JP5660085B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転機の制御量を制御すべく、前記回転機の端子に交流電圧を印加する交流電圧印加手段を操作する回転機の制御装置に関する。

たとえば下記特許文献１には、電動機の回転速度に比例したフィードフォワード操作量としてのインバータの出力電圧を、インバータの負極側直流母線を流れる電流のピーク値に応じてフィードバック補正するものも提案されている。

特開２００８−２２８４７６号公報

ところで、上記のような制御装置において、力行と回生とが切り替わる際には、電動機の制御性が低下することが発明者らによって見出されている。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、回転機の制御量を制御すべく、前記回転機の端子に交流電圧を印加する交流電圧印加手段について、これを操作する新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

本発明は、回転機（１０）の制御量を制御すべく、前記回転機の端子に交流電圧を印加する交流電圧印加手段（ＩＮＶ）を操作する操作手段（２０）を備え、
前記操作手段は、前記制御量の指令値を入力とし、前記制御量の開ループ操作量としての前記交流電圧印加手段の出力端子のそれぞれの電圧の指令値である端子電圧指令値を設定する電圧指令値設定手段（２４，２６）と、前記回転機の各端子を流れる電流の履歴情報に基づき、前記回転機の各端子の電流の振幅のばらつきを低減するためのフィードバック操作量を算出し、該フィードバック操作量によって、前記端子電圧指令値を補正する個別補正手段（７０〜８６）と、前記回転機の力行制御および回生制御のいずれか一方から他方への切り替え時であるか否かを判断する判断手段（Ｓ３０）を備える。そして、請求項１記載の発明は、前記判断手段によって切り替え時であると判断されたことを条件として、前記個別補正手段によって算出された前記フィードバック操作量の符号を反転させる反転反映手段（Ｓ３２）を備えることを特徴とする。また、請求項２記載の発明は、前記個別補正手段が前記回転機の端子のそれぞれについて算出する前記フィードバック操作量について、それらのうちの複数個に関する平均値を、前記個別補正手段が前記回転機の端子のそれぞれについて算出する前記フィードバック操作量から減算した値を差分相当量とし、前記判断手段によって切り替え時であると判断されたことを条件として、前記差分相当量の符号を反転させる反転反映手段（Ｓ３２ａ）を備えることを特徴とする。さらに、請求項１０記載の発明は、前記判断手段によって切り替え時であると判断されたことを条件として、前記差分相当量をゼロとする初期化手段（Ｓ３２ｂ）を備えることを特徴とする。

上記履歴情報に応じたフィードバック操作量のうちの上記差分相当量の極性が、力行時と回生時とで反転する傾向があることが発明者らによって見出された。このため、力行と回生との切り替え直後においては、履歴情報に応じたフィードバック操作量が適正な値からずれるおそれがある。また、フィードバック制御におけるゲインは、力行時と回生時とで符号が逆となるため、力行と回生とのいずれか一方から他方への切り替えの判断に遅れが生じる場合、フィードバック操作量の算出が不適切となる。このため、切り替え時と判断された際のフィードバック操作量は、適切な値からずれやすい。

この点、上記発明では、切り替え時と判断された直後のフィードバック操作量が適切な値からずれる事態を好適に抑制することができる。

なお、本発明にかかる以下の代表的な実施形態に関する概念の拡張については、代表的な実施形態の後の「その他の実施形態」の欄に記載してある。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる位相補正部の処理手順を示す流れ図。 インバータのスイッチングモードと母線電流との関係を示す図。 上記実施形態にかかる個別補正処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる共通補正処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる効果を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるシステム構成図。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。 第４の実施形態にかかる個別補正処理の手順を示す流れ図。 第５の実施形態にかかるシステム構成図。 第６の実施形態にかかるシステム構成図。 第７の実施形態にかかる個別補正処理の手順を示す流れ図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載電動パワーステアリングに搭載される電動機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す。電動機１０は、３相の同期機である。詳しくは、電動機１０は、表面磁石同期機（ＳＰＭＳＭ）である。

電動機１０は、インバータＩＮＶを介してバッテリ１２に接続されている。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点（インバータＩＮＶの出力端子）のそれぞれが電動機１０のＵ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれの端子に接続されている。これらスイッチング素子Ｓ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタが用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。なお、ダイオードＤ￥＃は、スイッチング素子Ｓ￥＃のボディーダイオードであってもよい。

本実施形態では、電動機１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まず電動機１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１６を備えている。さらに、インバータＩＮＶの入力端子（ここでは、負極側直流母線Ｌｎに接続される負極側入力端子）を流れる電流（母線電流ＩＤＣ）を検出する電流センサ１８を備えている。ちなみに、電流センサ１８としては、負極側直流母線Ｌｎに直列接続されるシャント抵抗と、その両端の電位差を検出する手段とを備えて構成してもよい。

加えて、上側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｐの流通経路の両端部（ソースおよびドレイン間の電圧）の電位差の極性を検出するコンパレータ３０，３２，３４を備えている。

上記各種センサの検出値や、コンパレータ３０〜３４の出力信号Ｃ￥は、制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ￥＃を操作する信号が、操作信号ｇ￥＃である。

図には、制御装置２０の行なう処理をブロック図で示してある。以下、これについて、「制御の概要」を説明した後、「力行および回生の切り替え制御」について詳述する。

「制御の概要」
指令電流設定部２２は、トルク指令値Ｔｒｑ＊を入力とし、電動機１０のトルクがトルク指令値Ｔｒｑ＊となるうえで要求される電流を指令値（電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊）として設定する。本実施形態では、最小電流最大トルク制御を実現するための電流を電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊とする。すなわち、「ｉｄ＊＝０，ｉｑ＊≠０」とする。

指令電圧設定部２４は、電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊と、速度算出部２３から出力される電気角速度ωとを入力とし、電動機１０を流れる電流を電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊とするうえでの開ループ操作量（電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊）を設定する。ここでは、電動機１０の抵抗Ｒ、インダクタンスＬおよび逆起電圧定数φを用いた以下の式（ｃ１），（ｃ２）によって表現される電圧方程式を用いて、電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊を設定する。
ｖｄ＊＝Ｒ・ｉｄ＋Ｌ・（ｄｉｄ＊／ｄｔ）−ω・Ｌ・ｉｑ＊ …（ｃ１）
ｖｑ＊＝Ｒ・ｉｑ＋Ｌ・（ｄｉｑ＊／ｄｔ）＋ω・Ｌ・ｉｄ＊＋ω・φ …（ｃ２）
電圧３相変換部２６では、電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊を電動機１０の各端子に対する電圧の指令値（電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊）に変換する。

操作信号生成部２８では、電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に応じた信号を、電源電圧ＶＤＣによって規格化したＤｕｔｙ信号Ｄ￥＃と、三角波形状のキャリアとの大小比較に基づき、スイッチング素子Ｓ￥＃の操作信号ｇ￥＃を生成する。詳しくは、大小比較に基づき論理Ｈおよび論理Ｌが定まるＰＷＭ信号ｇ￥の立ち上がりエッジをデッドタイムだけ遅延させることで上側アームの操作信号ｇ￥ｐを生成する。また、ＰＷＭ信号ｇ￥の論理反転信号の立ち上がりエッジをデッドタイムだけ遅延させることで下側アームの操作信号ｇ￥ｎを生成する。

本実施形態では、上述した開ループ制御が基本となるものの、電動機１０のトルクリップルを低減することなどを狙って、次の４つの処理を行なう。第１の処理は、電動機１０を流れる電流の位相を電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊の位相にフィードバック制御する位相補償処理であり、第２の処理は、電動機１０の各端子を流れる電流ｉ￥の振幅のばらつきを低減する振幅補正処理である。また、第３の処理は、操作信号ｇ￥ｐと操作信号ｇ￥ｎとに設けられるデッドタイムによる電圧の制御性の低下を補償するデッドタイム補償処理であり、第４の処理は、上記電圧方程式のモデル化誤差を補償するモデル化誤差の補償処理である。以下、これについて説明する。

まず、始めに、位相補償処理について説明する。

位相操作部４０は、コンパレータ３０〜３４の出力信号Ｃ￥を入力とし、電圧３相変換部２６の入力となる電気角θを補正する補正量Δθを算出する。図２に、位相操作部４０の行なう処理の詳細を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、スイッチング素子Ｓ￥＃がオン状態とされている期間について、出力信号Ｃ￥が論理反転したか否かを判断する。この処理は、電動機１０の相電流ｉ￥の極性の反転タイミングを検出するためのものである。すなわち、相電流ｉ￥を流れる電流の極性が反転すると、スイッチング素子Ｓ￥＃の両端の電位差の極性が反転する。なお、スイッチング素子Ｓ￥＃がオン状態とされている期間は、操作信号生成部２８から位相操作部４０に入力されるスイッチングモード情報に基づき把握される。ここでスイッチングモードとは、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓ￥＃のそれぞれがオン状態であるかオフ状態であるかを表現するものである。

そして反転タイミングであると判断される場合、ステップＳ１２において、そのときの電気角θを、反転位相θ０￥として記憶する。そして、ステップＳ１４においては、反転位相指令値θ０￥＊からステップＳ１２において記憶された反転位相θ０￥を減算することで、偏差Δθ￥を算出する。ここで、反転位相指令値θ０ｕ＊は、０度または１８０度であり、反転位相指令値θ０ｖ＊は、３０度または２１０度であり、反転位相指令値θ０ｗ＊は、１５０度または３３０度である。これは、本実施形態では、ｄ軸の電流指令値ｉｄ＊をゼロとしたことと対応している。なお、たとえば反転位相指令値θ０ｕ＊を、０度とするか１８０度とするかは、実際の電気角θに応じて定める。すなわち、現在の電気角θが０度近傍である場合には、０度とし、１８０度近傍である場合には、１８０度とする。ちなみに、偏差Δθ￥を、反転位相指令値θ０￥＊に対して反転位相θ０￥が進角しているか遅角しているかに応じて固定された符号を取るようにすべく、反転位相指令値θ０ｕ＊がゼロである場合であって且つ、反転位相θ０ｕが３５０度以上３６０度未満である場合には、３６０度から反転位相θ０ｕが減算された値を反転位相θ０ｕと定義しなおして偏差Δθ￥を算出することが望ましい。

続くステップＳ１６では、偏差Δθ￥と目標値Δθｔとの差Δを算出する。ここで、目標値Δθｔは、後述するＰＩＤ制御によって偏差Δθ￥をゼロにフィードバック制御するに際し、相電流ｉ￥の極性の実際の反転タイミングに対するステップＳ１２によって記憶される反転タイミングの遅延を補償するための補償量である。目標値Δθｔは、電気角速度ωが大きいほど、大きい値に設定される。これは、電気角速度ωが大きいほど、相電流ｉ￥の極性の実際の反転タイミングに対するステップＳ１２によって記憶される反転タイミングの遅延量が大きくなることに鑑みたものである。

そして、ステップＳ１８においては、差Δを入力とする比例要素、積分要素、および微分要素の各出力同士の和を、補正量Δθとする。

こうして補正量Δθが算出されると、先の図１に示す位相補正部４２において電気角θが補正量Δθによって補正され、電圧３相変換部２６に入力される。これにより、電圧３相変換部２６は、電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊の位相に対して、電圧指令値ｖ￥＊の位相を、補正量Δθだけずらして算出することとなる。

次に、振幅補正処理について説明する。

電流３相変換部５０は、電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊を３相の電流指令値ｉ￥＊に変換する。電流指令値ｉｕ＊は、絶対値算出部５２によってその絶対値に変換され、偏差算出部６２に入力される。電流指令値ｉｖ＊は、絶対値算出部５４によって、その絶対値に変換され、偏差算出部６４に入力される。電流指令値ｉｗ＊は、絶対値算出部５６によって、その絶対値に変換され、偏差算出部６６に入力される。

一方、母線電流ＩＤＣは、絶対値算出部５８によってその絶対値に変換され、セレクタ６０に入力される。セレクタ６０は、操作信号生成部２８からセレクタ６０に入力されるスイッチングモード情報に基づき、偏差算出部６２，６４，６６のいずれかに母線電流ＩＤＣを選択的に出力する。詳しくは、セレクタ６０では、図３に示す関係を記憶しており、スイッチングモードに基づき、母線電流ＩＤＣの絶対値が相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのいずれの絶対値と等しいかを把握し、偏差算出部６２，６４，６６のうち、等しくなる相に対応するものに、絶対値算出部５８の出力値を出力する。なお、図３において、相電流ｉ￥の符号は、インバータＩＮＶ側から電動機１０側に出力される場合を正と定義している。また、セレクタ６０は、本実施形態において、識別手段を構成する。

先の図１に示す個別フィードバック操作量算出部７０では、偏差算出部６２の出力信号を入力とし、Ｕ相の相電流ｉｕの絶対値を電流指令値ｉｕ＊の絶対値にフィードバック制御するための操作量を算出する。個別フィードバック操作量算出部７２では、偏差算出部６４の出力信号を入力とし、Ｖ相の相電流ｉｖの絶対値を電流指令値ｉｖ＊の絶対値にフィードバック制御するための操作量を算出する。個別フィードバック操作量算出部７４では、偏差算出部６６の出力信号を入力とし、Ｗ相の相電流ｉｗの絶対値を電流指令値ｉｗ＊の絶対値にフィードバック制御するための操作量を算出する。本実施形態では、個別フィードバック操作量算出部７０，７２，７４のそれぞれにおいて、偏差算出部６２，６４，６６のそれぞれの出力信号を入力とする比例要素、および積分要素の各出力同士の和として操作量（個別補正量ｃｏｍｐ￥）を算出する。

なお、個別フィードバック操作量算出部７０，７２，７４の時定数は、それらによるフィードバック制御の応答性が、位相操作部４０による位相補償処理の応答性よりも低くなるように設定する。これは電流指令値ｉ￥＊の位相と実際の相電流ｉ￥の位相とがずれている場合には、個別フィードバック操作量算出部７０，７２，７４の出力値（個別補正量ｃｏｍｐ￥）が、相電流ｉ￥の振幅を電流指令値ｉ￥＊の振幅にフィードバック制御するための適切な値からずれるおそれがあることに鑑みたものである。

加算部７６では、個別フィードバック操作量算出部７０の出力（個別補正量ｃｏｍｐｕ）に「１」を加算し、乗算部８２に出力する。同様に、加算部７８では、個別フィードバック操作量算出部７２の出力に「１」を加算し、乗算部８４に出力する。また、加算部８０では、個別フィードバック操作量算出部７４の出力に「１」を加算し、乗算部８６に出力する。これら乗算部８２，８４，８６のそれぞれでは、電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊のそれぞれに加算部７６，７８，８０の出力値のそれぞれを乗算し、これをフィードバック操作量によって補正された電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊として出力する。

ここで、本実施形態では、個別フィードバック操作量算出部７０〜７４、加算部７６〜８０、および乗算部８２〜８６の協働で、電圧指令値ｖ￥＊の振幅補正を良好に行なうことを可能とした。すなわち、相電流ｉ￥は交流であるため、絶対値算出部５８の出力値と、絶対値算出部５２〜５６のそれぞれの出力値との比によって、振幅補正量を定量化する場合には、比の演算において分母がゼロまたはゼロに近づく事態が生じ、これが振幅補正量の算出精度を低下させる要因となる。これに対し、分母が小さくなる場合には比の算出を回避することも可能ではあるが、この場合には、制御が煩雑となる。

次に、デッドタイム補償処理について説明する。

デッドタイム補償部９０は、コンパレータ３０〜３４の出力信号Ｃ￥と、操作信号生成部２８からデッドタイム補償部９０に入力されるスイッチングモード情報とに基づき、デッドタイム補償のための電圧指令値ｖ￥＊の補正量ｄｔ￥を算出する。ここで、出力信号Ｃ￥とスイッチングモード情報とは、相電流ｉ￥の極性を判断するための入力である。すなわちたとえば、スイッチングモード情報に基づきスイッチング素子Ｓ￥ｐがオン状態にあると判断される期間において、出力信号Ｃ￥が論理Ｈである場合、相電流ｉ￥が負であると判断できる。

そして、相電流ｉ￥が負であると判断される場合、デッドタイム期間において上側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｐがオン状態とされるのと等価となるため、デッドタイム補正量ｄｔ￥を負の補正量とする。これに対し、相電流ｉ￥が正であると判断される場合、デッドタイム期間において下側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｎがオン状態とされるのと等価となるため、デッドタイム補正量ｄｔ￥を正の補正量とする。

なお、デッドタイム補償部９０から出力されるデッドタイム補正量ｄｔ￥は、補正部９２，９４，９６において乗算部８２，８４，８６の出力値に加算され、補正部９２〜９６の出力値が最終的な電圧指令値ｖ￥＊として操作信号生成部２８に入力される。

次に、モデル化誤差の補償処理について説明する。

上記個別フィードバック操作量算出部７０，７２，７４の各出力値は、加算部１００において加算され、平均値算出部１０２において、「１／３」が乗算される。平均値算出部１０２の出力値は、個別フィードバック操作量算出部７０，７２，７４の各出力値の平均値である。平均値フィードバック操作量算出部１０４では、平均値算出部１０２の出力値を入力とする比例要素および積分要素の出力同士の和として、平均値補正量ｃｏｍｐａを算出する。平均値補正量ｃｏｍｐａは、電圧方程式の抵抗Ｒを補正するためのものである。

ここで、モデル化誤差の補償対象として抵抗Ｒを選択したのは、これが温度に応じて大きく変動するためである。実際、車両の置かれる環境が極低温（マイナス１０度以下）となり得ることに鑑み、また、電動機１０の温度が百度を超えることがありうることに鑑みれば、抵抗Ｒのとりうる値の最大値は、最小値の数倍となりうる。これに対し、本実施形態では、インダクタンスの変動は無視しうることを前提としている。これは、電動機１０を磁気飽和が生じない領域（電流と磁束との間の比例係数がほとんど変動しない領域）で使用することを想定したためである。

なお、平均値フィードバック操作量算出部１０４は、本実施形態において、共通補正手段を構成する。

「力行および回生の切り替え制御」
図４に、個別フィードバック操作量算出部７０，７２，７４の処理の詳細を示す。この処理は、たとえば所定周期で繰り返し実行される。なお、以下では、個別フィードバック操作量算出部７０，７２，７４のそれぞれの実行する処理を一般化して示す。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、母線電流ＩＤＣの絶対値が対象とする相の電流の絶対値と等しくなっているか否かを判断する。すなわち、たとえばこの処理が個別フィードバック操作量算出部７０の処理の場合、スイッチングモードが「１」または「４」であるか否かを判断する。そしてステップＳ２０において肯定判断される場合、ステップＳ２２において、偏差算出部６２，６４，６６のうち対応するものの処理がなされる。

続くステップＳ２４においては、力行時であるか否かを判断する。この処理は、ｑ軸の電流指令値ｉｑ＊と電気角速度ωとを入力として実行される。すなわち、基本的には、「ｉｑ＊・ω＞０」の場合に力行と判断し、「ｉｑ＊・ω＜０」の場合に回生と判断する。ただし、本実施形態では、力行である旨と回生である旨との判断のハンチングを回避すること等を狙って、力行である旨の判断から回生である旨の判断に切り替える際の条件と、回生である旨の判断から力行である旨の判断に切り替える際の条件とにヒステリシスを設ける。詳しくは、力行である旨判断されている場合、「ｉｑ＊・ω」が負となって且つその絶対値が規定値以上となることで回生である旨判断し、回生である旨判断されている場合、「ｉｑ＊・ω」が正となって且つその絶対値が規定値以上となることで力行である旨判断する。

ステップＳ２４において力行である旨判断される場合、ステップＳ２６において、比例要素のゲインｋｐｉを比例ゲインＫＰｉとし、積分要素のゲインｋｉｉを積分ゲインＫＩｉとする。これに対し、ステップＳ２４において回生である旨判断される場合、ステップＳ２８において、比例要素のゲインｋｐｉを「−ＫＰｉ」とし、積分要素のゲインｋｉｉを「−ＫＩｉ」とする。このように、力行時と回生時とで比例要素や積分要素のゲインの極性を反転させるのは、力行時においては電流の絶対値を増加させる場合に電圧の振幅を増大させる必要があるのに対し、回生時においては電流の絶対値を増加させる場合に電圧の振幅を減少させる必要があるためである。

ステップＳ２６，Ｓ２８の処理が完了する場合、ステップＳ３０において、力行から回生への切り替わり時または回生から力行への切り替わり時であるか否かを判断する。そして、切り替わり時であると判断される場合、ステップＳ３２において、積分要素の出力値Ｉｎ￥の極性を反転させる。これは、力行時と回生時とで、積分要素の出力値Ｉｎ￥の適正値の符号が反転する傾向があることに鑑みたものである。ここで、積分要素の出力値Ｉｎ￥は、インバータＩＮＶおよび電動機１０についての各相毎の電気経路における電圧降下の差等に起因したものと考えられる。なぜなら、個別フィードバック操作量算出部７０，７２，７４の各出力（個別補正量ｃｏｍｐ￥）の平均値が平均値フィードバック操作量算出部１０４の処理によってゼロとされるためである。このため、指令電圧設定部２４のモデル化誤差は補償され、電流ｉ￥と電流指令値ｉ￥＊との差は、各相毎の電気経路の電圧降下の差等に起因したものとなると考えられる。ちなみに、上記傾向は、上記電気経路における電圧降下の極性が力行と回生とで逆となることに起因すると推察される。

ステップＳ３２の処理は、各相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅のばらつきを低減するためのフィードフォワード的な対処法となる。これにより、力行および回生の一方から他方への切り替えに伴って積分要素の出力値Ｉｎ￥の適正値が大きく変化したとしても、新たな適正値に収束するまでに要する時間を短縮することができる。特に、上記ステップＳ２４の処理がヒステリシスを有することに鑑みれば、ステップＳ３０において肯定判断される以前に既に実際にはいずれか一方から他方への切り替えがなされていることとなる。そしてこれにより、比例要素や積分要素のゲインの極性が適切なものとなくなっている期間が生じている。このため、ステップＳ３２の処理を行わない場合には、積分要素の出力値Ｉｎ￥が適切な値に収束するまでの時間が長期化しやすい。なお、ステップＳ３２の処理は、本実施形態において、反転反映手段を構成する。

ステップＳ３２の処理が完了する場合や、ステップＳ３０において否定判断される場合には、ステップＳ３４に移行する。ステップＳ３４においては、積分要素の出力値Ｉｎ￥を、「ｋｉｉ・Δｉ￥」を加算した値に更新し、積分要素の出力値Ｉｎ￥と比例要素の出力値「ｋｐｉ・Δｉ￥」との和として、個別補正量ｃｏｍｐ￥を算出する。

なお、ステップＳ３４の処理が完了する場合や、ステップＳ２０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図５に、平均値フィードバック操作量算出部１０４の処理の詳細を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ４０において、個別補正量ｃｏｍｐｕ，ｃｏｍｐｖ、ｃｏｍｐｗの平均値Δａを算出する。続くステップＳ４２では、力行時であるか否かを判断する。そして力行時であると判断される場合には、ステップＳ４４において、比例要素のゲインｋｐａを比例ゲインＫＰａとして且つ積分要素のゲインｋｉａを積分ゲインＫＩａとする一方、回生時であると判断される場合には、ステップＳ４６において、比例要素のゲインｋｐａを「−ＫＰａ」として且つ積分要素のゲインｋｉａを「−ＫＩａ」とする。

ステップＳ４４，Ｓ４６の処理が完了する場合、ステップＳ４８において、積分要素の出力値Ｉｎａを、前回値に「ｋｉａ・Δａ」を加算したものとし、積分要素の出力値Ｉｎａと比例要素の出力値「ｋｐａ・Δａ」との和として、平均値補正量ｃｏｍｐａを算出する。そして、抵抗Ｒに平均値補正量ｃｏｍｐａを加算することで、抵抗Ｒを補正する。

なお、ステップＳ４８の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。ちなみに、平均値補正量ｃｏｍｐａが適正値となっている場合、先の図４のステップＳ３２の処理のなされた出力値Ｉｎｕ，Ｉｎｖ，Ｉｎｗの平均値もゼロ程度となるため、上記ステップ４４、Ｓ４６において力行時と回生時とでゲインの符号を反転させる必要はないとも考えられる。一方、平均値補正量ｃｏｍｐａが適正値となる以前において、先の図４のステップＳ３２の処理に起因して平均値補正量ｃｏｍｐａの符号が反転することも考えられ、これによる影響を緩和するための一試案として、ステップＳ４２〜Ｓ４６の処理を設けた。

図６（ａ）に、本実施形態の効果を示し、図６（ｂ）に、平均値補正量ｃｏｍｐａによる抵抗Ｒの補正処理やステップＳ３２の処理を行わない比較例を示す。図示されるように、本実施形態によれば、力行から回生への切り替えに際して電流の変動を抑制することができる。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果が得られる。

（１）力行時と回生時とのいずれか一方から他方への切り替えに際し、電流の履歴情報に基づき振幅のばらつきを低減するためのフィードバック操作量（出力値Ｉｎ￥）の符号を反転させた。これにより、力行時と回生時とで出力値Ｉｎ￥の適正値の極性が反転する傾向に鑑み、切り替え時にフィードフォワード的に出力値Ｉｎ￥を与えることができる。

（２）個別補正量ｃｏｍｐ￥の平均値をゼロにフィードバック制御した。これにより、力行時と回生時とで、出力値Ｉｎ￥の適正値の符号が反転する傾向を顕在化させることができる。

（３）平均値補正量ｃｏｍｐａによって抵抗Ｒを補正した。これにより、指令電圧設定部２４のモデル化誤差の最も顕著な要因となるパラメータを補正することができる。

（４）抵抗Ｒの補正量を、個別補正量ｃｏｍｐ￥の全相の平均値をゼロにフィードバック制御するための操作量とした。これにより、相間で温度に不均衡が生じる場合であっても、特定の相の温度に応じて抵抗Ｒが補正されることがないため、抵抗Ｒを全相の制御にとって特に適切なものとすることができる。また、全相の平均値とすることで、力行時と回生時とで、出力値Ｉｎ￥の適正値の符号が反転する傾向を特に顕著なものとすることができる。

（５）力行時と回生時とのいずれか一方からいずれか他方への切り替え時である旨判断する条件と、いずれか他方からいずれか一方への切り替え時である旨判断する条件との間にヒステリシスを設けた。これにより、実際に切り替えがなされるタイミングに対して、切り替えがなされたと判断されるタイミングが遅れるため、切り替え時の個別補正量ｃｏｍｐ￥が特に適正値から大きくずれやすい。このため、個別補正量ｃｏｍｐ￥の符号を反転させる処理の利用価値が特に大きい。

（６）制御装置２０に入力される電動機１０を流れる電流の検出値が、電流センサ１８によって検出される母線電流ＩＤＣのみとなるシステムを採用した。この場合、周知の電流フィードバック制御等を行うことが困難となるため、インバータＩＮＶの出力電圧の指令値を開ループ操作量とする動機が強くなる。そしてこの場合、電動機１０を流れる各相の電流の振幅にばらつきが生じやすくなる。したがって、個別補正量ｃｏｍｐ￥を用いたり、力行および回生の切り替えに際して出力値Ｉｎ￥の符号を反転したりすることが特に有効となる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図７において、先の図１に示した部材や処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、平均値補正量ｃｏｍｐａによってｑ軸の電圧指令値ｖｑ＊を補正する。すなわち、平均値フィードバック操作量算出部１０４の出力する平均値補正量ｃｏｍｐａは、加算部１０６において、指令電圧設定部２４から出力されたｑ軸の電圧指令値ｖｑ＊に加算され、電圧３相変換部２６に出力される。

ここで、ｑ軸の電圧指令値ｖｑ＊のみを補正対象としたのは、上記第１の実施形態と同等のモデル化誤差の補償処理を行うためである。すなわち、本実施形態では、ｄ軸の電流指令値ｉｄ＊をゼロとしているため、抵抗Ｒの誤差が影響するのはｑ軸の電圧指令値ｖｑ＊に限られる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図８において、先の図１に示した部材や処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、指令電流設定部２２において、平均値補正量ｃｏｍｐａに基づき、電流指令値ｉｑ＊，ｉｄ＊を設定する。ここでは、最小電流最大トルク制御を実現するための電流のベース値に、平均値補正量ｃｏｍｐａに基づき抵抗Ｒを補正したのと等価となるように補正量を加算することで、電流指令値ｉｑ＊，ｉｄ＊を設定する。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、平均値フィードバック操作量算出部１０４を備えず、抵抗Ｒの補正を行わない。代わりに、個別フィードバック操作量算出部７０，７２，７４の処理を図９に示すように変更する。

図９に、個別フィードバック操作量算出部７０，７２，７４の処理の詳細を示す。この処理は、たとえば所定周期で繰り返し実行される。なお、図９において、先の図４に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ステップＳ３２ａにおいて、前回の制御周期における積分要素の出力値Ｉｎ￥を、これから前回の制御周期における全相の積分要素の出力値の平均値を減算した値（差分相当量）の符号を反転したものと、平均値との和とする。ここで、本実施形態では、平均値フィードバック操作量算出部１０４を備えないため、積分要素の出力値Ｉｎ￥には、各相の電流の振幅の平均値からのずれを補償する量のみならず、平均値を電流指令値ｉ￥＊とするための補償量もが含まれている。このため、まず、出力値Ｉｎ￥から、上記差分相当量を抽出する。そして、その符号を反転させることで、先の図４のステップＳ３２と同等の処理を行う。ここで、全相の積分要素の出力値の平均値は、平均値フィードバック操作量算出部１０４の出力値に対応付けられる量である。

なお、ステップＳ３２ａの処理は、本実施形態において、平均値算出手段および差分相当量算出手段を備えた分離手段と、反転反映手段とを構成する。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１０に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１０において、先の図１に示した部材や処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、平均値フィードバック操作量算出部１０４に対応するモデル誤差フィードバック操作量算出部１０４ａの入力を、個別フィードバック操作量算出部７０，７２，７４の１つ（ここでは、個別フィードバック操作量算出部７０を例示）の出力値のみとする。この場合、抵抗Ｒは、Ｕ相の電流ｉｕを電流指令値ｉｕ＊とするうえで適切なものに補正される。そして、個別フィードバック操作量算出部７２では、Ｖ相の電流ｉｖの振幅とＵ相の電流ｉｕの振幅との相対的な相違を補償するための補正量が算出される。また、個別フィードバック操作量算出部７４では、Ｗ相の電流ｉｗの振幅とＵ相の電流ｉｕの振幅との相対的な相違を補償するための補正量が算出される。

こうした処理によれば、個別フィードバック操作量算出部７０，７２，７４の算出する個別補正量ｃｏｍｐ￥の平均値が低減される。このため、先の図４のステップＳ３４の処理によって、出力値Ｉｎ￥が反転されたとしても、各相の電流ｉ￥の平均値を指令値とするための操作量が不適切に反転される事態を好適に抑制することができる。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１１において、先の図１に示した部材や処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、抵抗補正部１１０において、温度センサ１１２において検出された温度（ステータ巻線の温度Ｔｓ）を入力とし、抵抗Ｒを算出する。詳しくは、温度Ｔｓが高いほど抵抗Ｒを大きい値とする。こうして算出された抵抗Ｒが指令電圧設定部２４において用いられる。これにより、指令電圧設定部２４のモデル化誤差が好適に低減され、ひいては個別フィードバック操作量算出部７０，７２，７４の算出する個別補正量ｃｏｍｐ￥の平均値を低減することができる。このため、先の図４のステップＳ３４の処理によって、出力値Ｉｎ￥が反転されたとしても、各相の電流ｉ￥の平均値を指令値とするための操作量が不適切に反転される事態を好適に抑制することができる。
＜第７の実施形態＞
以下、第７の実施形態について、先の第４の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１２に、個別フィードバック操作量算出部７０，７２，７４の処理の詳細を示す。この処理は、たとえば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１２においては、先の図９に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ステップＳ３２ｂにおいて、前回の制御周期における積分要素の出力値Ｉｎ￥を、前回の制御周期における全相の積分要素の出力値の平均値とする。これは、前回の制御周期における積分要素の出力値Ｉｎ￥から前回の制御周期における全相の積分要素の出力値の平均値を減算した値（差分相当量）を初期化するためのものである。なお、ステップＳ３２ｂの処理は、本実施形態において、初期化手段を構成する。

このステップＳ３２ｂの処理によれば、力行および回生のいずれか一方から他方への切り替えに際し、出力値Ｉｎ￥が適正値に収束するまでに要する時間を、ステップＳ３２ｂの処理を実行しない場合と比較して短縮することができる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「判断手段について」
ｑ軸の電流指令値ｉｑ＊と電気角速度ωとを入力として判断するものに限らない。たとえばトルク指令値Ｔｒｑ＊と電気角速度ωとを入力として判断するものであってもよい。

また、力行である旨と回生である旨とのいずれか一方から他方への切り替え時である旨の判断条件と他方から一方への切り替え時である旨の判断条件との間にヒステリシスを設けるものにも限らない。

「反転反映手段について」
個別フィードバック操作量算出部７０〜７４における積分要素の出力値Ｉｎ￥を反転させるものに限らない。たとえば、反転させたものにゲイン（＞０）を乗算したものを積分要素の出力値Ｉｎ￥とするものであってもよい。またたとえば、積分要素の出力値Ｉｎ￥を、極性を反転させて且つ、絶対値を予め定められた固定値（＞０）とするものであってもよい。

「共通補正手段について」
上記第１の実施形態（図１）や第５の実施形態（図１０）等に例示したものに限らない。たとえば、「（ｃｏｍｐｕ＋ｃｏｍｐｖ）／２」というように、任意の２相のフィードバック操作量（振幅ＦＢ操作量）の平均値をゼロにフィードバック制御するための操作量によって、全相の振幅を一律補正するものであってもよい。この場合、全相の平均値「（ｃｏｍｐｕ＋ｃｏｍｐｖ＋ｃｏｍｐｗ）／３」がゼロとはならない可能性があるものの、この処理を行うことで行わない場合と比較して、全相の平均値の絶対値を低減することはできると考えられる。

上記第２の実施形態（図７）において、ｄ軸の電流指令値ｉｄ＊がゼロでないなら、ｄ軸の電圧指令値ｖｄ＊についても補正対象としてもよい。

先の図５において、フィードバック制御の時定数の設定等によって、力行、回生の切り替えの影響を抑制することで、ステップＳ４２〜Ｓ４６の処理を削除した処理を実現することも可能と考えられる。

「低減手段について」
開ループ操作量としての端子電圧指令値（電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊）を算出するためのモデルパラメータを固定した場合について、これによって算出されるベクトルノルムの大きさを、電流のフィードバック操作量に基づくことなく補正する手段としては、抵抗値可変手段（図１１）のみからなるもの限らない。たとえば、インダクタンスを可変とする手段をさらに備えてもよい。

「平均値算出手段について」
上記第４の実施形態（図９）においては、積分要素の出力値Ｉｎ￥の全相の平均値を算出したが、これに限らず、個別補正量ｃｏｍｐ￥の前回値の全相の平均値を算出するものであってもよい。

もっとも、全相の平均値を算出するものにも限らず、たとえば、積分要素の出力値Ｉｎ￥の最大値と最小値との平均値を算出するものであってもよい。この場合、算出される平均値は全相の平均値とは相違しうるものの、個別補正量ｃｏｍｐ￥から、平均値を除いた差分相当量を分離することはできる。

「差分相当量算出手段（図９）について」
たとえば、平均値算出手段が、個別補正量ｃｏｍｐ￥の前回値の全相の平均値を算出するものであるなら、個別補正量ｃｏｍｐ￥の前回値から平均値を減算する処理を行うことが望ましい。

「分離手段について」
たとえば、上記第１の実施形態において、平均値補正量ｃｏｍｐａによるｑ軸の電圧指令値ｖｑ＊の変化量を３相変換したものに基づき、先の図９のステップＳ３２ａの処理において、平均値に対応する量を算出してもよい。

「電圧指令値設定手段について」
電圧方程式を用いるものに限らず、たとえばマップを用いるものであってもよい。またたとえば、制御対象を誘導機として且つ、Ｖ／ｆ制御を行なう場合の出力電圧を算出する手段であってもよい。

「個別補正手段について」
加算手段（加算部７６，７８，８０）を備えるものに限らない。たとえば、電気角θと電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊の位相とに基づき、実電流ｉ￥がゼロ近傍となる期間を特定し、この期間以外において、実電流ｉ￥を電流指令値ｉ￥＊で除算した値を「１」にフィードバック制御するための操作量を算出し、これを加算部７６，７８，８０に出力するようにしてもよい。

比例要素および積分要素の出力同士の和に応じてフィードバック操作量を算出するものに限らない。たとえば、比例要素、積分要素および微分要素の出力同士の和に応じてフィードバック操作量を算出するものであってもよい。

実電流ｉ￥と電流指令値ｉ￥＊とのそれぞれの絶対値同士の差を入力とするものに限らない。たとえば、電気角θと電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊の位相に基づき、実電流ｉ￥の符号を特定し、これに応じてフィードバックゲインの符号を変更する手段であってもよい。

たとえば、各相を流れる電流を検出する手段を備える場合、それら各電流値のピーク値を規格化するための補正量を算出し、これによって各相の電圧指令値ｖ￥＊を補正するものであってもよい。

「履歴情報に基づくフィードバック操作量について」
積分要素の出力値Ｉｎ￥に限らない。たとえば、２重積分要素の出力値であってもよい。

「差分相当量について」
たとえば、各相の電流ｉ￥の相対的な大小比較に基づき、それらの振幅の大きさのばらつきを低減するように個別補正手段を構成するなら、この場合のフィードバック操作量の平均値の絶対値は小さくなると考えられる。このため、この場合、フィードバック相当量自体を差分相当量として扱うようにしてもよい。

「ゼロクロスタイミング検出手段について」
コンパレータ３０，３２，３４の出力信号Ｃ￥を用いるものに限らない。たとえば、スイッチング素子Ｓ￥ｐの流通経路の両端の電位差を入力とする差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧と基準電圧とを比較する比較手段とを備えるものであってもよい。ここで、比較手段は、中央処理装置によるソフトウェア処理としてもよい。

またたとえば、上側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｐの流通経路の両端の電位差の極性を検出するものに限らず、下側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｎの流通経路の両端の電位差の極性を検出するものであってもよい。

さらにたとえば、母線電流ＩＤＣを入力とする手段であってもよい。これは、電圧指令値ｖ￥＊をインバータＩＮＶによって模擬するための操作信号ｇ￥＃の生成処理を、空間ベクトル変調によって行ない、この際の変調条件として、１周期の間に、互いに隣接する３つの有効電圧ベクトルに対応するスイッチングモードが選択される旨の条件を設けることで実現することができる。すなわちこの場合、各周期に必ず母線電流ＩＤＣの絶対値が各相の電流の絶対値に等しい期間が生じるため、隣接する周期で相電流の極性反転の有無を母線電流ＩＤＣに基づき判断することができる。ちなみに、互いに隣接する３つの有効電圧ベクトルとゼロ電圧ベクトルとを用いてそれらの１周期における平均電圧を電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊とするうえでは、３つの有効電圧ベクトルのうちの２つを、電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊とのなす角度が最も小さくなる２つの有効電圧ベクトルとすることが望ましい。

「位相操作手段について」
差Δを入力とする比例要素、積分要素および微分要素の出力同士の和を位相補正量Δθとして算出するものに限らない。たとえば、比例要素および積分要素の出力同士の和を位相補正量Δθとするものであってもよい。

偏差Δθ￥の目標値Δθｔを電気角速度ωが大きいほど大きくするものに限らない。たとえば、実電流ｉ￥のゼロクロスタイミングと電流指令値ｉ￥＊のゼロクロスタイミングとの一対のタイミングのうちの早い方をトリガとし、遅い方となるまでの回転量をカウントする手段を専用のハードウェア手段によって構成するなどして、遅延を抑制することでも同等の効果を得ることができる。

「デッドタイムについて」
スイッチング素子Ｓ￥＃の流通経路の両端の電位差を入力としてデッドタイム補正量を算出するものに限らない。たとえば電流指令値ｉ￥＊の極性を入力とするものであってもよい。

「検出対象となる電流について」
負極側の入力端子を流れる電流に限らず、たとえば正極側の入力端子（正極側直流母線Ｌｐに接続される端子）を流れる電流であってもよい。

またたとえば、相電流ｉｕ，ｉｖ等、２相のそれぞれの電流を検出する手段を備えてもよい。この場合、識別手段は不要である。

「実電流ｉ￥の位相補正処理について」
実電流ｉ￥のゼロクロスタイミングを電流指令値ｉ￥＊のゼロクロスタイミングにフィードバック制御するものに限らない。たとえば、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの全ての情報を各ＰＷＭ周期で取得可能である場合、それら相電流ｉ￥のそれぞれに同期した電流指令値ｉ￥＊に対する相電流ｉ￥の差の絶対値と比較して、進角補正した電流指令値ｉ￥＊に対する相電流ｉ￥の差の絶対値の方が全相において小さい場合、位相補正量Δθを遅角側の補正量とするものであってもよい。この場合、相電流ｉ￥のそれぞれに同期した電流指令値ｉ￥＊に対する相電流ｉ￥の差の絶対値と比較して、遅角補正した電流指令値ｉ￥＊に対する相電流ｉ￥の差の絶対値の方が全相において小さい場合、位相補正量Δθを進角側の補正量とすればよい。ちなみに、進角補正した電流指令値ｉ￥＊は、先の図１に示した電流３相変換部５０の変換に用いる入力パラメータを電気角θよりも進角させることで算出することができる。

もっとも、ＰＷＭ処理の一周期において用いられるスイッチングモードのうちの有効電圧ベクトルに対応する一対のモードの少なくとも１つが変化する前後のタイミングを利用するなら、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの全ての情報を各ＰＷＭ周期で取得可能であることは必須ではなくなる。すなわち、この場合、上記前後するタイミングの双方において取得される相電流ｉ￥情報を用いればよい。これにより、相電流ｉ￥のそれぞれに同期した電流指令値ｉ￥＊に対する相電流ｉ￥の差の絶対値と比較して、進角補正した電流指令値ｉ￥＊に対する相電流ｉ￥の差の絶対値の方が全相において小さいか否か等を判断することができる。

「インバータＩＮＶの出力電圧の位相の操作について」
実電流の位相ずれを直接の入力パラメータとするものに限らない。たとえば、特開２００８−２７８７３６号公報に記載されているように、スイッチングモードが０または７であるときにおける線間電流のゼロクロスタイミングと線間電流の変化量のゼロクロスタイミングとを一致させるようにインバータＩＮＶの出力電圧の位相を操作するものであってもよい。

「交流電圧印加手段について」
回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（インバータＩＮＶ）に限らない。たとえば特願２００８−３０８２５号に記載されているように、回転機の各端子に接続されるコンバータであってもよい。

「回転機について」
同期機としては、ＳＰＭＳＭに限らず、ＩＰＭＳＭ等であってもよい。また、同期機に限らないことについては、「指令電圧設定手段について」に記載したとおりである。

回転機としては、電動パワーステアリングに搭載されるものに限らない。ここでは、トルク制御をするものにも限らず、たとえば、回転速度が制御量となるものであってもよい。

７０，７２，７４…振幅フィードバック操作量算出部、１０４…平均値フィードバック制御部。

Claims (12)

1. 回転機（１０）の制御量を制御すべく、前記回転機の端子に交流電圧を印加する交流電圧印加手段（ＩＮＶ）を操作する操作手段（２０）を備え、
   前記操作手段は、
   前記制御量の指令値を入力とし、前記制御量の開ループ操作量としての前記交流電圧印加手段の出力端子のそれぞれの電圧の指令値である端子電圧指令値を設定する電圧指令値設定手段（２４，２６）と、
   前記回転機の各端子を流れる電流の履歴情報に基づき、前記回転機の各端子の電流の振幅のばらつきを低減するためのフィードバック操作量を算出し、該フィードバック操作量によって、前記端子電圧指令値を補正する個別補正手段（７０〜８６）と、
   前記回転機の力行制御および回生制御のいずれか一方から他方への切り替え時であるか否かを判断する判断手段（Ｓ３０）と、
   前記判断手段によって切り替え時であると判断されたことを条件として、前記個別補正手段によって算出された前記フィードバック操作量の符号を反転させる反転反映手段（Ｓ３２）と、
   を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 回転機（１０）の制御量を制御すべく、前記回転機の端子に交流電圧を印加する交流電圧印加手段（ＩＮＶ）を操作する操作手段（２０）を備え、
   前記操作手段は、
   前記制御量の指令値を入力とし、前記制御量の開ループ操作量としての前記交流電圧印加手段の出力端子のそれぞれの電圧の指令値である端子電圧指令値を設定する電圧指令値設定手段（２４，２６）と、
   前記回転機の各端子を流れる電流の履歴情報に基づき、前記回転機の各端子の電流の振幅のばらつきを低減するためのフィードバック操作量を算出し、該フィードバック操作量によって、前記端子電圧指令値を補正する個別補正手段（７０〜８６）と、
   前記回転機の力行制御および回生制御のいずれか一方から他方への切り替え時であるか否かを判断する判断手段（Ｓ３０）と、
   前記個別補正手段が前記回転機の端子のそれぞれについて算出する前記フィードバック操作量について、それらのうちの複数個に関する平均値を、前記個別補正手段が前記回転機の端子のそれぞれについて算出する前記フィードバック操作量から減算した値を差分相当量とし、前記判断手段によって切り替え時であると判断されたことを条件として、前記差分相当量の符号を反転させる反転反映手段（Ｓ３２ａ）と、
   を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
3. 前記個別補正手段が前記回転機の端子のそれぞれについて算出する前記フィードバック操作量について、それらのうちの複数個に関する平均値の絶対値を低減する低減手段（１００〜１０４，１１０）を備えることを特徴とする請求項１又は２記載の回転機の制御装置。
4. 前記低減手段は、前記個別補正手段によって算出される前記回転機の端子のそれぞれについての前記フィードバック操作量のうちの１つ、または前記複数個に関する平均値のいずれかをゼロにフィードバック制御するための操作量である平均値補正量によって前記交流電圧印加手段の各出力端子のそれぞれの出力電圧の振幅を一律補正する共通補正手段（１０４，Ｓ４８）である
   ことを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
5. 前記電圧指令値設定手段は、前記回転機の抵抗、インダクタおよび逆起電圧定数を用いて前記回転機を流れる電流と前記回転機の端子電圧とが関連付けられた電圧方程式に、前記制御量の指令値としての電流の指令値を入力することで、前記端子電圧指令値を設定するものであり、
   前記共通補正手段は、前記平均値をゼロにフィードバック制御すべく前記抵抗の値を操作することを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。
6. 前記電圧指令値設定手段は、前記制御量の指令値としての電流の指令値を入力することで、回転２次元座標系における電圧指令値を算出手段と、該回転２次元座標系における電圧指令値を前記端子電圧指令値に変換する手段とを備え、
   前記共通補正手段は、前記平均値を前記指令値にフィードバック制御すべく前記回転２次元座標系における電圧指令値を操作することを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。
7. 前記電圧指令値設定手段は、前記制御量の指令値としての回転２次元座標系における電流の指令値を入力することで、回転２次元座標系における電圧指令値を算出手段と、該回転２次元座標系における電圧指令値を前記端子電圧指令値に変換する手段とを備え、
   前記共通補正手段は、前記平均値を前記指令値にフィードバック制御すべく前記回転２次元座標系における電流の指令値を操作することを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。
8. 前記個別補正手段が前記回転機の端子のそれぞれについて算出する前記フィードバック操作量について、それらのうちの複数個に関する平均値を算出する平均値算出手段と、
   前記判断手段によって前記切り替え時であると判断されたことを条件として、前記個別補正手段が前記回転機の端子のそれぞれについて算出する前記フィードバック操作量から前記平均値を減算する処理によって前記差分相当量を算出する差分相当量算出手段（Ｓ３２ａ）と
   を備えることを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
9. 前記電圧指令値設定手段は、前記回転機の抵抗およびインダクタを用いて前記回転機を流れる電流と前記回転機の端子電圧とが関連付けられた電圧方程式に、前記制御量の指令値としての電流の指令値を入力することで、前記端子電圧指令値を設定するものであり、
   前記低減手段は、前記回転機の温度に応じて前記電圧方程式の抵抗値を可変とする抵抗値可変手段（１１０）を備えることを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
10. 回転機（１０）の制御量を制御すべく、前記回転機の端子に交流電圧を印加する交流電圧印加手段（ＩＮＶ）を操作する操作手段（２０）を備え、
    前記操作手段は、
    前記制御量の指令値を入力とし、前記制御量の開ループ操作量としての前記交流電圧印加手段の出力端子のそれぞれの電圧の指令値である端子電圧指令値を設定する電圧指令値設定手段（２４，２６）と、
    前記回転機の各端子を流れる電流の履歴情報に基づき、前記回転機の各端子の電流の振幅のばらつきを低減するためのフィードバック操作量を算出し、該フィードバック操作量によって、前記端子電圧指令値を補正する個別補正手段（７０〜８６）と、
    前記回転機の力行制御および回生制御のいずれか一方から他方への切り替え時であるか否かを判断する判断手段（Ｓ３０）と、
    前記個別補正手段が前記回転機の端子のそれぞれについて算出する前記フィードバック操作量について、それらのうちの複数個に関する平均値を、前記個別補正手段が前記回転機の端子のそれぞれについて算出する前記フィードバック操作量から減算した値を差分相当量とし、前記判断手段によって切り替え時であると判断されたことを条件として、前記差分相当量をゼロとする初期化手段（Ｓ３２ｂ）と、
    を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
11. 前記判断手段は、前記いずれか一方から前記いずれか他方への切り替え時である旨判断する条件と、前記いずれか他方から前記いずれか一方への切り替え時である旨判断する条件との間にヒステリシスを設けることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
12. 前記交流電圧印加手段は、前記回転機の端子のそれぞれを直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であり、
    前記操作手段は、前記直流交流変換回路の正極側入力端子を流れる電流、および負極側入力端子を流れる電流のいずれかの検出値を入力とし、前記直流交流変換回路を構成するスイッチング素子のそれぞれがオンであるかオフであるかを表現するスイッチングモードに基づき、前記検出値が前記回転機のいずれの端子を流れる電流の検出値であるかを識別する識別手段（６０）を備えることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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