JP5321614B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、突極性を有する回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路の操作によって前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記直流交流変換回路の出力電圧に重畳する重畳手段と、該重畳された高周波電圧信号に応じて前記回転機に流れる高周波電流信号の検出値に基づき、前記回転機の回転角度を推定する推定手段と、を備える回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、３相電動機の推定ｄ軸の正方向および負方向に振動する高周波電圧信号を印加した際に電動機に実際に伝播する高周波電流信号に基づき電動機の電気角を推定するものも提案されている。

特許第３３１２４７２号公報

ところで、上記高周波電圧信号の周波数は、通常、可聴周波数帯域内のものとなるため、電気角の推定に際して人に知覚されるノイズが生じるおそれがある。このノイズを低減するためには、高周波電圧信号を小さくすることが有効である。ただし、この場合、電気角の推定精度が低下することが発明者らによって見出された。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を直流交流変換回路の出力電圧に重畳することで検出される高周波電流信号の検出値に基づき、回転機の回転角度を推定することのできる新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、突極性を有する多相回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路をＰＷＭ信号に基づき操作することによって前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記直流交流変換回路の出力電圧に重畳する重畳手段と、該重畳された高周波電圧信号に応じて前記回転機に流れる高周波電流信号の検出値に基づき、前記回転機の回転角度を推定する推定手段と、を備える回転機の制御装置において、前記正極に接続するスイッチング素子と前記負極に接続するスイッチング素子とのいずれか一方および他方がそれぞれオンおよびオフとなる状態からいずれか一方および他方がそれぞれオフおよびオンとなる状態に切り替えるに際し、双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられ、相電流が正又は負である場合にデッドタイム分だけ前記ＰＷＭ信号のオン期間が増減することにより、実際に重畳される前記高周波電圧信号と前記高周波電圧信号の指令値との間に発生する第１の誤差を、前記直流交流変換回路の操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすことで補償するデッドタイム補償部と、前記回転機を流れる電流がゼロクロスする場合に、前記ゼロクロスした相のみ他の相と比較して前記ＰＷＭ信号の位相がずれることにより発生する第２の誤差であって、前記デッドタイム補償部による補償処理の後であっても実際に重畳される前記高周波電圧信号と前記高周波電圧信号の指令値との間に発生する前記第２の誤差を含む前記高周波電流信号に基づく前記回転角度の推定処理がなされることを回避すべく、前記回転機の制御量を制御するための電流を操作する電流操作手段と、を備えることを特徴とする。

上記直流交流変換回路を用いる場合、デッドタイム期間において回転機の端子に印加される電圧は、その端子に流れる電流の極性に依存する。そして、この間に回転機の端子に印加される電圧は、重畳手段によって重畳することが意図された高周波電圧信号に対して誤差となりうる。この誤差電圧が高周波電圧信号に占める割合は、高周波電圧信号を小さくするほど大きくなる。このため、高周波電圧信号が小さくなるほど、実際に重畳される高周波電圧信号が意図したものに対して大きな誤差を有することとなる。

ここで、上記発明では、デッドタイム補償機能を有することで、端子を流れる電流（相電流）にゼロクロスするものがない場合には、デッドタイムに起因した高周波電圧信号の誤差が生じることを回避することができる。ただし、こうした場合であっても、ゼロクロス期間が長い場合には、回転角度を精度良く推定できない期間が長くなる。そこで上記発明では、回転機の制御量を制御するための電流を操作することで、こうした事態を回避する。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電流操作手段は、前記回転機を流れる電流の絶対値が規定値以下となる期間を短縮すべく、前記制御量を制御するための電流のベクトルの位相を操作することを特徴とする。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記規定値は、前記直流交流変換回路を構成するスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えに伴うリプル電流値以上に設定されることを特徴とする。

回転機を流れる電流がゼロとなる場合、微視的なタイムスケールにおいては、スイッチング素子のスイッチング状態の切り替えに伴うリプル電流によって、実際には、電流が負から正に反転している。そしてこの現象が、デッドタイム期間に起因した高周波電圧信号の誤差の要因となる。上記発明では、この点に鑑み、上記設定とすることで、デッドタイム期間に起因して高周波電圧信号に誤差が生じる状況を確実に回避することができる。

請求項４記載の発明は、請求項２または３記載の発明において、前記電流操作手段は、前記位相の操作前後における前記回転機のトルクが同一となるように前記位相を操作することを特徴とする。

上記発明では、ゼロクロス期間の短縮のための電流の操作によってトルクの制御性が低下する事態を好適に抑制することができる。

請求項５記載の発明は、請求項２〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記電流操作手段は、前記回転機の回転方向に前記位相を変更する第１変更処理と、該回転方向とは逆方向に前記位相を変更する第２変更処理とを周期的に行うことを特徴とする。

回転機の回転に伴ってゼロクロス期間が到来するものの、第１変更処理を行うことでこの期間を短縮することができる。ただし、第１変更処理による変更を継続すると回転機の回転に伴ってゼロクロス期間が再度到来することとなる。そしてここで再度第１変更処理を行うというかたちで第１変更処理のみによってゼロクロス期間の短縮を図る場合には、制御量を制御するための電流の位相が無制限に変更されることとなる。上記発明では、こうした事態を回避すべく、第２変更処理を用いる。

なお、上記第１変更処および第２変更処理の切り替え時期を、回転機の正転時と逆転時とで相違させることが望ましい。これにより、制御のハンチングを回避することができる。

請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記電流操作手段は、前記推定される回転角度に基づき、前記第１変更処理と前記第２変更処理の切り替えを行う。

制御量を制御するために回転機の端子を流れる電流の位相は、回転機の回転に伴って変化する。このため、回転機の回転角度は、ゼロクロス期間を把握するうえで利用可能なパラメータである。

請求項７記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記電流操作手段は、前記回転機を流れる電流に基づき、前記第１変更処理と前記第２変更処理の切り替えを行う。

請求項８記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記電流操作手段は、前記制御量を制御するための電流ベクトルが前記回転機の固定子の相方向に直交する場合に前記電流ベクトルの位相を変更して且つ、該変更前の電流ベクトルの前記直交する状態が解消することで前記位相を元に戻すことを特徴とする。

上記発明では、ゼロクロス期間以外では、高周波電圧信号の誤差回避の要求の制約を受けることなく、回転機の制御量を制御するための電流を設定してこれに制御することができる。

請求項９記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記電流操作手段は、前記高周波電流信号の大きさが規定値以下となる場合、前記制御量を制御するための電流ベクトルの位相を変更することを特徴とする。

ゼロクロス期間となると実際に重畳される高周波電圧信号に誤差が生じることで、高周波電流信号が小さくなる現象が生じる。上記発明では、この点に鑑み、高周波電流信号の大きさが規定値以下となることを、ゼロクロス期間にあることと判断する。

請求項１０記載の発明は、請求項１〜９のいずれか１項に記載の発明において、前記電流操作手段は、前記回転機の制御量を制御するための電流の位相を変更するものであり、前記電流操作手段によって前記電流の位相が変更された時点から所定期間にわたって前記推定手段による回転角度の推定処理を禁止する禁止手段をさらに備えることを特徴とする。

電流操作手段によって回転機の端子を流れる電流のゼロクロス期間を短縮することができるとはいえ、その期間をゼロとすることはできない。上記発明では、この点に鑑み、ゼロとなると想定される期間において回転角度の推定がなされることを禁止する。

請求項１１記載の発明は、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の発明において、前記電流操作手段は、前記回転機を流れる電流の絶対値が規定値以下となる期間を短縮すべく、前記制御量を制御するための電流のベクトルの位相を操作するものであり、前記推定手段は、前記電流操作手段によって操作された前記位相に基づき、前記高周波電圧信号および前記高周波電流信号の検出値と前記回転機の回転角度とを対応付ける対応付け手段を備えることを特徴とする。

高周波電圧信号および高周波電流信号の検出値の関係から回転角度に関する情報を抽出することができるとはいえ、これら高周波電圧信号および高周波電流信号の検出値と回転角度との関係は制御量を制御するための電流ベクトルの位相に応じて変化することがある。上記発明では、この点に鑑み、電流操作手段によって操作された位相を参照することで、高周波電圧信号および高周波電流信号の検出値と回転角度との関係を正確に把握することができ、ひいては回転角度を高精度に推定することができる。

請求項１２記載の発明は、請求項１〜１１のいずれか１項に記載の発明において、前記回転機が車載主機であることを特徴とする。

車載主機は扱う電力が大きいことから、高周波電圧を重畳することでユーザに知覚可能なノイズを生じさせやすい。このため、高周波電圧信号を小さくする要求が特に大きくなる反面、これにより実際に重畳される高周波電圧信号に誤差が生じる。このため、上記発明は、上記デッドタイム補償機能と電流操作手段とを備えることのメリットが特に大きい。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる回転角度の推定処理に関するブロック図。 同実施形態にかかるＰＷＭ処理を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるデッドタイム補償処理を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる高周波電圧信号に生じる誤差を説明するタイムチャート。 同実施形態にかかる高周波電圧信号に生じる誤差を説明するタイムチャート。 同実施形態にかかる高周波電圧信号に生じる誤差を示すベクトル図。 同実施形態にかかる電流の操作手法を示す図。 同実施形態にかかる電流の位相の操作手法を示す図。 同実施形態にかかる電流の操作手法を示す図。 同実施形態にかかる電流の操作手法を示す図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる推定の禁止処理の手順を示す流れ図。 第２の実施形態にかかる電流の位相の操作手法を示す図。 第３の実施形態にかかる回転角度の推定処理に関するブロック図。 第４の実施形態にかかる回転角度の推定処理に関するブロック図。 第５の実施形態にかかる電流の位相の操作処理の手順を示す図。 第６の実施形態にかかる回転角度の推定処理に関するブロック図。 第７の実施形態にかかる回転角度の推定処理に関するブロック図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるシステム構成図を示す。

モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ＊ｐ，Ｄ＊ｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６，１７，１８を備えている。また、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１９を備えている。

上記各種センサの検出値は、インターフェース１３を介して低圧システムを構成する制御装置１４に取り込まれる。制御装置１４では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎを操作する信号が、操作信号ｇ＊ｐ，ｇ＊ｎである。

図２に、制御装置１４の行う処理を示す。以下では、まず「制御量の制御」について説明した後、「回転角度の推定処理」について説明する。

「制御量の制御」
指令電流設定部２０は、要求トルクＴｒに基づき、回転２相座標系の電流の指令値であるｄ軸上の指令電流ｉｄｒ１およびｑ軸上の指令電流ｉｑｒ１を設定する。本実施形態では、指令電流ｉｄｒ１，ｉｑｒ１を、最小電流最大トルク制御を実現可能な電流に設定される。一方、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転２相座標系の実電流であるｄ軸上の実電流ｉｄとｑ軸上の実電流ｉｑとに変換される。偏差算出部２４は、ｄ軸の指令電流ｉｄｒ（指令電流ｉｄｒ１が指令電流変更部２１によって補正されたもの）と実電流ｉｄ（詳しくは、これがローパスフィルタ処理された電流）との差を算出する。また、偏差算出部２６は、ｑ軸の指令電流ｉｑｒ（指令電流ｉｑｒ１が指令電流変更部２１によって変更されたもの）と実電流ｉｑ（詳しくは、これがローパスフィルタ処理された電流）との差を算出する。なお、指令電流変更部２１については、後に詳述する。電流制御部２８は、ｄ軸上の実電流ｉｄを指令電流ｉｄｒにフィードバック制御するための操作量としてのｄ軸上の指令電圧ｖｄｒと、ｑ軸上の実電流ｉｑを指令電流ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量としてのｑ軸上の指令電圧ｖｑｒとを算出する。ここでは、比例要素の出力と積分要素の出力とを加算することで上記算出を行う。

３相変換部３０では、回転２相座標系の指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒを、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒに変換して且つ、これを電源電圧ＶＤＣによって規格化することでデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを算出する。デッドタイム補償部３４では、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのそれぞれを、該当する相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づきフィードフォワード補正するためのデッドタイム補正量Δｖｕ，Δｖｖ，Δｖｗを算出する。そして、補正部３６，３８，４０のそれぞれでは、デッドタイム補正量Δｖｕ，Δｖｖ，Δｖｗのそれぞれに基づきデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのそれぞれを補正する。操作信号生成部３２では、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗとキャリアとの大小比較に基づくＰＷＭ処理によって、操作信号ｇ＊＃を生成する。

図３に、操作信号生成部３２による処理の詳細を示す。本実施形態では、漸増速度と漸減速度とが同一であって且つ漸増期間と漸減期間とが同一となる三角波形状のキャリアＣＳと各相のデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗとの大小比較に基づき、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成する。そして、ＰＷＭ信号ｇ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）に基づき、上側アームの操作信号ｇ＊ｐと下側アームの操作信号ｇ＊ｎとを生成する。この際、デッドタイム生成処理を行うことで、操作信号ｇ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）は、その立上りタイミングがＰＷＭ信号ｇ＊に対してデッドタイムＤＴだけ遅延したものとなる。なお、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ（指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒ）の更新周期は、キャリアＣＳの更新周期と一致させる。より詳しくは、本実施形態では、キャリアＣＳがピークとなるタイミングにおいてデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを更新する。

図４に、デッドタイム補償部３４の処理の詳細を示す。

図４（ａ）に示すように、相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が正である場合、デッドタイム期間の間、下側アームのダイオードＤ＊ｎを介して電流が流れるため、操作信号ｇ＊ｐのオン期間は、ＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間と比較してデッドタイムＤＴだけ短くなり、且つその立上りエッジはデッドタイムＤＴだけ遅延する。このため、デッドタイム補償部３４では、デューティ信号Ｄ＊をデッドタイム補正量Δｖ＊によって増加補正することで、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りエッジおよび立ち下がりエッジの双方をデッドタイムＤＴの「１／２」ずつ補正する。これにより、操作信号ｇ＊ｐのオン期間を、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間と一致させることができ、また立上りエッジの遅延量を半減させることもできる。

図４（ｂ）に示すように、相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が負である場合、デッドタイム期間の間、上側アームのダイオードＤ＊ｐを介して電流が流れるため、操作信号ｇ＊ｐのオン期間は、ＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間と比較してデッドタイムＤＴだけ長くなる。このため、デッドタイム補償部３４では、デューティ信号Ｄ＊をデッドタイム補正量Δｖ＊によって減少補正することで、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りエッジおよび立ち下がりエッジの双方をデッドタイムＤＴの「１／２」ずつ補正する。これにより、操作信号ｇ＊ｐのオン期間を、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間と一致させることができる。ただし、この際、操作信号ｇ＊ｐの立上りエッジは、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊の立上りエッジに対してデッドタイムＤＴの「１／２」だけ遅延する。

図４（ｃ）に示すように、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りから立下りまでの期間において相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が負から正に反転する場合、立上りに対応するデッドタイム期間の間、上側アームのダイオードＤ＊ｐを介して電流が流れ、立下りに対応するデッドタイム期間の間、下側アームのダイオードＤ＊ｎを介して電流が流れる。このため、操作信号ｇ＊ｐのオン期間は、ＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間に一致する。したがって、この場合には、デッドタイム補正量Δｖ＊をゼロとする。

「回転角度の推定処理」
先の図２に示す高周波電圧信号設定部５０では、高周波電圧指令信号Ｖｈｒ＝（ｖｄｈｒ，ｖｑｈｒ）を設定する。ここで、本実施形態では、ｖｑｈｒ＝０として且つ、ｖｄｈｒを、ＰＷＭ処理の半周期毎にその極性を反転させる信号とする。重畳部５２では、電流制御部２８の出力するｄ軸の指令電圧ｖｄｒを、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒで補正して３相変換部３０に出力する。

一方、ハイパスフィルタ５８は、実電流ｉｄ，ｉｑから高調波成分（高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈ）を抽出する。ここで、高周波成分とは、基本波成分よりも周波数の高い成分のことである。特に、ここでは、高周波電圧指令信号Ｖｈｒと同一の周波数成分を抽出する。このハイパスフィルタ５８としては、たとえば実電流ｉｄ，ｉｑについてのＰＷＭ信号の半周期前後の値の差を出力する手段とすればよい。

外積演算部６０では、高周波電圧指令信号Ｖｈｒと、高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈとの外積値を算出する。この外積値は、高周波電圧信号と高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈとのベクトル同士のなす角度と相関を有するものであり、ひいてはモータジェネレータ１０の回転角度と相関を有するパラメータ（角度相関量）である。特に本実施形態では、回転角度θの誤差と相関を有する誤差相関量である。この誤差相関量としての外積値は、速度算出部６６に入力される。速度算出部６６では、上記外積値を入力とする比例要素および積分要素の和として電気角速度ωを算出する。そして、角度算出部６８では、電気角速度ωの時間積分値として回転角度θを算出する。これにより、回転角度θは、外積値をその目標値であるゼロにフィードバック制御するための操作量となる。

上記外積値の目標値がゼロであるのは、モータジェネレータ１０がＩＰＭＳＭであるため、ｄ軸のインダクタンスＬｄがｑ軸のインダクタンスＬｑよりも小さいためである。すなわちこの場合、インバータＩＶの出力電圧として、制御量の制御のための電圧にｄ軸方向の高周波電圧が重畳されるなら、高周波電流信号もｄ軸方向となり、外積値はゼロとなる。そして、外積値がゼロでない場合には、外積値がゼロとなるように回転角度θが操作され、回転角度θは、正しい角度に一致することとなる。

ただし、高周波電圧信号を小さくしていくことで、これを重畳したことによる操作信号ｇ＊＃のオン時間やオフ時間の変化量についてのデッドタイムＤＴに対する比が小さくなる場合、実際に重畳される高周波電圧信号のデッドタイムＤＴに起因する誤差が大きくなり、ひいては回転角度θの推定精度を低下させる要因となる。こうした誤差は、上記デッドタイム補償部３４を備えることで、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りから立下りまでの期間において相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が負から正に反転する場合以外においては回避することができる。なぜなら、先の図４に示すように、デッドタイム補償部３４による補償によって操作信号ｇ＊＃のオン期間がＰＷＭ信号ｇ＊によって規定されたものとなって且つ、位相が「ＤＴ／２」だけ遅延するため、線間電圧は、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊によって規定されたものに一致するからである。すなわち、この場合には、キャリアＣＳの位相を「ＤＴ／２」だけ遅角させてＰＷＭ処理を行なった場合と等価となり、線間電圧に誤差を生じないのである。

ただし、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りから立下りまでの期間において相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が負から正に反転する場合には、その相の操作信号ｇ＊＃の位相は遅れないため、その相のみ他の相と比較して「ＤＴ／２」だけ進角したのと等価となる。このためこの場合には、線間電圧が、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊によって規定されたものからずれることとなり、ひいては高周波電圧信号に誤差が生じる。図５に、デッドタイム補償部３４による処理の後のＰＷＭ信号ｇ＊を示す。図示される例では、Ｕ相がゼロクロス期間となっており、この場合、Ｕ相のみ電圧が「ＤＴ／２」だけ進角したのと同じ状態となる。換言すれば、キャリアＣＳの位相を「ＤＴ／２」だけ遅角させてＰＷＭ処理を行なうに際し、Ｕ相のみ電圧が「ＤＴ／２」だけ進角したのと等価となる。そしてこれにより、図中上方に一点鎖線にて示すように、高周波電圧信号（ｖｄｈ）がＰＷＭの半周期毎にそれぞれＵ軸の正および負の方向の信号に順次重畳されるとすると、図中下方に２点鎖線にて示すように、実際に重畳される高周波電圧信号はその振幅が増大する。これに対し、高周波電圧信号（ｖｄｈ）がＰＷＭの半周期毎にそれぞれＵ軸の負および正の方向に順次重畳されるとすると、実際に重畳される高周波電圧信号はその振幅が減少し、最悪、図６に示すように高周波電圧信号の極性が反転する。なお、図５および図６に一点鎖線にて示すものは、正確には、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒが電源電圧ＶＤＣによって規格化されたものである。

このため、図７に示すように、相電流がゼロクロスする場合には、高周波電圧指令信号Ｖｈｒに対して実際に重畳される高周波電圧信号Ｖｈは誤差を有することとなる。

そこで本実施形態では、ゼロクロス期間を短縮すべく、モータジェネレータ１０の制御量（トルク）を制御するための電流ベクトルの位相を操作する。詳しくは、図８（ａ）に示すように、モータジェネレータ１０を流れる電流が等トルク曲線上で変化するように位相を操作する。これにより、モータジェネレータ１０のトルクの制御性の低下を抑制しつつも、図８（ｂ）に示すように、ゼロクロス期間を短縮することができる。

具体的には、図９に示すように、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒのベクトルの方向が「３０°」変化する毎に、その位相を所定量だけ遅角させる処理と進角させる処理とを交互に行う。これは、先の図２に示すように、指令電流変更部２１に回転角度θを入力することで行うことができる。

図１０に力行時における位相操作手法を示す。

図１０（ａ）は、モータジェネレータ１０を流れる電流Ｉ（指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに制御される電流）の方向がＵ相に直交する寸前にあることを示している。Ｕ相に直交する状態では、Ｕ相の電流がゼロクロスするため、電流Ｉがこの領域（禁止帯）に入ることは禁止される。このため、モータジェネレータ１０の回転により電流Ｉがこの領域に入るに先立ち、図１０（ｂ）に示すように、電流の位相を進角させることで禁止領域を迅速に通過させる。そしてその後、そのベクトルの方向が所定角度だけ回転することで電流の位相を再度遅角操作する。これは、次の禁止帯であるＷ相に直交する領域を迅速に通過させるべく再度進角操作させることにより、電流Ｉが指令電流設定部２０によって設定される指令電流ｉｄｒ１，ｉｑｒ１から大きく離間する事態を回避するためである。なお、上記禁止帯は、インバータＩＶのスイッチング状態の切り替えに伴う電流のリプルよりも相電流の絶対値の方が小さくなると想定される領域を包含するように設定されるものであり、極力狭い領域となるように設定されることが望ましい。

このように、ゼロクロスとなると想定される以前に電流Ｉの位相をモータジェネレータ１０の回転方向に規定量だけ変更して、その後、モータジェネレータ１０の回転方向とは逆方向に規定量だけ戻すことで、ゼロクロス期間を短縮しつつも電流Ｉと指令電流ｉｄｒ１，ｉｑｒ１との乖離を抑制することができる。ちなみに、この処理は、回生時においても同様である。ただし、「進角側」を、ｄ軸負方向と定義する場合には、図１１に示すように、上記の記述において進角と遅角とを逆とする。

図１２に、位相を変更する処理の効果を示す。図は、所定の角度誤差を有する状態で外積値を算出させた場合の外積値の値をプロットしたものであり、外積値をゼロにフィードバック制御する処理は行なっていない。図示されるように、本実施形態では、ゼロクロス期間を短縮することができるため、電流ベクトルの位相を操作しない従来例と比較して、相電流のゼロクロス近傍における外積値の変動量は小さくなっている。

なお、実際の制御においては、相電流がゼロを跨ぐ期間だけ回転角度θの推定処理を禁止する。

図１３に本実施形態にかかる推定禁止処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈに基づく回転角度θの推定を禁止する推定禁止フラグＦが「１」となっているか否かを判断する。ステップＳ１０において否定判断される場合、ステップＳ１２において指令電流位相の変更時であるか否かを判断する。この処理は、回転角度θの推定の禁止期間の始点を定めるためのものである。ステップＳ１２において肯定判断される場合、ステップＳ１４において、推定禁止フラグＦを「１」として且つ、回転角度θの推定を禁止する。

上記ステップＳ１０において肯定判断される場合や、ステップＳ１４の処理が完了する場合、ステップＳ１６において、推定の禁止期間を計時するタイマＴの計時動作を行う。続くステップＳ１８では、タイマＴが閾値Ｔｔｈ以上であるか否かを判断する。この処理は、回転角度θの推定の禁止期間の終点を定めるためのものである。ここで、閾値Ｔｔｈは、電流の位相の変更によって相電流がゼロを通過しゼロクロスしなくなるまでに要すると想定される時間以上であって且つ極力短い時間に設定される。換言すれば、インバータＩＶのスイッチング状態の切り替えに伴うリプル電流よりも相電流の絶対値が大きくなると想定される時間以上に設定される。そしてステップＳ１８において肯定判断される場合、ステップＳ２０において、推定禁止フラグＦをゼロとし、タイマＴを初期化するとともに、回転角度θの推定を許可する。

なお、上記ステップＳ２０の処理が完了する場合や、ステップＳ１２，Ｓ１８において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）モータジェネレータ１０を流れる電流の絶対値が規定値以下となる期間を短縮すべく、制御量を制御するための電流のベクトルの位相を操作した。これにより、ゼロクロス期間を短縮することができ、ひいては回転角度θの推定を良好に行うことができる。

（２）位相の操作前後におけるモータジェネレータ１０のトルクが同一となるように位相を操作した。これにより、ゼロクロス期間の短縮のための電流の操作によってトルク制御の制御性が低下する事態を好適に抑制することができる。

（３）モータジェネレータ１０の回転方向に指令電流ベクトルの位相を変更する第１変更処理と、回転方向とは逆方向に指令電流ベクトルの位相を変更する第２変更処理とを周期的に行った。これにより、モータジェネレータ１０を流れる電流が指令電流設定部２０によって設定される指令電流ｉｄｒ１，ｉｑｒ１から過度に離間することを回避することができる。

（４）電流ベクトルの位相が変更された時点から所定期間（閾値Ｔｔｈ）にわたって回転角度の推定処理を禁止した。これにより、ゼロクロス期間において実際に重畳される高周波電圧信号に誤差が生じることに起因して、回転角度θの推定誤差が生じることを好適に回避することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１４に、本実施形態にかかる電流ベクトルの変更処理を示す。図示されるように、本実施形態では、モータジェネレータ１０の正転に伴う位相の変更角度と、逆転に伴う位相の変更角度とを相違させることでヒステリシスを持たせ、制御のハンチングを回避する。すなわち、モータジェネレータ１０の正転する状況および逆転する状況の双方において、指令電流設定部２０によって設定される指令電流ｉｄｒ１，ｉｑｒ１のベクトルの方向が「３０°」変化する毎に、その位相を所定量だけ遅角させる処理と進角させる処理とを交互に行うものの、正転時と逆転時とで位相の変更角度を相違させる。詳しくは、正転時の変更角度を逆転時の変更角度よりも回転方向にシフトさせる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１５に、本実施形態にかかる制御装置１４の行う処理を示す。なお、図１５において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、指令電流変更部２１に、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流の検出値が入力され、これに基づき指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの位相が変更される。この変更処理については、先の図１０、図１１に示したものと同様である。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１６に、本実施形態にかかる制御装置１４の行う処理を示す。なお、図１６において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、指令電流変更部２１に、高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈが入力され、これに基づき指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの位相が変更される。詳しくは、高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈのベクトルノルムが小さくなる場合、位相を進角させるタイミングであると判断し、一旦位相を進角させた後、位相を遅角させる処理を行う。これは、ベクトルノルムが小さくなる場合には、先の図６に示した現象が生じていると考えられることに基づくものである。より正確には、高周波電圧指令信号（ｖｄｈｒ、ｖｑｈｒ）と、各相に対応する電圧ベクトルとは必ずしも平行ではないため、高周波電圧指令信号（ｖｄｈｒ、ｖｑｈｒ）は、複数相の指令電圧に重畳されることもある。しかしこの場合であっても、高周波電圧指令信号（ｖｄｈｒ、ｖｑｈｒ）とのなす角度が最も小さい相について先の図６に示した現象が生じることで、高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈのベクトルノルムが顕著に小さくなると考えられる。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１７に、本実施形態にかかる指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの位相の変更処理の手順を示す。この処理は、指令電流変更部２１によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、モータジェネレータ１０の制御量の制御のためにモータジェネレータ１０を流れる電流ベクトルＩがモータジェネレータ１０のいずれかの相と略直交するか否かを判断する。ここで、略直交とは、電流ベクトルＩが先の図１０に示した禁止帯の領域に入ることとすればよい。

ステップＳ３０において肯定判断される場合、ステップＳ３２において、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの位相δを規定量Ａだけ回転方向に変更する。ここで、規定量Ａは、上記禁止帯を包含する回転角度に設定されるものであり、極力小さい角度に設定されることが望ましい。続くステップＳ３４においては、モータジェネレータ１０の回転量Δθが規定量Ａ以上となったか否かを判断する。そして、ステップＳ３４において肯定判断される場合、ステップＳ３６において、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの位相δを規定量Ａだけ逆回転方向に変更する。なお、ステップＳ３６の処理が完了する場合や、ステップＳ３０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

このように、本実施形態では、ゼロクロスを回避すべく指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの位相δを規定量Ａだけずらすものの、このずらす期間は、モータジェネレータ１０が規定量Ａだけ回転するまでの期間である。このため、規定量Ａだけずらす期間を除いては、指令電流設定部２０によって設定される指令電流ｉｄｒ１，ｉｑｒ１を指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとすることができる。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１８に、本実施形態にかかる制御装置１４の行う処理を示す。なお、図１８において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、重畳部５２において指令電圧ｖｄｒに高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒを重畳する処理と、重畳部５３において指令電圧ｖｑｒに高周波電圧指令信号のｑ軸成分ｖｑｈｒを重畳する処理とを交互に行う。そして、乗算値算出部６０ａでは、ｄ軸成分ｖｄｈｒを重畳する処理に伴う高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈのベクトルノルムと、ｑ軸成分ｖｑｈｒを重畳する処理に伴う高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈのベクトルノルムとの乗算値を算出する。一方、目標値算出部７０では、モータジェネレータ１０を流れる相電流に基づき、上記乗算値の目標値を算出する。そして、乗算値をその目標値にフィードバック制御すべく回転角度θを操作する。なお、目標値の算出に際しては、さらに電気角速度ωを加味してもよい。
＜第７の実施形態＞
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記第１の実施形態では、外積値の目標値をゼロとした。しかしモータジェネレータ１０の構造によっては、回転角度θに誤差がない場合であっても外積値がゼロとならないことがある。しかも、この際の外積値の値（高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈの振動方向）は、モータジェネレータ１０を流れる電流Ｉ（指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに制御される電流）の位相に応じて変化することがある。先の図１２は、これを示したものである。そこで本実施形態では、外積値の目標値をゼロ以外に設定して且つ、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの位相の切り替えに応じて目標値を変化させる。

図１９に、本実施形態にかかる制御装置１４の行う処理を示す。なお、図１９において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示される目標値算出部７０では、モータジェネレータ１０を流れる相電流に基づき、上記外積値の目標値を算出する。そして、外積値をその目標値にフィードバック制御すべく回転角度θを操作する。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「電流操作手段について」
上記第５の実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる実電流ベクトルＩに基づき、ゼロクロス領域に入ることを判断したが、これに限らない。たとえば回転角度θに基づき判断してもよく、また、高周波電流信号のベクトルノルムが小さくなることに基づき判断してもよい。

モータジェネレータ１０を流れる電流ベクトルの位相を操作するものに限らず、たとえばノルム（相電流の振幅）を操作するものであってもよい。

「禁止手段について」
回転角度θを推定する処理を禁止しない場合であっても、電流操作手段によってゼロクロス期間を短くすることで、角度相関量（外積値、乗算値等）の誤差が大きくなる期間が短くなるため、角度相関量を入力とする積分要素の出力等に基づき回転角度θを推定する場合には、回転角度θの推定精度の低下を好適に低減できると考えられる。

「対応付け手段について」
先の第６，７の実施形態（図１８、図１９）にかかる目標値算出部７０の入力パラメータを、電流の検出値に代えて、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとしてもよい。

回転角度θの推定に際してモータジェネレータ１０を流れる電流の位相を高周波電流信号と対応付ける手法としては、先の第６，７の実施形態（図１８、図１９）に例示した目標値算出部７０を備えるものに限らない。たとえば、上記第１の実施形態において推定された回転角度θを補正する補正量を電流の位相に基づき算出し、この補正量によって回転角度θを補正したものを最終的な推定値とするものであってもよい。もっとも、高周波電流信号に基づき算出される角度相関量を目標値にフィードバック制御すべく積分要素等を利用する場合、この手法は、積分要素の出力を定常状態とすることができないデメリットがある。これを回避する別の手法としてはたとえば、外積値の算出に用いられる高周波電圧指令信号（ただし、実際に重畳されるものではない）および高周波電流信号の検出値の少なくとも一方を上記位相に応じて回転させることが考えられる。

またたとえば、電流の位相に応じて実際に重畳される高周波電圧信号の位相を変更してもよい。これにより、外積値の目標値を固定しつつも上記第６，７の実施形態と同様の効果を得ることが可能となる。

「デッドタイム補償機能について」
デッドタイム電圧に起因した指令電圧の誤差を直接の制御量としてこれをゼロに制御するデッドタイム補償手段としては、相電流の極性に基づき指令電圧（Ｄｕｔｙ信号）をフィードフォワード補正するものに限らない。たとえば、インバータの各相の出力電圧の検出値を指令値にフィードバック制御するものであってもよい。この場合であっても、オン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすような補正を行うなら、ゼロクロス期間以外において高周波電圧信号に誤差が生じることを好適に回避することができる。

また、デッドタイム電圧に起因した指令電圧の誤差を直接の制御量としてこれをゼロに制御するデッドタイム補償手段を備えなくても、たとえば先の図２に示した電流フィードバック制御のように、モータジェネレータ１０の制御量をフィードバック制御する機能自体にデッドタイム補償機能を有するものを採用してもよい。すなわち、上記電流フィードバック制御によれば、デッドタイムに起因する各相の電圧の誤差によって、ＰＷＭ処理の１周期Ｔｃ内の平均線間電圧に生じる誤差は、制御量の誤差となるため、フィードバック制御によって補正がかかる。ここで、三角波ＰＷＭ処理を行う場合には、指令電圧の補正は、操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらす補正となる。このため、ゼロクロスするものがない場合には、線間電圧のずれは完全に補償される。一方、ゼロクロスする相がある場合、この相の電圧には誤差が生じず、この相の電圧の位相ずれは、ＰＷＭ処理の１周期Ｔｃ内の平均線間電圧に誤差を生じさせることもない。このため、上記各実施形態の場合と同様の事情が生じる。ただし、ゼロクロスするものがない期間においてデッドタイムに起因して高周波電圧信号に誤差が生じなくなるのは、フィードバック制御によるフィードバック補正が完了した後という相違はある。

「回転機について」
互いに中性点で連結された３つの固定子を備えるものに限らず、４つ以上の固定子を備えるものであってもよい。

「キャリアＣＳについて」
キャリアＣＳが山となるタイミングを、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの更新タイミングとしてもよい。

キャリアＣＳとしては、三角波に限らず、漸増速度および漸減速度が互いに等しくて且つ漸増期間および漸減期間が互いに等しい設定とすることで、漸増期間と漸減期間とが対称性を有するものであればよい。この場合、デッドタイム補償機能によって、操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらす補正がなされる設定とすることが容易となる。

「回転機の制御量を制御するための電流について」
指令電流設定部２０によって設定される指令電流（ｉｄｒ１，ｉｑｒ１）としては、最小電流最大トルク制御を実現するためのものに限らず、たとえば最大効率制御を実現するためのものであってもよく、またたとえばｄ軸電流をゼロとするものであってもよい。

「そのほか」
・モータジェネレータ１０の最終的な制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度等であってもよい。

・構造上、突極性を有する回転機としては、上記モータジェネレータ１０に限らない。例えば同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）でもよい。

・回転機としては、車載主機に限らない。例えば車載パワーステアリングに搭載される電動機であってもよい。

１０…モータジェネレータ、１４…制御装置、５０…高周波電圧信号設定部、６０…外積演算部。

Claims (12)

1. 突極性を有する多相回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路をＰＷＭ信号に基づき操作することによって前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記直流交流変換回路の出力電圧に重畳する重畳手段と、該重畳された高周波電圧信号に応じて前記回転機に流れる高周波電流信号の検出値に基づき、前記回転機の回転角度を推定する推定手段と、を備える回転機の制御装置において、
   前記正極に接続するスイッチング素子と前記負極に接続するスイッチング素子とのいずれか一方および他方がそれぞれオンおよびオフとなる状態からいずれか一方および他方がそれぞれオフおよびオンとなる状態に切り替えるに際し、双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられ、
   相電流が正又は負である場合にデッドタイム分だけ前記ＰＷＭ信号のオン期間が増減することにより、実際に重畳される前記高周波電圧信号と前記高周波電圧信号の指令値との間に発生する第１の誤差を、前記直流交流変換回路の操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすことで補償するデッドタイム補償部と、
   前記回転機を流れる電流がゼロクロスする場合に、前記ゼロクロスした相のみ他の相と比較して前記ＰＷＭ信号の位相がずれることにより発生する第２の誤差であって、前記デッドタイム補償部による補償処理の後であっても実際に重畳される前記高周波電圧信号と前記高周波電圧信号の指令値との間に発生する前記第２の誤差を含む前記高周波電流信号に基づく前記回転角度の推定処理がなされることを回避すべく、前記回転機の制御量を制御するための電流を操作する電流操作手段と、
   を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記電流操作手段は、前記回転機を流れる電流の絶対値が規定値以下となる期間を短縮すべく、前記制御量を制御するための電流のベクトルの位相を操作することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記規定値は、前記直流交流変換回路を構成するスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えに伴うリプル電流値以上に設定されることを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
4. 前記電流操作手段は、前記位相の操作前後における前記回転機のトルクが同一となるように前記位相を操作することを特徴とする請求項２または３記載の回転機の制御装置。
5. 前記電流操作手段は、前記回転機の回転方向に前記位相を変更する第１変更処理と、該回転方向とは逆方向に前記位相を変更する第２変更処理とを周期的に行うことを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記電流操作手段は、前記推定される回転角度に基づき、前記第１変更処理と前記第２変更処理の切り替えを行う請求項５記載の回転機の制御装置。
7. 前記電流操作手段は、前記回転機を流れる電流に基づき、前記第１変更処理と前記第２変更処理の切り替えを行う請求項５記載の回転機の制御装置。
8. 前記電流操作手段は、前記制御量を制御するための電流ベクトルが前記回転機の固定子の相方向に直交する場合に前記電流ベクトルの位相を変更して且つ、該変更前の電流ベクトルの前記直交する状態が解消することで前記位相を元に戻すことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
9. 前記電流操作手段は、前記高周波電流信号の大きさが規定値以下となる場合、前記制御量を制御するための電流ベクトルの位相を変更することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
10. 前記電流操作手段は、前記回転機の制御量を制御するための電流の位相を変更するものであり、
    前記電流操作手段によって前記電流の位相が変更された時点から所定期間にわたって前記推定手段による回転角度の推定処理を禁止する禁止手段をさらに備えることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
11. 前記電流操作手段は、前記回転機を流れる電流の絶対値が規定値以下となる期間を短縮すべく、前記制御量を制御するための電流のベクトルの位相を操作するものであり、
    前記推定手段は、前記電流操作手段によって操作された前記位相に基づき、前記高周波電圧信号および前記高周波電流信号の検出値と前記回転機の回転角度とを対応付ける対応付け手段を備えることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
12. 前記回転機が車載主機であることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。