JP2002325499A - 交流電動機の電流制御方式 - Google Patents
交流電動機の電流制御方式Info
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- JP2002325499A JP2002325499A JP2001131440A JP2001131440A JP2002325499A JP 2002325499 A JP2002325499 A JP 2002325499A JP 2001131440 A JP2001131440 A JP 2001131440A JP 2001131440 A JP2001131440 A JP 2001131440A JP 2002325499 A JP2002325499 A JP 2002325499A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 三相電圧形ＰＷＭインバータを有する交流電
動機の制御装置では、同一相の上下のトランジスタが共
にＯＦＦする時間オンディレイ時間を有しているため、
この期間のみ制御不能となり、電流指令が小さい場合の
電流応答性が著しく悪くなる。 【解決手段】 本件発明は、制御対象であるモータの逆
モデルで構成されるフィードフォワード制御系内のパラ
メータであるＲn（モータ巻線抵抗ノミナル値）を、電
流指令の逆数に比例して可変させ、ＰＷＭ信号のキャリ
ア周波数に同期して更新する交流電動機の電流制御方式
である。
動機の制御装置では、同一相の上下のトランジスタが共
にＯＦＦする時間オンディレイ時間を有しているため、
この期間のみ制御不能となり、電流指令が小さい場合の
電流応答性が著しく悪くなる。 【解決手段】 本件発明は、制御対象であるモータの逆
モデルで構成されるフィードフォワード制御系内のパラ
メータであるＲn（モータ巻線抵抗ノミナル値）を、電
流指令の逆数に比例して可変させ、ＰＷＭ信号のキャリ
ア周波数に同期して更新する交流電動機の電流制御方式
である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本願発明は、三相電圧形ＰＷ
Ｍインバータを有する交流電動機の制御装置の電流制御
方式に関する。
Ｍインバータを有する交流電動機の制御装置の電流制御
方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】三相電圧形ＰＷＭインバータを用いた交
流電動機の制御装置を図１に示す。同図は、電流指令値
とＣＴ１２、１３等の電流検出器により検出されたモー
タ巻線の電流値との偏差を求め補償器により、偏差を０
にするよう調節し電圧指令を算出し、この電圧指令値に
従い三相電圧形ＰＷＭインバータ１１を制御し、交流電
動機の巻線に電流を供給する制御装置である。三相電圧
形ＰＷＭインバータの概略を図２に示す。ここで同図に
おいて各相とも上下各一つのトランジスタとそれと逆並
列に接続された還流ダイオードを組としたスイッチによ
り構成されており、制御部により駆動信号を演算しトラ
ンジスタをＯＮ−ＯＦＦさせる。Ｕ相トランジスタのＯ
Ｎ−ＯＦＦタイミングを示したものを図３に示す。ここ
で、理想的には図３に示すようにＱ１とＱ４を交互にＯ
Ｎ−ＯＦＦ動作を行えば良いが、素子のバラツキ等の理
由から上下両方のトランジスタがＯＦＦである期間を設
けないかぎり、上下のトランジスタが同時にＯＮする時
間が発生し直流電源短絡を引き起こす可能性がある。よ
って、一般的には、図３に示すように上下両方のトラン
ジスタがＯＦＦする期間を設けている。この期間ｔdを
オンディレイ時間と称する。つまり、オンディレイ時間
ｔdの間、理想出力電圧とは逆極性の電圧外乱が生じ
る。このｔdによって生じる電圧成分が外乱となり、三
相電圧形インバータ出力電圧指令に対する電流指令の関
係は図４に示すようにオフセットをもった特性となる。
つまり、出力電流が小さい場合において制御ゲインが著
しく低くなることと等価な現象が発生する。このため、
出力電流が小さい場合、電流の応答性は著しく悪くな
る。
流電動機の制御装置を図１に示す。同図は、電流指令値
とＣＴ１２、１３等の電流検出器により検出されたモー
タ巻線の電流値との偏差を求め補償器により、偏差を０
にするよう調節し電圧指令を算出し、この電圧指令値に
従い三相電圧形ＰＷＭインバータ１１を制御し、交流電
動機の巻線に電流を供給する制御装置である。三相電圧
形ＰＷＭインバータの概略を図２に示す。ここで同図に
おいて各相とも上下各一つのトランジスタとそれと逆並
列に接続された還流ダイオードを組としたスイッチによ
り構成されており、制御部により駆動信号を演算しトラ
ンジスタをＯＮ−ＯＦＦさせる。Ｕ相トランジスタのＯ
Ｎ−ＯＦＦタイミングを示したものを図３に示す。ここ
で、理想的には図３に示すようにＱ１とＱ４を交互にＯ
Ｎ−ＯＦＦ動作を行えば良いが、素子のバラツキ等の理
由から上下両方のトランジスタがＯＦＦである期間を設
けないかぎり、上下のトランジスタが同時にＯＮする時
間が発生し直流電源短絡を引き起こす可能性がある。よ
って、一般的には、図３に示すように上下両方のトラン
ジスタがＯＦＦする期間を設けている。この期間ｔdを
オンディレイ時間と称する。つまり、オンディレイ時間
ｔdの間、理想出力電圧とは逆極性の電圧外乱が生じ
る。このｔdによって生じる電圧成分が外乱となり、三
相電圧形インバータ出力電圧指令に対する電流指令の関
係は図４に示すようにオフセットをもった特性となる。
つまり、出力電流が小さい場合において制御ゲインが著
しく低くなることと等価な現象が発生する。このため、
出力電流が小さい場合、電流の応答性は著しく悪くな
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】図５に従来の交流電動
機の電流制御ブロックを示す。従来の技術では前述のよ
うに出力電流が小さい場合、オンディレイ時間の影響で
電流の応答性が著しく悪くなる。この影響は制御ゲイン
を十分に高くできれば問題ない。しかし、マイコンを用
いて制御するソフトウェア制御系では、電流の制御周期
はＰＷＭ信号のキャリア周波数またはその倍とするのが
一般的であるので、実際には、ＩＧＢＴを始めとするパ
ワーモジュールのスイッチング損失の関係から十分に制
御周期を上げられず、前記図５中の制御ゲインである電
流比例ゲインＫcp１８および電流積分ゲインＫci１９を
高くできない。また、たとえ制御ゲインを高くできたと
しても、全てのトルク指令範囲でゲインを高く設定する
と、トルク指令が高い場合、制御ゲインが高すぎるので
制御系が不安定となる。
機の電流制御ブロックを示す。従来の技術では前述のよ
うに出力電流が小さい場合、オンディレイ時間の影響で
電流の応答性が著しく悪くなる。この影響は制御ゲイン
を十分に高くできれば問題ない。しかし、マイコンを用
いて制御するソフトウェア制御系では、電流の制御周期
はＰＷＭ信号のキャリア周波数またはその倍とするのが
一般的であるので、実際には、ＩＧＢＴを始めとするパ
ワーモジュールのスイッチング損失の関係から十分に制
御周期を上げられず、前記図５中の制御ゲインである電
流比例ゲインＫcp１８および電流積分ゲインＫci１９を
高くできない。また、たとえ制御ゲインを高くできたと
しても、全てのトルク指令範囲でゲインを高く設定する
と、トルク指令が高い場合、制御ゲインが高すぎるので
制御系が不安定となる。
【０００４】つまり、従来の技術での課題は、出力電流
が小さい場合、オンディレイ時間の影響により電流の応
答性が著しく悪くなることが課題である。
が小さい場合、オンディレイ時間の影響により電流の応
答性が著しく悪くなることが課題である。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本件発明は、制御対象で
あるモータの逆モデルで構成されるフィードフォワード
制御系内のパラメータであるＲn（モータ巻線抵抗ノミ
ナル値）を、電流指令の逆数に比例して可変させ、ＰＷ
Ｍ信号のキャリア周波数に同期して更新する交流電動機
の電流制御方式である。
あるモータの逆モデルで構成されるフィードフォワード
制御系内のパラメータであるＲn（モータ巻線抵抗ノミ
ナル値）を、電流指令の逆数に比例して可変させ、ＰＷ
Ｍ信号のキャリア周波数に同期して更新する交流電動機
の電流制御方式である。
【０００６】
【発明の実施の形態】図６にオンディレイ時間の影響を
抑制するための電流制御ブロックを示す。本願発明では
制御対象であるモータの逆モデル（数１）により構成さ
れるフィードフォワード制御系において、少なくとも制
御ゲインであるモータ巻線抵抗ノミナル値Ｒn２０を電
流指令に応じて式（１）に従い可変させることで、三相
電圧形インバータ出力電圧波形に対する出力電流の関係
は図７に示すようになり、従来例ではオンディレイ時間
の影響で問題であった出力電流が小さい場合の電流応答
性を飛躍的に改善できる。
抑制するための電流制御ブロックを示す。本願発明では
制御対象であるモータの逆モデル（数１）により構成さ
れるフィードフォワード制御系において、少なくとも制
御ゲインであるモータ巻線抵抗ノミナル値Ｒn２０を電
流指令に応じて式（１）に従い可変させることで、三相
電圧形インバータ出力電圧波形に対する出力電流の関係
は図７に示すようになり、従来例ではオンディレイ時間
の影響で問題であった出力電流が小さい場合の電流応答
性を飛躍的に改善できる。
【０００７】
【数１】
【０００８】
【数２】
【０００９】前記フィードフォワード制御系内のパラメ
ータであるモータ巻線抵抗ノミナル値Ｒn２０、モータ
巻線インダクタンスノミナル値Ｌn２１および一次遅れ
フィルタ２２内の時定数τはモータの巻線抵抗およびイ
ンダクタンスにより決定されるパラメータである。従っ
て、電流指令に応じてモータ巻線抵抗ノミナル値Ｒn２
０のみ式（１）に従い可変させた場合、オーバーシュー
トが大きくなったり制御系が発振する場合もありうる。
そこで、モータ巻線インダクタンスノミナル値Ｌ n２１
を電流指令に応じて式（２）に従い可変させて制御系の
安定性を補償する。
ータであるモータ巻線抵抗ノミナル値Ｒn２０、モータ
巻線インダクタンスノミナル値Ｌn２１および一次遅れ
フィルタ２２内の時定数τはモータの巻線抵抗およびイ
ンダクタンスにより決定されるパラメータである。従っ
て、電流指令に応じてモータ巻線抵抗ノミナル値Ｒn２
０のみ式（１）に従い可変させた場合、オーバーシュー
トが大きくなったり制御系が発振する場合もありうる。
そこで、モータ巻線インダクタンスノミナル値Ｌ n２１
を電流指令に応じて式（２）に従い可変させて制御系の
安定性を補償する。
【００１０】
【数３】
【００１１】さらに、モータ巻線抵抗ノミナル値Ｒn２
０、モータ巻線インダクタンスノミナル値Ｌn２１を電
流指令に応じて可変させると共に一次遅れフィルタ２２
の時定数τを適切な値にすることでさらに、制御系の安
定性を補償できる。
０、モータ巻線インダクタンスノミナル値Ｌn２１を電
流指令に応じて可変させると共に一次遅れフィルタ２２
の時定数τを適切な値にすることでさらに、制御系の安
定性を補償できる。
【００１２】また、前記請求項５に示すように請求項４
と従来のフィードバック制御を併用することにより制御
系の安定性および応答性を補償することができる。
と従来のフィードバック制御を併用することにより制御
系の安定性および応答性を補償することができる。
【００１３】
【実施例】図８に本願発明の実施例を示す。本実施例
は、サーボモータの制御装置を対象としている。モータ
巻線に供給される電流の検出はＣＴ１２、１３により行
い、これをＡ／Ｄ変換器９、１０によりディジタル量に
変換する。これを三相−二相変換部８でｄ−ｑ軸に分解
する。また、位置の検出はロータリエンコーダ１５によ
り行う。位置制御部では、上位コントローラより与えら
れる位置指令とロータリエンコーダ１５より検出される
位置信号の偏差をとり、位置偏差をなくすよう、位置制
御部１で制御を行う。速度制御部では、位置制御部１の
出力である速度指令とロータリエンコーダ１５で検出さ
れる位置信号を微分器１６により微分して得られる速度
信号の偏差を取り、速度偏差がなくなるよう、速度制御
部２で制御する。速度制御部２の出力である電流指令
は、ｄ軸成分とｑ軸成分にそれぞれ分解され、それぞれ
ｑ軸電流値とｄ軸電流値との偏差を取り、偏差がなくな
るように電流補償器３、４、５、６を調整する。電流制
御部の出力であるｑ軸電圧指令およびｄ軸電圧指令を、
二相−三相変換部７で座標変換し、三相電圧形ＰＷＭイ
ンバータ１１への指令電圧を演算する。三相電圧形ＰＷ
Ｍインバータ部１１で上記指令電圧と搬送波である三角
波を比較して各ゲートに電圧指令を与えモータ巻線に三
相電流を供給する。
は、サーボモータの制御装置を対象としている。モータ
巻線に供給される電流の検出はＣＴ１２、１３により行
い、これをＡ／Ｄ変換器９、１０によりディジタル量に
変換する。これを三相−二相変換部８でｄ−ｑ軸に分解
する。また、位置の検出はロータリエンコーダ１５によ
り行う。位置制御部では、上位コントローラより与えら
れる位置指令とロータリエンコーダ１５より検出される
位置信号の偏差をとり、位置偏差をなくすよう、位置制
御部１で制御を行う。速度制御部では、位置制御部１の
出力である速度指令とロータリエンコーダ１５で検出さ
れる位置信号を微分器１６により微分して得られる速度
信号の偏差を取り、速度偏差がなくなるよう、速度制御
部２で制御する。速度制御部２の出力である電流指令
は、ｄ軸成分とｑ軸成分にそれぞれ分解され、それぞれ
ｑ軸電流値とｄ軸電流値との偏差を取り、偏差がなくな
るように電流補償器３、４、５、６を調整する。電流制
御部の出力であるｑ軸電圧指令およびｄ軸電圧指令を、
二相−三相変換部７で座標変換し、三相電圧形ＰＷＭイ
ンバータ１１への指令電圧を演算する。三相電圧形ＰＷ
Ｍインバータ部１１で上記指令電圧と搬送波である三角
波を比較して各ゲートに電圧指令を与えモータ巻線に三
相電流を供給する。
【００１４】ここで電流制御部は図６に示すような構成
となっており、制御対象であるモータの巻線抵抗とイン
ダクタンスよりモータ巻線抵抗ノミナル値Ｒn２０、モ
ータ巻線インダクタンスノミナル値Ｌn２１および一次
遅れフィルタ２２の時定数τの初期値および、フィード
バックループ内のパラメータである電流比例ゲイン１８
および電流積分ゲイン１９を決定する。この初期値のま
までは、オンディレイ時間の影響により、電流指令と出
力電圧の関係は図４のようになり電流指令が小さい場合
の電流の応答性が著しく悪くなる。そこで、式（１）に
示すように、電流指令の逆数に比例してモータ巻線抵抗
ノミナル値Ｒn２０を可変させる。以上により電流指令
値と出力電圧の関係を図７のように改善でき、電流の応
答性を飛躍的に改善できる。
となっており、制御対象であるモータの巻線抵抗とイン
ダクタンスよりモータ巻線抵抗ノミナル値Ｒn２０、モ
ータ巻線インダクタンスノミナル値Ｌn２１および一次
遅れフィルタ２２の時定数τの初期値および、フィード
バックループ内のパラメータである電流比例ゲイン１８
および電流積分ゲイン１９を決定する。この初期値のま
までは、オンディレイ時間の影響により、電流指令と出
力電圧の関係は図４のようになり電流指令が小さい場合
の電流の応答性が著しく悪くなる。そこで、式（１）に
示すように、電流指令の逆数に比例してモータ巻線抵抗
ノミナル値Ｒn２０を可変させる。以上により電流指令
値と出力電圧の関係を図７のように改善でき、電流の応
答性を飛躍的に改善できる。
【００１５】ここで、電流指令に応じてモータ巻線抵抗
ノミナル値Ｒn２０のみ式（１）に従い可変させた場
合、オーバーシュートが大きくなったり制御系が発振す
る場合もありうる。そこで、式（２）に示すようにモー
タ巻線インダクタンスノミナル値Ｌn２１を電流指令の
二乗に比例して可変させ、制御系の安定性を補償する。
さらに安定性を補償したい場合は、一次遅れフィルタ２
２の時定数τの値を適切に調整する。
ノミナル値Ｒn２０のみ式（１）に従い可変させた場
合、オーバーシュートが大きくなったり制御系が発振す
る場合もありうる。そこで、式（２）に示すようにモー
タ巻線インダクタンスノミナル値Ｌn２１を電流指令の
二乗に比例して可変させ、制御系の安定性を補償する。
さらに安定性を補償したい場合は、一次遅れフィルタ２
２の時定数τの値を適切に調整する。
【００１６】また、フィードフォワードを用いずにフィ
ードバック制御のみでオンディレイ時間の影響を抑制す
るには、図５中のパラメータである電流比例ゲイン１８
および電流積分ゲイン１９をそれぞれ式（３）、（４）
に従って可変させることにより、電流指令値と出力電圧
の関係を図８のように改善でき、電流の応答性を飛躍的
に改善できる。
ードバック制御のみでオンディレイ時間の影響を抑制す
るには、図５中のパラメータである電流比例ゲイン１８
および電流積分ゲイン１９をそれぞれ式（３）、（４）
に従って可変させることにより、電流指令値と出力電圧
の関係を図８のように改善でき、電流の応答性を飛躍的
に改善できる。
【００１７】
【数４】
【００１８】また、本実施例では、マイコンを用いたソ
フトウェア制御を行っている。よって、キャリア周波数
もしくはその２倍に同期して電流をサンプリングしてい
るので、電流ループの制御周期はキャリア周波数もしく
はその２倍と同値となり、各サンプリング時間ごとに上
述した演算を行い、値を更新する。
フトウェア制御を行っている。よって、キャリア周波数
もしくはその２倍に同期して電流をサンプリングしてい
るので、電流ループの制御周期はキャリア周波数もしく
はその２倍と同値となり、各サンプリング時間ごとに上
述した演算を行い、値を更新する。
【００１９】なお、本実施例に示した交流電動機の電流
制御方式を用いたサーボモータ駆動装置は、電子部品実
装装置、半導体製造装置、工作機械、産業ロボット等の
ＦＡ機器の駆動装置に用いられる。
制御方式を用いたサーボモータ駆動装置は、電子部品実
装装置、半導体製造装置、工作機械、産業ロボット等の
ＦＡ機器の駆動装置に用いられる。
【００２０】
【発明の効果】上記実施例により従来例で課題であった
オンディレイ時間の影響により出力電流が小さい場合に
おいて著しく電流の応答性が悪くなる現象を、飛躍的に
改善でき、高速なフィードバック制御ができない場合に
おいても、出力電流の大小に依存しない良好な制御が可
能となる。
オンディレイ時間の影響により出力電流が小さい場合に
おいて著しく電流の応答性が悪くなる現象を、飛躍的に
改善でき、高速なフィードバック制御ができない場合に
おいても、出力電流の大小に依存しない良好な制御が可
能となる。
【図１】三相電圧形ＰＷＭインバータを用いた交流電動
機の制御装置を示す図
機の制御装置を示す図
【図２】三相電圧形ＰＷＭインバータを示す図
【図３】トランジスタのスイッチングタイミングチャー
ト
ト
【図４】三相電圧形ＰＷＭインバータの出力電圧と指令
電流の関係（従来）を示す図
電流の関係（従来）を示す図
【図５】従来の交流電動機の電流制御ブロックを示す図
【図６】交流電動機の電流制御ブロックを示す図
【図７】三相電圧形ＰＷＭインバータの出力電圧と指令
電流の関係（本願発明）を示す図
電流の関係（本願発明）を示す図
【図８】交流電動機の制御ブロック（本願発明）を示す
図
図
１ 位置制御部 ２ 速度制御部 ３ 電流補償器１ ４ 電流補償器２ ５ 電流補償器３ ６ 電流補償器４ ７ 二相−三相変換部 ８ 三相−二相変換部 １１ ＰＷＭインバータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H576 AA17 BB09 BB10 CC05 DD02 DD05 DD07 EE01 EE11 EE18 GG01 GG02 GG04 GG08 HA02 HB02 JJ03 JJ08 JJ16 JJ17 JJ24 JJ25 JJ26 LL07 LL22 LL41
Claims (9)
- 【請求項１】 制御対象であるモータの逆モデルで構成
されるフィードフォワード制御系内のパラメータである
Ｒn（モータ巻線抵抗ノミナル値）を、電流指令の逆数
に比例して可変させ、ＰＷＭ信号のキャリア周波数に同
期して更新する交流電動機の電流制御方式。 - 【請求項２】 請求項１記載の交流電動機の電流制御方
式と併用して、これを補正するために制御対象であるモ
ータの逆モデル内のパラメータであるＬn（モータ巻線
インダクタンスノミナル値）を電流指令の二乗に比例し
て可変させ、ＰＷＭ信号のキャリア周波数に同期して更
新する交流電動機の電流制御方式。 - 【請求項３】 請求項１記載の制御方式と併用して、こ
れを補正するために制御対象であるモータの逆モデル内
のパラメータである一次遅れフィルタの時定数τ1を可
変させ、ＰＷＭ信号のキャリア周波数に同期して更新す
る交流電動機の電流制御方式。 - 【請求項４】 請求項２記載の制御方式と併用して、こ
れを補正するために前記逆モデル内のパラメータである
一次遅れフィルタの時定数τ1を可変させ、ＰＷＭ信号
のキャリア周波数に同期して更新する交流電動機の電流
制御方式。 - 【請求項５】 請求項１〜４記載のいずれかの交流電動
機の制御方式と、これを補正するためにフィードバック
制御を併用した交流電動機の電流制御方式。 - 【請求項６】 フィードバック制御系内のパラメータで
ある比例ゲインおよび積分ゲインを電流指令の逆数に比
例して可変させ、ＰＷＭ信号のキャリア周波数に同期し
て更新する交流電動機の電流制御方式。 - 【請求項７】 請求項１〜６記載のいずれかの交流電動
機の電流制御方式で、ＰＷＭ信号のキャリア周波数の２
倍と同期してゲインを更新する交流電動機の電流制御方
式。 - 【請求項８】 請求項１〜７記載のいずれかの交流電動
機の電流制御方式を用いた、サーボモータ制御装置。 - 【請求項９】 請求項８記載のサーボモータ制御装置を
用いたＦＡ機器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001131440A JP2002325499A (ja) | 2001-04-27 | 2001-04-27 | 交流電動機の電流制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001131440A JP2002325499A (ja) | 2001-04-27 | 2001-04-27 | 交流電動機の電流制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002325499A true JP2002325499A (ja) | 2002-11-08 |
Family
ID=18979629
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001131440A Withdrawn JP2002325499A (ja) | 2001-04-27 | 2001-04-27 | 交流電動機の電流制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002325499A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007126024A1 (ja) * | 2006-04-28 | 2007-11-08 | Thk Co., Ltd. | サーボモータの制御装置及び方法 |
| JP2014068465A (ja) * | 2012-09-26 | 2014-04-17 | Daikin Ind Ltd | インバータ制御装置 |
| WO2018016476A1 (ja) * | 2016-07-20 | 2018-01-25 | 日本精工株式会社 | 電動パワーステアリング装置 |
| WO2018016436A1 (ja) * | 2016-07-20 | 2018-01-25 | 日本精工株式会社 | 電動パワーステアリング装置 |
Citations (1)
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|---|---|---|---|---|
| JPS6028797A (ja) * | 1983-07-28 | 1985-02-13 | Mitsubishi Electric Corp | 誘導電動機駆動用電流制御装置 |
-
2001
- 2001-04-27 JP JP2001131440A patent/JP2002325499A/ja not_active Withdrawn
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