JP6062327B2 - インバータ装置および電動車両 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ装置および電動車両に関する。

ＰＷＭ（パルス幅変調）制御してモータ駆動するインバータ駆動装置では、インバータの可変出力周波数に対し、キャリア周波数を一定にしてＰＷＭ制御する非同期ＰＷＭ方式が多く採用されている。このため、インバータ出力周波数が高周波数になった場合、ＰＷＭパルス数が減少し、インバータの出力誤差が増大する。また、インバータの出力電圧指令が、インバータの最大出力レベル（正弦波）を上回る過変調モード時に出力電圧誤差が増大する。
特許文献１には、インバータの出力電圧のゼロクロス付近をduty50%にして出力電圧誤差を最小限にする技術が記載されている。
また、特許文献２には、インバータの出力誤差が生じない変調率の範囲でインバータ駆動する技術が記載されている。
さらに、特許文献３には、インバータの出力誤差が小さくなるようにインバータの出力周波数に応じてキャリア周波数を変更する技術が記載されている。

特開２００６−２３００７９号公報 特開２００７−１４３３１６号公報 特開２００３−３０９９９３号公報

特許文献１では、過変調モードにおいて、変調波がduty100%となるハイレベル値及びduty0%となるローレベル値との遷移区間にduty50%となるミドルレベル値を設けてＰＷＭパルスを出力する。このようにすることで、変調波の傾斜が急峻な場合に生じるＰＷＭキャリアとの交差が不連続になって（図７参照）パルス成分が消失する現象を防止している。しかしながら、インバータ出力電圧のゼロクロス付近ではduty50%とするため、その間の平均電圧は０Ｖになり、インバータ出力が低下してしまう課題がある。

また、特許文献２では、インバータの出力電圧のゼロクロス近傍で変調波の傾きが急峻の場合に電圧指令とＰＷＭ信号との関係で生じる位相誤差を、変調率を抑制した変調波によってＰＷＭパルスを発生させることにより位相誤差を低減している。しかしながら、変調率を抑制してＰＷＭパルスを発生させるため、インバータ出力が低下してしまう課題がある。

また、特許文献３では、インバータの出力周波数に応じてＰＷＭキャリア周波数を変更する同期ＰＷＭによってインバータの出力電圧の平衡化している。しかしながら、キャリア周波数の変更を行うと、電流検出や制御周期などのスケジューリングも調整する必要が生じるため、マイコン等の制御演算手段の負荷が増大してしまうといった課題がある。

（１）請求項１の発明によるインバータ装置は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、ＰＷＭパルス生成部で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータ回路とを備え、ＰＷＭパルス生成部は、出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心時間間隔、およびオフパルスの中心時間間隔のいずれか一方をモータ出力要求に基づいて変化させてＰＷＭパルスを生成することを特徴とする。
（２）請求項２の発明によるインバータ装置は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、ＰＷＭパルス生成部で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータ回路とを備え、ＰＷＭパルス生成部は、出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において、複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心時間間隔とオフパルスの中心時間間隔がモータ出力要求に基づいて異なるようにＰＷＭパルスを生成することを特徴とする。
（３）請求項８の発明による電動車両は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、ＰＷＭパルス生成部で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータ回路と、直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、ＰＷＭパルス生成部は、出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心時間間隔、およびオフパルスの中心時間間隔のいずれか一方をＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に基づいて変化させてＰＷＭパルスを生成することを特徴とする。

本発明によれば、非同期ＰＷＭ方式を採用したインバータ装置において、インバータ回路の出力電圧誤差や位相誤差を低減することができ、モータを高速回転まで安定して制御することができる。

本発明のインバータ装置の構成を示すブロック図。 一実施形態における変調波を示す波形図。 一実施形態におけるゼロクロス付近のＰＷＭを示す波形図。 一実施形態におけるパルス生成を示す波形図。 本発明によるインバータ装置が適用された電動パワーステアリング装置の構成図。 本発明によるインバータ装置が適用された電動車両の構成図。 従来のゼロクロス近傍を示す波形図。

本発明は、非同期ＰＷＭ制御で半導体スイッチ素子を駆動するようにしたインバータ装置であって、インバータ出力電圧のゼロクロス付近では、変調波を直線近似して正側と負側の出力電圧を平衡化させるように、ＰＷＭパルスのＯＮタイミングまたはＯＦＦタイミングをシフトして高出力なインバータ装置を提供するものである。以下、本発明の一実施形態について図面を用いて説明する。

図１は、本発明によるインバータ装置１００を有するモータ装置５００の構成を示すブロック図である。モータ装置５００は、モータ３００とインバータ装置１００を有している。モータ装置５００は、モータ３００の回転位置センサの取付位置誤差を検出して、モータ駆動の際に補正することでモータ３００を高効率に駆動する用途に適したものである。

インバータ装置１００は、電流検出部１８０、電流制御部１２０、ＰＷＭ制御部１４５、ＰＷＭ生成器１４０、インバータ回路１１０、および回転位置検出部１３０を有している。バッテリ２００は、インバータ装置１００の直流電圧源であり、バッテリ２００の直流電圧ＤＣＶは、インバータ装置１００のインバータ回路１１０によって可変電圧、可変周波数の３相交流に変換され、モータ３００に印加される。

モータ３００は、３相交流の供給により回転駆動される同期モータである。モータ３００には、モータ３００の誘起電圧の位相に合わせて３相交流の印加電圧の位相を制御するために回転位置センサ３２０が取り付けられており、回転位置検出部１３０にて回転位置センサ３２０の入力信号から検出位置θｓを演算する。ここで、回転位置センサには、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲセンサや、ホール素子を用いたセンサを用いることができる。

インバータ装置１００は、モータ３００の出力を制御するための電流制御機能を有している。電流検出部１６０は、３相のモータ電流を電流センサＩｃｔで検出し、３相の電流検出値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）と回転位置θとからｄｑ変換したｄｑ電流検出値（Ｉｄ’，Ｉｑ’）を出力するｄｑ電流変換器１６０と、ｄｑ電流検出値（Ｉｄ’，Ｉｑ’）を平滑して電流検出値（Ｉｄ，Ｉｑ）を出力する電流フィルタ１７０とを有する。電流制御器１２０は、電流検出値（Ｉｄ，Ｉｑ）と、入力された電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）とが一致するように電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を出力する。

ＰＷＭ制御器１４５では、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を回転角度θに基づき２相／３相変換し、第三高調波を重畳した３相電圧指令（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を生成すると共に、ゼロクロス付近では変調波を直線近似してパルス幅変調（ＰＷＭ）を行う。ＰＷＭ制御器１４５の出力は、ＰＷＭ生成器１４０にてパルス信号に変換され、ドライブ信号ＰＷＭとしてインバータ回路１１０に出力される。インバータ回路１１０の半導体スイッチ素子はドライブ信号ＰＷＭによりオン／オフ制御され、インバータ回路１１０の出力電圧が調整される。
なお、モータ装置５００において、モータ３００の回転速度を制御する場合には、モータ回転速度ωｒを回転位置θの時間変化により演算し、上位制御器からの速度指令と一致するように電圧指令あるいは電流指令を作成する。また、モータ出力トルクを制御する場合には、モータ電流（Ｉｄ，Ｉｑ）とモータトルクの関係式あるいはマップを用いて、電流指令（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）を作成する。

次に、図２を用いて、一実施形態における変調波を示す波形図について説明する。
図２（ａ）は変調信号波形とキャリア信号波形を示し、変調率が比較的低い変調信号（変調波１）と、正弦波変調できる最大の変調波（変調波２）と、正弦波変調から１００％パルスが連続した（飽和区間）状態となる過変調の状態になる変調波（変調波３）と、インバータ出力が最大となる矩形波状態となる変調波（変調波４）、および変調波信号と大小比較してＰＷＭパルスを生成するキャリア信号とを示している。図２（ｂ）は、変調波１のときのＰＷＭパルス信号を示し、図２（ｃ）は、変調波３のＰＷＭパルス信号を示す。電気角度０〜１８０度のほぼ１００％の区間でＰＷＭパルスが連続してオンである。図２（ｄ）は、変調波４のＰＷＭパルス信号を示し、このＰＷＭパルス信号は、電気角度０〜１８０度全区間でオンである。

それぞれの変調波は、３相電圧指令（Ｖｕc，Ｖｖc、Ｖｗc）の１相分の変調波Ｈ(θ)と等価であり、デッドタイムを無視すればＵ相の変調波Ｈｕ(θ)＝Ｖｕｃ／（ＤＣＶ／２）にほぼ等しい。インバータ出力が飽和しない変調率＝１となる時の正弦波の実効値を１とすれば、第３高調波を重畳した変調波Ｈ(θ)に含まれる基本波成分は１．１５倍（１１５％）である（変調波２）。すなわち、電圧指令が１．１５まではインバータ出力は飽和しない。
図２に示すように、第三高調波を重畳させた変調波Ｈ(θ)は、ゼロクロス付近で直線近似することができる。本実施形態では、変調波のゼロクロス付近では後述するような非同期ＰＷＭ変調によりＰＷＭパルスを生成し、それ以外の区間では、従来から採用されている非同期ＰＷＭ変調によりＰＷＭパルスを生成する。
なお、変調波のゼロクロスを中心に電気角度で±３０度の角度区間を直線近似するのが好ましい。

また、ゼロクロス付近の直線近似できる区間の変調波の傾きＡは、電圧指令値に応じた変調率に比例し、変調波は角度位置θに比例する。例えば、ゼロクロス付近の角度をθ’とし、θ’を−３０≦θ’≦３０とすると、ゼロクロス付近の変調波Ｈ（θ’）は式（１）で表すことができる。
Ｈ（θ’）＝Ａ・θ’ （１）

すなわち、ゼロクロス付近の変調波Ｈ（θ）は、変調率の代わりに変調波の傾きＡを用いて表すことができるので、ゼロクロス付近のインバータ出力パルス、すなわちＰＷＭパルスは、変調波の傾きＡから決定することができる。本実施形態では、後述するようにＰＷＭパルス生成部は、変調波の傾きＡとＰＷＭパルスを対応付けたテーブルを有し、演算された変調波の傾きによりテーブルを参照してＰＷＭパルスを生成する。
ここで、上記テーブルには、変調波の傾きＡとＰＷＭパルスのＯＮタイミングとＯＦＦタイミングが対応づけられている。
なお、｜Ｈ(θ)｜＜｜Ａ・θ｜となる条件では、変調波Ｈ（θ）の値を用いてインバータ出力パルスを決定すれば良い。

次に、図３を用いて、一実施形態におけるゼロクロス付近のＰＷＭを示す波形図について説明する。
図３（Ａ）は、変調波と三角波キャリアとの位相関係から、三角波キャリアの前半、すなわち三角波キャリア信号の立ち上がり区間にＰＷＭパルスがオンとなる場合を示す。図３（Ａ）の信号波形をゼロクロス・タイミング１の信号波形と呼ぶ。図３（Ｂ）は、変調波と三角波キャリアとの位相関係から、三角波キャリアの後半、すなわち三角波キャリア信号の立ち下がり区間にＰＷＭパルスがオンとなる場合を示している。図３（Ｂ）の信号波形をゼロクロス・タイミング２の信号波形と呼ぶ。
図３（Ａ）、（Ｂ）ともに、モータが一定速度で回転しているときの一例であり、一定のＰＷＭキャリア周期の間にモータが回転した時の角度変化幅Δθがほぼ一定であり、この角度変化幅△θがキャリア周期と同等である。また、変調波をゼロクロス近傍で直線近似した区間において、ＰＷＭパルスが２〜３パルス発生する場合を示す。

図３（Ａ），（Ｂ）において、（ａ）は変調波と三角波キャリア信号を示し、（ｂ）は１ＰＷＭ周期で出力すべきＰＷＭパルスを示し、（ｃ）は、マイコンを使ってＰＷＭパルスを生成する場合のＰＷＭタイマ値を示し、この実施形態では、鋸波状のＰＷＭタイマを示している。

図３（Ａ）のゼロクロス・タイミング１の信号波形は、上述したように、三角波キャリア信号の立ち上がり区間にＰＷＭパルスがオンとなる場合であり、角度位置θｒのタイミングからΔθ／２以上離れた角度位置θａで変調波が過変調レベル１に達する場合を示している。ゼロクロス・タイミング１の信号波形では、角度位置θｒ＋Δθのタイミング以降でＰＷＭパルスを区間θ２だけＨｉｇｈにする。その後、変調波Ｈ（θ）がゼロになる角度θｃまでＬｏｗパルスを出力する。そして、角度θｃのタイミングでＰＷＭパルスをＨｉｇｈにし、角度θｃ以降にＰＷＭパルスを区間θ５だけＬｏｗパルスを出力する。その後、変調波は角度θｂのタイミングで過変調レベル２に達する。

従来、特許文献１〜３に開示されているように、交流出力の１／２周期で変化する正側の電圧積分（正側電圧）と負側の電圧積分（負側電圧）のアンバランスを解消するため、出力電圧のゼロクロス付近におけるＰＷＭパルスをこの区間以外の生成方式と変更している。
特許文献１では、インバータの出力電圧のゼロクロス付近をｄｕｔｙ５０％にして出力電圧誤差を最小限にしている。また、特許文献２では、インバータの出力電圧のゼロクロス近傍で変調波の傾きが急峻の場合に、変調率を抑制した変調波によってＰＷＭパルスを発生させることにより位相誤差を低減している。したがって、これら２つの文献の従来技術ではインバータ出力が低下してしまう。
そこで、本発明の一実施形態では、変調波がゼロクロスする電気角度の前後の電気角度範囲、たとえば、±３０度範囲では、−３０度範囲での正側の出力電圧と、＋３０度範囲での負側の出力電圧が等しくなるようにして、±３０度の電気角度範囲での出力低下を抑制する。
図３（Ａ），（Ｂ）において、θ２＝θ５とすれば、変調波のゼロクロスを中心に負側電圧と正側電圧の大きさを平衡にできる。また、変調波のゼロクロス付近において、θｃ−θａ＝θｂ−θｃに調整してパルスエッジを発生できるため、インバータ出力の位相誤差を低減できる。更に、ＰＷＭパルスは変調波に応じた大きさを正確に発生できるため、インバータ出力の低下も防止できる。

ここで、インバータ装置が出力すべきＰＷＭパルス幅について、変調波のゼロクロス点の回転角度θｃから過変調レベル２に達する回転角度θｂの区間を用いて説明する。変調波を規格化して−１（過変調レベル１）から＋１（過変調レベル２）とした場合、回転角度θｃの規格化値＝０から回転角度θｂの規格化値＝１との変調波の面積は、１／２になる。一方、規格化した変調波−１〜＋１の区間（回転角度θａ〜θｂ）で出力できるＯｎＤｕｔｙを１００％とすると、規格化した変調波０〜１の区間（回転角度θｃ〜θｂ）でのＯｎＤｕｔｙは５０〜１００％（Δ５０％）に相当する。すなわち、図３（Ａ）における回転角度θｃ〜θｂの区間平均ＯｎＤｕｔｙは７５％になり、回転角度θｃ〜θｂの区間でＰＷＭパルスの１．５パルス分で、ＯｎＤｕｔｙ＝７５％となるように、θ４、θ５、θ６を決定する。θ４とθ６はＯｎＤｕｔｙであるので、好ましくは、θ５＝２５％のＯｆｆＤｕｔｙを設定すればよい。また、回転角度θａ〜θｃの区間は同様に、θ１とθ３はＯｆｆＤｕｔｙを設定し、θ２にＯｎＤｕｔｙ＝２５％を設定すればよい。
このように、ＰＷＭパルス生成器１４０は、出力電圧のゼロクロス点θｃを中心に直線近似した角度区間θａ〜θｂにおいて、ＰＷＭパルスのオンパルスとオフパルスの面積を積分した値が等しくなるようにＰＷＭパルスを生成する。

図３（Ｂ）のゼロクロス・タイミング２の信号波形は、上述したように、三角波キャリア信号の立ち下がり区間にＰＷＭパルスがオンとなる場合であり、角度位置θｒのタイミングからΔθ／２以内の角度位置θａで変調波が過変調レベル１に達する場合を示している。ゼロクロス・タイミング２の信号波形では、角度位置θａで過変調レベル１と等しくなる。この点が図３（Ａ）と異なる。したがって、変調波と三角波キャリアとの位相関係から三角波キャリアの後半、すなわち立ち下がりスロープ側でＰＷＭパルスがＨｉｇｈになる点以外は図３（Ａ）と同様である。

本発明の一実施形態では、非同期ＰＷＭの周期内で変調波のゼロクロス付近でパルス幅が変化するようにＰＷＭパルスを生成するため、ＰＷＭパルスのＯＮパルス中心の時間間隔、またはＯＦＦパルス中心の時間間隔が異なるように制御することになる。すなわち、ＰＷＭパルス生成部は、出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において、複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心時間間隔と、オフパルスの中心時間間隔がインバータ回路の運転状態、すなわち、モータ出力要求に基づいて異なるようにＰＷＭパルスが生成される。

ここで、図３では、１相分のＰＷＭパルスを示しているが、過変調モードにある場合の他の２相は過変調レベル１あるいは過変調レベル２の状態にある。

なお、図３では、ＰＷＭパルスの立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジをＰＷＭキャリア周期のタイミングに同期させた場合を示している。しかし、ＰＷＭパルスの立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジを、ＰＷＭキャリア周期のタイミングに一致させなくても良く、角度θｃを基準に出力電圧の波形を対称波形とすること望ましい。また、モータが一定速度で回転している場合について説明したが、モータが加減速している場合には、加速度あるいは減速度を考慮してΔθを演算すれば、同様のロジックにてＰＷＭパルスが作成できる。

次に、図４を用いて、一実施形態におけるパルス生成を示す波形図について説明する。 図４の（ａ）は変調波信号を示し、（ｂ）は鋸波状のタイマカウンタのＵ相分の動作を示し、（ｃ）はＵ相のＰＷＭパルスを示し、（ｄ）は正弦波変調時のＶ相ＰＷＭパルスと、Ｕ−Ｖ間の線間電圧相当のＰＷＭパルスを示す。（ｅ）は可変調時のＶ相ＰＷＭパルスと、Ｕ−Ｖ間の線間電圧相当のＰＷＭパルスを示す。

図４（ｂ）において、ＰＷＭキャリアの中心でＰＷＭパルスを生成する場合、タイマ周期の中心にパルス幅Ｐｕ１を作成するように、タイマ中心値を中心にタイマ比較値Ｖｕ１とＶｕ２を設定し、図４（ｃ）のインバータ出力パルスＶｕを出力する。モータに印加される電圧パルスは図４（ｄ）のＶｕ−ｖになる。図３に示したタイミングでＰＷＭパルスを出力する場合、すなわち、ゼロクロス付近の正側出力電圧と負側出力電圧を均等にするようにＰＷＭパルスのＯＮタイミングとＯＦＦタイミングを決定する場合、パルス幅Ｐｕ１のままタイミングをシフトするようにタイマ比較値Ｖｕ１’とＶｕ２’を設定し、図４（ｃ）のインバータ出力パルスＶｕ’を出力することができる。これにより、Ｕ相ＰＷＭパルスは、図４（ａ）の変調波のゼロクロス点θｃに同期したパルスとなるが、正弦波変調においてモータに印加できるパルスは、図４（ｄ）のＶｕ’−ｖに示すＰＷＭパルスとなる。このため、ＰＷＭパルスによる電圧誤差を含むことになるものの、正弦波変調においては一般にモータ回転速度（インバータの出力周波数）が低いため、ＰＷＭパルス数は多く、電圧誤差の影響は小さい。好ましくは、モータ回転速度が低い場合にパルスシフトを停止する。

過変調においては、一般にインバータ出力周波数が高く、ＰＷＭパルス数が少ないため電圧誤差の影響は大きくなる。図４（ｅ）に示すＶｖ”は過変調時のＶ相信号で、Ｕ相ゼロクロス付近においてほぼＤｕｔｙ１００％であり、Ｕ相をパルスシフトしていない時のＶｕ−ｖ”はＵ相変調波のゼロクロスに同期したＰＷＭパルスになっていない。Ｕ相をパルスシフトしたときのＶｕ’−ｖ”は、Ｕ相ＰＷＭパルスがそのまま出力され、変調波のゼロクロスに同期したインバータ出力が得られる。

以上説明したインバータ装置１００は、モータ出力要求に基づいて、すなわち、インバータ運転状態に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するため、電流制御器１２０、ＰＷＭ制御器１４５、およびＰＷＭ生成器１４０から構成されるＰＷＭパルス生成部と、ＰＷＭパルス生成部で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータ回路１１０とを備える。ＰＷＭパルス生成部は、出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心時間間隔、およびオフパルスの中心時間間隔のいずれか一方を、モータ出力要求に基づいて変化させてＰＷＭパルスを生成する。ＰＷＭパルス生成部は、モータ出力要求に応じてモータが所定トルクと所定回転速度で駆動されるようにＰＷＭパルスを生成する。
以上説明した実施形態では、インバータ運転状態に応じてタイマ比較値Ｖｕ１とＶｕ２をシフトさせることにより所望のＰＷＭパルスを生成することができる。この方式以外でＰＷＭパルスを生成してもよい。

本発明の一実施形態では、ＰＷＭキャリア周期内で任意のタイミングにパルスシフトして、変調波のゼロクロス付近のＰＷＭパルスタイミングを調整することができるため、非同期ＰＷＭ制御においてもインバータ出力電圧（位相含む）誤差の影響を低減したインバータ出力が得られる。また、同期ＰＷＭ制御に比べてマイコン負荷の増大を抑制することができるといった効果がある。

ＰＷＭパルス生成器１４０は、変調波の傾きとＰＷＭパルスを対応付けたテーブルを有し、演算された変調波の傾きによりテーブルを参照してＰＷＭパルスを生成するようにしたが、テーブルを使用せずに傾きＡからＰＷＭパルスを決定してもよい。また、傾きＡを用いることなくＰＷＭパルスを生成してもよい。また、ＰＷＭパルス生成器１４０は、出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において、複数のＰＷＭパルスのオンパルスとオフパルスの面積を積分した値が等しくなるようにＰＷＭパルスを生成することが好ましい。

次に、図５を用いて、本発明の一実施形態に示したモータ駆動装置を適用した電動パワーステアリング装置の構成について説明する。

図５は、本発明の一実施形態に示したモータ駆動装置を適用した電動パワーステアリング装置の構成図である。

電動パワーステアリングの電動アクチュエータは、図５に示すように、トルク伝達機構９０２と、モータ３００と、インバータ装置１００とから構成される。電動パワーステアリング装置は、電動アクチュエータと、ハンドル（ステアリング）９００と、操舵検出器９０１および操作量指令器９０３を備え、運転者が操舵するハンドル９００の操作力は電動アクチュエータを用いてトルクアシストする構成を有する。

電動アクチュエータのトルク指令τ＊は、ハンドル９００の操舵アシストトルク指令として操作量指令器９０３にて作成される。トルク指令τ＊により駆動される電動アクチュエータの出力を用いて運転者の操舵力が軽減される。インバータ装置１００は、入力指令としてトルク指令τ＊を受け、モータ３００のトルク定数とトルク指令τ＊とからトルク指令値に追従するようにモータ電流を制御する。

モータ３００のロータに直結された出力軸から出力されるモータ出力τｍはウォーム、ホイールや遊星ギヤなどの減速機構あるいは油圧機構を用いたトルク伝達機構９０２を介し、ステアリング装置のラック９１０にトルクを伝達する。ラック９１０に伝達されたトルクにより、運転者のハンドル９００の操舵力（操作力）が電動力にて軽減（アシスト）され、車輪９２０，９２１の操舵角が操作される。

このアシスト量は次のようにして決定される。すなわち、ステアリングシャフトに組み込まれた操舵検出器９０１により操舵角や操舵トルクが検出され、車両速度や路面状態などの状態量を加味して操作量指令器９０３によりトルク指令τ＊が算出される。

本発明の一実施形態によるインバータ装置１００は、高速回転した場合にもインバータ出力電圧の平均化により、低振動・低騒音化できる利点がある。

図６は、本発明によるインバータ装置１００が適用された電動車両６００を示す図である。電動車両６００は、モータ３００をモータ／ジェネレータとして適用したパワートレインを有する。

電動車両６００のフロント部には、前輪車軸６０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸６０１の両端には、前輪６０２，６０３が設けられている。電動車両６００のリア部には、後輪車軸６０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸６０４の両端には後輪６０５，６０６が設けられている。

前輪車軸６０１の中央部には、動力分配機構であるデファレンシャルギア６１１が設けられており、エンジン６１０から変速機６１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸６０１に分配するようになっている。エンジン６１０とモータ３００とは、エンジン６１０のクランクシャフトに設けられたとモータ３００の回転軸に設けられたプーリーの間に架け渡されたベルトを介して機械的に連結されている。

これにより、モータ３００の回転駆動力がエンジン６１０に、エンジン６１０の回転駆動力がモータ３００にそれぞれ伝達できるようになっている。モータ３００は、インバータ装置１００によって制御された３相交流電力がステータのステータコイルに供給されることによって、ロータが回転し、３相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。

すなわち、モータ３００は、インバータ装置１００によって制御されて電動機として動作する一方、エンジン６１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、３相交流電力を発生する発電機として動作する。

インバータ装置１００は、高電圧（４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である高圧バッテリ６２２から供給された直流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値とロータの磁極位置とに基づいて、モータ３００のステータコイルに流れる３相交流電流を制御する。

モータ３００によって発電された３相交流電力は、インバータ装置１００によって直流電力に変換されて高圧バッテリ６２２を充電する。高圧バッテリ６２２にはＤＣ−ＤＣコンバータ６２４を介して低圧バッテリ６２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ６２３は、電動車両６００の低電圧（１４ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン６１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ６２５，ラジオ，ライトなどの電源に用いられている。

電動車両６００が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン６１０を停止させ、再発車時にエンジン６１０を再始動（ホット始動）させる時には、インバータ装置１００でモータ３００を駆動し、エンジン６１０を再始動させる。

なお、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ６２２の充電量が不足している場合や、エンジン６１０が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン６１０を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン６１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、モータ３００を駆動させて補機類を駆動する。

加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、モータ３００を駆動させてエンジン６１０の駆動をアシストする。逆に、高圧バッテリ６２２の充電が必要な充電モードにある時には、エンジン６１０によってモータ３００を発電させて高圧バッテリ６２２を充電する。すなわち、モータ３００は、電動車両６００の制動時や減速時などでは回生運転される。

電動車両６００は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成し、生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータ装置１００と、直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ６２４とを備えている。インバータ装置１００は、出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心時間間隔、およびオフパルスの中心時間間隔のいずれか一方をＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に基づいて変化させてＰＷＭパルスを生成する。

本発明によるインバータ駆動装置を用いた電動車両では、直流電圧を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧に応じて、インバータ出力電圧のゼロクロス点（図３に示すθｃに相当）を中心に直線近似した角度区間（図３に示すθａ〜θｂに相当）のＰＷＭパルスのＯＮパルス中心の時間間隔、またはＯＦＦパルス中心の時間間隔を変化させることにより、電動車両６００のＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧を調整してインバータ装置１００の出力範囲を拡大する制御を安定的に行うことができる。

以上説明した本発明によるインバータ装置によれば、以下のような作用効果を奏する。
（１）本発明のインバータ装置１００は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成器１４０と、ＰＷＭパルス生成器１４０で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータ３００を駆動するインバータ回路１１０とを備え、ＰＷＭパルス生成器１４０は、出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心時間間隔、およびオフパルスの中心時間間隔のいずれか一方をモータ出力要求に基づいて変化させてＰＷＭパルスを生成するようにした。すなわち、上記直線近似区間では正側、負側の出力電圧を均一化するようにＰＷＭパルスを生成するようにした。これにより、インバータ装置１００の運転状態によって生じる出力電圧の大きさと位相の誤差をキャンセルできる。

（２）本発明のインバータ装置１００は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成器１４０と、ＰＷＭパルス生成器１４０で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータ３００を駆動するインバータ回路１１０とを備え、ＰＷＭパルス生成器１４０は、出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において、複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心時間間隔とオフパルスの中心時間間隔がモータ出力要求に基づいて異なるようにＰＷＭパルスを生成するようにした。すなわち、モータ出力要求に応じてインバータ回路のスイッチング周波数が変動しても、インバータ装置１００の運転状態によって生じるＰＷＭキャリア周期を可変することなくインバータ出力電圧の電圧パルスタイミング誤差をキャンセルできる。

（３）本発明のインバータ装置１００は、角度区間θａ〜θｂが出力電圧のゼロクロス点θｃを基準として少なくとも電気角で±３０度の範囲を含む区間であるようにした。これにより、変調波の直線近似が容易になるため制御プログラムが簡単に構成できる。

（４）本発明のインバータ装置１００において、ＰＷＭパルス生成器１４０は、モータ出力要求に応じてモータ３００が所定トルクと所定回転速度で駆動されるようにＰＷＭパルスを生成するようにした。これにより、インバータ装置１００の運転状態によらず安定したインバータ出力ができる。

（５）本発明のインバータ装置１００において、ＰＷＭパルス生成器１４０は、出力電圧のゼロクロス点θｃを基準として少なくとも電気角で±３０度の範囲を含む角度区間θａ〜θｂでの変調波Ｈ（θ’）＝Ａ・θ’の傾きＡを演算し、演算された傾きＡによりＰＷＭパルスを生成するようにした。これにより、ゼロクロス点θｃ付近の最適なＰＷＭパルスのシフトタイミングを演算により容易に求めることができる。

（６）本発明のインバータ装置１００において、ＰＷＭパルス生成器１４０は、変調波Ｈ（θ’）＝Ａ・θ’の傾きＡとＰＷＭパルスを対応付けたテーブルを有し、演算された変調波Ｈ（θ’）＝Ａ・θ’の傾きＡによりテーブルを参照してＰＷＭパルスを生成する。これにより、インバータ装置１００の出力が飽和する過変調領域の線形化が可能になるため、制御動作を安定させることができる。

（７）本発明のインバータ装置１００において、ＰＷＭパルス生成器１４０は、出力電圧のゼロクロス点θｃを中心に直線近似した角度区間θａ〜θｂにおいて、複数のＰＷＭパルスのオンパルスとオフパルスの面積を積分した値が等しくなるようにＰＷＭパルスを生成するようにした。これにより、モータ３００の回転を安定させることができる。

（８）本発明の電動車両６００は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成器１４０と、ＰＷＭパルス生成器１４０で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータ３００を駆動するインバータ回路１１０とを有するインバータ装置１００と、直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ６２４とを備え、ＰＷＭパルス生成器１４０は、出力電圧のゼロクロス点θｃを中心に直線近似した角度区間θａ〜θｂにおいて複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心時間間隔、およびオフパルスの中心時間間隔のいずれか一方をＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧に基づいて変化させてＰＷＭパルスを生成するようにした。これにより、電動車両６００のＤＣ／ＤＣコンバータ６２４の出力電圧を調整してインバータ装置１００の出力範囲を拡大する制御を安定的に行うことができる。

一実施形態の電動車両６００はハイブリッド自動車である場合について説明したが、プラグインハイブリッド自動車、電気自動車などの場合においても同様な効果が得られる。

また、上述の実施形態では、インバータ装置単体について説明したが、当該上述の機能を有していれば、インバータ装置とモータとが一体化したモータ駆動システムにも本発明を適用できる。

なお、本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。

１００…インバータ装置
１２０…電流制御部
１６０…電流検出部
１１０…インバータ回路
１３０…回転位置検出部
２００…バッテリ
５００…モータ装置
３００…モータ
３２０…回転位置センサ
６００…電動車両

Claims (8)

1. モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、
   前記ＰＷＭパルス生成部で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータ回路とを備え、
   前記ＰＷＭパルス生成部は、出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心時間間隔、およびオフパルスの中心時間間隔のいずれか一方を前記モータ出力要求に基づいて変化させてＰＷＭパルスを生成するインバータ装置。
2. モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、
   前記ＰＷＭパルス生成部で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータ回路とを備え、
   前記ＰＷＭパルス生成部は、出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において、複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心時間間隔とオフパルスの中心時間間隔が前記モータ出力要求に基づいて異なるようにＰＷＭパルスを生成するインバータ装置。
3. 請求項１または２に記載のインバータ装置において、
   前記角度区間は、前記出力電圧の前記ゼロクロス点を基準として少なくとも電気角で±３０度の範囲を含む区間であるインバータ装置。
4. 請求項１または２に記載のインバータ装置において、
   前記ＰＷＭパルス生成部は、前記モータ出力要求に応じて前記モータが所定トルクと所定回転速度で駆動されるように前記ＰＷＭパルスを生成するインバータ装置。
5. 請求項１または２に記載のインバータ装置において、
   前記ＰＷＭパルス生成部は、前記出力電圧の前記ゼロクロス点を基準として少なくとも電気角で±３０度の範囲を含む区間での変調波の傾きを演算し、前記演算された傾きにより前記ＰＷＭパルスを生成するインバータ装置。
6. 請求項５に記載のインバータ装置において、
   前記ＰＷＭパルス生成部は、前記変調波の傾きと前記ＰＷＭパルスを対応付けたテーブルを有し、前記変調波の傾きにより前記テーブルを参照して前記ＰＷＭパルスを生成するインバータ装置。
7. 請求項１または２に記載のインバータ装置において、
   前記ＰＷＭパルス生成部は、前記出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において、複数のＰＷＭパルスのオンパルスとオフパルスの面積を積分した値が等しくなるように前記ＰＷＭパルスを演算するインバータ装置。
8. モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、
   前記ＰＷＭパルス生成部で生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータを駆動するインバータ回路と、
   前記直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、
   前記ＰＷＭパルス生成部は、出力電圧のゼロクロス点を中心に直線近似した角度区間において複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心時間間隔、およびオフパルスの中心時間間
   隔のいずれか一方を前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に基づいて変化させてＰＷＭパルスを生成する電動車両。
   

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