CN109451782B - 电动助力转向装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种基于矢量控制方式的电动助力转向装置，该电动助力转向装置通过对逆变器的死区时间进行补偿，并且还进行电动机反电动势的补偿和起因于电动机绕组间的互电感的干扰电压的补偿，使得能够改善电流波形的失真并且提高电流控制的响应性，还能够抑制声音、振动和脉动。本发明的电动助力转向装置通过至少基于转向扭矩运算出的电流指令值对用于将辅助扭矩赋予给车辆的转向机构的三相无刷电动机进行驱动控制，并且，按照通过变换电流指令值后得到的dq轴指令值并经由逆变器来进行矢量控制，其具备3相外部干扰观测器，该3相外部干扰观测器针对3相电压指令值，对包括逆变器的死区时间在内的各相外部干扰电压进行补偿。

Description

电动助力转向装置

技术领域

本发明涉及一种电动助力转向装置，其通过dq轴旋转坐标系对三相无刷电动机的驱动进行矢量控制，并且，通过对诸如逆变器的死区时间、电动机的反电动势、起因于绕组间的互电感的干扰电压之类的外部干扰进行补偿，使得能够进行平稳的辅助控制。本发明尤其涉及一种高性能的电动助力转向装置，其通过被插入到3相轴上的3相外部干扰观测器和空间矢量调制单元，使得能够改善电流波形的失真并提高电流控制的响应性，还能够抑制声音、振动和脉动。

背景技术

利用电动机的旋转力对车辆的转向机构施加转向辅助力(辅助力)的电动助力转向装置(EPS)，将作为致动器的电动机的驱动力经由减速装置由诸如齿轮或皮带之类的传送机构，向转向轴或齿条轴施加转向辅助力。为了准确地产生转向辅助力的扭矩，这样的现有的电动助力转向装置进行电动机电流的反馈控制。反馈控制通过调整电动机外加电压，以便使转向辅助指令值(电流指令值)与电动机电流检测值之间的差变小，一般来说，通过调整PWM(脉冲宽度调制)控制的占空比(duty ratio)来进行电动机外加电压的调整。

参照图1对电动助力转向装置的一般结构进行说明。如图1所示，转向盘(方向盘)1的柱轴(转向轴或方向盘轴)2经过减速齿轮3、万向节4a和4b、齿轮齿条机构5、转向横拉杆6a和6b，再通过轮毂单元7a和7b，与转向车轮8L和8R连接。另外，在柱轴2上设有用于检测出转向盘1的转向扭矩Th的扭矩传感器10，用于对转向盘1的转向力进行辅助的电动机20通过减速齿轮3与柱轴2连接。电池13对用于控制电动助力转向装置的控制单元(ECU)30进行供电，并且，经过点火开关11，点火信号被输入到控制单元30中。控制单元30基于由扭矩传感器10检测出的转向扭矩Th和由车速传感器12检测出的车速Vs，进行辅助(转向辅助)指令的电流指令值的运算，由通过对运算出的电流指令值实施补偿等而得到的电压控制指令值Vref来控制供应给电动机20的电流。此外，转向角传感器14并不是必须的，也可以不设置转向角传感器14，也可以从与电动机20相连接的诸如分解器之类的旋转传感器处获得转向角(电动机旋转角)θ。

另外，用于收发车辆的各种信息的CAN(Controller Area Network，控制器局域网络)40被连接到控制单元30，车速Vs也能够从CAN40处获得。此外，用于收发CAN40以外的通信、模拟/数字信号、电波等的非CAN41也可以被连接到控制单元30。

在这样的电动助力转向装置中，尽管控制单元30主要由CPU(Central ProcessingUnit，中央处理单元)(也包含MPU(Micro Processor Unit，微处理器单元)、MCU(MicroController Unit，微控制器单元)等)来构成，但该CPU内部由程序执行的一般功能例如具有如图2所示的结构。

参照图2对控制单元30的功能以及动作进行说明。如图2所示，来自扭矩传感器10的转向扭矩Th和来自车速传感器12的车速Vs被输入到电流指令值运算单元31中。电流指令值运算单元31基于转向扭矩Th和车速Vs并利用辅助图(assist map)等来运算出电流指令值Iref1。运算出的电流指令值Iref1在加法单元32A与来自用于改善特性的补偿单元34的补偿信号CM相加，相加后得到的电流指令值Iref2在电流限制单元33中被限制了最大值，被限制了最大值的电流指令值Irefm被输入到减法单元32B中以便在减法单元32B中对其和电动机电流检测值Im进行减法运算。

PI控制单元35对作为在减法单元32B中得到的减法结果的偏差ΔI(＝Irefm－Im)进行诸如PI(比例积分)之类的电流控制，经过电流控制后得到的电压控制指令值Vref与调制信号(载波)CF一起被输入到PWM控制单元36中以便运算出占空比指令值，通过已经运算出占空比指令值的PWM信号并且经过逆变器37来对电动机20进行PWM驱动。电动机电流检测器38检测出电动机20的电动机电流值Im，由电动机电流检测器38检测出的电动机电流值Im被反馈输入到减法单元32B中。

另外，补偿单元34先在加法单元344将检测出或估计出的自对准扭矩(SAT)343与惯性补偿值342相加，然后在加法单元345将在加法单元344中得到的加法结果与收敛性控制值341相加，最后将在加法单元345中得到的加法结果作为补偿信号CM输入到加法单元32A以便实施特性改善。

近年来，作为电动助力转向装置的致动器，三相无刷电动机已经成为了主流，并且，因为电动助力转向装置为车载产品，所以其工作温度范围很广，从故障安全的角度来看，与以家用电器产品为代表的一般工业用逆变器相比，用于驱动电动机的逆变器需要较长的死区时间(工业用设备＜EPS)。一般来说，因为当关断(OFF)开关元件(例如，FET(场效应晶体管))的时候，存在延迟时间，所以如果同时进行上下桥臂的开关元件的关断/导通(OFF/ON)切换的话，则会发生直流链路短路的状况，为了防止发生这种状况，设置上下桥臂的双方的开关元件处于关断(OFF)状态的时间(死区时间)。

其结果为，电流波形失真，并且，电流控制的响应性和转向感恶化。例如，当转向盘处于在中心(on-center)附近的状态缓慢地进行转向的时候，会产生起因于扭矩脉动等的不连续的转向感等。还有，因为在中、高速转向时所发生的电动机的反电动势和绕组之间的干扰电压会作为外部干扰而作用于电流控制，所以会使转向追随性和反向转向时的转向感变差。

“独立地设定作为三相无刷电动机的转子的坐标轴的用来控制扭矩的q轴和用来控制磁场强度的d轴，因为各个轴存在90°的关系，所以通过该矢量对相当于各个轴的电流(d轴电流指令值以及q轴电流指令值)进行控制”的矢量控制方式是已知的。

图3示出了通过矢量控制方式对三相无刷电动机100进行驱动控制的场合的结构示例。如图3所示，由电流指令值运算单元(未在图中示出)基于转向扭矩Th、车速Vs等运算出的两个轴的dq轴坐标系的d轴电流指令值i_d ^*以及q轴电流指令值i_q ^*分别被输入到减法单元131d以及减法单元131q中，由减法单元131d以及减法单元131q求出的电流偏差Δi_d ^*以及Δi_q ^*分别被输入到PI控制单元120d以及PI控制单元120q中。在PI控制单元120d以及PI控制单元120q中经过PI控制后得到的电压指令值v_d以及v_q分别被输入到减法单元121d以及加法单元121q中，由减法单元121d以及加法单元121q求出的电压Δv_d以及Δv_q被输入到dq轴/3相交流变换单元150中。在dq轴/3相交流变换单元150中被变换成3个相的电压指令值Vu^*、Vv^*以及Vw^*被输入到PWM控制单元160中,PWM控制单元160按照运算出的占空比并经由逆变器161来对电动机100进行驱动。

电流检测器162检测出电动机100的3相电动机电流，由电流检测器162检测出的3相电流i_u、i_v以及i_w被输入到3相交流/dq轴变换单元130中，在3相交流/dq轴变换单元130中被变换成2个相的反馈电流i_d以及i_q分别被减法输入到减法单元131d以及减法单元131q中，并且，还被输入到d-q解耦控制(decoupling control)单元140中。还有，旋转传感器等被安装在电动机100上，用来对传感器信号进行处理的角度检测单元110输出电动机旋转角θ以及电动机转速(旋转速度)ω。电动机旋转角θ被输入到dq轴/3相交流变换单元150以及3相交流/dq轴变换单元130中。还有，电动机转速ω被输入到d-q解耦控制单元140中。

这样的基于矢量控制方式的电动助力转向装置是用来对驾驶员的转向进行辅助的装置，并且，电动机的声音、振动和扭矩脉动等作为一种力的感觉经由转向盘被传递给驾驶员。还有，逆变器通过设置死区时间以便使上下桥臂的开关元件不发生短路，因为该死区时间为非线性，所以电流波形失真，控制的响应性能恶化，发生声音、振动和脉动。在柱轴助力式电动助力转向装置的场合，因为与通过转向盘和钢制的柱轴来进行连接的齿轮箱直接相连接的电动机的配置位置在结构上非常靠近驾驶员，所以与下游助力方式的电动助力转向装置相比，需要特别考虑起因于电动机的声音、振动和脉动等。

图4示出了在一般的dq轴矢量控制(图3)中，将正弦波输入到q轴电流指令值(基准值)的场合的结果，从图4中可知，针对q轴电流指令值，电流测定值的波形发生失真。还有，如果观察从电动助力转向装置的“在中心”状态缓慢地转动转向盘时的电动机电流的话，则可以发现，如图5以及图6所示那样，因相电流的失真，从而导致q轴电流(扭矩)的振动和脉动变大。图5示出了针对d轴电流指令值以及q轴电流指令值的U相～W相的电动机电流，还有，图6示出了从图5的d轴电流指令值、q轴电流指令值以及U相～W相的电动机电流中抽出的q轴电流指令值以及U相的电动机电流。

作为对逆变器的死区时间进行补偿的方法，在现有技术中，检测出发生死区时间的时刻，添加补偿值，通过电流控制的dq轴上的外部干扰观测器来对死区时间进行补偿。

在日本专利第3706296号公报(专利文献1)中所公开的电动助力转向装置的控制装置中，通过设置“基于施加在电动机上的电压和电动机的当前电流值来输出与在电动机中产生的外部干扰电压相对应的信号”的外部干扰电压估计观测器，来对逆变器的死区时间进行补偿。还有，在日本特开2007-252163号公报(专利文献2)中所公开的电压型逆变器的控制装置中，通过设置“用于估计出包括起因于逆变器的死区时间的输出电压误差和电动机的反电动势分量在内的外部干扰电压”的外部干扰估计观测器，来对逆变器的死区时间进行补偿。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第3706296号公报

专利文献2：日本特开2007-252163号公报

发明内容

发明要解决的技术问题

然而，专利文献1的控制装置仅仅是通过外部干扰电压估计观测器来对逆变器的死区时间进行补偿，因为其另行设置了电流控制器，所以其结构很复杂，另外，因为在专利文献1的某些实施方式中设置了高通滤波器，所以特性劣化成为问题。还有，专利文献2的控制装置中的外部干扰估计观测器仅仅是对逆变器的死区时间进行补偿，通过与外部干扰估计观测器不同的逻辑对电动机反电动势进行补偿。因此，仅仅通过插入外部干扰估计观测器的话，是无法期待充分的控制性能的。另外，尽管dq轴上的外部干扰估计观测器将死区时间估计为电压外部干扰，但由于在2相/3相坐标变换时，去除了三阶分量的信号，所以存在“效果不够充分”的问题。还有，在专利文献1以及专利文献2的控制装置中，因为对电动机的磁饱和区域的电感变化没有进行补偿，所以存在“电流波形发生失真”的问题。

在电动助力转向装置中，因为电动机的反电动势的影响很大，电动机电流的零交叉附近的死区时间发生时刻会发生延时，所以不能充分发挥像专利文献1以及专利文献2的控制装置那样的死区时间补偿的效果。还有，关于电动机反电动势的补偿，因为补偿精度取决于反电动势估计逻辑，所以在估计误差大的区域，诸如转向追随性之类的性能会变得不够充分。因为电动机反电动势为非线性，所以因电动机制造的偏差、电动机本身的温度变化，还有，在电动机的转速为中、高速的区域，非线性要素会扩大。另外，因为转速变动等，所以用线性的运算式来计算出正确的反电动势的补偿值是非常困难的。

本发明是鉴于上述情况而完成的，本发明的目的在于提供一种基于矢量控制方式的电动助力转向装置，该电动助力转向装置通过对逆变器的死区时间进行补偿，并且还进行电动机反电动势的补偿和起因于电动机绕组间的互电感的干扰电压的补偿，使得能够改善电流波形的失真并且提高电流控制的响应性，还能够抑制声音、振动和脉动。因此，本发明在矢量控制的电流控制路径上，设置了“对3相路径的诸如电动机反电动势之类的外部干扰电压进行补偿”的3相外部干扰观测器和“进行2相/3相变换，叠加三次谐波，对电流失真等进行补偿”的空间矢量调制单元。

解决技术问题的技术方案

本发明涉及一种电动助力转向装置，其通过至少基于转向扭矩运算出的电流指令值对用于将辅助扭矩赋予给车辆的转向机构的三相无刷电动机进行驱动控制，并且，按照通过变换所述电流指令值后得到的dq轴指令值并经由逆变器来进行矢量控制，本发明的上述目的可以通过下述这样来实现，即：具备3相外部干扰观测器，所述3相外部干扰观测器针对3相电压指令值，对包括所述逆变器的死区时间在内的各相外部干扰电压进行补偿。

还有，本发明的上述目的还可以通过下述这样更有效地来实现，即：所述3相外部干扰观测器针对3相中的每个相，都具备由电动机模型、电动机逆模型以及低通滤波器来构成的相观测器单元；或，所述相观测器单元由第1减法单元、增益单元、所述电动机模型、所述电动机逆模型、所述低通滤波器以及第2减法单元来构成，所述第1减法单元从被变换成3相的相电压中减去外部干扰估计电压，所述增益单元将来自所述第1减法单元的减法值与增益相乘，所述电动机模型输入在所述增益单元的输出中加进了外部干扰因素的相电压，输出相电流，所述电动机逆模型输入所述相电流，所述低通滤波器输入所述减法值，所述第2减法单元从所述电动机逆模型的输出中减去所述低通滤波器的输出，输出所述外部干扰估计电压；或，所述增益单元的所述增益随着电动机转速而变化；或，所述3相外部干扰观测器针对3相中的2个相，均具备由电动机模型、电动机逆模型以及低通滤波器来构成的相观测器单元，针对其他的1个相，具备对所述3相中的2个相的相电压相加后得到的相电压进行正负反转，由针对反转后的相电压的电动机模型来构成的其他相观测器单元；或，所述相观测器单元由第1减法单元、第1增益单元、第1电动机模型、所述电动机逆模型、所述低通滤波器以及第2减法单元来构成，所述第1减法单元从被变换成3相的相电压中减去外部干扰估计电压，所述第1增益单元将来自所述第1减法单元的减法值与增益相乘，所述第1电动机模型输入在所述第1增益单元的输出中加进了外部干扰因素的相电压，输出相电流，所述电动机逆模型输入所述相电流，所述低通滤波器输入所述减法值，所述第2减法单元从所述电动机逆模型的输出中减去所述低通滤波器的输出，输出所述外部干扰估计电压，所述其他相观测器单元由加法单元、反转单元、第2增益单元以及第2电动机模型来构成，所述加法单元使被变换成所述3相的相电压中的2个相的相电压进行相加，所述反转单元对所述加法单元的输出进行正负反转，所述第2增益单元将所述反转单元的输出与增益相乘，所述第2电动机模型输入在所述第2增益单元的输出中加进了外部干扰因素的相电压，输出相电流；或，所述第1增益单元的所述增益和所述第2增益单元的所述增益均随着电动机转速而变化；或，所述3相外部干扰观测器的补偿值随着所述逆变器的电源电压而变化；或，所述3相外部干扰观测器的电感额定值随着所述三相无刷电动机的电流而变化；或，在所述3相外部干扰观测器的后一级设有用于叠加三次谐波的空间矢量调制单元。

发明的效果

根据本发明的电动助力转向装置，因为在电流控制的3相路径上，插入了“对诸如反电动势、逆变器死区时间之类的外部干扰电压进行补偿”的3相外部干扰观测器，所以能够进行电动机反电动势的补偿和起因于电动机绕组间的互电感的干扰电压的补偿。还有，通过设置“叠加三次谐波，提高电压利用效率，对死区时间进行补偿”的空间矢量调制单元，就能够对逆变器的死区时间进行补偿，改善电流波形的失真，提高电压利用效率，进行逆变器死区时间的补偿，提高电流控制的响应性。

还有，因为控制变得平稳，所以能够抑制电动机的声音、振动和脉动。

附图说明

图1是表示一般的电动助力转向装置的概要的结构图。

图2是表示电动助力转向装置的控制系统的结构示例的结构框图。

图3是表示矢量控制方式的结构示例的结构框图。

图4是表示现有的电流控制的特性示例(基准值和电流测定值)的波形图。

图5是表示现有的电流控制的特性示例(dq轴和3相)的波形图。

图6是表示现有的电流控制的特性示例(q轴和U相)的波形图。

图7是表示三相无刷电动机的结构示例的电气等效图。

图8是表示本发明的矢量控制系统的结构示例的结构框图。

图9是表示二自由度控制单元系统的结构示例的结构框图。

图10是表示3相外部干扰观测器(2相式)的结构示例的结构框图。

图11是表示3相外部干扰观测器(3相式)的结构示例的结构框图。

图12是表示空间矢量调制单元的结构示例的结构框图。

图13是表示增益单元的特性示例的特性图。

图14是表示电动机的电感的特性示例的特性图。

图15是表示相外部干扰观测器(LPF)的特性示例的特性图。

图16是表示相外部干扰观测器(LPF)的特性示例的特性图。

图17是表示空间矢量调制单元的动作示例的图。

图18是表示空间矢量调制单元的动作示例的图。

图19是表示空间矢量调制单元的动作示例的时间图。

图20是表示空间矢量调制的效果的波形图。

图21是表示本发明的电流控制的特性示例(基准值和电流测定值)的波形图。

图22是表示本发明的电流控制的特性示例(dq轴和3相)的波形图。

图23是表示本发明的电流控制的特性示例(q轴和U相)的波形图。

具体实施方式

首先，参照图7对3相(U相、V相以及W相)无刷电动机的等效结构进行说明。如图7所示，Ra表示各个相的电枢绕组电阻，La表示各个相的电枢绕组的自电感，电枢绕组电阻Ra和自电感La以等间隔(π/3)方式被串联连接在一起，Ma表示各个相的互电感。还有，在将电动机的3相电压分别设定为V_u、V_v以及V_w，将3相电流分别设定为i_u、i_v以及i_w，将在3相电枢绕组中感应出的感应电压(电动机反电动势)分别设定为e_u、e_v以及e_w，并且，用s来表示拉普拉斯算子的情况下，可以用下述式1来表示3相电压V_u、V_v以及V_w。

式1

由式1来表示的3相电压V_u、V_v以及V_w针对3相(U相、V相以及W相)的电动机电流i_u、i_v以及i_w为非线性，为了进行线性化，因为电枢绕组电阻Ra和自电感La为线性要素，所以需要消除作为非线性要素的电动机反电动势e_u、e_v以及e_w，并且，还需要消除互电感Ma。

在本发明中，将包括逆变器和电动机在内的整体作为控制对象，为了线性化从电动机的电压指令值v_u ^*、v_v ^*以及v_w ^*到电动机电流i_u、i_v以及i_w的输入，设置“将电动机反电动势e_u、e_v以及e_w和互电感Ma作为外部干扰，并对它们进行补偿”的3相外部干扰观测器。还将逆变器的死区时间作为外部干扰并对其进行补偿。还有，设置“提高电压利用率，进行死区时间补偿的特性改善”的空间矢量调制单元。与图3相对应的图8示出了在3相轴插入了3相外部干扰观测器的本发明的整体结构示例。

如图8所示，由电流指令值运算单元(未在图中示出)运算出的d轴电流指令值i_d ^*以及q轴电流指令值i_q ^*被输入到二自由度控制单元200中，由二自由度控制单元200运算出的d轴电压指令值v_d以及q轴电压指令值v_q分别被输入到减法单元121d以及加法单元121q中。由减法单元121d以及加法单元121q计算出的电压Δv_d以及Δv_q被输入到“用于从dq轴的2相变换到U相、V相以及W相的3相”的dq轴/3相交流变换单元210中，在dq轴/3相交流变换单元210中获得的3相交流电压指令值V_u ^*、V_v ^*以及V_w ^*被输入到3相外部干扰观测器220中。从3相外部干扰观测器220中输出的补偿后的电压指令值V_ur、V_vr以及V_wr被输入到“用于变换到α－β空间的2相”的3相交流/αβ交流变换单元230中，被变换成α－β空间的电压指令值v_α ^*以及v_β ^*。电压指令值v_α ^*以及v_β ^*被输入到“用于叠加三次谐波”的空间矢量调制单元240中。在空间矢量调制单元240中经过矢量调制后得到的3相的电压指令值V_ur ^*、V_vr ^*以及V_wr ^*被输入到PWM控制单元160中,与上述相同，经由PWM控制单元160以及逆变器161来对电动机100进行驱动控制。

电动机角度θ被输入到3相交流/dq轴变换单元130中,并且还被输入到dq轴/3相交流变换单元210以及空间矢量调制单元240中。还有，电动机电流i_u、i_v以及i_w被输入到3相交流/dq轴变换单元130中,并且还被输入到3相外部干扰观测器220中。

图9示出了二自由度控制单元200的结构。如图9所示，二自由度控制单元200由减法单元201、减法单元202、PI控制单元203以及PI控制单元204来构成，其中，减法单元201从d轴电流指令值i_d ^*中减去d轴反馈电流i_d以便计算出电流偏差Δi_d ^*，减法单元202从q轴电流指令值i_q ^*中减去q轴反馈电流i_q以便计算出电流偏差Δi_q ^*，PI控制单元203对电流偏差Δi_d ^*进行PI控制，PI控制单元204对电流偏差Δi_q ^*进行PI控制。

dq轴/3相交流变换单元210以电动机角度θ为基准，将dq轴的电压偏差Δv_d以及Δv_q变换成3相的电压指令值Vu^*、Vv^*以及Vw^*，并将它们输入到3相外部干扰观测器220中。

3相外部干扰观测器220具有图10或图11的结构，还有，图10的结构为“因为3相电动机的电流存在i_u+i_v+i_w＝0的关系，所以例如通过i_v＝－(i_u+i_w)来求出V相电流i_v”的示例。

图10所示的3相外部干扰观测器220由具有相同结构的U相观测器以及W相观测器和作为其他相的V相观测器来构成。也就是说，因为U相观测器以及W相观测器具有相同的结构，所以只对U相观测器进行说明。来自dq轴/3相交流变换单元210的电压指令值V_u ^*被输入到减法单元221u中，从电压指令值V_u ^*中减去U相外部干扰估计电压V_{dis_ue}后得到的偏差V_u ^**被输入到增益单元222u中，偏差V_u ^**与增益G_dob相乘后得到的乘法结果被输入到加法单元223u中。增益单元222u的增益G_dob具有感应电动机转速ω的特性。诸如在各相电枢绕组中感应出的感应电压、起因于绕组间的互电感的干扰电压之类的U相外部干扰V_{dis_u}被输入到加法单元223u中，在加法单元223u中获得的加法值经由逆变器死区时间(未知模型Xu)224u后，被输入到“是控制对象，并且，通过传递函数‘1/(La·s+Ra)’来表示”的电动机模型225u中。来自电动机模型225u的U相电流i_u被输入到“通过传递函数‘(Lan·s+Ran)/(τ₁·s+1)’来表示”的电动机逆模型228u中，来自电动机逆模型228u的电流i_ur被加法输入到减法单元227u中。此外，电动机逆模型228u内的Ran为电枢绕组电阻Ra的额定值，还有，Lan为自电感La的额定值。还有，电压偏差V_u ^**经由“通过传递函数‘1/(τ₁·s+1)’来表示”的低通滤波器(LPF)226u后，被加法输入到减法单元227u中。由减法单元227u计算出的U相外部干扰估计电压V_{dis_ue}被减法输入到减法单元221u中。

W相观测器具有与U相观测器相同的结构，来自减法单元221u的电压偏差V_u ^**和来自减法单元221w的电压偏差V_w ^**被输入到V相观测器内的加法单元221v中。还有，在加法单元221v中获得的加法结果被输入到“用于进行符号反转”的反转单元222v中，符号反转后的电压指令值V_v ^**被输入到增益单元223v中。也就是说，在电压指令值V_v ^**与电压指令值V_u ^**以及V_w ^**之间存在下述式2的关系。

式2

V_v ^**＝－(V_u ^**+V_w ^**)

来自增益单元(G_dob)223v的电压在加法单元224v中与V相外部干扰电压V_{dis_v}相加，在加法单元224v中获得的加法结果经由逆变器死区时间225v后，被输入到“是控制对象，并且，通过传递函数‘1/(La·s+Ra)’来表示”的电动机模型226v中。还有，增益单元223v的增益G_dob随着电动机转速ω而变化。

通过将来自dq轴/3相交流变换单元210的电压指令值V_u ^*、V_v ^*以及V_w ^*作为3相外部干扰观测器220的输入，将各个相的外部干扰电压v_{dis_u}、v_{dis_v}以及v_{dis_w}和控制对象(包括逆变器161和电动机100在内的模型)的建模误差合并在一起后估计为外部干扰估计电压v_{dis_ue}以及v_{dis_we}，然后，从各个相的电压指令值V_u ^*以及V_w ^*中减去外部干扰估计电压v_{dis_ue}以及v_{dis_we}，这样就能够进行鲁棒控制(坚固的控制)。还有，建模误差包括绕组电阻误差ΔR_a、自电感误差ΔL_a以及基于死区时间的未知模型(误差)X_u、X_v以及X_w。细节将在后面进行说明。

尽管在图10的3相外部干扰观测器220中，按照式2的关系，基于2个相的相观测器单元，来进行其他的1个相的控制，但也可以如图11所示那样，针对各个相，来设置相观测器单元。

在图11中，针对U相、V相以及W相，设置了具有相同结构的U相观测器、V相观测器以及W相观测器，关于各个相，都进行相同的动作。

如上所述那样在3相外部干扰观测器220中对外部干扰进行了补偿后获得的补偿后电压指令值V_ur、V_vr以及V_wr被输入到“用于将3相交流变换到α－β空间”的3相交流/αβ交流变换单元230中，在3相交流/αβ交流变换单元230中被变换成2相的电压指令值v_α ^*以及v_β ^*与电动机角度θ一起被输入到空间矢量调制单元240中。

图12示出了空间矢量调制单元240的结构。如图12所示，空间矢量调制单元240由2相/3相变换单元241和三次谐波叠加单元242来构成，其中，2相/3相变换单元241将2相的电压指令值v_α ^*以及v_β ^*变换成3相电压V_ur、V_vr以及V_wr，三次谐波叠加单元242将三次谐波叠加在3相电压V_ur、V_vr以及V_wr上，然后输出电压指令值V_ur ^*、V_vr ^*以及V_wr ^*。还有，电动旋转角θ被输入到2相/3相变换单元241中。空间矢量调制单元240的细节将在后面进行说明。

在将电枢绕组电阻Ra与其额定值Ran之间的误差值设定为ΔRa，并且，将自电感La与其额定值Lan之间的误差值设定为ΔLa的情况下，成为控制对象的电动机参数如下述式3所示那样。

式3

R_a＝R_an+ΔR_a,L_a＝L_an+ΔL_a

还有，基于3相外部干扰观测器220的电压方程式如下述式4～式6所示那样，基于下述式4～式6可以导出下述式7。尽管下述式4～式6是以U相为例的式子，但对于其他的相来说，相同的式子也成立。

式4

v_ur+v_{dis_u}＝X_u(L_as+R_a)i_u

式5

v_{dis_ue}＝(L_ans+R_an)i_u-v_ur

式6

基于上述式3～式5，下述式7成立。

式7

(L_ans+R_an)i_u-v_{dis_ue}+v_{dis_u}＝X_u((L_an+ΔL_a)s+(R_an+ΔR_a))i_u

“将滤波器时间常数设定为τ₁，并且，具有传递函数‘1/(τ₁·s+1)’”的LPF226u～226w是用于进行外部干扰观测器220的频带限制的LPF，在低于LPF226u～226w的截止频率的频率范围内，外部干扰观测器220发挥其性能。当限定在只有在低于截止频率的频率范围内，求解电压方程式的时候，变成下述式8。尽管增益单元222u～222w的增益G_dob都随着电动机转速ω而变化，但在这里为了简单起见，将增益G_dob设定为G_dob＝1。还有，基于式3、式6以及式7，下述式8成立。

式8

式8示出了“能够对从电压指令值v_u ^*到电流值i_u进行线性化”。就这样，通过利用3相外部干扰观测器220，能够减少电枢电流的感应电压、起因于互电感的干扰电压、电动机的绕组电阻以及自电感的建模误差和逆变器的未知误差X_u、X_v以及X_w，从外观上看，三相无刷电动机的电路方程式从上述式1变换成下述式9。

式9

增益单元222u～222w的增益G_dob均为随着电动机转速ω而变化的增益。一般来说，因为电动助力转向装置的电源电压使用电池，所以大约是12V。在电动机100的高速旋转区域，当占空比饱和时，会产生声音。因此，通过调整增益G_dob使得3相外部干扰观测器220不会过多地对反电动势进行补偿，具体而言，是通过这样的方式来调整增益G_dob的，即，如图13所示那样，当电动机的转速ω(绝对值)等于或小于所规定的值ω1的时候，将增益G_dob设定为“1”，当电动机的转速ω(绝对值)大于所规定的值ω1的时候，逐渐减小增益G_dob。在想让3相外部干扰观测器220在整个转向区域都发挥作用的情况下，总是将增益G_dob设定为“1”。

还有，如图14所示那样，随着电动机电流的增加，电动机的自电感L_a因磁饱和的影响而逐渐减少。在本发明的3相外部干扰观测器220中，通过使电动机逆模型228u～228w的电感L_a(L_an)随着电动机电流而变化，这样就能够减少电流失真。也可以不改变电感L_a(L_an)，也可以将电感L_a(L_an)设定为固定值。

在这里，对“相观测器不会受到外部干扰电压和逆变器的死区时间的影响”进行说明。在这里尽管只对U相进行说明，但V相和W相也是相同的，还有，关于图10以及图11也是相同的。还有，以Lan＝La和Ran＝Ra_a成立为前提来进行说明。

作为电动机模型225u的输出的电动机电流i_u可以用下述式10来表示。

式10

还有，从U相观测器的减法单元227u中输出的外部干扰估计值V_{dis_ue}可以用下述式11来表示。

式11

也就是说，通过电动机电流i_u经由电动机逆模型228u，其输出i_ur成为下述式12。

式12

i_ur＝(V_u ^**·G_dob－V_{dis_ue}+V_{dis_u}·X_u)/(τ₁·s+1)

LPF226u的输入为“V_u ^**＝V_u ^*－V_{dis_ue}”，其输出i_uf为下述式13。

式13

i_uf＝(V_u ^*－V_{dis_ue})/(τ₁·s+1)

因此，作为减法单元227u的输出的外部干扰估计电压V_{dis_ue}成为上述式11。

在这里，将式11代入到式10的话，则下述式14成立。

式14

其中，时间常数τ为τ＝La/Ra。

在这里，图15示出了传递函数“1/(1+s·τ)”的角频率特性(τ为电动机绕组的时间常数)，还有，图16示出了传递函数“s·τ₁/(1+s·τ₁)”的角频率特性。在图16的传递函数“G_H(s)＝s·τ₁/(1+s·τ₁)”中，在各个频率ω足够小于截止频率ωH的情况下，即，在ω＜＜ωH的关系成立的情况下，可以近似为下述式15。

式15

将此关系应用在式14中的话，则成为下述式16，输出电流i_u不会受到外部干扰V_{dis_u}以及死区时间Xu的影响。

式16

此外，电动机绕组的时间常数τ与U相观测器的滤波器时间常数τ₁之间需要满足下述式17的关系，也就是说，电动机绕组的时间常数τ与U相观测器的滤波器时间常数τ₁之间需要满足下述式18的关系。

式17

式18

τ>>τ₁

接下来，对空间矢量调制进行说明。如图12所示，空间矢量调制单元240只要具有“将α－β空间的2相电压(v_α ^*、v_β ^*)变换成3相电压(V_ua、V_va、V_wa)，并且，使三次谐波叠加在3相电压(V_ua、V_va、V_wa)上”的功能就可以了。例如，空间矢量调制单元240可以使用由本申请人以前提出的日本特开2017-70066号公报和日本专利申请号2015-239898中所记载的空间矢量调制的方法。

也就是说，空间矢量调制具有这样的功能，即，通过基于α－β空间的电压指令值v_α ^*以及v_β ^*、电动机旋转角θ以及扇区号n(#1～#6)来进行如下所述的坐标变换，并且，将“用来对电桥结构的逆变器的开关元件(上侧桥臂Q1、Q3、Q5和下侧桥臂Q2、Q4、Q6)的ON/OFF进行控制”并与扇区#1～#6相对应的开关模式S1～S6供应给电动机，以便对电动机的旋转进行控制。关于坐标变换，在空间矢量调制中，基于下述式19并且通过坐标变换，将电压指令值v_α ^*以及v_β ^*变换成α－β坐标系中的电压矢量Vα以及Vβ。还有，图17示出了被用于这个坐标变换的坐标轴与电动机旋转角θ之间的关系。

式19

还有，在d－q坐标系中的目标电压矢量与α－β坐标系中的目标电压矢量之间存在下述式20那样的关系，保持目标电压矢量V的绝对值。

式20

在空间矢量控制的开关模式中，根据开关元件(Q1～Q6)的开关模式S1～S6，并且，通过如图18的空间矢量图所示的8种离散基准电压矢量V0～V7(相位彼此相差π/3[rad]的非零电压矢量

和零电压矢量V0以及V7)，来定义逆变器的输出电压。还有，对这些基准输出电压矢量V0～V7的选择和它们的发生时间进行控制。另外，通过使用相邻的基准输出电压矢量所夹的6个区域，就能够将空间矢量划分为6个扇区#1～#6，目标电压矢量V属于扇区#1～#6中的某一个扇区，可以分配扇区号。基于目标电压矢量V的α－β坐标系中的旋转角γ，就能够求出“作为Vα以及Vβ的合成矢量的目标电压矢量V到底存在于在α－β空间中被分成正六边形的如图18所示那样的扇区中的哪一个扇区”。还有，旋转角γ作为电动机的旋转角θ与“通过d－q坐标系中的电压指令值v_α ^*与电压指令值v_β ^*之间的关系来获得”的相位δ的和，是通过γ＝θ+δ来决定的。

图19示出了“为了通过基于空间矢量控制的逆变器的开关模式S1、S3、S5的数字控制来使目标电压矢量V从逆变器输出，决定针对开关元件的ON/OFF信号S1～S6(开关模式)中的开关脉冲宽度和该时刻”的基本时间图。还有，空间矢量调制在每个规定的采样周期Ts，在采样周期Ts内进行运算等，并且，在下一个采样周期Ts将该运算结果变换成开关模式S1～S6中的开关脉冲宽度和该时刻并将它们输出。

空间矢量调制生成与基于目标电压矢量V求出的扇区号相对应的开关模式S1～S6。图19示出了在扇区号#1(n＝1)的场合的逆变器的开关元件的开关模式S1～S6的一个示例。信号S1、S3以及S5表示与上侧桥臂相对应的开关元件Q1、Q3、Q5的栅极信号。横轴表示时间，Ts为“与开关周期相对应，被划分为8个时间段，由T0/4、T1/2、T2/2、T0/4、T0/4、T0/4、T2/2、T1/2以及T0/4来构成”的周期。还有，时间段T1以及T2分别为依存于扇区号n以及旋转角γ的时间。

在没有空间矢量调制的情况下，“将本发明的死区时间补偿应用在dq轴上，只对死区时间补偿值进行了dq轴/3相变换”的死区时间补偿值波形(U相波形)成为像图20的虚线那样的去除了三次谐波分量的波形。V相以及W相也是同样的。通过应用空间矢量调制来替代dq轴/3相变换，这样就能够使三次谐波叠加在3相信号上，从而能够弥补因3相变换而失去的三次谐波分量，就能够生成像图20的实线那样的理想的死区时间补偿波形。

图21示出了“在使3相外部干扰观测器和空间矢量调制工作的场合，将正弦波输入到d轴电流指令值的时候”的结果。与没有3相外部干扰观测器的场合相比，减少了d轴电流值和3相电流值的波形失真。几乎没有产生误差。还有，如果观察从电动助力转向装置的“在中心”状态缓慢地转动转向盘时的电动机电流的话，则可以发现，如图22以及图23所示那样，改善了相电流的失真，减少了q轴电流(扭矩)的振动和脉动。

通过搭载电动机的自动模型识别算法，变更3相轴的外部干扰观测器的电动机参考模型，就能够通过相同的控制来操作多种电动机。还有，也可以使3相轴的外部干扰观测器的电动机参考模型和二自由度控制的参数均随着电动机电流而发生变化。随着电动机电流的增加，电动机的电感La因磁饱和现象而发生变化。尽管在上述实施方式中，将基于外部干扰观测器的电感额定值Lan设定为固定值，但如果不按照电动机的电感来改变外部干扰观测器的电感额定值Lan的话，则波形失真，产生脉动。因此，通过使外部干扰观测器的电感额定值Lan随着电动机电流而发生变化，就能够改善波形的失真和脉动。

还有，也可以使电动机电流控制的3相外部干扰观测器的补偿值的限制值随着逆变器的电源电压而发生变化。因为外部干扰观测器对包括反电动势和死区时间在内的所有的外部干扰进行补偿，所以存在成为过度补偿的区域。例如，在电动助力转向装置的场合，因为反电动势大，所以外部干扰观测器的过度补偿增加，造成占空比饱和，从而会产生声音和振动。在逆变器的电源电压高的场合，因为占空比很难饱和，尽管可以增大补偿后的限制值，但在电压低的情况下，需要减少限制值。

附图标记说明

1 转向盘(方向盘)

2 柱轴(转向轴或方向盘轴)

10 扭矩传感器

12 车速传感器

13 电池

20、100 电动机

30 控制单元(ECU)

31 电流指令值运算单元

35、203、204 PI控制单元

36、160 PWM控制单元

37、161 逆变器

110 角度检测单元

130 3相交流/dq轴变换单元

140 d-q解耦控制单元

200 二自由度控制单元

210 dq轴/3相交流变换单元

220 3相外部干扰观测器

230 3相交流/αβ交流变换单元

240 空间矢量调制单元

241 2相/3相变换单元

242 三次谐波叠加单元

Claims (8)

1.一种电动助力转向装置，其通过至少基于转向扭矩运算出的电流指令值对用于将辅助扭矩赋予给车辆的转向机构的三相无刷电动机进行驱动控制，并且，按照通过变换所述电流指令值后得到的dq轴指令值并经由逆变器来进行矢量控制，其特征在于：

具备3相外部干扰观测器，

所述3相外部干扰观测器针对3相电压指令值，对包括所述逆变器的死区时间在内的各相外部干扰电压进行补偿，

所述3相外部干扰观测器

针对3相中的每个相，都由相观测器单元构成，该相观测器单元由电动机模型、电动机逆模型以及低通滤波器来构成，

所述相观测器单元由第1减法单元、增益单元、所述电动机模型、所述电动机逆模型、所述低通滤波器以及第2减法单元来构成，

所述第1减法单元从被变换成3相的相电压中减去外部干扰估计电压，

所述增益单元将来自所述第1减法单元的减法值与增益相乘，

所述电动机模型输入在所述增益单元的输出中加进了外部干扰因素的相电压，输出相电流，

所述电动机逆模型输入所述相电流，

所述低通滤波器输入所述减法值，

所述第2减法单元从所述电动机逆模型的输出中减去所述低通滤波器的输出，输出所述外部干扰估计电压，

所述增益单元的增益随着电动机转速而变化。

2.根据权利要求1所述的电动助力转向装置，其特征在于：所述3相外部干扰观测器的补偿值随着所述逆变器的电源电压而变化。

3.根据权利要求1所述的电动助力转向装置，其特征在于：所述3相外部干扰观测器的电感额定值随着所述三相无刷电动机的电流而变化。

4.根据权利要求1所述的电动助力转向装置，其特征在于：在所述3相外部干扰观测器的后一级设有用于叠加三次谐波的空间矢量调制单元。

5.一种电动助力转向装置，其通过至少基于转向扭矩运算出的电流指令值对用于将辅助扭矩赋予给车辆的转向机构的三相无刷电动机进行驱动控制，并且，按照通过变换所述电流指令值后得到的dq轴指令值并经由逆变器来进行矢量控制，其特征在于：

具备3相外部干扰观测器，

所述3相外部干扰观测器针对3相电压指令值，对包括所述逆变器的死区时间在内的各相外部干扰电压进行补偿，

所述3相外部干扰观测器

针对3相中的2个相，均由相观测器单元构成，该相观测器单元由电动机模型、电动机逆模型以及低通滤波器来构成，

针对其他的1个相，由如下的其他相观测器单元构成，该其他相观测器单元对所述2个相的外部干扰电压补偿后相电压相加后得到的相电压进行正负反转，并由针对反转后的相电压的电动机模型来构成，

所述相观测器单元由第1减法单元、第1增益单元、第1电动机模型、所述电动机逆模型、所述低通滤波器以及第2减法单元来构成，

所述第1减法单元从被变换成3相的相电压中减去外部干扰估计电压，输出所述外部干扰电压补偿后相电压，

所述第1增益单元将来自所述第1减法单元的减法值与增益相乘，

所述第1电动机模型输入在所述第1增益单元的输出中加进了外部干扰因素的相电压，输出相电流，

所述电动机逆模型输入所述相电流，

所述低通滤波器输入所述减法值，

所述第2减法单元从所述电动机逆模型的输出中减去所述低通滤波器的输出，输出所述外部干扰估计电压，

所述其他相观测器单元由加法单元、反转单元、第2增益单元以及第2电动机模型来构成，

所述加法单元将所述2个相的所述外部干扰电压补偿后相电压进行相加，

所述反转单元对所述加法单元的输出进行正负反转，

所述第2增益单元将所述反转单元的输出与增益相乘，

所述第2电动机模型输入在所述第2增益单元的输出中加进了外部干扰因素的相电压，输出相电流，

所述第1增益单元的所述增益和所述第2增益单元的所述增益均随着电动机转速而变化。

6.根据权利要求5所述的电动助力转向装置，其特征在于：所述3相外部干扰观测器的补偿值随着所述逆变器的电源电压而变化。

7.根据权利要求5所述的电动助力转向装置，其特征在于：所述3相外部干扰观测器的电感额定值随着所述三相无刷电动机的电流而变化。

8.根据权利要求5所述的电动助力转向装置，其特征在于：在所述3相外部干扰观测器的后一级设有用于叠加三次谐波的空间矢量调制单元。

Images