q轴电流指令值iq*分别被输入到减法单元131d以及减法单元131q中，由减法单元131d以及减法单元131q求出的偏差电流Δid*以及偏差电流Δiq*分别被输入到PI控制单元120d以及PI控制单元120q中。在PI(Proportional-Integral，比例积分)控制单元120d以及PI控制单元120q中经过PI控制后得到的电压指令值vd以及电压指令值vq分别被输入到减法单元121d以及加法单元121q中，由减法单元121d以及加法单元121q求出的指令电压Δvd以及指令电压Δvq被输入到dq轴/3相交流变换单元150中。在dq轴/3相交流变换单元150中被变换成3个相的电压指令值Vu*、Vv*以及Vw*被输入到PWM控制单元160内的占空比指令值运算单元160A中，“以与调制信号CF同步的方式运算出”的3个相的占空比指令值Dutyu、Dutyv以及Dutyw被输入到PWM控制电路160B中。PWM控制电路160B生成3个相的PWM信号UPWM、VPWM以及WPWM,通过PWM信号，并且，经由“由如图4所示那样的具有上下桥臂的电桥结构来构成”的逆变器(逆变器外加电压VR)161来对电动机100进行驱动。上侧桥臂由作为开关元件的FETQ1、FETQ3以及FETQ5来构成，还有，下侧桥臂由FETQ2、FETQ4以及FETQ6来构成。
电流检测器162检测出电动机100的3相电动机电流iu、iv以及iw，检测出的3相电动机电流iu、iv以及iw被输入到3相交流/dq轴变换单元130中，在3相交流/dq轴变换单元130中被变换成2个相的反馈电流id以及iq分别被减法输入到减法单元131d以及减法单元131q中，并且，还被输入到dq轴解耦控制(decoupling control)单元140中。还有，旋转传感器等被安装在电动机100上，“用来对传感器信号进行处理”的角度检测单元110输出电动机旋转角θ以及因为电动机旋转角θ被输入到dq轴/3相交流变换单元150以及3相交流/dq轴变换单元130中。还有，电动机角速度ω被输入到dq轴解耦控制单元140中。来自dq轴解耦控制单元140的2个相的电压Vnid以及Vniq分别被输入到减法单元121d以及加法单元121q中，“通过减法单元121d来求得”的电压指令值Δvd以及“通过加法单元121q来求得”的电压指令值Δvq被输入到dq轴/3相交流变换单元150中。
这样的基于矢量控制方式的电动助力转向装置是“用来对驾驶员的转向进行辅助”的装置，并且，电动机的声音、振动和扭矩脉动等作为一种力的感觉经由转向盘被传递给驾驶员。作为“用来驱动逆变器”的功率器件，通常使用FET，在三相电动机的情况下，为了对电动机进行通电，如图4所示那样，针对每个相，需要使用上下桥臂中的被串联起来的FET。尽管交替地重复进行上下桥臂的FET的导通(ON)动作以及关断(OFF)动作，但由于FET不是理想的开关，其不可能按照栅极信号的指令来瞬时进行FET的导通(ON)动作以及关断(OFF)动作，所以需要导通时间和关断时间。因此，如果向上侧桥臂的FET发出的导通指令(ON指令)和向下侧桥臂的FET发出的关断指令(OFF指令)同时被输入进来的话，则存在“上侧桥臂的FET和下侧桥臂的FET同时处于导通状态(ON状态)，从而上下桥臂发生短路”的问题。因为FET的导通时间和关断时间有所不同，所以在同时向FET发出指令的情况下，在“向上侧桥臂的FET发出了ON指令，并且，导通时间短(例如，导通时间为100ns)”的场合，FET就立刻变成ON状态，但在“即使向下侧桥臂的FET发出了OFF指令，但关断时间长(例如，关断时间为400ns)”的场合，FET却不会立刻变成OFF状态，因此，可能会发生“瞬时上侧桥臂的FET变成ON状态，并且，下侧桥臂的FET也变成ON状态(例如，在400ns－100ns之间，ON－ON)”的现象。
因此，通过在经过了作为死区时间的所规定的时间之后，将ON信号赋予给栅极驱动电路，这样就不会发生“上侧桥臂的FET和下侧桥臂的FET同时处于ON状态”的现象。因为该死区时间为非线性，所以电流波形失真，控制的响应性能发生恶化，发生声音、振动和扭矩脉动。在柱轴助力式电动助力转向装置的场合，因为与通过转向盘和钢制的柱轴来进行连接的齿轮箱直接相连接的电动机的配置位置在结构上非常靠近驾驶员，所以与如图5所示那样的下游助力式电动助力转向装置相比，需要特别考虑起因于电动机的声音、振动和扭矩脉动等。在下游助力式电动助力转向装置中，电动机20经由皮带21来驱动减速齿轮3。
作为“对逆变器的死区时间进行补偿”的方法，在现有技术中，检测出“发生死区时间”的时刻，添加补偿值，通过电流控制中的dq轴上的外部干扰观测器来对死区时间进行补偿。
例如，日本专利第4681453号公报(专利文献1)和日本特开2015-171251号公报(专利文献2)公开了“用于对逆变器的死区时间进行补偿”的电动助力转向装置。在专利文献1中，具备死区时间补偿电路，该死区时间补偿电路将电流指令值输入到包括电动机和逆变器在内的电流控制环路的参考模型电路中，基于电流指令值来生成模型电流，基于模型电流来对逆变器的死区时间的影响进行补偿。还有，在专利文献2中，具备“用于对占空比指令值进行基于死区时间补偿值的补正”的死区时间补偿单元，并且，具有基本补偿值运算单元和滤波器单元，其中，该基本补偿值运算单元基于电流指令值来运算出“作为死区时间补偿值的基础值”的基本补偿值，该滤波器单元对基本补偿值进行“与LPF(Low Pass Filter，低通滤波器)相对应”的滤波处理。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第4681453号公报
专利文献2：日本特开2015-171251号公报
专利文献3：日本特开2007-252163号公报
发明内容
发明要解决的技术问题
专利文献1的装置为这样一种方式，即，计算出“基于q轴电流指令值的大小”的死区时间补偿量，使用3相电流参考模型，估计出补偿符号。在等于或小于所规定的固定值的情况下，补偿电路的输出值为“与模型电流成比例”的变化值；在等于或大于所规定的固定值的情况下，补偿电路的输出值为固定值与“与模型电流成比例的变化值”相加后得到的加法值。尽管基于电流指令来输出电压指令，但需要进行“用来决定用于输出所规定的固定值的滞后特性”的调校操作。
还有，专利文献2的装置在决定死区时间补偿值的时候，通过q轴电流指令值和“对q轴电流指令值进行低通滤波器处理后得到的补偿值”来进行死区时间补偿，这样就会产生延迟，从而存在“将被输入到电动机中的最终的电压指令并不是用来操作死区时间补偿值的电压指令”的问题。
还有，日本特开2007-252163号公报(专利文献3)公开了“通过外部干扰估计观测器来进行死区时间补偿”的技术方案。然而，尽管dq轴上的外部干扰观测器将死区时间估计为电压外部干扰，但由于在dq轴/3相坐标变换中，消除了三阶分量的信号，所以存在“效果还不够明显”的问题。
总而言之，在现有技术中，存在“检测出发生死区时间的时刻，进行前馈(FF)补偿”的方法和“根据角速度并通过反馈来对反电动势(反电动势电压)进行补偿”的方法。还有，存在“通过电流控制中的dq轴上的外部干扰观测器，同时对死区时间和反电动势等外部干扰进行补偿”的方法。在“通过前馈来对外部干扰进行补偿”的方法中，因为存在“起因于ECU的个体差异(FET以及FET的驱动电路、检测电路的个体差异等)、经年劣化(FET以及FET的驱动电路的特性的变化(作为一个具体的例子，含有死区时间的FET元件的ON动作以及OFF动作的开关特性的占空比-电流特性)、检测电路的特性变化(作为一个具体的例子，用于电流检测的分流电阻和电动机绕组的微小电阻值变化量))等”的与设计时所设定好的死区时间补偿值之间的偏差和“起因于ECU的个体差异等”的与反电动势补偿值之间的偏差，所以在仅仅通过前馈来进行补偿的场合，就有可能补偿不了外部干扰。还有，在通常的外部干扰观测器的情况下，尽管同时对死区时间和反电动势进行补偿，但也会出现“因取决于控制频带的外部干扰有时会变得太大，所以补偿不了这样的外部干扰，从而产生振荡”的情形和“取决于频带限制滤波器的设定的噪声的影响导致转向感变差”的情形。
还有，尽管通过死区时间补偿功能以及dq轴解耦控制，能够使电流失真大致得到改善，但令人担忧的是，ECU的个体差异、经年劣化等会导致“起因于死区时间”的电流失真发生变化。尽管将前馈型死区时间补偿量等的设计值写入到ECU中，并且，还将“在最初的ECU批量中测定出”的“起因于死区时间”的损耗电压例如作为固定值0.40[V]写入到ECU中，但经年劣化会导致“起因于死区时间”的损耗电压例如变化到0.42[V]，这样补偿量就会不足，从而电流失真可能会增加。在电动机中，在只有dq轴解耦控制的情况下，存在“因一阶分量以外的反电动势和个体差异，导致无法应对反电动势的偏差(一般的偏差是这样的，例如，每相一阶分量的偏差为2.6[V]/1000[rpm]反电动势(±3％)的无法应对的偏差，在将一阶分量的偏差设定为100％的情况下，五阶分量以及七阶分量的偏差为±0.3％(每个电动机的百分比都是不同的)。在dq轴上进行变换的情况下，五阶分量以及七阶分量被变换成六阶分量。)”的情形。在有瞬态转向输入(例如，像阶跃输入一样的突然的转向(将转向盘从0°瞬间转动到90°并在90°处停止)的场合，或者，追随来自轮胎的急剧的反向输入的场合等)的情况下，在只有PI控制和dq轴解耦控制的场合，有时会追随不了(输出系统以及检测系统的延迟、使用了转速的补正功能的延迟等)。电流控制(在只有PI控制的场合)的响应性例如为300Hz(在固定了PI控制响应性的场合)；在启动了响应性可变功能的情况下，根据电动机转速来改变PI控制的响应性，例如，PI控制的响应性的范围是从80Hz(保舵时)到450Hz(高速转向时)。保舵时，为了减少保舵振动，降低PI控制的响应性；高速转向时，为了提高追随性，增加PI控制的响应性。
本发明是鉴于上述情况而完成的，本发明的目的在于提供一种基于矢量控制方式的电动机控制装置以及搭载了该电动机控制装置的电动助力转向装置，该电动机控制装置通过对逆变器的死区时间进行补偿，并且，估计出“通过死区时间补偿也补偿不了”的外部干扰(将在后面描述)，这样就能够改善电流波形的失真，提高电流控制的响应性，并且，还能够抑制电动机的声音、振动和扭矩脉动。
解决技术问题的技术方案
本发明涉及一种电动机控制装置，其基于d轴电流指令值以及q轴电流指令值来对三相无刷电动机进行矢量控制，并且，将所述三相无刷电动机的3相电流检测值变换成d轴反馈电流以及q轴反馈电流然后将其分别反馈到所述d轴电流指令值以及所述q轴电流指令值，将“通过所述反馈获得”的偏差电压变换成2相占空比指令值，将所述2相占空比指令值变换成3相值，经由逆变器来进行矢量控制，本发明的上述目的可以通过下述这样来实现，即：具备dq轴死区时间补偿单元和dq轴外部干扰估计观测器，所述dq轴死区时间补偿单元运算出所述逆变器的死区时间补偿值，并且，实施死区时间补偿，所述dq轴外部干扰估计观测器输入所述dq轴电流指令值、电动机转速、所述dq轴反馈电流以及所述偏差电压，运算出dq轴外部干扰补偿值并将其输出，所述电动机控制装置通过使所述dq轴外部干扰补偿值与所述偏差电压相加，来估计出“通过所述逆变器的死区时间补偿也补偿不了”的外部干扰。
还有，本发明涉及一种电动机控制装置，其基于d轴电流指令值以及q轴电流指令值来对三相无刷电动机进行矢量控制，并且，将所述三相无刷电动机的3相电流检测值变换成d轴反馈电流以及q轴反馈电流，分别对“所述d轴电流指令值与所述d轴反馈电流之间”的偏差电流和“所述q轴电流指令值与所述q轴反馈电流之间”的偏差电流进行电流控制，求得d轴电压指令值以及q轴电压指令值，通过“基于所述d轴电压指令值以及所述q轴电压指令值”的3相占空比指令值并经由逆变器来对所述三相无刷电动机进行控制，本发明的上述目的可以通过下述这样来实现，即：具备d轴死区时间补偿单元以及q轴死区时间补偿单元、d轴外部干扰估计观测器和q轴外部干扰估计观测器，所述d轴死区时间补偿单元以及所述q轴死区时间补偿单元运算出所述逆变器的死区时间补偿值，并且，实施死区时间补偿，所述d轴外部干扰估计观测器输入所述d轴电流指令值、所述d轴电压指令值、所述d轴反馈电流、所述q轴反馈电流、电动机角速度以及电动机转速，运算出d轴外部干扰补偿值并将其输出，所述q轴外部干扰估计观测器输入所述q轴电流指令值、所述q轴电压指令值、所述q轴反馈电流、所述d轴反馈电流、所述电动机角速度以及所述电动机转速，运算出q轴外部干扰补偿值并将其输出，所述d轴外部干扰估计观测器由d轴解耦模型、d轴低通滤波器、d轴电动机逆模型、d轴减法单元、d轴感应增益单元和d轴补偿值限制单元来构成，所述d轴解耦模型输入所述q轴反馈电流以及所述电动机角速度，所述d轴低通滤波器输入“所述d轴外部干扰补偿值与所述d轴电压指令值相加后得到”的第一d轴加法值与“所述d轴解耦模型的输出”相加后得到的第二d轴加法值，所述d轴电动机逆模型输入所述d轴反馈电流，所述d轴减法单元通过从“所述d轴低通滤波器的输出”中减去“所述d轴电动机逆模型的输出”，来求得d轴偏差电压，所述d轴感应增益单元根据所述电动机转速，来使所述d轴偏差电压与增益相乘，所述d轴补偿值限制单元对“所述d轴感应增益单元的输出”进行限制，输出所述d轴外部干扰补偿值，所述q轴外部干扰估计观测器由q轴解耦模型、q轴低通滤波器、q轴电动机逆模型、q轴减法单元、q轴感应增益单元和q轴补偿值限制单元来构成，所述q轴解耦模型输入所述d轴反馈电流以及所述电动机角速度，所述q轴低通滤波器输入从“所述q轴外部干扰补偿值与所述q轴电压指令值相加后得到”的第一q轴加法值中减去“所述q轴解耦模型的输出”后得到的q轴减法值，所述q轴电动机逆模型输入所述q轴反馈电流，所述q轴减法单元通过从“所述q轴低通滤波器的输出”中减去“所述q轴电动机逆模型的输出”，来求得q轴偏差电压，所述q轴感应增益单元根据所述电动机转速，来使所述q轴偏差电压与增益相乘，所述q轴补偿值限制单元对“所述q轴感应增益单元的输出”进行限制，输出所述q轴外部干扰补偿值，所述电动机控制装置通过使所述d轴外部干扰补偿值与所述d轴电压指令值相加，并且，使所述q轴外部干扰补偿值与所述q轴电压指令值相加，来估计出“通过所述逆变器的死区时间补偿也补偿不了”的外部干扰。
还有，本发明的上述目的可以通过“搭载了上述电动机控制装置，通过所述三相无刷电动机的驱动将辅助扭矩赋予给车辆的转向系统”的电动助力转向装置来实现。发明的效果
根据本发明的电动助力转向装置，即使在因ECU的个体差异、经年劣化等而偏离了设计时所设定好的死区时间补偿值的情况下，或者，在反电动势因反电动势和电动机的个体差异而偏离了设计值的情况下，也可以进行“针对偏离了设计时所设定好的死区时间补偿值的值”的死区时间补偿和“针对偏离了设计值的值”的反电动势补偿。能够提高有“仅仅靠PI控制和dq轴解耦控制是追随不了”的瞬态转向输入的场合的追随性。还有，因为一边应用死区时间补偿，一边通过外部干扰估计观测器来估计出外部干扰，所以使针对“通过dq轴解耦控制和死区时间补偿也补偿不了”的外部干扰的补偿变得容易。还有，尽管由于在外部干扰估计观测器中存在“从检测出外部干扰到反映出外部干扰”的延迟，所以有时来不及进行补偿，但如果预先通过死区时间补偿来减少“起因于死区时间”的外部干扰的话，则观测器就可以专注于“估计出剩下来的外部干扰”这件事情，从而变得易于进行补偿。
还有，可以根据特定的转向条件来增加或减少外部干扰观测器的补偿值，例如，根据电动机转速，在需要追随性的场合，增大感应增益，在手感变得重要的保舵时，减小感应增益就可以了。通过空间矢量调制来填补“因dq轴/3相交流的坐标变换而被消除掉”的三次谐波，这样就能够准确地进行补偿。
另外，在本发明中，因为根据电动机转速来改变外部干扰估计观测器的频带限制用的LPF以及电动机逆模型的截止频率，所以能够提高响应性以及抗噪性。因为以“感应dq轴电流指令值”的方式来改变外部干扰估计观测器的电动机逆模型的电感成分(电感标称值)，所以能够提高电动机模型精度，还有，根据dq轴电流指令值，能够更进一步提高死区时间补偿的精度。
附图说明
图1是表示一般的柱轴助力式电动助力转向装置的概要的结构图。
图2是表示电动助力转向装置的控制系统的结构示例的结构框图。
图3是表示矢量控制方式的结构示例的结构框图。
图4是表示一般的逆变器的结构示例的接线图。
图5是表示下游助力式电动助力转向装置的概要的结构图。
图6是表示本发明的结构示例的结构框图。
图7是表示本发明的dq轴外部干扰估计观测器的结构示例(第1实施方式)的结构框图。
图8是表示感应增益单元的特性示例的特性图。
图9是表示补偿量限制值的一个示例的特性图。
图10是表示dq轴死区时间补偿单元的结构示例(第1实施例)的结构框图。
图11是详细地表示dq轴死区时间补偿单元的结构示例(第1实施例)的结构框图。
图12是表示中点电压估计单元的结构示例的结构框图。
图13是表示补正时刻判定单元以及补正值保持单元的详细结构示例的结构框图。
图14是表示补偿量限制单元的结构示例的结构框图。
图15是表示补偿量限制值的一个示例的特性图。
图16是表示dq轴死区时间补偿单元的结构示例(第2实施例)的结构框图。
图17是详细地表示dq轴死区时间补偿单元的结构示例(第2实施例)的结构框图。
图18是表示电流指令值感应增益单元的结构示例的结构框图。
图19是电流指令值感应增益单元内的增益单元的特性图。
图20是表示电流指令值感应增益单元的特性示例的特性图。
图21是表示补偿符号估计单元(相电流补偿符号估计单元)的动作示例的波形图。
图22是表示逆变器外加电压感应增益单元的结构示例的结构框图。
图23是表示逆变器外加电压感应增益单元的特性示例的特性图。
图24是表示相位调整单元的特性示例的特性图。
图25是表示各相角度－死区时间补偿值函数单元的动作示例的图。
图26是表示dq轴死区时间补偿单元的结构示例(第3实施例)的结构框图。
图27是表示逆变器外加电压感应补偿量运算单元的结构示例的结构框图。
图28是表示逆变器外加电压感应补偿量运算单元的特性示例的特性图。
图29是表示3相电流指令值模型的输出波形的一个示例的波形图。
图30是表示空间矢量调制单元的结构示例的结构框图。
图31是表示空间矢量调制单元的动作示例的图。
图32是表示空间矢量调制单元的动作示例的图。
图33是表示空间矢量调制单元的动作示例的时间图。
图34是表示本发明的效果的波形图。
图35是表示本发明的dq轴外部干扰估计观测器的结构示例(第2实施方式)的结构框图。
图36是表示“基于dq轴电流指令值来改变外部干扰估计观测器的电感标称值”的装置示例的结构框图。
图37是表示电流感应电感运算单元的特性示例的特性图。
图38是表示“基于电动机转速来改变外部干扰估计观测器的滤波器以及电动机逆模型的截止频率”的装置示例的结构框图。
图39是表示转速感应频率运算单元的特性示例的特性图。
图40是表示本发明的效果的波形图。
图41是详细地表示本发明的dq轴外部干扰估计观测器的结构示例(第3实施方式)的结构框图。
图42是详细地表示本发明的dq轴外部干扰估计观测器的结构示例(第4实施方式)的结构框图。
图43是详细地表示本发明的结构示例(第5实施方式)的结构框图。
具体实施方式
尽管通过死区时间补偿功能以及dq轴解耦控制，能够使电流失真大致得到改善，但令人担忧的是，ECU的个体差异、经年劣化等会导致“起因于死区时间”的电流失真发生变化。还有，在只有dq轴解耦控制的情况下，存在“因一阶分量以外的电动机反电动势补偿和电动机的个体差异，导致无法应对反电动势的偏差”的情形。另外，在有瞬态转向输入的情况下，在只有dq轴解耦控制和PI控制的场合，存在“因输出系统以及检测系统的延迟、使用了电动机转速的补正功能的延迟等，导致无法追随”的问题。为了解决这些问题，以“改善通过死区时间补偿、dq轴解耦控制以及PI控制也补偿不了的电流失真，并且，提高控制的响应性”为目的，在本发明中，提出了“考虑了dq轴解耦”的dq轴外部干扰估计观测器的结构。
还有，在本发明中，通过根据电动机转速来改变dq轴外部干扰估计观测器的频带限制用的LPF的截止频率，这样就提高了响应性以及抗噪性，并且，通过以“感应dq轴电流指令值”的方式来改变电动机逆模型的电感成分(电感标称值)，这样就提高了模型精度，而且还进一步提高了死区时间补偿的精度。
尽管可以将本发明的电动机控制装置应用在电动助力自行车、电气列车、电动汽车等中，但在这里，对“将本发明的电动机控制装置搭载在电动助力转向装置中”的例子进行说明。
下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。
与图3相对应的图6示出了本发明的整体结构。如图6所示，设置了“输入电动机角速度ω、电动机转速rpm、dq轴的反馈电流iq以及id和来自加法单元122d以及加法单元122q的将在后面描述的电压指令值Vd2以及Vq2，并且，输出dq轴外部干扰补偿值Vcmp_d以及Vcmp_q”的dq轴外部干扰估计观测器600。在dq轴电压路径中设置了加法单元122d以及加法单元122q，并且，在加法单元122d的后一级以及加法单元122q的后一级还分别设置了加法单元123d以及加法单元123q。dq轴外部干扰补偿值Vcmp_d以及Vcmp_q分别被输入到加法单元122d以及加法单元122q中。还有，设置了“输入电动机端子电压等，并且，运算出dq轴上的死区时间补偿值Vd*以及Vq*”的dq轴死区时间补偿单元200。“由dq轴死区时间补偿单元200运算出”的死区时间补偿值Vd*以及Vq*分别被输入到加法单元123d以及加法单元123q中。
此外，角度检测单元110通过对角度进行微分来运算出电动机转速rpm。还有，尽管电动机角速度ω与电动机转速rpm相同，也是通过角度检测单元110来运算出的，但因为考虑了ω＝P×n×2π/60(P是极对数，n是电动机转速)，所以电动机角速度ω的单位就变成[rad/s]，在电流控制运算中使用电动机角速度ω。另一方面，电动机转速rpm是机械角转速，电动机转速rpm的单位是[rpm]，在“改变控制条件等”中使用电动机转速rpm。电动机转速rpm被用在控制条件中，以便通过人的感觉就可以知道。
被限制了“由转向辅助指令值运算单元(未在图中示出)运算出”的转向辅助指令值的最大值的d轴电流指令值id*以及q轴电流指令值iq*分别被输入到减法单元131d以及减法单元131q中，由减法单元131d以及减法单元131q计算出的偏差电流Δid*以及偏差电流Δiq*分别被输入到PI控制单元120d以及PI控制单元120q中以便对其进行PI控制，经过PI控制(电流控制)后得到的dq轴电压vd以及vq分别被输入到减法单元121d以及加法单元121q中。来自dq轴解耦控制单元140的电压Vnid以及Vniq分别被输入到减法单元121d以及加法单元121q中，“通过减法单元121d来求得”的电压指令值Vd1以及“通过加法单元121q来求得”的电压指令值Vq1分别被输入到加法单元122d以及加法单元122q中。在加法单元122d以及加法单元122q中分别与dq轴外部干扰补偿值Vcmp_d以及Vcmp_q相加后得到的电压指令值Vd2以及电压指令值Vq2分别被输入到加法单元123d以及加法单元123q中，并且，还被输入到dq轴外部干扰估计观测器600中。在加法单元123d以及加法单元123q中分别与死区时间补偿值Vd*以及Vq*相加后得到的电压指令值Vd3以及电压指令值Vq3被输入到占空比运算单元700中，“在占空比运算单元700中以与调制信号CF同步的方式运算出”的dq轴的占空比值Duty_d**以及Duty_q**被输入到空间矢量调制单元300(将在后面对其进行详细的说明)中。“在空间矢量调制单元300中经过矢量调制后得到”的3个相的占空比值Duty_u*、Duty_v*以及Duty_w*被输入到PWM控制单元160中，与上述相同，经由PWM控制单元160以及逆变器161来对电动机100进行驱动控制。
图7示出了包括dq轴外部干扰估计观测器600(第1实施方式)在内的死区时间补偿系统的细节。如图7所示，dq轴外部干扰估计观测器600由d轴外部干扰估计观测器600d以及q轴外部干扰估计观测器600q来构成，还有，dq轴死区时间补偿单元200由d轴死区时间补偿单元200d以及q轴死区时间补偿单元200q来构成。另外，dq轴解耦控制单元140由d轴解耦控制单元140d以及q轴解耦控制单元140q来构成，电动机角速度ω以及q轴反馈电流iq被输入到d轴解耦控制单元140d中，电动机角速度ω以及d轴反馈电流id被输入到q轴解耦控制单元140q中。d轴解耦控制单元140d由乘法单元141d以及常数单元142d(Lq)来构成，还有，q轴解耦控制单元140q由乘法单元141q、常数单元142q(Ld)以及常数单元143q(φ)和加法单元144q来构成。
d轴外部干扰估计观测器600d由“输入来自加法单元122d的电压指令值vd2”的频带限制用的一阶LPF(Low Pass Filter，低通滤波器)601d、“输入d轴反馈电流id”的d轴电动机逆模型602d、“输入电动机角速度ω以及q轴反馈电流iq”的d轴解耦模型610d、“输入来自d轴解耦模型610d的电压Vdb”的LPF603d、“求得来自d轴电动机逆模型602d的电压Vda与来自LPF603d的电压Vdc之间的偏差电压(＝Vda－Vdc)”的减法单元607d、“从来自LPF601d的电压Vd4中减去偏差电压(＝Vda－Vdc)”的减法单元606d、“使感应电动机转速rpm的增益Gd与来自减法单元606d的电压Vdis_de相乘”的感应增益单元605d和“对来自感应增益单元605d的电压Vdse的上限值以及下限值进行限制，输出d轴外部干扰补偿值Vcmp_d”的补偿量限制单元604d来构成。还有，d轴解耦模型610d由“输入电动机角速度ω以及q轴反馈电流iq”的乘法单元612d和“使乘法单元612d的乘法结果与常数(Lqn)相乘，输出电压Vdb”的常数单元611d来构成。
q轴外部干扰估计观测器600q具有“与d轴外部干扰估计观测器600d几乎相同”的结构，尽管通过将附图标记“d”替换为附图标记“q”来表示相应的部分，但需要注意的是，加法单元607q的输入符号和q轴解耦模型610q的结构不同于d轴外部干扰估计观测器600d。也就是说，q轴外部干扰估计观测器600q内的q轴解耦模型610q由“输入电动机角速度ω以及d轴反馈电流id”的乘法单元612q、“使乘法单元612q的乘法结果与常数(Ldn)相乘”的常数单元611q、“使电动机角速度ω与常数(φn)相乘”的常数单元613q和“使常数单元611q的输出与常数单元613q的输出相加”的加法单元614q来构成。
“由d轴外部干扰估计观测器600d运算出”的d轴外部干扰补偿值Vcmp_d被输入到加法单元122d中，还有，“由q轴外部干扰估计观测器600q运算出”的q轴外部干扰补偿值Vcmp_q被输入到加法单元122q中。来自加法单元122d以及加法单元122q的电压指令值vd2以及电压指令值vq2分别被输入到加法单元123d以及加法单元123q中，还有，来自d轴死区时间补偿单元200d以及q轴死区时间补偿单元200q的死区时间补偿值Vd *以及Vq *分别被输入到加法单元123d以及加法单元123q中。尽管d轴死区时间补偿单元200d以及q轴死区时间补偿单元200q可以采用公知的死区时间补偿单元的结构，但是d轴死区时间补偿单元200d以及q轴死区时间补偿单元200q优选地采用将在后面描述的死区时间补偿单元200A(第1实施例)的结构、死区时间补偿单元200B(第2实施例)的结构或死区时间补偿单元200C(第3实施例)的结构。
由加法单元123d求得的电压指令值vd3被输入到减法单元124d中，减法单元124d从电压指令值vd3中减去外部干扰Vdis_d，在减法单元124d中获得的减法结果被输入到d轴控制对象(电动机)(1/(Ld·s+Rd))中，还有，由加法单元123q求得的电压指令值vq3被输入到减法单元124q中，减法单元124q从电压指令值vq3中减去外部干扰Vdis_q，在减法单元124q中获得的减法结果被输入到q轴控制对象(电动机)(1/(Lq·s+Rd))中。尽管本发明中的外部干扰Vdis_d以及外部干扰Vdis_q被称为外部干扰，但本发明中的外部干扰Vdis_d以及外部干扰Vdis_q实际上是在内部产生的干扰，在本发明中，主要是将在电动机内部产生的反电动势、在ECU内部产生的“起因于死区时间”的电压失真以及“阻碍控制电压”的电压(控制1/(Ls+R)以外的电压)表现为“外部干扰”。也就是说，外部干扰Vdis_d以及外部干扰Vdis_q是“通过dq轴解耦控制以及死区时间补偿也补偿不了”的外部干扰(起因于电路常数、电动机特性的偏差、经年变化、温度变化等的外部干扰等)。
在“将d轴电枢电压设定为Vd，将q轴电枢电压设定为Vq，将d轴电枢绕组电阻设定为Rd，将q轴电枢绕组电阻设定为Rq，将q轴感应的速度电动势设定为φω(其中，φ为交链磁通，ω为电动机角速度)，将d轴控制对象(电动机)的自感设定为Ld，将q轴控制对象(电动机)的自感设定为Lq，将拉普拉斯算子设定为s”的情况下，就可以通过1/(Ld·s+Rd)来表示d轴控制对象(电动机)，通过1/(Lq·s+Rq)来表示q轴控制对象(电动机)，并且，通过下述式1来表示d轴电枢电压Vd以及q轴电枢电压Vq。
式1
Figure BDA0002273156970000161
对上述式1求解的话，则可以获得下述式2。
式2
Vd＝(Rd+Lds)id-ωLqiq
Vq＝(Rq+Lq s)iq+ωLdid+ωφ
上述式2的d轴电枢电压Vd的右边第1项为电动机的反函数，右边第2项为解耦分量；上述式2的q轴电枢电压Vq的右边第1项为电动机的反函数，右边第2项为解耦分量，右边第3项为反电动势分量。
在外部干扰估计观测器中，通过求得“d轴上的电压指令值vd2与实际的电动机的d轴上的端子电压之间的差”来估计出外部干扰Vdis_d，还有，通过求得“q轴上的电压指令值vq2与实际的电动机的q轴上的端子电压之间的差”来估计出外部干扰Vdis_q。在“将电动机的dq轴的电枢绕组电阻的标称值设定为Rdn以及Rqn，将dq轴的自感的标称值设定为Ldn以及Lqn”的情况下，通过使用上述式2来估计出外部干扰Vdis_d以及外部干扰Vdis_q的话，则可以获得下述式3。Vdis_de0为d轴估计外部干扰电压，还有，Vdis_qe0为q轴估计外部干扰电压。
式3
Vdis_de0＝vd2-((Rdn+Ldns)id-ωLqniq)
Vdis_qe0＝vq2-((Rqn+Lqns)iq+ωLdnid+ωφn)
在电动机的观测器模型中，不仅包括了电动机的绕组电阻和自感，而且还包括了解耦分量和反电动势分量。因为外部干扰估计观测器的补偿环被构成为“从指令电压到指令电压”的正反馈，所以通过插入LPF来产生时间延迟，从而实现稳定。还有，该LPF还以“针对外部干扰估计观测器，进行频带限制，提高抗噪性”为目的。在上述式3中考虑LPF(例如，一阶的1/(T·s+1)的特性)的话，则可以获得下述式4。Vdis_de为d轴估计外部干扰电压，还有，Vdis_qe为q轴估计外部干扰电压。
式4
Figure BDA0002273156970000181
在实机调校中，有时需要根据特定的转向条件来增加或减少外部干扰估计观测器的补偿值。在需要追随性的场合，就需要增大感应增益，在手感变得重要的保舵时，就需要减小感应增益。在本发明中，按照如图8所示那样的特性，并且，根据电动机转速rpm，来改变感应增益单元605d的感应增益Gd以及感应增益单元605q的感应增益Gq。可以将感应增益Gd以及感应增益Gq设定为“以电动机转速rpm为输入”的线性函数(图8的特性A)或表(图8的特性B)。因此，按照下述式5来输出dq轴外部干扰补偿值Vcmp_d以及Vcmp_q。由于噪声等的影响，有时估计出的外部干扰会一时性地变成大的值。在将这种“一时性地变成大的值”的估计出的外部干扰原封不动地设定为外部干扰补偿值的情况下，有可能会发生过度补偿，从而导致控制系统变得不稳定。因此，在感应增益单元605d的后一级设置了补偿量限制单元604d，在感应增益单元605q的后一级设置了补偿量限制单元604q，将“超过了上限值”的估计出的外部干扰视为不规则的外部干扰，将“对这种不规则的外部干扰进行限制后获得”的值设定为补偿值。
图9示出了补偿量限制单元604d的特性示例，尽管在本特性示例中，将上限值设定为+6[V]，并且，将下限值设定为－6[V]，但可以将上限值设定在+6[V]～+10[V]的范围，还有，可以将下限值设定在－6[V]～－10[V]的范围。另外，补偿量限制单元604q具有与“补偿量限制单元604d所具有的特性”相同或相似的特性。
式5
Vcmp_d＝Gd·Vdis_de
Vcmp_q＝Gq·Vdis_qe
如图7所示，来自死区时间补偿单元200的死区时间补偿值vd *以及vq *被加到dq轴的控制系统中，还有，通过外部干扰估计观测器600d以及600q能够估计出“去除了死区时间”的外部干扰或“通过死区时间补偿也补偿不了”的外部干扰(起因于死区时间补偿模型的设计值和ECU的个体差异等、电路常数、电动机特性的偏差、经年变化、温度变化等的外部干扰)。“去除了死区时间”的外部干扰就变成下述式6，通过本功能来估计出的外部干扰就变成针对下述式6的外部干扰的估计值。在下述式6中，V* dis_d为应用了死区时间补偿时的d轴外部干扰电压，还有，V* dis_q为应用了死区时间补偿时的q轴外部干扰电压。
式6
Figure BDA0002273156970000191
接下来，对死区时间补偿单元200进行说明。对死区时间补偿单元200来说，存在几种实施例。图10的第1实施例(死区时间补偿单元200A)具有这样的特征，即，因为自动计算补偿符号以及补偿量，所以即使处于在中心附近的低负载、低速转向状态，也能够以不会发生触点抖动(chattering)的方式来进行死区时间补偿。
如图10所示，死区时间补偿单元200A由减法单元201(201U、201V、201W)以及减法单元202、中点电压估计单元210、3相指令电压运算单元204、电压检测延迟模型205、增益单元206、补偿量限制单元250以及3相交流/dq轴变换单元203来构成。
图11示出了死区时间补偿单元200A的详细结构。如图11所示，电动机旋转角θ被输入到中点电压估计单元210以及3相交流/dq轴变换单元203中，还有，电动机角速度ω被输入到中点电压估计单元210中。电动机端子电压Vu、Vv以及Vw分别经由LPF163U、LPF163V以及LPF163W后，被输入到中点电压估计单元210以及减法单元201(201U、201V、201W)中。还有，来自PWM控制单元160内的占空比指令值运算单元(未在图中示出)的占空比值Dutyu、Dutyv以及Dutyw被输入到3相指令电压运算单元204中，另外，逆变器外加电压VR被输入到中点电压估计单元210、3相指令电压运算单元204以及补偿量限制单元250中。此外，因为如果在附图中使用3个相的信号线来进行标注的话，则附图会变得很复杂，所以在图10以及图11中，实线仅仅表示了1个相的信号线，通过数字的“3”和斜线来表示3个相的信号线。将在下面进行描述的其他的实施例也采用与第1实施例相同的附图标注方法。
中点电压估计单元210基于逆变器外加电压VR来计算出中点电压的基准电压。图12示出了中点电压估计单元210的详细结构。如图12所示，由于因硬件的结构、检测误差等的影响而导致中点电压发生偏移，所以基于逆变器外加电压VR与3相电动机端子电压Vu、Vv以及Vw之间的差分来进行补正。还有，按照特定的电动机旋转角θ以及特定的电动机角速度ω的条件，来对“进行补正的时刻”进行补正。
也就是说，逆变器外加电压VR在减半单元211中被减少了一半(VR/2)，减半值(VR/2)被加法输入到减法单元217以及减法单元218中。端子电压Vu、Vv以及Vw被输入到加法单元216中以便对它们进行加法运算，在加法单元216中得到的加法结果(Vu+Vv+Vw)在除法单元(1/3)212中与1/3相乘，相乘后得到的电压“(Vu+Vv+Vw)/3”被减法输入到减法单元217中。减法单元217从减半值VR/2中减去电压“(Vu+Vv+Vw)/3”，并且，将减法结果VRna输入到补正值保持单元214中。补正时刻判定单元213基于电动机旋转角θ以及电动机角速度ω来判定补正时刻，并且，将补正信号CT输入到补正值保持单元214中。补正量限制单元215基于由补正值保持单元214保持的电压VRnb来计算出电压补正值ΔVm。
图13示出了补正时刻判定单元213以及补正值保持单元214的详细结构。如图13所示，补正时刻判定单元213由角度判定单元213－1、有效转速判定单元213－2以及AND电路213－3来构成，还有，补正值保持单元214由切换单元214－1以及保持单元(Z-1)214－2来构成。
也就是说，电动机旋转角θ被输入到角度判定单元213－1中，角度判定单元213－1进行下述式7的判定。当下述式7成立的时候，角度判定单元213－1输出判定信号JD1。
式7
179[deg]＜θ＜180[deg]
在中点补正值的运算中，在将上述式7的时刻设定为补正条件的情况下，就能够准确地对零交叉点的电压值进行采样。在该零交叉点以外的场合，因为三次谐波被叠加在电动机端子电压上，所以检测不出更加准确的值。例如，在“将按照式7的条件检测出的各个端子电压设定为Vu＝6.83[V]、Vv＝7.55[V]以及Vw＝5.94[V]，并且，将逆变器外加电压设定为13.52[V]”的时候，则(Vu+Vv+Vw)/3＝6.77[V]和VR/2＝6.76[V]成立，从而VR/2≒(Vu+Vv+Vw)/3成立，这样就成为接近中点电压的值。还有，在电动机角速度ω大的情况下，因为电动机反电动势的影响变大，所以采样精度下降，从而变得无法进行准确的补正运算。因此，有效转速判定单元213－2通过下述式8来判定“电动机角速度ω是否等于或小于能够进行补正运算的有效角速度ω0”，当电动机角速度ω等于或小于能够进行补正运算的有效角速度ω0的时候，输出判定信号JD2。
式8
ω≦ω0
判定信号JD1以及判定信号JD2被输入到AND电路213－3中，AND电路213－3按照判定信号JD1以及判定信号JD2已经被输入的AND条件来输出补正信号CT。补正信号CT作为切换信号被输入到补正值保持单元214内的切换单元214－1中，以便切换接点a和接点b。减法结果VRna被输入到接点a，还有，输出电压VRnb经由保持单元(Z-1)214－2后被输入到接点b。补正值保持单元214为了到下一个时刻为止能够输出稳定的补正值，保持值。还有，补正量限制单元215在“因噪声、反电动势、有关补正时刻的错误的判定等而导致补正量明显比一般情况下的补正量大”的情况下，就判断为“该补正量不正确”，从而将其限制在最大补正量。被限制在最大补正量的电压补正值ΔVm被输入到减法单元218中，减法单元218输出“按照下述式9运算出的”中点电压估计值Vm。中点电压估计值Vm被减法输入到减法单元201(201U、201V、201W)中。
式9
Figure BDA0002273156970000211
还有，3相占空比指令值Dutyu、Dutyv以及Dutyw和逆变器外加电压VR被输入到3相指令电压运算单元204中，3相指令电压运算单元204基于3相占空比指令值Dutyu、Dutyv以及Dutyw和逆变器外加电压VR，并且，使用下述式10，来计算出3相指令电压Vin。3相指令电压Vin被输入到电压检测延迟模型205中。此外，在式10中，Dutyref表示Dutyu、Dutyv以及Dutyw，还有，Duty50％表示“占空比为50％”，Duty100％表示“占空比为100％”。
式10
Figure BDA0002273156970000221
中点电压估计值Vm被减法输入到减法单元201(201u、201v以及201w)中，还有，经由LPF163U、LPF163V以及LPF163W之后的端子电压Vu、Vv以及Vw被加法输入到减法单元201(201u、201v以及201w)中。减法单元201u、201v以及201w按照下述式11，分别从3相端子电压Vu、Vv以及Vw中减去中点电压估计值Vm。通过这样做，就运算出了3相检测电压Vdn(Vdu、Vdv以及Vdw)。3相检测电压Vdn(Vdu、Vdv以及Vdw)被输入到作为3相损耗电压运算单元的减法单元202中。
式11
Vdu＝Vu-Vm
Vdv＝Vv-Vm
Vdw＝Vw-Vm
在进行端子电压Vu、Vv以及Vw的检测的时候，会发生“起因于ECU的噪声滤波器等”的延迟。因此，在通过直接获得3相指令电压Vin与3相检测电压Vdn之间的差分来计算出损耗电压的情况下，会产生“因相位差而造成”的误差。为了解决这个问题，在本实施例中，通过将诸如滤波器电路之类的硬件的检测延迟近似为一阶滤波器模型，以便改善相位差。本实施例的电压检测延迟模型205为“将T作为滤波器时间常数，并且，由下述式12来表示”的一阶滤波器。还有，电压检测延迟模型205也可以为二阶或更高阶的滤波器的模型。
式12
Figure BDA0002273156970000231
来自电压检测延迟模型205的3相补正指令电压Vinp被加法输入到减法单元202中，还有，来自减法单元201的3相检测电压Vdn被减法输入到减法单元202中。减法单元202通过从3相补正指令电压Vinp中减去3相检测电压Vdn，来计算出3相损耗电压PLA(Vloss_n)。也就是说，减法单元202按照下述式13来进行运算。
式13
Vloss_u＝Vinu-Vdu
Vloss_v＝Vinv-Vdv
Vloss_w＝Vinw-Vdw
3相损耗电压PLA(Vloss_n)在增益单元206中与增益PG(例如，增益PG为0.8)相乘，“3相损耗电压PLA(Vloss_n)与增益PG相乘后得到”的3相损耗电压PLB被输入到补偿量限制单元250中。尽管基本上来说，没有必要对增益PG进行调整，但在诸如“与其他补偿器的一致性”、“实际车辆的调校”、“当ECU的零部件发生变化的时侯”之类的需要进行输出调整的场合，变更增益PG。
补偿量限制单元250感应逆变器外加电压VR，图14示出了补偿量限制单元250的详细结构。也就是说，如图14所示，逆变器外加电压VR被输入到补偿量限制单元250内的补偿量上下限值运算单元251中，补偿量上下限值运算单元251按照如图15所示那样的特性来运算出补偿量限制值DTCa。也就是说，补偿量限制值DTCa具有这样的特性，即，当逆变器外加电压VR小于或等于所规定的电压VR1的时候，补偿量限制值DTCa为固定限制值DTCa1；当逆变器外加电压VR大于所规定的电压VR1并且小于所规定的电压VR2(＞VR1)的时候，补偿量限制值DTCa线性(或非线性)地增加；在逆变器外加电压VR等于或大于所规定的电压VR2的时候，补偿量限制值DTCa为固定限制值DTCa2并且保持不变。补偿量限制值DTCa被输入到切换单元252的接点a1以及比较单元255中，并且，还被输入到反转单元254中。还有，3相损耗电压PLB(Vloss_u、Vloss_v以及Vloss_w)被输入到比较单元255以及比较单元256中，并且，还被输入到切换单元252的接点b1。还有，反转单元254的输出“－DTCa”被输入到切换单元253的接点a2中。基于比较单元255的比较结果CP1来切换切换单元252的接点a1以及接点b1，还有，基于比较单元256的比较结果CP2来切换切换单元253的接点a2以及接点b2。
比较单元255对补偿量限制值DTCa和3相损耗电压PLB进行比较，并且，按照下述式14来对切换单元252的接点a1以及接点b1进行切换。还有，比较单元256对补偿量限制值－DTCa和3相损耗电压PLB进行比较，并且，按照下述式15来对切换单元253的接点a2以及接点a2进行切换。
式14
当3相损耗电压PLB≧补偿量上限值：(DTCa)的时候，切换单元252的接点a1就处于ON状态(切换单元253的接点b2＝DTCa)
当3相损耗电压PLB＜补偿量上限值：(DTCa)的时候，切换单元252的接点b1就处于ON状态(切换单元253的接点b2＝3相损耗电压PLB)
式15
当3相损耗电压PLB≦补偿量下限值：(－DTCa)的时候，切换单元253的接点a2就处于ON状态(死区时间补偿值DTC＝－DTCa)
当3相损耗电压PLB＞补偿量下限值：(－DTCa)的时候，切换单元253的接点b2就处于ON状态(死区时间补偿值DTC＝切换单元252的输出)
接下来，以与图10相对应的方式，对如图16所示的死区时间补偿单元200的第2实施例进行说明。图16的第2实施例(死区时间补偿单元200B)具有这样的特征，即，即使在“角度的相位与相电流的相位相匹配”的低速转向区域以及中速转向区域，也具有高补偿精度。
“相当于图2的转向辅助指令值Iref2”的q轴的转向辅助指令值iqref被输入到本实施例的死区时间补偿单元200B中，并且，电动机旋转角θ以及电动机角速度ω也被输入到死区时间补偿单元200B中。死区时间补偿单元200B由电流控制延迟模型208、补偿符号估计单元209、乘法单元232、乘法单元233d、乘法单元233q、加法单元221、相位调整单元207、逆变器外加电压感应增益单元220、角度－死区时间(DT)补偿值函数单元230U、角度－死区时间(DT)补偿值函数单元230V、角度－死区时间(DT)补偿值函数单元230W、乘法单元231U、乘法单元231V、乘法单元231W、3相交流/dq轴变换单元203以及电流指令值感应增益单元240来构成。
图17示出了死区时间补偿单元200B的详细结构。如图17所示，q轴转向辅助指令值iqref被输入到电流控制延迟模型208中。因ECU的噪声滤波器等，从而导致发生延迟，直到dq轴的电流指令值id *以及iq *被反映在实际电流上。因此，如果直接基于电流指令值iq *来判定符号的话，则有时会发生时间偏差。为了解决这个问题，通过将整个电流控制的延迟近似为一阶滤波器模型，从而改善相位差。电流控制延迟模型208为“将T作为滤波器时间常数，并且，由下述式16来表示”的一阶滤波器。
式16
Figure BDA0002273156970000251
“从电流控制延迟模型208输出”的电流指令值Icm被输入到电流指令值感应增益单元240以及补偿符号估计单元209中。在低电流区域，有时死区时间补偿量会发生过度补偿，电流指令值感应增益单元240具有计算出“用于根据电流指令值Icm(转向辅助指令值iqref)的大小来减少补偿量”的增益的功能。还有，通过使用加权平均滤波器来进行降低噪声的处理，以便不会因来自电流指令值Icm(转向辅助指令值iqref)的噪声等，而导致“用于减少补偿量”的增益发生振动。
电流指令值感应增益单元240具有如图18所示的结构。如图18所示，绝对值单元241计算出电流指令值Icm的绝对值|Icm|，来自绝对值单元241的绝对值|Icm|在输入限制单元242中被限制了最大值，被限制了最大值的绝对值的电流指令值经由比例变换单元243后被输入到加权平均滤波器244中。在加权平均滤波器244中被降低了噪声的电流指令值Iam被加法输入到减法单元245中。减法单元245从电流指令值Iam中减去所规定的偏移OS。“从电流指令值Iam中减去偏移OS”的理由是为了防止“起因于微小电流指令值”的触点抖动，将等于或小于偏移OS的输入值固定在最小的增益。偏移OS为固定值。“在减法单元245中从电流指令值Iam中减去偏移OS后得到的”电流指令值Ias被输入到增益单元246中。增益单元246按照如图19所示那样的增益特性，来输出电流指令值感应增益Gc。也就是说，增益单元246中的电流指令值感应增益Gc的初期值为Gca1；当电流指令值Ias等于或小于所规定的值Ias1的时候，电流指令值感应增益Gc线性地增加；当电流指令值Ias大于所规定的值Ias1的时候，电流指令值感应增益Gc为固定值Gca2并且保持不变。
还有，从电流指令值感应增益单元240输出的电流指令值感应增益Gc例如具有如图20所示那样的针对被输入进来的电流指令值Icm的特性。也就是说，电流指令值感应增益Gc具有这样一种特性，即，当电流指令值Icm等于或小于所规定的电流Icm1的时候，电流指令值感应增益Gc为固定的增益Gcc1；当电流指令值Icm大于所规定的电流Icm1并且小于所规定的电流Icm2(＞所规定的电流Icm1)的时候，电流指令值感应增益Gc随着电流指令值Icm的增加而线性(或非线性)地增加；当电流指令值Icm等于或大于所规定的电流Icm2的时候，电流指令值感应增益Gc为固定的增益Gcc2并且保持不变。
补偿符号估计单元209针对被输入进来的电流指令值Icm，按照如图21(A)以及图21(B)所示的滞后特性，来输出正(+1)或负(－1)的补偿符号SN。尽管以“电流指令值Icm的零交叉点”为基准来估计出补偿符号SN，但为了抑制触点抖动，补偿符号SN具有滞后特性。估计出的补偿符号SN被输入到乘法单元232中。在简单地基于相电流指令值模型的电流符号来决定死区时间补偿值的符号的情况下，在低负载下会发生触点抖动。当驾驶员在中心稍微向左或向右转动了转向盘的时候，会发生扭矩脉动。为了解决这个问题，在符号判定中，设置了滞后。在除“因超过了设定好的电流值，从而导致符号发生了变化”的场合以外的情况下，通过保持当前的符号，来抑制触点抖动。
来自电流指令值感应增益单元240的电流指令值感应增益Gc被输入到乘法单元232中。乘法单元232输出“电流指令值感应增益Gc与补偿符号SN相乘后得到”的电流指令值感应增益Gcs(＝Gc×SN)。电流指令值感应增益Gcs被输入到乘法单元233d以及乘法单元233q中。
还有，因为最适当的死区时间补偿量是随逆变器外加电压VR而发生变化的，所以在本实施例中运算出“与逆变器外加电压VR相对应”的电压感应增益Gv，改变死区时间补偿量。还有，“用于输入逆变器外加电压VR，并且，输出电压感应增益Gv”的逆变器外加电压感应增益单元220具有如图22所示的结构。如图22所示，逆变器外加电压VR在输入限制单元221中被限制了正/负最大值，被限制了最大值的逆变器外加电压VRnx被输入到逆变器外加电压/死区时间补偿增益变换表222中。逆变器外加电压/死区时间补偿增益变换表222的特性，例如为如图23所示那样的特性。即，当逆变器外加电压VRnx小于或等于所规定的电压9.0[V]的时候，电压感应增益Gv为固定增益Gv(＝0.7)；当逆变器外加电压VRnx大于所规定的电压9.0[V]并且小于所规定的电压15.0[V]的时候，电压感应增益Gv线性(或非线性)地增加；在逆变器外加电压VRnx等于或大于所规定的电压15.0[V]的时候，电压感应增益Gv为固定增益Gv(＝1.2)并且保持不变。拐点的逆变器外加电压9.0[V]以及15.0[V]和电压感应增益“0.7”以及“1.2”仅仅是一个示例而已，可以对它们进行适当的变更。运算出的电压感应增益Gv被输入到乘法单元231U、乘法单元231V以及乘法单元231W中。
另外，在想根据电动机角速度ω来提前或者推迟死区时间补偿的时刻的情况下，使相位调整单元207具有“根据电动机角速度ω来计算出调整角度”的功能。相位调整单元207在超前角控制的情况下，具有如图24所示那样的特性。由相位调整单元207计算出的相位调整角Δθ被输入到加法单元221中，加法单元221使相位调整角Δθ与检测出的电动机旋转角θ相加。“作为加法单元221的加法结果”的电动机旋转角θm(＝θ+Δθ)被输入到角度－死区时间(DT)补偿值函数单元230U、角度－死区时间(DT)补偿值函数单元230V以及角度－死区时间(DT)补偿值函数单元230W中，并且，还被输入到3相交流/dq轴变换单元203中。
在从“检测出电动机电角度，然后运算出占空比指令值”到“运算出的占空比指令值实际上被反映在PWM信号中”的期间，存在数十[μs]～百[μs]的时间延迟。因为电动机在这个期间中一直在旋转，所以在“运算时的电动机电角度”与“反映时的电动机电角度”之间产生相位移。为了对该相位移进行补偿，通过根据电动机角速度ω来进行超前角控制，以便调整相位。
如图25详细所示那样，角度－死区时间(DT)补偿值函数单元230U、角度－死区时间(DT)补偿值函数单元230V以及角度－死区时间(DT)补偿值函数单元230W针对相位调整后的电动机旋转角θm，在电角度0[deg]～359[deg]的范围内，输出相位彼此相差120[deg]的矩形波的各相死区时间基准补偿值Udt、Vdt以及Wdt。死区时间补偿值角度函数单元230U、死区时间补偿值角度函数单元230V以及死区时间补偿值角度函数单元230W将3个相都需要的死区时间补偿值设定为基于角度的函数，在ECU中进行实时计算，输出3个相的死区时间基准补偿值Udt、Vdt以及Wdt。死区时间基准补偿值的角度函数随ECU的死区时间的特性的不同而不同。
死区时间基准补偿值Udt、Vdt以及Wdt分别被输入到乘法单元231U、乘法单元231V以及乘法单元231W中，以便使其与电压感应增益Gv相乘。“与电压感应增益Gv相乘后得到”的3个相的死区时间补偿值Udtc(＝Gv·Udt)、Vdtc(＝Gv·Vdt)以及Wdtc(＝Gv·Wdt)被输入到3相交流/dq轴变换单元203中。3相交流/dq轴变换单元203以与电动机旋转角θm同步的方式，将3个相的死区时间补偿值Udtc、Vdtc以及Wdtc变换成2个相的dq轴的死区时间补偿值vda *以及vqa *。死区时间补偿值vda *以及vqa *分别被输入到乘法单元233d以及乘法单元233q中以便使其与电流指令值感应增益Gcs相乘。在乘法单元233d中得到的乘法结果为死区时间补偿值vd *，还有，在乘法单元233q中得到的乘法结果为死区时间补偿值vq *。死区时间补偿值vd *在加法单元123d中与电压指令值vd2相加，还有，死区时间补偿值vq *在加法单元123q中与电压指令值vq2相加。
接下来，以与图10以及图16相对应的方式，对如图26所示的死区时间补偿单元200的第3实施例进行说明。图26的第3实施例(死区时间补偿单元200C)具有这样的特征，即，即使在高速转向时，也可以简单地实施补偿。
如图26所示，死区时间补偿单元200C由加法单元273、乘法单元272、逆变器外加电压感应补偿量运算单元260、3相电流指令值模型270、相电流补偿符号估计单元271、相位调整单元207以及3相交流/dq轴变换单元203来构成。电动机旋转角θ被输入到加法单元273中，还有，电动机角速度ω被输入到相位调整单元207中。另外，逆变器外加电压VR被输入到逆变器外加电压感应补偿量运算单元260中，还有，由加法单元273计算出的“相位调整后的电动机旋转角θm”被输入到3相电流指令值模型270中。
在想根据电动机角速度ω来提前或者推迟死区时间补偿时刻的情况下，使相位调整单元207具有“根据电动机角速度ω来计算出调整角度”的功能。相位调整单元207在超前角控制的情况下，具有与图24相同的特性。“由相位调整单元207计算出”的相位调整角Δθ被输入到加法单元273中，加法单元273使相位调整角Δθ与检测出的电动机旋转角θ相加。作为加法单元273的加法结果的“相位调整后的电动机旋转角θm(＝θ+Δθ)”被输入到3相电流指令值模型270中，并且，还被输入到3相交流/dq轴变换单元203中。“设置相位调整单元207”的理由与“第2实施例的场合”相同。
因为最合适的死区时间补偿量根据逆变器外加电压VR而发生变化，所以在本实施例中运算出并改变“与逆变器外加电压VR相对应”的死区时间补偿量DTC。“输入逆变器外加电压VR，并且，输出死区时间补偿量DTC”的逆变器外加电压感应补偿量运算单元260具有如图27所示的结构，逆变器外加电压VR在输入限制单元261中被限制了正/负最大值，被限制了最大值的逆变器外加电压VRmx被输入到逆变器外加电压/死区时间补偿量变换表262中。
逆变器外加电压/死区时间补偿量变换表262例如具有如图28所示的特性。也就是说，逆变器外加电压/死区时间补偿量变换表262的特性为这样一种特性，即，当被限制了最大值的逆变器外加电压VRmx等于或低于所规定的逆变器外加电压VR1的时候，死区时间补偿量DTC为固定的死区时间补偿量DTC1；当被限制了最大值的逆变器外加电压VRmx高于所规定的逆变器外加电压VR1并且等于或低于所规定的逆变器外加电压电压VR2(＞所规定的逆变器外加电压VR1)的时候，死区时间补偿量DTC随着被限制了最大值的逆变器外加电压VRmx的增加而线性(或非线性)地增加；当被限制了最大值的逆变器外加电压VRmx高于所规定的电压VR2的时候，死区时间补偿量DTC为固定的死区时间补偿量DTC2。
d轴电流指令值id *以及q轴电流指令值iq *与电动机旋转角θm一起，被输入到3相电流指令值模型270中。3相电流指令值模型270基于d轴电流指令值id *以及q轴电流指令值iq *和电动机旋转角θm，并且，通过运算或表(table)，来计算出如图29所示那样的相位互相偏移120°的正弦波的3相电流模型指令值Icma(参照下述式17以及下述式18)。另外，3相电流模型指令值Icma因电动机的类型而异。还有，基于电动机电角度θe将d轴电流指令值iref_d以及q轴电流指令值iref_q变换成3个相的电流指令值(U相、V相以及W相)的话，则可以获得下述式17。
式17
Figure BDA0002273156970000301
基于上述式17来求得各相电流指令值的话，则可以通过下述式18来表示U相电流指令值模型iref_u、V相电流指令值模型iref_v以及W相电流指令值模型iref_w。
式18
iref_u＝iref_d·cos(θe)+iref_q·sin(θe)
Figure BDA0002273156970000302
表可以为被存储在EEPROM(Electrically Erasable and Programmable Read-Only Memory，电可擦除可编程只读存储器)中的类型的表，还有，也可以为被加载到RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)中的类型的表。在使用式18的时候，也可以预先只将sinθe存储在表中，通过使用“偏移了90°的输入θe”来运算出cosθe，还有，通过使用“偏移了120°的输入θe”等来运算出其他的sin函数项。在ROM容量足够大或者电流指令值模型为复杂的电流指令值模型(例如，伪矩形波电动机等)的情况下，预先将整个式子存储在表中。
来自3相电流指令值模型270的3相电流模型指令值Icma被输入到相电流补偿符号估计单元271中。相电流补偿符号估计单元271针对被输入进来的3相电流模型指令值Icma，通过如图21(A)以及图21(B)所示的滞后特性，来输出正(+1)或负(－1)的补偿符号SN。尽管以“3相电流模型指令值Icma的零交叉点”为基准来估计出补偿符号SN，但为了抑制触点抖动，具有滞后特性。估计出的补偿符号SN被输入到乘法单元272中。在简单地基于相电流指令值模型的电流符号来决定死区时间补偿值的符号的情况下，在低负载下会发生触点抖动。例如，当驾驶员在中心稍微向左或向右转动了转向盘的时候，会发生扭矩脉动。为了解决这个问题，在符号判定中，设置了滞后(图21(A)中的±0.25[A])。在除“因超过了设定好的电流值，从而导致符号发生了变化”的场合以外的情况下，通过保持当前的符号，来抑制触点抖动。
来自逆变器外加电压感应补偿量运算单元260的死区时间补偿量DTC被输入到乘法单元272中。乘法单元272输出“死区时间补偿量DTC与补偿符号SN相乘后得到”的死区时间补偿值DTCa(＝DTC×SN)。死区时间补偿值DTCa被输入到3相交流/dq轴变换单元203中。3相交流/dq轴变换单元203以与电动机旋转角θm同步的方式，输出2个相的死区时间补偿值vd *以及vq *。死区时间补偿值vd *在加法单元123d中与电压指令值vd2相加，还有，死区时间补偿值vq *在加法单元123q中与电压指令值vq2相加，然后，实施逆变器161的死区时间补偿。
就这样，在第3实施例中，将dq轴电流指令值变换成3个相的电流模型指令值，并且，估计出补偿符号，基于逆变器外加电压来运算出逆变器的死区时间补偿量，通过“基于估计出的补偿符号”的死区时间补偿值来对dq轴上的电压指令值进行前馈控制(也就是说，通过使“基于估计出的补偿符号”的死区时间补偿值与dq轴上的电压指令值相加来进行补偿)。在估计“死区时间的补偿符号”的时候，使用3相电流模型指令值，基于逆变器外加电压VR来计算出死区时间补偿量，还有，根据电流指令值(id *以及iq *)的大小和逆变器外加电压VR的大小来改变补偿值，从而使其具有最适当的大小和方向。
此外，也可以根据转向条件，以切换方式来使用如图10所示的死区时间补偿单元200的第1实施例、如图16所示的死区时间补偿单元200的第2实施例以及如图26所示的死区时间补偿单元200的第3实施例，或者，也可以只使用死区时间补偿单元200的这3个实施例中的任意1个实施例。
接下来，对空间矢量调制进行说明。在本发明中，为了减少运算次数等，在将空间矢量的维度从电压的维度变换成占空比的维度之后，进行空间矢量变换运算。如图30所示，空间矢量调制单元300只要具有“将dq轴空间的2相占空比值(占空比指令值Duty_d **以及Duty_q **)变换成3相占空比值(Duty_u、Duty_v以及Duty_w)，使三次谐波叠加在3相占空比值(Duty_u、Duty_v以及Duty_w)上，并且，输出3个相的占空比指令值Duty_u *、Duty_v *以及Duty_w *”的功能就可以了。例如，空间矢量调制单元300可以使用由本申请人以前提出的日本特开2017-70066号公报和WO/2017/098840中所记载的空间矢量调制的方法。
也就是说，在通过电压的式子来对空间矢量调制进行说明的情况下，空间矢量调制具有这样的功能，即，通过基于dq轴空间的电压指令值Vd3以及Vq3、电动机旋转角θ以及扇区号n(#1～#6)来进行如下所述的坐标变换，并且，将“用来对电桥结构的逆变器的FET(上侧桥臂FETQ1、FETQ3以及FETQ5和下侧桥臂FETQ2、FETQ4以及FETQ6)的ON/OFF进行控制，并且，与扇区#1～#6相对应”的开关模式S1～S6供应给电动机，以便对电动机的旋转进行控制。关于坐标变换，在空间矢量调制中，基于下述式19并且通过坐标变换，将电压指令值Vd3以及Vq3变换成α－β坐标系中的电压矢量Vα以及Vβ。还有，图31示出了被用于这个坐标变换的坐标轴与电动机旋转角θ之间的关系。
式19
Figure BDA0002273156970000321
此外，在将逆变器外加电压设定为VR的情况下，可以通过下述式20来表示占空比指令值Duty_d以及Duty_q与电压指令值Vd3以及Vq3之间的关系。
式20
Vd3＝VR×Duty_d/Duty100％
Vq3＝VR×Duty_q/Duty100％
还有，在d－q坐标系中的目标电压矢量与α－β坐标系中的目标电压矢量之间存在如下述式21那样的关系，另外，目标电压矢量V的绝对值被保存起来。
式21
Figure BDA0002273156970000322
在空间矢量控制的开关模式中，根据FET(Q1～Q6)的开关模式S1～S6，并且，通过如图32的空间矢量图所示的8种离散基准电压矢量V0～V7(相位彼此相差π/3[rad]的非零电压矢量V1～V6和零电压矢量V0以及V7)，来定义逆变器的输出电压。还有，对这些基准输出电压矢量V0～V7的选择和它们的发生时间进行控制。另外，通过使用相邻的基准输出电压矢量所夹的6个区域，就能够将空间矢量划分为6个扇区#1～#6，目标电压矢量V属于扇区#1～#6中的某一个扇区，可以分配扇区号。基于目标电压矢量V的α－β坐标系中的旋转角γ，就能够求出“作为Vα以及Vβ的合成矢量的目标电压矢量V到底存在于在α－β空间中被分成正六边形的如图32所示那样的扇区中的哪一个扇区”。还有，旋转角γ作为电动机的旋转角θ与“通过d－q坐标系中的电压指令值Vd3与电压指令值Vq3之间的关系来获得”的相位δ的和，是通过γ＝θ+δ来决定的。
图33示出了“为了通过基于空间矢量控制的逆变器的开关模式S1、S3、S5的数字控制来使目标电压矢量V从逆变器输出，决定针对FET的ON/OFF信号S1～S6(开关模式)中的开关脉冲宽度和该时刻”的基本时间图。还有，空间矢量调制在每个规定的采样周期Ts，在采样周期Ts内进行运算等，并且，在下一个采样周期Ts将该运算结果变换成开关模式S1～S6中的开关脉冲宽度和该时刻并将它们输出。
空间矢量调制生成与“基于目标电压矢量V来求出”的扇区号相对应的开关模式S1～S6。图33示出了在扇区号#1(n＝1)的场合的逆变器的FET的开关模式S1～S6的一个示例。信号S1、S3以及S5表示“与上侧桥臂相对应”的FETQ1、FETQ3以及FETQ5的栅极信号。横轴表示时间，Ts为“与开关周期相对应，被划分为8个时间段，由T0/4、T1/2、T2/2、T0/4、T0/4、T2/2、T1/2以及T0/4来构成”的周期。还有，时间段T1以及T2分别为依存于扇区号n以及旋转角γ的时间。
图34(A)以及图34(B)示出了“基于模拟了实际车辆的台架试验装置”的模拟结果。在中速转向状态下，在以增加转动的转向方式使转向盘向右转动的情况下，如图34(A)以及图34(B)所示那样，通过应用dq轴外部干扰估计观测器，与“应用dq轴外部干扰估计观测器之前”的图34(A)相比，可以确认，“应用dq轴外部干扰估计观测器之后”的图34(B)的dq轴电流波形中出现的电流脉动变得比较小，因此，减少了扭矩脉动。还有，转向时的扭矩脉动也得到改善。尽管图34(A)以及图34(B)仅仅示出了U相的模拟结果，但其他的相也具有同样的模拟结果。
与图7相对应的图35示出了包括dq轴外部干扰估计观测器600在内的死区时间补偿系统的第2实施方式。如图35所示，dq轴外部干扰估计观测器600由d轴外部干扰估计观测器600dA以及q轴外部干扰估计观测器600qA来构成。在第2实施方式中，也设置了“具有与第1实施方式相同的结构以及功能”的d轴死区时间补偿单元200d以及q轴死区时间补偿单元200q和d轴解耦控制单元140d以及q轴解耦控制单元140q。因此，d轴死区时间补偿单元200d以及q轴死区时间补偿单元200q和d轴解耦控制单元140d以及q轴解耦控制单元140q的说明被省略。
第2实施方式与第1实施方式之间的区别在于“在第2实施方式中，dq轴电动机逆模型602d以及602q的参数是可变的”和“在第2实施方式中，dq轴的LPF601d以及LPF603d和LPF601q以及LPF603q的截止频率也是可变的”。
在第2实施方式中，d轴反馈电流id以及“作为参数可变信号”的d轴电流指令值id*被输入到d轴电动机逆模型602d中，还有，q轴反馈电流iq以及“作为参数可变信号”的q轴电流指令值iq*被输入到q轴电动机逆模型602q中，并且，根据d轴电流指令值id*以及q轴电流指令值iq*来改变电感标称值Ldn以及Lqn。也就是说，因为随着电动机电流的增加，根据所使用的电动机的不同，电动机的电感可能会因磁饱和等的影响而发生变动，所以通过以“感应d轴电流指令值id*”的方式来改变d轴电动机逆模型602d的电感标称值Ldn，还有，以“感应q轴电流指令值iq*”的方式来改变q轴电动机逆模型602q的电感标称值Lqn，这样就提高了电动机模型的精度，从而提高了“基于外部干扰观测器”的补偿精度。
图36(A)示出了“用来改变电感标称值Ldn”的电感可变控制单元的结构示例，还有，图36(B)示出了“用来改变电感标称值Lqn”的电感可变控制单元的结构示例。如图36(A)以及图36(B)所示那样，d轴电流指令值id*以及q轴电流指令值iq*分别被输入到绝对值单元602d-1以及绝对值单元602q-1中，还有，绝对值|id*|以及绝对值|iq*|分别被输入到电流感应电感运算单元602d-2以及电流感应电感运算单元602q-2中。电流感应电感运算单元602d-2按照如图37(A)所示那样的平稳的减少特性来输出电感标称值Ldna，还有，电流感应电感运算单元602q-2按照如图37(B)所示那样的比较陡峭的减少特性来输出电感标称值Lqna。来自电流感应电感运算单元602d-2的电感标称值Ldna以及来自电流感应电感运算单元602q-2的电感标称值Lqna分别被输入到限制器602d-3以及限制器602q-3中。限制器602d-3输出被限制了上限值以及下限值的电感标称值Ldn，还有，限制器602q-3输出被限制了上限值以及下限值的电感标称值Lqn。
此外，图37(A)以及图37(B)的特性仅仅是电流感应电感运算单元所具有的特性的一个示例而已，电流感应电感运算单元所具有的特性因所使用的电动机的不同而不同，有时，其可以是非线性地减少的特性。
还有，在d轴外部干扰估计观测器600d中，电动机转速rpm被输入到LPF601d、LPF603d以及d轴电动机逆模型602d中，根据电动机转速rpm来改变LPF601d的截止频率Fc、LPF603d的截止频率Fc以及d轴电动机逆模型602d的截止频率Fc。同样地，在q轴外部干扰估计观测器600q中，电动机转速rpm被输入到LPF601q、LPF603q以及q轴电动机逆模型602q中，根据电动机转速rpm来改变LPF601q的截止频率Fc、LPF603q的截止频率Fc以及q轴电动机逆模型602q的截止频率Fc。“用来改变截止频率Fc”的截止频率可变控制单元的结构都是相同的，例如，针对LPF601d的截止频率可变控制单元具有如图38所示的结构。也就是说，如图38所示那样，电动机转速rpm被输入到绝对值单元601d-1中，然后，绝对值|rpm|被输入到转速感应频率运算单元601d-2中。转速感应频率运算单元601d-2具有如图39所示那样的特性，例如，如图39所示，当电动机转速rpm低于4000rpm的时候，截止频率Fca线性地增加；当电动机转速rpm等于或高于4000rpm的时候，截止频率Fca为1200[Hz]并且保持不变。来自转速感应频率运算单元601d-2的截止频率Fca被输入到限制器601d-3中，限制器601d-3输出被限制了上限值以及下限值的截止频率Fc。就这样，根据电动机转速rpm，在诸如“高速转向时”之类的需要追随性的场合，通过增加LPF601d等的各个截止频率Fc，来提高响应性。还有，在手感变得重要的保舵时，因为容易受到输入信号中包含的噪声的影响，所以通过降低各个截止频率Fc，来提高抗噪性。
此外，图39的特性仅仅是转速感应频率运算单元所具有的特性的一个示例而已，转速感应频率运算单元所具有的特性因实机调校和系统的不同而不同，有时，其可以是非线性地增加的特性。还有，在LPF以及电动机逆模型的各个时间常数T与截止频率Fc之间存在如下述式22那样的关系。
式22
Figure BDA0002273156970000351
q轴外部干扰估计观测器600q具有“与d轴外部干扰估计观测器600d几乎相同”的结构，电动机转速rpm被输入到频带限制用的LPF601q以及LPF603q和q轴电动机逆模型602q中，还有，q轴电流指令值iq*被输入到q轴电动机逆模型602q中。“用来进行可变控制”的电感可变控制单元和截止频率可变控制单元如上所述。
图40(A)以及图40(B)示出了“基于模拟了实际车辆的台架试验装置”的模拟结果。在中速转向状态下，在以增加转动的转向方式使转向盘向右转动的情况下，如图40(A)以及图40(B)所示那样，通过应用dq轴外部干扰估计观测器，与“应用dq轴外部干扰估计观测器之前”的图40(A)相比，可以确认，“应用dq轴外部干扰估计观测器之后”的图40(B)的dq轴电流波形中出现的电流脉动变得比较小，因此，减少了扭矩脉动。还有，转向时的扭矩脉动也得到改善。尽管图40(A)以及图40(B)仅仅示出了U相的模拟结果，但其他的相也具有同样的模拟结果。
尽管在如上所述的第2实施方式中，根据dq轴电流指令值id*以及iq*来改变d轴电动机逆模型602d的电感标称值Ldn以及q轴电动机逆模型602q的电感标称值Lqn，并且，还根据电动机转速rpm来改变LPF以及电动机逆模型的各个截止频率Fc，但如“与图35相对应”的图41所示那样，也可以只根据dq轴电流指令值id*以及iq*来改变d轴电动机逆模型602d的电感标称值Ldn以及q轴电动机逆模型602q的电感标称值Lqn(第3实施方式)。也就是说，在第3实施方式中，d轴电流指令值id*被输入到d轴电动机逆模型602d中，还有，q轴电流指令值iq*被输入到q轴电动机逆模型602q中，并且，根据d轴电流指令值id*以及q轴电流指令值iq*来改变电感标称值Ldn以及Lqn。在第3实施方式的d轴外部干扰估计观测器600dB以及q轴外部干扰估计观测器600qB中，不根据电动机转速rpm来改变截止频率Fc。
还有，在如图42所示的第4实施方式中，电动机转速rpm被输入到LPF601d、LPF603d以及d轴电动机逆模型602d中，并且，还被输入到LPF601q、LPF603q以及q轴电动机逆模型602q中。然而，在第4实施方式中，d轴电流指令值id*以及q轴电流指令值iq*没有被输入到d轴电动机逆模型602d以及q轴电动机逆模型602q中，并且，不根据d轴电流指令值id*以及q轴电流指令值iq*来改变电感标称值Ldn以及Lqn。也就是说，在第4实施方式中，根据电动机转速rpm，来改变LPF601d的截止频率、LPF603d的截止频率以及d轴电动机逆模型602d的截止频率，并且还改变LPF601q的截止频率、LPF603q的截止频率以及q轴电动机逆模型602q的截止频率。
图43示出了本发明的第5实施方式。为了减少“MPU(MCU)的处理时间”和缩短“编写程序的时间”等，在第5实施方式中，实现了“滤波器共享”。也就是说，在第5实施方式中，删除了LPF603d以及LPF603q，来自dq轴解耦模型610d以及610q的电流idb以及电流iqb分别被输入到加法单元607d以及减法单元607q中，并且，加法结果Vdc以及减法结果Vqc分别被输入到LPF601d以及LPF601q中。通过这样做，就能够使滤波器的数目减少了一半，并且，还减少了所需的处理时间。
此外，在第5实施方式中，也可以根据dq轴电流指令值id*以及iq*来改变电感标称值Ldn以及Lqn，还有，也可以根据电动机转速rpm来改变截止频率。
此外，尽管在如上所述的实施方式中，针对柱轴助力式电动助力转向装置来进行了说明，但同样地，也可以将本发明应用在齿条助力式电动助力转向装置中。
附图标记说明
1                                    转向盘(方向盘)
2                                    柱轴(转向轴或方向盘轴)
10                                   扭矩传感器
20、100                               电动机
30                                   控制单元(ECU)
35                                   PI控制单元
36、160                               PWM控制单元
37、161                               逆变器
110                                  角度检测单元
130、203                              3相交流/dq轴变换单元
140                                  dq轴解耦控制单元
200、200A、200B、200C                   dq轴死区时间补偿单元
204                                  3相指令电压运算单元
205                                  电压检测延迟模型
207                                  相位调整单元
210                                  中点电压估计单元
220                                  逆变器外加电压感应增益单元
250                                  补偿量限制单元
260                                  逆变器外加电压感应补偿量运算单元
270                                  3相电流指令值模型
271                                  相电流补偿符号估计单元
300                                  空间矢量调制单元
301                                  2相/3相变换单元
302                                  三次谐波叠加单元
600                                  dq轴外部干扰估计观测器
600d、600dA、600dB、600dC、600dD         d轴外部干扰估计观测器
600q、600qA、600qB、600qC、600qD         q轴外部干扰估计观测器
700                                  占空比运算单元

Claims (17)

1.一种电动机控制装置，其基于d轴电流指令值以及q轴电流指令值来对三相无刷电动机进行矢量控制，并且，将所述三相无刷电动机的三相电流检测值变换成d轴反馈电流以及q轴反馈电流，然后将它们分别反馈到所述d轴电流指令值以及所述q轴电流指令值，由此求出d轴偏差电流以及q轴偏差电流，根据所述d轴偏差电流以及所述q轴偏差电流，求出d轴电压指令值以及q轴电压指令值，并根据基于所述d轴电压指令值以及所述q轴电压指令值的三相占空比指令值，经由逆变器来控制所述三相无刷电动机，其特征在于：
所述电动机控制装置具备dq轴死区时间补偿单元、d轴外部干扰估计观测器和q轴外部干扰估计观测器，
所述dq轴死区时间补偿单元运算出所述逆变器的dq轴死区时间补偿值，并实施死区时间补偿，
所述d轴外部干扰估计观测器输入所述d轴电流指令值、所述q轴电流指令值、电动机转速、电动机角速度、所述d轴反馈电流、所述q轴反馈电流以及补正后d轴电压指令值，运算出d轴外部干扰补偿值并将其输出，
所述q轴外部干扰估计观测器输入所述d轴电流指令值、所述q轴电流指令值、所述电动机转速、所述电动机角速度、所述d轴反馈电流、所述q轴反馈电流以及补正后q轴电压指令值，运算出q轴外部干扰补偿值并将其输出，
所述电动机控制装置通过使所述d轴外部干扰补偿值与所述d轴电压指令值相加而得到所述补正后d轴电压指令值，并且，使所述q轴外部干扰补偿值与所述q轴电压指令值相加而得到所述补正后q轴电压指令值，并根据基于所述补正后d轴电压指令值以及所述补正后q轴电压指令值的三相占空比指令值，经由所述逆变器来控制所述三相无刷电动机。
2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述d轴外部干扰估计观测器由第一d轴低通滤波器、d轴电动机逆模型、d轴解耦模型、第二d轴低通滤波器、减法单元和d轴限制单元构成，
所述第一d轴低通滤波器输入所述d轴外部干扰补偿值与所述d轴电压指令值相加而得到的加法值作为所述补正后d轴电压指令值，
所述d轴电动机逆模型输入所述d轴反馈电流，
所述d轴解耦模型输入所述q轴反馈电流以及所述电动机角速度，
所述第二d轴低通滤波器输入所述d轴解耦模型的输出，
所述减法单元从所述第一d轴低通滤波器的输出中减去所述d轴电动机逆模型的输出与所述第二d轴低通滤波器的输出之间的偏差，
所述d轴限制单元根据所述电动机转速来对所述减法单元的输出进行限制，
所述q轴外部干扰估计观测器由第一q轴低通滤波器、q轴电动机逆模型、q轴解耦模型、第二q轴低通滤波器、加法以及减法单元和q轴限制单元构成，
所述第一q轴低通滤波器输入所述q轴外部干扰补偿值与所述q轴电压指令值相加而得到的加法值作为所述补正后q轴电压指令值，
所述q轴电动机逆模型输入所述q轴反馈电流，
所述q轴解耦模型输入所述d轴反馈电流以及所述电动机角速度，
所述第二q轴低通滤波器输入所述q轴解耦模型的输出，
所述加法以及减法单元从所述第一q轴低通滤波器的输出中减去所述q轴电动机逆模型的输出与所述第二q轴低通滤波器的输出相加而得到的加法结果，
所述q轴限制单元根据所述电动机转速来对所述加法以及减法单元的输出进行限制。
3.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述d轴解耦模型由d轴乘法单元和d轴增益单元构成，
所述d轴乘法单元使所述q轴反馈电流与所述电动机角速度相乘，
所述d轴增益单元使所述d轴乘法单元的输出与增益相乘，
所述q轴解耦模型由q轴乘法单元、第一q轴增益单元、第二q轴增益单元和第二q轴加法单元构成，
所述q轴乘法单元使所述d轴反馈电流与所述电动机角速度相乘，
所述第一q轴增益单元使所述q轴乘法单元的输出与增益相乘，
所述第二q轴增益单元使所述电动机角速度与增益相乘，
所述第二q轴加法单元使所述第一q轴增益单元的输出与所述第二q轴增益单元的输出相加。
4.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述d轴限制单元由d轴感应增益单元和d轴补偿量限制单元构成，
所述d轴感应增益单元将感应所述电动机转速而得到的感应增益与所述减法单元的输出相乘，由此调整所述减法单元的输出，求出d轴补偿量，
所述d轴补偿量限制单元对所述d轴补偿量的最大值进行限制，而作为所述d轴外部干扰补偿值进行输出。
5.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述q轴限制单元由q轴感应增益单元和q轴补偿量限制单元构成，
所述q轴感应增益单元将感应所述电动机转速而得到的感应增益与所述加法以及减法单元的输出相乘，由此调整所述加法以及减法单元的输出，求出q轴补偿量，
所述q轴补偿量限制单元对所述q轴补偿量的最大值进行限制，而作为所述q轴外部干扰补偿值进行输出。
6.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述dq轴死区时间补偿单元通过与转向状态相对应的结构，来运算出所述dq轴死区时间补偿值。
7.根据权利要求6所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述dq轴死区时间补偿单元基于电动机旋转角来运算出三相死区时间基准补偿值，通过增益以及符号来对所述三相死区时间基准补偿值进行处理，然后，对其进行三相交流/dq轴变换，以便求得所述dq轴死区时间补偿值。
8.根据权利要求6所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述dq轴死区时间补偿单元基于三相电动机端子电压来估计出三相检测电压，根据基于二相占空比指令值计算出的三相补正指令电压与所述三相检测电压之间的差分来估计出起因于所述逆变器的死区时间的损耗电压，通过对所述损耗电压进行补偿来求得所述dq轴死区时间补偿值。
9.根据权利要求6所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述dq轴死区时间补偿单元估计出将所述d轴电流指令值以及所述q轴电流指令值变换成三相电流指令值模型的三相电流模型指令值的补偿符号，并且，基于对所述逆变器施加的电压来运算出死区时间补偿量，通过将所述死区时间补偿量与所述补偿符号相乘而得到的值变换成二相值来求得所述dq轴死区时间补偿值。
10.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于：
所述电动机控制装置设置了空间矢量调制单元，
所述空间矢量调制单元将二相占空比指令值变换成三相值，并且，输出通过使三次谐波叠加在所述三相值上而获得的电压指令值。
11.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于：
基于所述d轴电流指令值、所述q轴电流指令值以及所述电动机转速来改变所述dq轴外部干扰估计观测器的参数。
12.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于：
基于所述电动机转速来改变所述第一d轴低通滤波器的截止频率以及所述第二d轴低通滤波器的截止频率，基于所述d轴电流指令值来改变所述d轴电动机逆模型的电感成分，并且，基于所述电动机转速来改变所述第一q轴低通滤波器的截止频率以及所述第二q轴低通滤波器的截止频率，基于所述q轴电流指令值来改变所述q轴电动机逆模型的电感成分。
13.根据权利要求12所述的电动机控制装置，其特征在于：
在所述电动机转速大的情况下，通过提高所述第一d轴低通滤波器的截止频率以及所述第二d轴低通滤波器的截止频率和所述第一q轴低通滤波器的截止频率以及所述第二q轴低通滤波器的截止频率，来提高响应性；在所述电动机转速小的情况下，通过降低所述第一d轴低通滤波器的截止频率以及所述第二d轴低通滤波器的截止频率和所述第一q轴低通滤波器的截止频率以及所述第二q轴低通滤波器的截止频率，来提高抗噪性。
14.根据权利要求12所述的电动机控制装置，其特征在于：
使所述d轴电动机逆模型的电感成分随所述d轴电流指令值的增加而减小，使所述q轴电动机逆模型的电感成分随所述q轴电流指令值的增加而减小。
15.一种电动助力转向装置，其特征在于：
搭载了权利要求1所述的电动机控制装置，通过所述三相无刷电动机的驱动将辅助扭矩赋予给车辆的转向机构。
16.一种电动机控制装置，其基于d轴电流指令值以及q轴电流指令值来对三相无刷电动机进行矢量控制，并且，将所述三相无刷电动机的三相电流检测值变换成d轴反馈电流以及q轴反馈电流，分别对所述d轴电流指令值与所述d轴反馈电流之间的d轴偏差电流和所述q轴电流指令值与所述q轴反馈电流之间的q轴偏差电流进行电流控制，求得d轴电压指令值以及q轴电压指令值，通过基于所述d轴电压指令值以及所述q轴电压指令值的三相占空比指令值并经由逆变器来对所述三相无刷电动机进行控制，其特征在于：
所述电动机控制装置具备d轴死区时间补偿单元、q轴死区时间补偿单元、d轴外部干扰估计观测器和q轴外部干扰估计观测器，
所述d轴死区时间补偿单元以及所述q轴死区时间补偿单元运算出所述逆变器的死区时间补偿值，并且实施死区时间补偿，
所述d轴外部干扰估计观测器输入所述d轴电流指令值、补正后d轴电压指令值、所述d轴反馈电流、所述q轴反馈电流、电动机角速度以及电动机转速，运算出d轴外部干扰补偿值并将其输出，
所述q轴外部干扰估计观测器输入所述q轴电流指令值、补正后q轴电压指令值、所述q轴反馈电流、所述d轴反馈电流、所述电动机角速度以及所述电动机转速，运算出q轴外部干扰补偿值并将其输出，
所述d轴外部干扰估计观测器由d轴解耦模型、d轴低通滤波器、d轴电动机逆模型、d轴减法单元、d轴感应增益单元和d轴补偿值限制单元构成，
所述d轴解耦模型输入所述q轴反馈电流以及所述电动机角速度，
所述d轴低通滤波器输入所述d轴外部干扰补偿值与所述d轴电压指令值相加而得到的补正后d轴电压指令值与所述d轴解耦模型的输出相加而得到的d轴加法值，
所述d轴电动机逆模型输入所述d轴反馈电流，
所述d轴减法单元通过从所述d轴低通滤波器的输出中减去所述d轴电动机逆模型的输出，来求得d轴偏差电压，
所述d轴感应增益单元将所述d轴偏差电压与所述电动机转速所对应的增益相乘并输出相乘的结果，
所述d轴补偿值限制单元对所述d轴感应增益单元的输出进行限制，而输出所述d轴外部干扰补偿值，
所述q轴外部干扰估计观测器由q轴解耦模型、q轴低通滤波器、q轴电动机逆模型、q轴减法单元、q轴感应增益单元和q轴补偿值限制单元构成，
所述q轴解耦模型输入所述d轴反馈电流以及所述电动机角速度，
所述q轴低通滤波器输入从所述q轴外部干扰补偿值与所述q轴电压指令值相加而得到的补正后q轴加法值中减去所述q轴解耦模型的输出而得到的q轴减法值，
所述q轴电动机逆模型输入所述q轴反馈电流，
所述q轴减法单元通过从所述q轴低通滤波器的输出中减去所述q轴电动机逆模型的输出，来求得q轴偏差电压，
所述q轴感应增益单元将所述q轴偏差电压与所述电动机转速所对应的增益相乘并输出相乘的结果，
所述q轴补偿值限制单元对所述q轴感应增益单元的输出进行限制，而输出所述q轴外部干扰补偿值，
所述电动机控制装置通过使所述d轴外部干扰补偿值与所述d轴电压指令值相加而得到所述补正后d轴电压指令值，并且，使所述q轴外部干扰补偿值与所述q轴电压指令值相加而得到所述补正后q轴电压指令值，并根据基于所述补正后d轴电压指令值以及所述补正后q轴电压指令值的三相占空比指令值，经由所述逆变器来控制所述三相无刷电动机。
17.一种电动助力转向装置，其特征在于：
搭载了权利要求16所述的电动机控制装置，通过所述三相无刷电动机的驱动将辅助扭矩赋予给车辆的转向系统。
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Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101904101B1 (ko) * 2016-12-26 2018-10-05 효성중공업 주식회사 Ｍｍｃ 컨버터 출력단 직류성분 제거방법
WO2019163587A1 (ja) * 2018-02-20 2019-08-29 日本電産株式会社 モータ制御システム、およびパワーステアリングシステム
JPWO2019163588A1 (ja) * 2018-02-20 2021-02-25 日本電産株式会社 モータ制御システム、およびパワーステアリングシステム
DE102019109006B4 (de) * 2018-04-05 2022-12-01 Steering Solutions Ip Holding Corporation Störungsvorkompensation für eine positionsregelung in lenkungssystemen
US11442092B2 (en) * 2019-09-02 2022-09-13 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device and method for detecting magnetic saturation of common-mode reactor
EP3849075B1 (en) * 2019-11-26 2023-03-01 NSK Ltd. Motor control device, electric actuator product, and electric power steering device
JP7349340B2 (ja) * 2019-12-06 2023-09-22 日産自動車株式会社 回転電機制御方法及び回転電機制御システム
JP7424114B2 (ja) * 2020-03-09 2024-01-30 株式会社ジェイテクト 操舵制御装置
CN112564565B (zh) * 2020-12-07 2022-07-05 北京航空航天大学 一种永磁同步电机伺服系统的全回路抗干扰鲁棒控制方法
JP7501342B2 (ja) * 2020-12-11 2024-06-18 ニデック株式会社 モータの制御装置、制御方法、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置
JP2022183535A (ja) * 2021-05-31 2022-12-13 日立Astemo株式会社 モータ制御装置
CN113258845B (zh) * 2021-06-15 2022-08-16 吉林大学 交流电机电压源逆变器干扰特性自学习方法
CN113865892B (zh) * 2021-09-01 2024-05-17 浙江航驱汽车科技有限公司 一种电动助力转向器整车与eolt台架换向噪声相关性分析方法
CN114826052B (zh) * 2022-05-18 2024-06-04 华中科技大学 一种提高双馈风机小扰动稳定性的控制方法、装置及系统
JP2024056305A (ja) * 2022-10-11 2024-04-23 株式会社アドヴィックス 電気モータ制御装置
WO2024171253A1 (ja) * 2023-02-13 2024-08-22 株式会社ジェイテクト 回転角検出装置

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004064948A (ja) * 2002-07-31 2004-02-26 Meidensha Corp Ｐｍモータの制御システム
JP4681453B2 (ja) 2003-09-02 2011-05-11 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置の制御装置
JP2005124359A (ja) * 2003-10-20 2005-05-12 Yaskawa Electric Corp 同期電動機の電流制御方法および制御装置
JP4889329B2 (ja) 2006-03-20 2012-03-07 国立大学法人長岡技術科学大学 電圧形インバータの制御装置
JP4915305B2 (ja) * 2007-07-16 2012-04-11 株式会社デンソー 電動パワーステアリング装置の制御装置
JP2010041867A (ja) * 2008-08-07 2010-02-18 Denso Corp 多相回転機の制御装置
JP5641008B2 (ja) * 2012-04-04 2014-12-17 日本精工株式会社 モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置
JP5660085B2 (ja) * 2012-08-06 2015-01-28 株式会社デンソー 回転機の制御装置
WO2015001612A1 (ja) * 2013-07-02 2015-01-08 三菱電機株式会社 モータ制御装置
JP6361178B2 (ja) 2014-03-07 2018-07-25 株式会社ジェイテクト モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置
JP6617500B2 (ja) 2015-09-29 2019-12-11 日本精工株式会社 電動パワーステアリング制御方法、電動パワーステアリング制御装置、電動パワーステアリング装置および車両
JP6439658B2 (ja) * 2015-11-10 2018-12-19 株式会社デンソー 電圧センサ異常診断装置
JP6406460B2 (ja) 2015-12-09 2018-10-24 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置の制御方法及び制御装置
JP2017127105A (ja) * 2016-01-13 2017-07-20 日本精工株式会社 モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置
US10530245B2 (en) * 2016-07-20 2020-01-07 Nsk Ltd. Electric power steering apparatus
BR112018076846B1 (pt) * 2016-07-20 2023-03-21 Nsk Ltd Aparelho de direção elétrica assistida

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