WO2023037579A1 - インバータ制御装置、電動パワーステアリングシステム、電動車両システム - Google Patents

インバータ制御装置、電動パワーステアリングシステム、電動車両システム Download PDF

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WO2023037579A1
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inverter
pwm pulse
pwm
pulse signal
control device
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PCT/JP2022/005924
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English (en)
French (fr)
Inventor
俊幸 安島
峻 谷口
矩也 中尾
卓弥 根本
広生 後藤
健太郎 松尾
圭司 門田
Original Assignee
日立Astemo株式会社
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation

Definitions

  • the present invention relates to an inverter control device, an electric power steering system and an electric vehicle system using the same.
  • Inverter control devices that control the driving of inverters by PWM (Pulse Width Modulation) control to drive motors are widely used.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the output voltage command of the inverter is operated in an overmodulation mode (overmodulation region) in which the maximum output level (sine wave) of the inverter is exceeded, and the output voltage is further increased. Therefore, there is known a technique of operating in a one-pulse mode (one-pulse region) in which PWM pulse trains are connected to form one pulse.
  • Patent Document 1 The technique of Patent Document 1 is known for reducing the current ripple in the overmodulation region.
  • Patent Document 1 when performing trapezoidal wave modulation using a trapezoidal wave in an overmodulation region, the areas of on-pulses and off-pulses of a plurality of PWM pulses in an inversion region of a modulated wave that changes from the base to the top of the trapezoidal wave are measured.
  • An inverter device is described that generates PWM pulses such that the integrated values are equal.
  • Patent Document 1 With the technique of Patent Document 1, it is not possible to appropriately control the periodicity of the pulse train that repeats the positive and negative (180 degree) cycles of the modulated wave in the operating state of the motor in which the number of PWM pulses is small. Therefore, an error occurs in the output voltage of the inverter, and there is a possibility that the DC component and the low-order harmonic component increase in the output current of the inverter.
  • An inverter control device includes a PWM pulse generator that generates a PWM pulse signal for controlling an inverter at each predetermined control cycle, and the PWM pulse generator generates a PWM pulse signal that is asynchronous with the control cycle. While generating, at least three or more pulses exist in one cycle of the fundamental wave of the output voltage of the inverter, and the PWM pulse signal is turned on/off at zero cross points where the fundamental wave changes across 0. The PWM pulse signal is generated so as to satisfy the pulse generation condition that the state is switched.
  • An electric power steering system includes an inverter control device, the inverter controlled by the inverter control device, and an AC motor driven by the inverter, and controls steering of a vehicle using the AC motor. do.
  • An electric vehicle system includes an inverter control device, the inverter controlled by the inverter control device, and an AC motor driven by the inverter, and runs using the driving force of the AC motor.
  • the present invention it is possible to reduce the DC component and low-order harmonic component of the inverter output current generated in the operating state of the motor in which the number of PWM pulses is small.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a motor device having an inverter control device according to a first embodiment of the present invention
  • FIG. FIG. 2 is a block diagram showing the functional configuration of a PWM pulse generator according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. FIG. 4 is an explanatory diagram of a method of generating an asynchronous pulse signal according to the first embodiment of the present invention; The figure which showed the asynchronous pulse signal about the range for 1 period of the modulated wave signal. 4 is a flowchart of PWM pulse control according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a block diagram showing the functional configuration of a PWM pulse generator according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 9 is an explanatory diagram of a method of generating an asynchronous pulse signal according to the second embodiment of the present invention. The figure which showed the asynchronous pulse signal about the range for 1 period of the modulated wave signal.
  • 6 is a flowchart of PWM pulse control according to the second embodiment of the present invention; 1 is a configuration diagram of an electric power steering device to which an inverter control device is applied; FIG. 1 is a configuration diagram of an electric vehicle to which an inverter control device is applied; FIG.
  • the present invention is an inverter control device that controls an inverter by PWM control.
  • PWM pulse control according to the modulation method (sine wave modulation, two-phase modulation, trapezoidal wave modulation, etc.)
  • the edge of the PWM pulse is generated at the timing corresponding to the zero crossing of the modulated wave, and the 180-degree cycle of the modulated wave is generated.
  • the DC component and low-order harmonic component of the output current of the inverter are reduced, and the output of the inverter is increased. be.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a motor device 1 having an inverter control device 200 according to the first embodiment of the invention.
  • Motor device 1 is connected to battery 2 and has inverter 100 , inverter control device 200 and motor 300 .
  • the battery 2 is a DC voltage source for the inverter 100 .
  • the DC voltage DCV of the battery 2 is converted by the inverter 100 into a three-phase AC voltage of variable voltage and variable frequency, and applied to the motor 300 .
  • the motor 300 is a synchronous motor that is rotationally driven by the supply of a three-phase AC voltage.
  • a rotational position sensor 320 is attached to the motor 300 in order to control the phase of the three-phase AC voltage applied to the motor 300 from the inverter 100 so as to match the phase of the induced voltage of the motor 300 .
  • the rotational position sensor 320 for example, a resolver composed of an iron core and windings can be used.
  • the rotational position sensor 320 may be configured using a GMR sensor or Hall element.
  • the inverter control device 200 has a current control section 210 , a PWM pulse generation section 250 , a drive signal generation section 260 , a rotational position detection section 270 and a current detection section 280 .
  • the rotational position detector 270 detects the rotational position ⁇ of the rotor of the motor 300 based on the output signal of the rotational position sensor 320 .
  • the current detection unit 280 acquires three-phase current detection values (Iu, Iv, Iw) flowing through the motor 300 from the current sensor Ict, and detects these currents based on the rotational position ⁇ detected by the rotational position detection unit 270.
  • dq-axis current detection values (Id, Iq) are obtained by converting the values into 3-phase/2-phase.
  • the inverter control device 200 has a current control function for controlling the output of the motor 300.
  • the current control unit 210 adjusts the current detection values (Id, Iq) detected by the current detection unit 280 so that the current command values (Id*, Iq*) input from a host controller (not shown) match. , to output voltage commands (Vd*, Vq*).
  • PWM pulse generation unit 250 generates voltage commands (Vd*, Vq*) obtained by current control unit 210, DC voltage DCV of battery 2, rotational position ⁇ , and predetermined carrier frequency fc. is used to perform three-phase pulse width modulation (PWM) to generate a PWM pulse signal Pr for controlling the inverter 100 .
  • PWM pulse width modulation
  • the drive signal generator 260 converts the PWM pulse signal Pr generated by the PWM pulse generator 250 into a drive signal DR and outputs the drive signal DR to the inverter 100 .
  • Inverter 100 has a plurality of semiconductor switch elements corresponding to each phase of the three-phase AC voltage, and each semiconductor switch element is on/off controlled by drive signal DR. Thereby, the output voltage of inverter 100 is adjusted according to the control of inverter control device 200 .
  • FIG. 2 is a block diagram showing the functional configuration of the PWM pulse generator 250 according to the first embodiment of the invention.
  • the PWM pulse generation unit 250 includes a modulation factor calculation unit 51, a rotation speed calculation unit 52, a pulse phase angle calculation unit 53, a voltage phase calculation unit 54, a phase change width calculation unit 55, and a pulse setting unit. 56 , a dq/three-phase converter 57 , a carrier wave calculator 58 , a PWM controller 59 and a PWM control mode determiner 60 .
  • Inverter control device 200 including PWM pulse generator 250 is configured by, for example, a microcomputer, and these functional blocks can be realized by executing a predetermined program in the microcomputer. Alternatively, some or all of these functional blocks may be implemented using hardware circuits such as logic ICs and FPGAs.
  • Modulation factor calculation unit 51 calculates a modulation factor MF of the output voltage of inverter 100 using the following equation (1) based on DC voltage DCV of battery 2 and voltage commands (Vd*, Vq*).
  • Modulation factor MF represents the voltage amplitude ratio between the DC power supplied from battery 2 to inverter 100 and the AC power output from inverter 100 to motor 300 .
  • the rotation speed calculator 52 calculates a motor rotation speed ⁇ r representing the rotation speed (number of rotations) of the motor 300 from the time change of the rotation position ⁇ .
  • the motor rotation speed ⁇ r may be a value represented by either angular velocity (rad/s) or rotation speed (rpm). Also, these values may be converted to each other and used.
  • the pulse phase angle calculator 53 calculates a pulse phase angle ⁇ for switching the ON/OFF state of the PWM pulse signal Pr based on the modulation factor MF calculated by the modulation factor calculator 51 .
  • a plurality of pulse phase angles ⁇ are calculated according to the number of pulses N of the PWM pulse signal Pr included in one period of the fundamental wave of the output voltage of the inverter 100 .
  • the pulse phase angles ⁇ 1, ⁇ 2, ⁇ 1′ and ⁇ 2′ represented by the following equations (2) to (5) are calculated.
  • each pulse width of the PWM pulse signal Pr can be set based on the modulation factor MF.
  • ⁇ 1 arccos ⁇ (1+MF)/2 ⁇
  • ⁇ 2 ⁇ 1
  • ⁇ 1′ ⁇ + ⁇ 1 (4)
  • ⁇ 2′ 2 ⁇ 1 (5)
  • the number of pulses N can be set, for example, to an odd number of at least 3 or more, and is preset in the inverter control device 200 . Alternatively, it may be arbitrarily set by the user, or arbitrarily switched according to the operating state of the motor 300 or the like.
  • the number of pulse phase angles ⁇ calculated by the pulse phase angle calculator 53 is determined according to the number N of pulses, and the larger the number N of pulses, the larger the number of pulse phase angles ⁇ . In this embodiment, the case where the number of pulses N is 3 will be described.
  • the voltage phase calculation unit 54 calculates the voltage output from the inverter 100 in response to the current command values (Id*, Iq*) input from the host controller.
  • a voltage phase ⁇ v corresponding to the phase angle of is calculated.
  • Phase change width calculation unit 55 calculates a phase change width ⁇ of the output voltage of inverter 100 in the control cycle of inverter control device 200 .
  • the control cycle of the inverter control device 200 represents the cycle in which the PWM pulse generation unit 250 generates the PWM pulse signal Pr. It is set in advance according to the accuracy required for control.
  • the pulse setting unit 56 determines the timing of each pulse edge present within the current control cycle. set. Then, the asynchronous pulse signal P is generated by changing the signal voltage from on to off or from off to on according to the set timing of each pulse edge. Details of the asynchronous pulse signal P generated by the pulse setting section 56 will be described later.
  • the dq/three-phase converter 57 performs three-phase conversion on the voltage commands (Vd*, Vq*) based on the rotational position ⁇ , and converts the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* (U-phase voltage command values Vu*, V-phase voltage command value Vv*, and W-phase voltage command value Vw*) are calculated. Thereby, the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* can be generated as modulated wave signals for the three-phase AC voltage. At this time, by selecting a modulation method other than sine wave modulation, the three-phase voltage commands Vu*, Vv* and Vw* may be generated.
  • the carrier wave calculator 58 determines a synchronous carrier frequency fcs synchronized with the rotation of the motor 300 based on the motor rotation speed ⁇ r, and generates a carrier wave Tr that periodically changes at this synchronous carrier frequency fcs.
  • the carrier wave Tr may be either a triangular wave or a sawtooth wave. If the carrier frequency fcs is 15 times or more the rotation frequency of the motor 300, the carrier frequency fcs does not have to be synchronized with the rotation of the motor 300.
  • the PWM control unit 59 uses the carrier wave Tr output from the carrier wave calculation unit 58 to pulse width modulate the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* output from the dq/three-phase conversion unit 57. to generate a synchronous pulse signal P' synchronized with the control period (carrier wave Tr).
  • a synchronizing pulse signal P' it will simply be referred to as a synchronizing pulse signal P'.
  • a PWM control mode determination unit 60 determines which of the asynchronous pulse signal P generated by the pulse setting unit 56 and the synchronous pulse signal P' generated by the PWM control unit 59 is based on the modulation factor MF and the motor rotation speed ⁇ r. to choose. Then, the selected asynchronous pulse signal P or synchronous pulse signal P′ is output to the drive signal generator 260 as the PWM pulse signal Pr by the PWM pulse generator 250 .
  • the PWM control mode determination unit 60 selects a synchronization mode in which a pulse signal is synchronized with the control cycle, and selects a synchronization pulse signal.
  • the signal P' is output as the PWM pulse signal Pr.
  • the asynchronous mode is selected to generate a pulse signal asynchronous with respect to the control cycle, and the asynchronous pulse signal P is output as the PWM pulse signal Pr.
  • the PWM control mode determination unit 60 selectively outputs either the asynchronous pulse signal P or the synchronous pulse signal P' as the PWM pulse signal Pr based on the operating state of the motor 300. Note that regardless of whether the synchronous mode or the asynchronous mode is selected, it is possible to use an arbitrary modulation method among modulation methods such as sinusoidal wave modulation, two-phase modulation, and trapezoidal wave modulation.
  • a synchronous pulse signal P' is generated as a PWM pulse signal Pr based on a comparison result between the carrier wave Tr and the modulated wave signal.
  • the asynchronous pulse signal P generated as the PWM pulse signal Pr by the pulse setting unit 56 is directly generated from the result of the calculation performed in the PWM pulse generation unit 250 without using the carrier wave Tr or the modulated wave signal. be done. Specifically, pulse phase angle ⁇ , the voltage phase ⁇ v and the phase change width ⁇ are obtained, and the pulse setting unit 56 sets the timing of each pulse edge for each control cycle using these calculation results.
  • a signal P is generated.
  • it will simply be referred to as an asynchronous pulse signal P.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram of the method of generating the asynchronous pulse signal P according to the first embodiment of the present invention.
  • the graph shown in (a) represents the counter value of the PWM timer
  • the graph shown in (b) represents the modulated wave signal
  • the graph shown in (c) represents the PWM pulse train output as the asynchronous pulse signal P. shows an example.
  • the counter value of the PWM timer shown in FIG. 3A corresponds to the carrier wave Tr generated by the carrier wave calculator 58.
  • FIG. 3 the counter value of the PWM timer shown in FIG. 3A corresponds to the carrier wave Tr generated by the carrier wave calculator 58.
  • the pulse setting unit 56 generates an asynchronous pulse signal P using a PWM timer whose counter value periodically increases and decreases at a constant carrier period Tc, as shown in FIG. 3(a), for example.
  • a PWM timer whose counter value periodically increases and decreases at a constant carrier period Tc, as shown in FIG. 3(a), for example.
  • the timing of the control processing related to the generation of the asynchronous pulse signal P is made asynchronous with the control cycle while synchronizing with the rotation of the motor 300. be able to.
  • the counter value increases from 0 to the maximum value MaxCount at a constant rate, and the counter value is reset to 0 every carrier cycle Tc according to the timing of the control processing.
  • any other type of PWM timer may be used as long as the value periodically increases or decreases at a constant carrier period Tc.
  • Tc constant carrier period
  • the inverter controller 200 synchronizes with the carrier period Tc shown in FIG. control processing is performed. Specifically, the current detection unit 280 samples and holds the detection signal of the current sensor Ict at a timing synchronized with the carrier cycle Tc, and acquires current detection values (Iu, Iv, Iw). Further, the rotational position detector 270 detects the output signal of the rotational position sensor 320 at a timing synchronized with the carrier period Tc to obtain the rotational position ⁇ . Then, using these acquired values, the asynchronous pulse signal P is generated by executing the above-described calculation every carrier cycle Tc.
  • a voltage ripple occurs when the detection signal is charged to the capacitor of the sampling and holding circuit, and this voltage ripple is generated by the A/D conversion circuit.
  • A/D conversion noise may be generated by superimposing on the input terminal of .
  • the cycle of this A/D conversion noise is equivalent to the control cycle (carrier cycle Tc) of inverter control device 200 . It is also possible to make the detection cycle of the current detection unit 280 shorter than the control cycle and acquire the detection signal from the current sensor Ict a plurality of times per one control cycle.
  • the frequency (reciprocal of the detection cycle) must be an integer multiple of the control frequency (reciprocal of the control cycle) of inverter control device 200 .
  • an integer multiple of the period of the A/D conversion noise can be regarded as the carrier period Tc, which is the period of the PWM timer.
  • FIG. 3(b) shows an example of a modulated wave signal in the case of trapezoidal wave modulation.
  • the period of this modulated wave corresponds to the fundamental wave period of the output voltage of inverter 100 .
  • the asynchronous pulse signal P is obtained directly by calculation. Therefore, the modulated wave signal is not necessarily required when the asynchronous pulse signal P is generated.
  • the asynchronous pulse signal P in this embodiment has zero crossing points (phase angles 0°, 180°) where the modulated wave crosses 0 and reverses from negative to positive, or from positive to negative, and phase angles ⁇ 1, ⁇ 2, ⁇ 1 ', ⁇ 2', the ON/OFF states of the signals are switched respectively.
  • the phase angles ⁇ 1, ⁇ 2, ⁇ 1', and ⁇ 2' are obtained by the above-described formulas (2) to (5), respectively.
  • the pulse setting unit 56 sets the zero-cross point of the modulated wave shown in FIG. , the asynchronous pulse signal P shown in FIG. 3(c) is generated. Specifically, for example, when the current control processing timing is the control processing timing Tt(i) in FIG.
  • the asynchronous pulse signal P is generated in the range (phase change width ⁇ ) up to the voltage phase ⁇ (i+1) corresponding to the control processing timing of .
  • the phase angles ⁇ 2, ⁇ 1′ and the zero-crossing point phase angle 180°
  • the timer values corresponding to these phase angles are set in the PWM timers respectively.
  • the signal value of the asynchronous pulse signal P is changed from ON to OFF or from OFF to ON, thereby setting a pulse edge and generating an asynchronous pulse.
  • a signal P can be generated.
  • the voltage phase calculator 54 calculates the voltage phase ⁇ v corresponding to the voltage phase ⁇ (i) at the current control processing timing. Further, the phase change width calculator 55 calculates the phase change width ⁇ from the voltage phase ⁇ (i) at the current control processing timing to the voltage phase ⁇ (i+1) at the next control processing timing. Based on these calculated values ⁇ v and ⁇ , the pulse setting unit 56 sets the timer value corresponding to the pulse edge in the current control process to the PWM timer, thereby calculating the pulse phase angle calculated by the pulse phase angle calculation unit 53.
  • An asynchronous pulse signal P can be generated according to the pulse phase angle ⁇ .
  • FIG. 5 is a flowchart of PWM pulse control according to the first embodiment of the present invention.
  • the PWM pulse generator 250 performs PWM pulse control by executing the process shown in the flowchart of FIG. Output to the signal generator 260 .
  • step S1 the PWM pulse generator 250 obtains the modulation factor MF and the motor rotation speed ⁇ r using the modulation factor calculation part 51 and the rotation speed calculation part 52, respectively.
  • the modulation factor MF and the motor rotation speed ⁇ r can be calculated using the above-described equations (1) and (2), respectively.
  • step S2 the PWM pulse generator 250 uses the pulse phase angle calculator 53 to calculate the pulse phase angle ⁇ based on the modulation factor MF obtained in step S1.
  • the number of ON/OFF switching times of the asynchronous pulse signal P per cycle of the fundamental wave of the inverter output voltage is determined according to the preset number of pulses N, and the fundamental wave of the inverter output voltage is determined from the number of switching times.
  • step S2 is performed by calculating the four pulse phase angles ⁇ 1, ⁇ 2, ⁇ 1', and ⁇ 2' using the above equations (2) to (5).
  • step S3 the PWM pulse generator 250 uses the voltage phase calculator 54 to calculate the voltage phase ⁇ v.
  • the phase angle of the inverter output voltage is calculated using the above equation (6).
  • a voltage phase ⁇ v corresponding to is calculated.
  • step S4 the PWM pulse generator 250 uses the phase change width calculator 55 to calculate the phase change width ⁇ .
  • the above-described formula (7) is used to determine the output of the PWM pulse generator 250.
  • a phase change width ⁇ of the inverter output voltage in the control cycle is calculated.
  • step S5 the PWM pulse generation unit 250 causes the pulse setting unit 56 to set timer values (first PWM timer values) corresponding to the pulse phase angles ⁇ 1, ⁇ 2, ⁇ 1′, and ⁇ 2′ obtained in step S2 to the PWM timer. do.
  • timer values first PWM timer values
  • the basic value of the inverter output voltage included in the period from the current control processing timing to the next control processing timing is calculated. Identify the voltage phase range of the wave.
  • the ON/OFF switching timing of the PWM pulse signal Pr can be set based on the pulse phase angle ⁇ , voltage phase ⁇ v, and phase change width ⁇ obtained in steps S2 to S4.
  • step S6 the PWM pulse generation unit 250 uses the dq/three-phase conversion unit 57 to calculate a modulated wave signal for the three-phase AC voltage.
  • the voltage commands (Vd*, Vq*) input from the current control unit 210 are subjected to three-phase conversion based on the rotational position ⁇ , resulting in a three-phase voltage corresponding to the modulated wave signal.
  • Commands Vu*, Vv*, Vw* can be generated.
  • step S7 the PWM pulse generation unit 250 causes the PWM control unit 59 to perform pulse width modulation based on the modulated wave signal calculated in step S7, and sets the timer value (second PWM timer value) according to the result to the PWM timer. set.
  • the timer value (second PWM timer value) according to the result to the PWM timer. set.
  • each of the synchronous pulse signals P' A voltage phase angle of the pulse edge is determined, and a timer value corresponding to the voltage phase angle is set in the PWM timer as a second PWM timer value.
  • the carrier wave Tr may be asynchronous with the rotation of the motor 300.
  • step S8 the PWM pulse generation section 250 uses the PWM control mode determination section 60 to determine the PWM control mode.
  • the operating state of the motor 300 is determined from the modulation factor MF and the motor rotation speed ⁇ r obtained in step S1, and the PWM control mode suitable for the operating state is determined.
  • the synchronous mode for controlling the pulse signal synchronized with the control cycle is the optimum PWM control mode. Determine that there is.
  • the asynchronous mode in which the pulse signal is asynchronous to the control period, is the optimum PWM control mode.
  • the asynchronous mode in which the pulse signal is asynchronous to the control period, is the optimum PWM control mode.
  • step S9 the PWM pulse generator 250 determines whether or not the PWM control mode determined to be suitable for the operating state of the motor 300 in step S8 is the asynchronous mode. If the asynchronous mode was selected as the optimum PWM control mode in step S8, the process proceeds to step S10, and if not the asynchronous mode, that is, if the synchronous mode, the process proceeds to step S11.
  • step S10 the PWM pulse generator 250 sets the first PWM timer value set in step S5 as the timer value used for generating the PWM pulse signal Pr.
  • the asynchronous pulse signal P generated by the pulse setting section 56 is selectively output from the PWM pulse generating section 250 as the PWM pulse signal Pr.
  • step S11 the PWM pulse generator 250 sets the second PWM timer value set in step S7 as the timer value used for generating the PWM pulse signal Pr.
  • the synchronous pulse signal P' generated by the PWM controller 59 is selectively output from the PWM pulse generator 250 as the PWM pulse signal Pr.
  • step S12 the PWM pulse generator 250 generates the PWM pulse signal Pr using either the asynchronous pulse signal P or the synchronous pulse signal P′, and the drive signal generator 260. That is, when step S10 is executed, the asynchronous pulse signal P generated by the pulse setting unit 56 is output as the PWM pulse signal Pr, and when step S11 is executed, the synchronous pulse signal generated by the PWM control unit 59 is output. P' is output as the PWM pulse signal Pr. As a result, either the asynchronous pulse signal P or the synchronous pulse signal P' can be selectively output according to the operating state of the motor 300.
  • step S12 the PWM pulse control shown in the flowchart of FIG. 5 is stopped and waits until a predetermined control period elapses.
  • the PWM pulse generator 250 restarts the process shown in the flowchart of FIG. 5 from step S1 to repeat the PWM pulse control.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram of a method for generating an asynchronous pulse signal P according to the second embodiment of the present invention.
  • the graph shown in (a) represents the counter value of the PWM timer
  • the graph shown in (b) represents the modulated wave signal
  • the graph shown in (c) represents the PWM pulse train output as the asynchronous pulse signal P. shows an example.
  • the graphs of FIGS. 6A and 6B are the same as the graphs of FIGS. 3A and 3B described in the first embodiment, respectively.
  • the asynchronous pulse signal P in the present embodiment has zero crossing points (phase angles 0°, 180°) where the modulated wave reverses from negative to positive or from positive to negative across 0, and pulse phase angles ⁇ 1, ⁇ 2,
  • the ON/OFF states of the signals are switched at ⁇ 3, ⁇ 4, ⁇ 1′, ⁇ 2′, ⁇ 3′, and ⁇ 4′, respectively.
  • the pulse phase angles ⁇ 1, ⁇ 2, ⁇ 1′, and ⁇ 2′ are obtained by the equations (2) to (5) explained in the first embodiment.
  • the pulse phase angles ⁇ 3, ⁇ 4, ⁇ 3', and ⁇ 4' are obtained by the following equations (8) to (11), respectively.
  • p is an arbitrary number satisfying 0 ⁇ p ⁇ 1 and is set in advance.
  • ⁇ 3 p ⁇ 1
  • ⁇ 4 ⁇ 3 (9)
  • ⁇ 3′ ⁇ + ⁇ 3 (10)
  • ⁇ 4′ 2 ⁇ 3 (11)
  • FIG. 8 is a flowchart of PWM pulse control according to the second embodiment of the present invention.
  • the PWM pulse generator 250 performs PWM pulse control by executing the process shown in the flowchart of FIG. Output to the signal generator 260 .
  • step S2A the PWM pulse generator 250 uses the pulse phase angle calculator 53 to calculate the pulse phase angle ⁇ based on the modulation factor MF obtained in step S1.
  • step S2A is performed by calculating the pulse phase angles ⁇ 3, ⁇ 4, ⁇ 3′, and ⁇ 4′, respectively.
  • step S5A the PWM pulse generation unit 250 causes the pulse setting unit 56 to set timer values ( 1st PWM timer value) is set in the PWM timer.
  • timer values 1st PWM timer value
  • the inverters included in the period from the current control processing timing to the next control processing timing Identify the voltage phase range of the fundamental wave of the output voltage.
  • the ON/OFF switching timing of the PWM pulse signal Pr can be set based on the pulse phase angle ⁇ , voltage phase ⁇ v, and phase change width ⁇ obtained in steps S2A to S4.
  • the PWM pulse generation unit 250 generates a PWM pulse signal asynchronous with the control period, and the basic inverter output voltage Satisfies the pulse generation condition that at least three or more pulses exist in one cycle of the wave and that the PWM pulse signal is switched on/off at the zero cross point where the fundamental wave of the inverter output voltage changes across 0. to generate the PWM pulse signal Pr.
  • the basic inverter output voltage Satisfies the pulse generation condition that at least three or more pulses exist in one cycle of the wave and that the PWM pulse signal is switched on/off at the zero cross point where the fundamental wave of the inverter output voltage changes across 0. to generate the PWM pulse signal Pr.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of an electric power steering device to which the inverter control device 200 shown in one embodiment of the present invention is applied.
  • the electric actuator of the electric power steering consists of a torque transmission mechanism 902, a motor 300, an inverter 100, and an inverter control device 200, as shown in FIG.
  • the electric power steering apparatus includes an electric actuator, a steering wheel (steering) 900, a steering detector 901, and an operation amount commander 903, and the electric actuator is used to torque-assist the operation force of the steering wheel 900 steered by the driver.
  • a torque command ⁇ * for the electric actuator is created by the operation amount commander 903 as a steering assist torque command for the steering wheel 900 .
  • the driver's steering force is reduced using the output of the electric actuator driven by the torque command ⁇ *.
  • Inverter control device 200 receives a torque command ⁇ * as an input command, controls the operation of inverter 100 to follow the torque command value from the torque constant of motor 300 and torque command ⁇ *, and controls the current flowing through motor 300. to control.
  • the motor output ⁇ m output from the output shaft directly connected to the rotor of the motor 300 transmits torque to the rack 910 of the steering device via a torque transmission mechanism 902 using a reduction mechanism such as a worm, a wheel, or a planetary gear or a hydraulic mechanism. do. Due to the torque transmitted to the rack 910, the driver's steering force (operating force) of the steering wheel 900 is reduced (assisted) by electric force, and the steering angles of the wheels 920 and 921 are manipulated.
  • a reduction mechanism such as a worm, a wheel, or a planetary gear or a hydraulic mechanism.
  • This assist amount is determined as follows. That is, a steering angle and steering torque are detected by a steering detector 901 incorporated in the steering shaft, and a torque command ⁇ * is calculated by an operation amount commander 903 in consideration of state quantities such as vehicle speed and road surface conditions.
  • the inverter control device 200 has the advantage of being able to reduce vibration and noise by averaging the output voltage of the inverter 100 even when the motor 300 rotates at high speed.
  • FIG. 10 is a diagram showing an electric vehicle 600 to which the inverter control device 200 according to the invention is applied.
  • Electric vehicle 600 has a powertrain using motor 300 as a motor/generator.
  • a front wheel axle 601 is rotatably supported on the front part of the electric vehicle 600, and front wheels 602 and 603 are provided at both ends of the front wheel axle 601.
  • a rear wheel axle 604 is rotatably supported at the rear portion of the electric vehicle 600 , and rear wheels 605 and 606 are provided at both ends of the rear wheel axle 604 .
  • a differential gear 611 serving as a power distribution mechanism is provided at the central portion of the front wheel axle 601 to distribute the rotational driving force transmitted from the engine 610 via the transmission 612 to the left and right front wheel axles 601 .
  • Engine 610 and motor 300 are mechanically connected via a belt that spans between a pulley provided on the crankshaft of engine 610 and a rotation shaft of motor 300 .
  • the rotational driving force of the motor 300 can be transmitted to the engine 610, and the rotational driving force of the engine 610 can be transmitted to the motor 300, respectively.
  • the rotor rotates when the three-phase AC power output from inverter 100 is supplied to the stator coils of the stator under the control of inverter control device 200, and rotational driving force corresponding to the three-phase AC power is generated. occurs.
  • the motor 300 operates as an electric motor under the control of the inverter control device 200, and operates as a generator that generates three-phase AC power by rotating the rotor under the rotational driving force of the engine 610.
  • Inverter 100 is a power conversion device that converts DC power supplied from high-voltage battery 622, which is a high-voltage (42 V or 300 V) system power supply, into three-phase AC power. , controls the three-phase alternating current flowing through the stator coils of the motor 300 .
  • the three-phase AC power generated by the motor 300 is converted into DC power by the inverter 100 to charge the high-voltage battery 622 .
  • the high voltage battery 622 is electrically connected to the low voltage battery 623 via a DC-DC converter 624 .
  • the low-voltage battery 623 constitutes a low-voltage (14v) system power supply for the electric vehicle 600, and is used as a power supply for a starter 625 for initial starting (cold starting) of the engine 610, a radio, lights, and the like.
  • the engine 610 In the idle stop mode, if the high-voltage battery 622 is insufficiently charged, or if the engine 610 is not warm enough, the engine 610 continues to run without being stopped. Further, during the idle stop mode, it is necessary to secure a drive source for auxiliary equipment such as an air conditioner compressor that uses the engine 610 as a drive source. In this case, the motor 300 is driven to drive the accessories.
  • auxiliary equipment such as an air conditioner compressor that uses the engine 610 as a drive source.
  • the motor 300 is driven to assist the driving of the engine 610 even in the acceleration mode or the high-load operation mode. Conversely, in a charging mode that requires charging of high-voltage battery 622 , engine 610 causes motor 300 to generate power to charge high-voltage battery 622 . That is, motor 300 is regeneratively operated when electric vehicle 600 is braked or decelerated.
  • An electric vehicle 600 includes an inverter control device 200 that generates a PWM pulse for converting a DC voltage into an AC voltage based on a motor output request, and a motor 300 that converts the DC voltage into an AC voltage using the generated PWM pulse. and a DC/DC converter 624 for stepping up the DC voltage.
  • Inverter control device 200 generates synchronous 3 pulses and synchronous 1 pulses in synchronization with rotational speed ⁇ r of motor 300 from asynchronous PWM in which rotational speed ⁇ r of motor 300 and carrier wave Tr are asynchronous by the processing of PWM pulse generation unit 250 as described above.
  • a single pulse generation logic is used to generate the PWM pulse signal Pr to reduce the output voltage error of the inverter under operating conditions where the number of PWM pulses is small. As a result, it is possible to reduce the DC component and low-order harmonic component of the motor current generated in the zero-cross vicinity region, and to achieve low noise and low vibration of the electric vehicle 600 .
  • the inverter control device 200 of the present invention includes a PWM pulse generator 250 that generates a PWM pulse signal Pr for controlling the inverter 100 at each predetermined control cycle.
  • the PWM pulse generator 250 generates a PWM pulse signal asynchronous with the control cycle, while at least three or more pulses exist in one cycle of the fundamental wave of the output voltage of the inverter 100, and the fundamental wave is zero.
  • the PWM pulse signal Pr is generated so as to satisfy the pulse generation condition that the ON/OFF state of the PWM pulse signal Pr is switched at the zero-cross point that changes across. With this configuration, it is possible to reduce the DC component and the low-order harmonic component of the inverter output current generated in the zero-cross vicinity region. As a result, it is possible to reduce the DC component and the low-order harmonic component of the inverter output current generated in the motor operating state in which the number of PWM pulses is small.
  • the PWM pulse generator 250 calculates the modulation factor MF of the inverter output voltage (step S1), and sets each pulse width of the PWM pulse signal Pr based on the modulation factor MF. (step S2). With this configuration, the PWM pulse signal Pr can be easily generated by arithmetic processing using a microcomputer or the like.
  • the PWM pulse generator 250 includes a modulation factor calculator 51 that calculates the modulation factor MF, and a pulse phase angle ⁇ that calculates the pulse phase angle ⁇ that switches the ON/OFF state of the PWM pulse signal Pr based on the modulation factor MF.
  • Inverter 100 is connected to motor 300 .
  • PWM pulse generation unit 250 generates a first PWM pulse signal (asynchronous pulse signal P) that satisfies the above pulse generation conditions, or a voltage command (Vd*, Vq*) to inverter 100 based on the operating state of motor 300 . and a second PWM pulse signal (synchronization pulse signal P') based on comparison with a carrier signal (carrier wave Tr) that periodically changes at a predetermined carrier period Tc (step S8 ⁇ S12). Since this is done, the optimum PWM control mode is selected based on the operating state of the motor 300, and the PWM pulse signal Pr corresponding to the selected PWM control mode is output from the PWM pulse generator 250 to the drive signal generator 260. Thus, the inverter 100 can be controlled.
  • the PWM pulse generator 250 generates the PWM pulse signal Pr such that the number of pulses present in one cycle of the fundamental wave of the inverter output voltage is an odd number. With this configuration, it is possible to generate the PWM pulse signal Pr capable of reliably reducing the low-order harmonic components of the inverter output voltage.
  • the electric vehicle 600 of one embodiment is a hybrid vehicle
  • similar effects can be obtained in the case of a plug-in hybrid vehicle, an electric vehicle, or the like.
  • the inverter control device alone has been described.
  • the present invention can also be applied to a motor drive system that has

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Abstract

インバータ制御装置は、インバータを制御するためのＰＷＭパルス信号を所定の制御周期ごとに生成するＰＷＭパルス生成部を備え、前記ＰＷＭパルス生成部は、前記制御周期と非同期のＰＷＭパルス信号を生成しながら、前記インバータの出力電圧の基本波の１周期中に少なくとも３つ以上のパルスが存在し、かつ、前記基本波が０を跨いで変化するゼロクロス点において前記ＰＷＭパルス信号のオン／オフ状態が切り替わるというパルス生成条件を満たすように、前記ＰＷＭパルス信号を生成する。

Description

インバータ制御装置、電動パワーステアリングシステム、電動車両システム
　本発明は、インバータ制御装置と、これを用いた電動パワーステアリングシステムおよび電動車両システムとに関する。
　ＰＷＭ（パルス幅変調）制御によりインバータの駆動を制御してモータを回転駆動させるインバータ制御装置が広く利用されている。こうしたインバータ制御装置において、モータの高回転化のため、インバータの出力電圧指令がインバータの最大出力レベル（正弦波）を上回る過変調モード（過変調領域）で動作させるとともに、さらに出力電圧を大きくするため、ＰＷＭパルス列が繋がって１つのパルスになる１パルスモード（１パルス領域）で動作させる技術が知られている。
　インバータ制御装置を過変調領域から１パルス領域まで動作させると、インバータの出力において電圧誤差が発生し、インバータの出力電流に含まれる直流成分やリプル成分が増大するため、モータの出力トルク変動や騒音・振動が発生する。そのため、過変調領域から１パルス領域に移行する領域の電圧誤差を抑制し、電流の直流成分やリプル成分を低減する技術が求められている。
　過変調領域の電流リプルの低減に関して、特許文献１の技術が知られている。特許文献１には、過変調領域において台形波を用いた台形波変調を行う際に、台形波の底辺から上辺に変化する変調波の反転領域における複数のＰＷＭパルスのオンパルスとオフパルスの面積をそれぞれ積分した値が等しくなるように、ＰＷＭパルスを生成するインバータ装置が記載されている。
日本国特開２０１５－１９４５８号公報
　特許文献１の技術では、ＰＷＭパルス数が少なくなるようなモータの動作状態において、変調波の正負（１８０度）周期で繰り返すパルス列の周期性を適切に制御することができない。そのため、インバータの出力電圧に誤差が発生し、インバータの出力電流において直流成分や低次高調波成分が増大してしまう可能性がある。
　本発明によるインバータ制御装置は、インバータを制御するためのＰＷＭパルス信号を所定の制御周期ごとに生成するＰＷＭパルス生成部を備え、前記ＰＷＭパルス生成部は、前記制御周期と非同期のＰＷＭパルス信号を生成しながら、前記インバータの出力電圧の基本波の１周期中に少なくとも３つ以上のパルスが存在し、かつ、前記基本波が０を跨いで変化するゼロクロス点において前記ＰＷＭパルス信号のオン／オフ状態が切り替わるというパルス生成条件を満たすように、前記ＰＷＭパルス信号を生成する。
　本発明による電動パワーステアリングシステムは、インバータ制御装置と、前記インバータ制御装置により制御される前記インバータと、前記インバータにより駆動される交流モータと、を備え、前記交流モータを用いて車両のステアリングを制御する。
　本発明による電動車両システムは、インバータ制御装置と、前記インバータ制御装置により制御される前記インバータと、前記インバータにより駆動される交流モータと、を備え、前記交流モータの駆動力を用いて走行する。
　本発明によれば、ＰＷＭパルス数が少なくなるようなモータの動作状態において発生するインバータ出力電流の直流成分や低次高調波成分を低減することができる。
本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置を有するモータ装置の構成を示すブロック図。 本発明の第１の実施形態に係るＰＷＭパルス生成部の機能構成を示すブロック図。 本発明の第１の実施形態に係る非同期パルス信号の生成方法の説明図。 非同期パルス信号を変調波信号の１周期分の範囲について示した図。 本発明の第１の実施形態に係るＰＷＭパルス制御のフローチャート。 本発明の第２の実施形態に係る非同期パルス信号の生成方法の説明図。 非同期パルス信号を変調波信号の１周期分の範囲について示した図。 本発明の第２の実施形態に係るＰＷＭパルス制御のフローチャート。 インバータ制御装置が適用された電動パワーステアリング装置の構成図。 インバータ制御装置が適用された電動車両の構成図。
　本発明は、ＰＷＭ制御でインバータの制御を行うインバータ制御装置であって、ＰＷＭパルス数が所定値より小さくなるようなモータの動作状態において、例えばバッテリの消費電力やインバータの発熱を低減するために変調方式（正弦波変調、二相変調、台形波変調など）に応じたＰＷＭパルス制御を行う際に、変調波のゼロクロスに対応するタイミングでＰＷＭパルスのエッジを生成し、変調波の１８０度周期のＰＷＭパルス列が繰り返し対称性を保ったＰＷＭパルスを出力することで、インバータの出力電流の直流成分や低次高調波成分を低減しつつ、インバータを高出力化させるインバータ制御装置を提供するものである。以下、本発明の一実施形態について図面を用いて説明する。
（第１の実施形態）
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置２００を有するモータ装置１の構成を示すブロック図である。モータ装置１は、バッテリ２と接続されており、インバータ１００、インバータ制御装置２００およびモータ３００を有している。
　バッテリ２は、インバータ１００の直流電圧源である。バッテリ２の直流電圧ＤＣＶは、インバータ１００によって可変電圧、可変周波数の３相交流電圧に変換され、モータ３００に印加される。
　モータ３００は、３相交流電圧の供給により回転駆動される同期モータである。モータ３００には、インバータ１００からモータ３００に印加される３相交流電圧の位相をモータ３００の誘起電圧の位相に合わせて制御するために、回転位置センサ３２０が取り付けられている。ここで、回転位置センサ３２０には、例えば鉄心と巻線とから構成されるレゾルバなどを用いることができる。あるいは、ＧＭＲセンサやホール素子を用いて回転位置センサ３２０を構成してもよい。
　インバータ制御装置２００は、電流制御部２１０、ＰＷＭパルス生成部２５０、ドライブ信号生成部２６０、回転位置検出部２７０、および電流検出部２８０を有している。
　回転位置検出部２７０は、回転位置センサ３２０の出力信号に基づいて、モータ３００におけるロータの回転位置θを検出する。
　電流検出部２８０は、モータ３００に流れる３相の電流検出値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を電流センサＩｃｔから取得し、回転位置検出部２７０で検出された回転位置θに基づいてこれらの電流検出値を３相／２相変換することで、ｄｑ軸の電流検出値（Ｉｄ，Ｉｑ）を求める。
　インバータ制御装置２００は、モータ３００の出力を制御するための電流制御機能を有している。電流制御部２１０は、電流検出部２８０により検出された電流検出値（Ｉｄ，Ｉｑ）と、不図示の上位制御器から入力された電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）とが一致するように、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を出力する。
　ＰＷＭパルス生成部２５０は、電流制御部２１０で求められた電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）と、バッテリ２の直流電圧ＤＣＶと、回転位置θと、予め設定された所定のキャリア周波数ｆｃとを用いて、三相のパルス幅変調（ＰＷＭ）を実施し、インバータ１００を制御するためのＰＷＭパルス信号Ｐｒを生成する。なお、ＰＷＭパルス生成部２５０によるＰＷＭパルス信号Ｐｒの具体的な生成方法については後述する。
　ドライブ信号生成部２６０は、ＰＷＭパルス生成部２５０により生成されたＰＷＭパルス信号Ｐｒをドライブ信号ＤＲに変換し、インバータ１００に出力する。インバータ１００は、３相交流電圧の各相に対応して複数の半導体スイッチ素子を有しており、各半導体スイッチ素子はドライブ信号ＤＲによりオン／オフ制御される。これにより、インバータ制御装置２００の制御に応じてインバータ１００の出力電圧が調整される。
　なお上記では、上位制御器からの電流指令に応じてモータ３００の電流を制御する場合のモータ装置１の構成例を図１により説明したが、他の制御方法を採用する場合でも、図１の構成を適用可能である。例えば、モータ３００の回転速度を制御する場合には、モータ回転速度ωｒを回転位置θの時間変化により演算し、上位制御器からの速度指令と一致するように、電圧指令あるいは電流指令を作成する。また、モータ３００の出力トルクを制御する場合には、モータ電流（Ｉｄ，Ｉｑ）とモータトルクの関係式あるいはマップを用いて、電流指令（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）を作成する。
　次に、ＰＷＭパルス生成部２５０によるＰＷＭパルス信号Ｐｒの生成方法の詳細について説明する。図２は、本発明の第１の実施形態に係るＰＷＭパルス生成部２５０の機能構成を示すブロック図である。
　図２に示されるように、ＰＷＭパルス生成部２５０は、変調率演算部５１、回転速度算出部５２、パルス位相角演算部５３、電圧位相演算部５４、位相変化幅演算部５５、パルス設定部５６、ｄｑ／三相変換部５７、キャリア波演算部５８、ＰＷＭ制御部５９、ＰＷＭ制御モード判定部６０の各機能ブロックを有する。ＰＷＭパルス生成部２５０を含むインバータ制御装置２００は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、これらの機能ブロックを実現することができる。あるいは、これらの機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。
　変調率演算部５１は、バッテリ２の直流電圧ＤＣＶと、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）とに基づき、以下の式（１）により、インバータ１００の出力電圧の変調率ＭＦを演算する。なお、変調率ＭＦは、バッテリ２からインバータ１００に供給される直流電力と、インバータ１００からモータ３００に出力される交流電力との電圧振幅比を表している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　回転速度算出部５２は、回転位置θの時間変化から、モータ３００の回転速度（回転数）を表すモータ回転速度ωｒを演算する。なお、モータ回転速度ωｒは、角速度（ｒａｄ／ｓ）または回転数（ｒｐｍ）のいずれで表される値であってもよい。また、これらの値を相互に変換して用いてもよい。
　パルス位相角演算部５３は、変調率演算部５１により演算された変調率ＭＦに基づいて、ＰＷＭパルス信号Ｐｒのオン／オフ状態を切り替えるパルス位相角αを演算する。ここでは、インバータ１００の出力電圧の基本波の１周期中に含まれるＰＷＭパルス信号Ｐｒのパルス数Ｎに応じて、複数のパルス位相角αを演算する。例えばパルス数がＮ＝３の場合、以下の式（２）～（５）でそれぞれ表されるパルス位相角α１、α２、α１’、α２’を演算する。これにより、変調率ＭＦに基づいて、ＰＷＭパルス信号Ｐｒの各パルス幅を設定することができる。
　α１＝ａｒｃｃｏｓ｛（１＋ＭＦ）／２｝　・・・（２）
　α２＝π－α１　　　　　　　　　　　　　・・・（３）
　α１’＝π＋α１　　　　　　　　　　　　・・・（４）
　α２’＝２π－α１　　　　　　　　　　　・・・（５）
　なお、パルス数Ｎは、例えば少なくとも３以上の奇数で設定可能であり、インバータ制御装置２００において予め設定されている。あるいは、ユーザが任意に設定してもよいし、モータ３００の運転状態などに応じて任意に切り替えてもよい。パルス位相角演算部５３が演算するパルス位相角αの個数は、パルス数Ｎに応じて決定され、パルス数Ｎが大きいほどパルス位相角αの個数も大きくなる。本実施形態では、パルス数Ｎが３である場合について説明するものとする。
　電圧位相演算部５４は、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）と回転位置θに基づいて、上位制御器から入力された電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）に対してインバータ１００が出力する電圧の位相角に応じた電圧位相θｖを演算する。ここでは、例えば以下の式（６）により電圧位相θｖを演算する。
　θｖ＝θ＋ａｒｃｔａｎ（Ｖｑ＊／Ｖｄ＊）　・・・（６）
　位相変化幅演算部５５は、インバータ制御装置２００の制御周期におけるインバータ１００の出力電圧の位相変化幅Δθを演算する。ここで、インバータ制御装置２００の制御周期とは、ＰＷＭパルス生成部２５０がＰＷＭパルス信号Ｐｒの生成を行う周期を表しており、インバータ制御装置２００を構成するマイクロコンピュータの演算性能や、モータ３００の制御に要求される精度などに応じて予め設定される。位相変化幅演算部５５は、モータ回転速度ωｒと予め設定されたキャリア周波数ｆｃに基づき、例えば以下の式（７）により位相変化幅Δθを演算する。
　Δθ＝ωｒ／ｆｃ　・・・（７）
　パルス設定部５６は、式（２）～（７）でそれぞれ求められたパルス位相角α、電圧位相θｖおよび位相変化幅Δθに基づいて、今回の制御周期内に存在する各パルスエッジのタイミングを設定する。そして、設定した各パルスエッジのタイミングに従って、信号電圧をオンからオフに、またはオフからオンにそれぞれ変化させることにより、非同期パルス信号Ｐを生成する。なお、パルス設定部５６により生成される非同期パルス信号Ｐの詳細については後述する。
　ｄｑ／三相変換部５７は、電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）に対して回転位置θに基づく三相変換を行い、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊）を演算する。これにより、三相交流電圧に対する変調波信号としての三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成することができる。なお、このとき正弦波変調以外の変調方式を選択することにより、例えば台形波や、正弦波に所定次数の高調波を重畳させた波形など、正弦波以外の波形で三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成してもよい。
　キャリア波演算部５８は、モータ回転速度ωｒに基づいて、モータ３００の回転に同期した同期キャリア周波数ｆｃｓを決定し、この同期キャリア周波数ｆｃｓで周期的に変化するキャリア波Ｔｒを生成する。なお、キャリア波Ｔｒは、三角波、のこぎり波のいずれであってもよい。また、キャリア周波数ｆｃｓがモータ３００の回転の周波数に対して１５倍以上ある場合には、キャリア周波数ｆｃｓはモータ３００の回転に同期させなくても良い。
　ＰＷＭ制御部５９は、キャリア波演算部５８から出力されるキャリア波Ｔｒを用いて、ｄｑ／三相変換部５７から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をそれぞれパルス幅変調し、制御周期（キャリア波Ｔｒ）に同期した同期パルス信号Ｐ’を生成する。以下、単に同期パルス信号Ｐ’と呼ぶ。
　ＰＷＭ制御モード判定部６０は、変調率ＭＦおよびモータ回転速度ωｒに基づいて、パルス設定部５６により生成された非同期パルス信号Ｐと、ＰＷＭ制御部５９により生成された同期パルス信号Ｐ’とのいずれかを選択する。そして、選択した非同期パルス信号Ｐまたは同期パルス信号Ｐ’を、ＰＷＭパルス生成部２５０によるＰＷＭパルス信号Ｐｒとして、ドライブ信号生成部２６０へ出力する。
　具体的には、例えばＰＷＭ制御モード判定部６０は、変調率ＭＦとモータ回転速度ωｒがそれぞれ所定の範囲内にある場合は、制御周期に同期したパルス信号とする同期モードを選択し、同期パルス信号Ｐ’をＰＷＭパルス信号Ｐｒとして出力する。一方、変調率ＭＦやモータ回転速度ωｒが所定の範囲外にある場合は、制御周期に対して非同期のパルス信号とする非同期モードを選択し、非同期パルス信号ＰをＰＷＭパルス信号Ｐｒとして出力する。すなわち、ＰＷＭ制御モード判定部６０は、モータ３００の運転状態に基づき、非同期パルス信号Ｐまたは同期パルス信号Ｐ’のいずれかをＰＷＭパルス信号Ｐｒとして選択的に出力するものである。なお、同期モード、非同期モードのいずれを選択した場合であっても、正弦波変調、二相変調、台形波変調などの変調方式のうち、任意の変調方式を用いることが可能である。
　次に、非同期パルス信号Ｐの詳細について説明する。ＰＷＭ制御部５９が行う一般的なパルス幅変調では、キャリア波Ｔｒと変調波信号との比較結果に基づき、ＰＷＭパルス信号Ｐｒとしての同期パルス信号Ｐ’が生成される。これに対して、パルス設定部５６によりＰＷＭパルス信号Ｐｒとして生成される非同期パルス信号Ｐは、キャリア波Ｔｒや変調波信号を用いずに、ＰＷＭパルス生成部２５０において行われる演算の結果から直接生成される。具体的には、パルス位相角演算部５３、電圧位相演算部５４、位相変化幅演算部５５において、前述の式（２）～（７）を用いた演算をそれぞれ行うことにより、パルス位相角α、電圧位相θｖおよび位相変化幅Δθを求め、これらの演算結果を用いてパルス設定部５６が制御周期ごとに各パルスエッジのタイミングを設定することで、制御周期と非同期のＰＷＭパルスである非同期パルス信号Ｐが生成される。以下、単に非同期パルス信号Ｐと呼ぶ。
　図３は、本発明の第１の実施形態に係る非同期パルス信号Ｐの生成方法の説明図である。図３において、（ａ）に示すグラフはＰＷＭタイマのカウンタ値を表し、（ｂ）に示すグラフは変調波信号を表し、（ｃ）に示すグラフは非同期パルス信号Ｐとして出力されるＰＷＭパルス列の例を示している。なお、図３（ａ）に示すＰＷＭタイマのカウンタ値は、キャリア波演算部５８により生成されるキャリア波Ｔｒに相当するものである。
　パルス設定部５６では、例えば図３（ａ）に示すように、一定のキャリア周期Ｔｃで周期的にカウンタ値が増減するＰＷＭタイマを用いて、非同期パルス信号Ｐの生成が行われる。このとき、キャリア周期Ｔｃをモータ回転速度ωｒに関わらず一定とすることで、モータ３００の回転に対して同期しながら、非同期パルス信号Ｐの生成に係る制御処理のタイミングを制御周期と非同期とすることができる。なお、図３の例では、カウンタ値が０から最大値MaxCountまで一定の割合で増加し、制御処理のタイミングに応じてキャリア周期Ｔｃごとにカウンタ値が０にリセットされる鋸波状のアップカウントタイマの例を示しているが、一定のキャリア周期Ｔｃで周期的に値が増減するものであれば、他の種類のＰＷＭタイマを用いてもよい。例えば、アップカウントタイマを上下反転した波形によりカウンタ値が変化するダウンカウントタイマや、カウンタ値が一定の割合で増加および減少する三角波タイマなどを、パルス設定部５６においてＰＷＭタイマとして利用することも可能である。
　ＰＷＭパルス生成部２５０において生成された非同期パルス信号ＰがＰＷＭパルス信号Ｐｒとしてドライブ信号生成部２６０へ出力される場合、インバータ制御装置２００では、図３（ａ）に示したキャリア周期Ｔｃに同期して制御処理が行われる。具体的には、電流検出部２８０は、電流センサＩｃｔの検出信号をキャリア周期Ｔｃに同期したタイミングでサンプル＆ホールドし、電流検出値（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を取得する。また、回転位置検出部２７０は、回転位置センサ３２０の出力信号をキャリア周期Ｔｃに同期したタイミングで検出し、回転位置θを取得する。そして、取得されたこれらの値を用いて、前述のような演算がキャリア周期Ｔｃごとに実行されることにより、非同期パルス信号Ｐが生成される。
　なお、電流検出部２８０が行う電流センサＩｃｔの検出信号のサンプル＆ホールド動作では、サンプル＆ホールド回路のキャパシタに検出信号をチャージする際の電圧リプルが発生し、この電圧リプルがＡ／Ｄ変換回路の入力端子に重畳することで、Ａ／Ｄ変換ノイズが発生することがある。このＡ／Ｄ変換ノイズの周期は、インバータ制御装置２００の制御周期（キャリア周期Ｔｃ）と同等である。電流検出部２８０の検出周期を制御周期よりも短くし、１制御周期当たり複数回の検出信号を電流センサＩｃｔから取得することも可能であるが、マイコン処理の都合上、電流検出部２８０のサンプリング周波数（検出周期の逆数）は、インバータ制御装置２００の制御周波数（制御周期の逆数）の整数倍とする必要がある。いずれにしても、Ａ／Ｄ変換ノイズの周期の整数倍を、ＰＷＭタイマの周期であるキャリア周期Ｔｃとみなすことができる。
　図３（ｂ）は、台形波変調の場合における変調波信号の例を示している。この変調波の周期は、インバータ１００の出力電圧の基本波周期に相当する。なお、前述のようにＰＷＭパルス生成部２５０では、一般的なパルス幅変調で求められる同期パルス信号Ｐ’とは異なり、非同期パルス信号Ｐが演算により直接求められる。そのため、非同期パルス信号Ｐの生成時に変調波信号は必ずしも必要ではない。
　図３（ｃ）は、本実施形態においてパルス数をＮ＝３としたときの非同期パルス信号Ｐの例を示している。本実施形態における非同期パルス信号Ｐは、変調波が０を跨いで負から正に、または正から負に反転するゼロクロス点（位相角０°、１８０°）、および、位相角α１、α２、α１’、α２’において、信号のオン／オフ状態がそれぞれ切り替えられる。なお、位相角α１、α２、α１’、α２’は、前述の式（２）～（５）でそれぞれ求められる。
　パルス設定部５６は、図３（ｂ）に示した変調波のゼロクロス点を基準に、電気位相角１８０°周期で設定されるパルス列に応じて、図３（ａ）に示したキャリア周期Ｔｃごとに、図３（ｃ）に示した非同期パルス信号Ｐを生成する。具体的には、例えば今回の制御処理タイミングが図３（ａ）の制御処理タイミングＴｔ（ｉ）である場合、パルス設定部５６は、この制御処理タイミングに対応する電圧位相θ（ｉ）から次の制御処理タイミングに対応する電圧位相θ（ｉ＋１）までの範囲（位相変化幅Δθ）において、非同期パルス信号Ｐを生成する。図３（ｃ）の例では、この範囲内に位相角α２，α１’およびゼロクロス点（位相角１８０°）が含まれるため、これらの位相角に相当するタイマ値をＰＷＭタイマにそれぞれ設定する。そして、ＰＷＭタイマのカウント値が設定した各タイマ値に達したタイミングで、非同期パルス信号Ｐの信号値をオンからオフに、またはオフからオンに変化させることにより、パルスエッジを設定して非同期パルス信号Ｐを生成することができる。
　図４は、図３（ｃ）の非同期パルス信号Ｐを変調波信号の１周期分（θ＝０～２π）の範囲について示した図である。図４に示すように、非同期パルス信号Ｐは、パルス位相角α１、α２を含む前半周期（θ＝０～π）におけるパルス列波形を上下反転させたものが、パルス位相角α１’、α２’を含む後半周期（θ＝π～２π）におけるパルス列波形と一致する。すなわち、非同期パルス信号Ｐの波形は、変調波信号のゼロクロス点を中心に点対称となっている。したがって、前半周期のパルス列を反転させることで後半周期のパルス列を設定し、非同期パルス信号Ｐを生成することが可能である。
　ＰＷＭパルス生成部２５０では、電圧位相演算部５４により、今回の制御処理タイミングの電圧位相θ（ｉ）に対応する電圧位相θｖが演算される。また、位相変化幅演算部５５により、今回の制御処理タイミングの電圧位相θ（ｉ）から次回の制御処理タイミングの電圧位相θ（ｉ＋１）までの位相変化幅Δθが演算される。パルス設定部５６は、これらの演算値θｖ、Δθに基づいて、今回の制御処理におけるパルスエッジに対応するタイマ値をＰＷＭタイマに対して設定することで、パルス位相角演算部５３により演算されたパルス位相角αに応じた非同期パルス信号Ｐを生成することができる。
　図５は、本発明の第１の実施形態に係るＰＷＭパルス制御のフローチャートである。本実施形態において、ＰＷＭパルス生成部２５０は、キャリア周期Ｔｃに応じた所定の制御周期ごとに図５のフローチャートに示す処理を実行することで、ＰＷＭパルス制御を実施し、ＰＷＭパルス信号Ｐｒをドライブ信号生成部２６０へ出力する。
　ステップＳ１において、ＰＷＭパルス生成部２５０は、変調率演算部５１および回転速度算出部５２により、変調率ＭＦ、モータ回転速度ωｒをそれぞれ求める。ここでは、前述の式（１）、（２）をそれぞれ用いて、変調率ＭＦとモータ回転速度ωｒを演算することができる。
　ステップＳ２において、ＰＷＭパルス生成部２５０は、パルス位相角演算部５３により、ステップＳ１で求めた変調率ＭＦに基づいて、パルス位相角αを演算する。ここでは、予め設定されたパルス数Ｎに応じて、インバータ出力電圧の基本波１周期当たりの非同期パルス信号Ｐのオン／オフ状態の切替回数を決定し、その切替回数からインバータ出力電圧の基本波のゼロクロス点（θ＝０，π）の分を差し引いた値を、演算すべきパルス位相角αの個数とする。
　本実施形態では、前述のようにパルス数がＮ＝３であるため、インバータ出力電圧の基本波１周期当たりの非同期パルス信号Ｐのオン／オフ状態の切替回数は、２Ｎ＝６と計算される。この切替回数からインバータ出力電圧の基本波のゼロクロス点の分を差し引くと、演算すべきパルス位相角αの個数は、６－２＝４と求められる。したがって、前述の式（２）～（５）を用いて４つのパルス位相角α１、α２、α１’、α２’をそれぞれ演算することで、ステップＳ２の処理が行われる。
　ステップＳ３において、ＰＷＭパルス生成部２５０は、電圧位相演算部５４により、電圧位相θｖを演算する。ここでは、電流制御部２１０と回転位置検出部２７０からそれぞれ入力される電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）、回転位置θに基づき、前述の式（６）を用いて、インバータ出力電圧の位相角に応じた電圧位相θｖを演算する。
　ステップＳ４において、ＰＷＭパルス生成部２５０は、位相変化幅演算部５５により、位相変化幅Δθを演算する。ここでは、ステップＳ１で求めたモータ回転速度ωｒと、ＰＷＭパルス生成部２５０の制御周期に応じた所定のキャリア周波数ｆｃとに基づき、前述の式（７）を用いて、ＰＷＭパルス生成部２５０の制御周期におけるインバータ出力電圧の位相変化幅Δθを演算する。
　ステップＳ５において、ＰＷＭパルス生成部２５０は、パルス設定部５６により、ステップＳ２で求めたパルス位相角α１、α２、α１’、α２’に応じたタイマ値（第１ＰＷＭタイマ値）をＰＷＭタイマに設定する。ここでは前述のように、ステップＳ３、Ｓ４でそれぞれ求められた電圧位相θｖと位相変化幅Δθに基づき、今回の制御処理タイミングから次回の制御処理タイミングまでの期間内に含まれるインバータ出力電圧の基本波の電圧位相範囲を特定する。そして、インバータ出力電圧の基本波のゼロクロス点（変調波のゼロクロス点）と、ステップＳ２で求めたパルス位相角α１、α２、α１’、α２’とのうち、特定した電圧位相範囲内に存在するものがあれば、その位相角に対応するタイマ値を第１ＰＷＭタイマ値としてＰＷＭタイマに設定する。なお、インバータ出力電圧の基本波の電圧位相範囲内にゼロクロス点やパルス位相角が複数含まれる場合は、その複数のゼロクロス点またはパルス位相角のそれぞれに対して第１ＰＷＭタイマ値が設定される。これにより、ステップＳ２～Ｓ４でそれぞれ求めたパルス位相角α、電圧位相θｖおよび位相変化幅Δθに基づいて、ＰＷＭパルス信号Ｐｒのオン／オフ状態の切替タイミングを設定することができる。
　ステップＳ６において、ＰＷＭパルス生成部２５０は、ｄｑ／三相変換部５７により、３相交流電圧に対する変調波信号を演算する。ここでは前述のように、電流制御部２１０から入力される電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）に対して、回転位置θに基づく三相変換を行うことにより、変調波信号に相当する三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成することができる。
　ステップＳ７において、ＰＷＭパルス生成部２５０は、ＰＷＭ制御部５９により、ステップＳ７で演算した変調波信号に基づくパルス幅変調を行い、その結果に応じたタイマ値（第２ＰＷＭタイマ値）をＰＷＭタイマに設定する。ここでは、キャリア波演算部５８によりモータ３００の回転に同期して生成されるキャリア波Ｔｒを用いて、変調波信号に対して周知のパルス幅変調を行うことにより、同期パルス信号Ｐ’における各パルスエッジの電圧位相角を決定し、その電圧位相角に対応するタイマ値を、第２ＰＷＭタイマ値としてＰＷＭタイマに設定する。尚、キャリア波Ｔｒがモータ３００の回転に対して１５倍以上の時には、キャリア波Ｔｒはモータ３００の回転に非同期としても良い。
　ステップＳ８において、ＰＷＭパルス生成部２５０は、ＰＷＭ制御モード判定部６０により、ＰＷＭ制御モードの判定を行う。ここでは、ステップＳ１でそれぞれ求められた変調率ＭＦおよびモータ回転速度ωｒからモータ３００の運転状態を判断し、その運転状態に適したＰＷＭ制御モードを判定する。具体的には、例えば前述のように、変調率ＭＦとモータ回転速度ωｒがそれぞれ所定の範囲内にある場合は、制御周期に同期したパルス信号の制御を行う同期モードが最適なＰＷＭ制御モードであると判定する。一方、変調率ＭＦやモータ回転速度ωｒが所定の範囲外にある場合は、制御周期に非同期のパルス信号とする制御を行う非同期モードが最適なＰＷＭ制御モードであると判定する。これにより、モータ３００の運転状態に基づいて、同期モードまたは非同期モードのいずれか最適なＰＷＭ制御モードとして選択することが可能となる。
　ステップＳ９において、ＰＷＭパルス生成部２５０は、ステップＳ８でモータ３００の運転状態に適すると判定されたＰＷＭ制御モードが、非同期モードであるか否かを判定する。ステップＳ８で最適なＰＷＭ制御モードとして選択されたのが非同期モードである場合はステップＳ１０へ進み、非同期モードではない場合、すなわち同期モードである場合はステップＳ１１へ進む。
　ステップＳ１０において、ＰＷＭパルス生成部２５０は、ステップＳ５で設定された第１ＰＷＭタイマ値を、ＰＷＭパルス信号Ｐｒの生成に用いるタイマ値として設定する。この場合、パルス設定部５６により生成される非同期パルス信号Ｐが、ＰＷＭパルス生成部２５０からＰＷＭパルス信号Ｐｒとして選択的に出力されることになる。
　ステップＳ１１において、ＰＷＭパルス生成部２５０は、ステップＳ７で設定された第２ＰＷＭタイマ値を、ＰＷＭパルス信号Ｐｒの生成に用いるタイマ値として設定する。この場合、ＰＷＭ制御部５９により生成される同期パルス信号Ｐ’が、ＰＷＭパルス生成部２５０からＰＷＭパルス信号Ｐｒとして選択的に出力されることになる。
　ステップＳ１０またはＳ１１の処理を実行した後、ステップＳ１２において、ＰＷＭパルス生成部２５０は、非同期パルス信号Ｐまたは同期パルス信号Ｐ’のいずれかを用いてＰＷＭパルス信号Ｐｒを生成し、ドライブ信号生成部２６０へ出力する。すなわち、ステップＳ１０を実行した場合は、パルス設定部５６により生成される非同期パルス信号ＰをＰＷＭパルス信号Ｐｒとして出力し、ステップＳ１１を実行した場合は、ＰＷＭ制御部５９により生成される同期パルス信号Ｐ’をＰＷＭパルス信号Ｐｒとして出力する。これにより、モータ３００の運転状態に応じて、非同期パルス信号Ｐまたは同期パルス信号Ｐ’のいずれかを選択的に出力することができる。
　ステップＳ１２の処理を終えたら、図５のフローチャートに示すＰＷＭパルス制御を停止し、所定の制御周期が経過するまで待機する。所定の制御周期が経過して次の制御タイミングになると、ＰＷＭパルス生成部２５０は、図５のフローチャートに示す処理をステップＳ１から再開してＰＷＭパルス制御を繰り返す。
（第２の実施形態）
　次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態では、非同期パルス信号Ｐにおいて、インバータ出力電圧の基本波１周期当たりのパルス数Ｎが５である場合について説明する。なお、本実施形態におけるインバータ制御装置やモータ制御装置の構成、インバータ制御装置内のＰＷＭパルス生成部の機能構成は、第１の実施形態で説明した図１、図２とそれぞれ同様である。したがって以下では、図１、図２の構成を用いて本実施形態の説明を行うものとする。
　図６は、本発明の第２の実施形態に係る非同期パルス信号Ｐの生成方法の説明図である。図６において、（ａ）に示すグラフはＰＷＭタイマのカウンタ値を表し、（ｂ）に示すグラフは変調波信号を表し、（ｃ）に示すグラフは非同期パルス信号Ｐとして出力されるＰＷＭパルス列の例を示している。なお、図６（ａ）、図６（ｂ）のグラフは、第１の実施形態で説明した図３（ａ）、図３（ｂ）のグラフとそれぞれ同一のものである。
　図６（ｃ）は、本実施形態においてパルス数をＮ＝５としたときの非同期パルス信号Ｐの例を示している。本実施形態における非同期パルス信号Ｐは、変調波が０を跨いで負から正に、または正から負に反転するゼロクロス点（位相角０°、１８０°）、および、パルス位相角α１、α２、α３、α４、α１’、α２’、α３’、α４’において、信号のオン／オフ状態がそれぞれ切り替えられる。
　上記のパルス位相角のうち、パルス位相角α１、α２、α１’、α２’については、第１の実施形態で説明した式（２）～（５）によりそれぞれ求められる。また、パルス位相角α３、α４、α３’、α４’については、以下の式（８）～（１１）によりそれぞれ求められる。式（８）において、ｐは０＜ｐ＜１の任意の数であり、予め設定されている。
　α３＝ｐ×α１　　　　　　　　　　　　　・・・（８）
　α４＝π－α３　　　　　　　　　　　　　・・・（９）
　α３’＝π＋α３　　　　　　　　　　　　・・・（１０）
　α４’＝２π－α３　　　　　　　　　　　・・・（１１）
　図７は、図６（ｃ）の非同期パルス信号Ｐを変調波信号の１周期分（θ＝０～２π）の範囲について示した図である。図７に示すように、非同期パルス信号Ｐは、パルス位相角α１、α２、α３、α４を含む前半周期（θ＝０～π）におけるパルス列波形を上下反転させたものが、パルス位相角α１’、α２’α３’、α４’を含む後半周期（θ＝π～２π）におけるパルス列波形と一致する。すなわち、本実施形態においても第１の実施形態と同様に、非同期パルス信号Ｐの波形は、変調波信号のゼロクロス点を中心に点対称となっている。したがって、前半周期のパルス列を反転させることで後半周期のパルス列を設定し、非同期パルス信号Ｐを生成することが可能である。
　図８は、本発明の第２の実施形態に係るＰＷＭパルス制御のフローチャートである。本実施形態において、ＰＷＭパルス生成部２５０は、キャリア周期Ｔｃに応じた所定の制御周期ごとに図８のフローチャートに示す処理を実行することで、ＰＷＭパルス制御を実施し、ＰＷＭパルス信号Ｐｒをドライブ信号生成部２６０へ出力する。
　なお、図８のフローチャートにおいて、第１の実施形態で説明した図５のフローチャートと同一の処理を行う部分については、同一のステップ番号としている。以下では、この図５と同一ステップ番号の処理については、特に必要ない限り説明を省略する。
　ステップＳ２Ａにおいて、ＰＷＭパルス生成部２５０は、パルス位相角演算部５３により、ステップＳ１で求めた変調率ＭＦに基づいて、パルス位相角αを演算する。ここでは、第１の実施形態と同様に、予め設定されたパルス数Ｎに応じて、インバータ出力電圧の基本波１周期当たりの非同期パルス信号Ｐのオン／オフ状態の切替回数を決定し、その切替回数からインバータ出力電圧の基本波のゼロクロス点（θ＝０，π）の分を差し引いた値を、演算すべきパルス位相角αの個数とする。
　本実施形態では、前述のようにパルス数がＮ＝５であるため、インバータ出力電圧の基本波１周期当たりの非同期パルス信号Ｐのオン／オフ状態の切替回数は、２Ｎ＝１０と計算される。この切替回数からインバータ出力電圧の基本波のゼロクロス点の分を差し引くと、演算すべきパルス位相角αの個数は、１０－２＝８と求められる。したがって、前述の式（２）～（５）を用いて４つのパルス位相角α１、α２、α１’、α２’をそれぞれ演算するとともに、前述の式（８）～（１１）を用いて４つのパルス位相角α３、α４、α３’、α４’をそれぞれ演算することで、ステップＳ２Ａの処理が行われる。
　ステップＳ５Ａにおいて、ＰＷＭパルス生成部２５０は、パルス設定部５６により、ステップＳ２Ａで求めたパルス位相角α１、α２、α３、α４、α１’、α２’、α３’、α４’に応じたタイマ値（第１ＰＷＭタイマ値）をＰＷＭタイマに設定する。ここでは第１の実施形態と同様に、ステップＳ３、Ｓ４でそれぞれ求められた電圧位相θｖと位相変化幅Δθに基づき、今回の制御処理タイミングから次回の制御処理タイミングまでの期間内に含まれるインバータ出力電圧の基本波の電圧位相範囲を特定する。そして、インバータ出力電圧の基本波のゼロクロス点（変調波のゼロクロス点）と、ステップＳ２Ａで求めたパルス位相角α１、α２、α３、α４、α１’、α２’、α３’、α４’とのうち、特定した電圧位相範囲内に存在するものがあれば、その位相角に対応するタイマ値を第１ＰＷＭタイマ値としてＰＷＭタイマに設定する。これにより、ステップＳ２Ａ～Ｓ４でそれぞれ求めたパルス位相角α、電圧位相θｖおよび位相変化幅Δθに基づいて、ＰＷＭパルス信号Ｐｒのオン／オフ状態の切替タイミングを設定することができる。
　以上説明したように、本発明の実施形態では、ＰＷＭパルス生成部２５０により、制御周期と非同期のＰＷＭパルス信号を生成しながら、変調波のゼロクロス点を含むゼロクロス近傍領域において、インバータ出力電圧の基本波の１周期中に少なくとも３つ以上のパルスが存在し、かつ、インバータ出力電圧の基本波が０を跨いで変化するゼロクロス点においてＰＷＭパルス信号のオン／オフ状態が切り替わるというパルス生成条件を満たすように、ＰＷＭパルス信号Ｐｒを生成する。その結果、ＰＷＭパルス信号Ｐｒにおいてパルス数が少なくなるような動作状態において発生するモータ電流の直流成分や低次高調波成分を低減することができるため、モータ３００の低騒音化・低振動化を図ることができる。
　次に、図９を用いて、本発明の一実施形態に示したインバータ制御装置２００を適用した電動パワーステアリング装置の構成について説明する。
　図９は、本発明の一実施形態に示したインバータ制御装置２００を適用した電動パワーステアリング装置の構成図である。
　電動パワーステアリングの電動アクチュエータは、図９に示すように、トルク伝達機構９０２と、モータ３００と、インバータ１００と、インバータ制御装置２００から構成される。電動パワーステアリング装置は、電動アクチュエータと、ハンドル（ステアリング）９００と、操舵検出器９０１および操作量指令器９０３を備え、運転者が操舵するハンドル９００の操作力は電動アクチュエータを用いてトルクアシストする構成を有する。
　電動アクチュエータのトルク指令τ＊は、ハンドル９００の操舵アシストトルク指令として操作量指令器９０３にて作成される。トルク指令τ＊により駆動される電動アクチュエータの出力を用いて運転者の操舵力が軽減される。インバータ制御装置２００は、入力指令としてトルク指令τ＊を受け、モータ３００のトルク定数とトルク指令τ＊とからトルク指令値に追従するように、インバータ１００の動作を制御してモータ３００に流れる電流を制御する。
　モータ３００のロータに直結された出力軸から出力されるモータ出力τｍはウォーム、ホイールや遊星ギヤなどの減速機構あるいは油圧機構を用いたトルク伝達機構９０２を介し、ステアリング装置のラック９１０にトルクを伝達する。ラック９１０に伝達されたトルクにより、運転者のハンドル９００の操舵力（操作力）が電動力にて軽減（アシスト）され、車輪９２０，９２１の操舵角が操作される。
　このアシスト量は次のようにして決定される。すなわち、ステアリングシャフトに組み込まれた操舵検出器９０１により操舵角や操舵トルクが検出され、車両速度や路面状態などの状態量を加味して操作量指令器９０３によりトルク指令τ＊が算出される。
　本発明の一実施形態によるインバータ制御装置２００は、モータ３００が高速回転した場合にも、インバータ１００の出力電圧の平均化により、低振動・低騒音化できる利点がある。
　図１０は、本発明によるインバータ制御装置２００が適用された電動車両６００を示す図である。電動車両６００は、モータ３００をモータ／ジェネレータとして適用したパワートレインを有する。
　電動車両６００のフロント部には、前輪車軸６０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸６０１の両端には、前輪６０２，６０３が設けられている。電動車両６００のリア部には、後輪車軸６０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸６０４の両端には後輪６０５，６０６が設けられている。
　前輪車軸６０１の中央部には、動力分配機構であるデファレンシャルギア６１１が設けられており、エンジン６１０から変速機６１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸６０１に分配するようになっている。エンジン６１０とモータ３００とは、エンジン６１０のクランクシャフトに設けられたとモータ３００の回転軸に設けられたプーリーの間に架け渡されたベルトを介して機械的に連結されている。
　これにより、モータ３００の回転駆動力がエンジン６１０に、エンジン６１０の回転駆動力がモータ３００にそれぞれ伝達できるようになっている。モータ３００は、インバータ制御装置２００の制御に応じてインバータ１００から出力された３相交流電力がステータのステータコイルに供給されることによって、ロータが回転し、３相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。
　すなわち、モータ３００は、インバータ制御装置２００によって制御されて電動機として動作する一方、エンジン６１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、３相交流電力を発生する発電機として動作する。
　インバータ１００は、高電圧（４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である高圧バッテリ６２２から供給された直流電力を３相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値とロータの磁極位置とに基づいて、モータ３００のステータコイルに流れる３相交流電流を制御する。
　モータ３００によって発電された３相交流電力は、インバータ１００によって直流電力に変換されて高圧バッテリ６２２を充電する。高圧バッテリ６２２にはＤＣ－ＤＣコンバータ６２４を介して低圧バッテリ６２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ６２３は、電動車両６００の低電圧（１４ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン６１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ６２５，ラジオ，ライトなどの電源に用いられている。
　電動車両６００が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン６１０を停止させ、再発車時にエンジン６１０を再始動（ホット始動）させる時には、インバータ１００でモータ３００を駆動し、エンジン６１０を再始動させる。
　なお、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ６２２の充電量が不足している場合や、エンジン６１０が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン６１０を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン６１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、モータ３００を駆動させて補機類を駆動する。
　加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、モータ３００を駆動させてエンジン６１０の駆動をアシストする。逆に、高圧バッテリ６２２の充電が必要な充電モードにある時には、エンジン６１０によってモータ３００を発電させて高圧バッテリ６２２を充電する。すなわち、モータ３００は、電動車両６００の制動時や減速時などでは回生運転される。
　電動車両６００は、モータ出力要求に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換するためのＰＷＭパルスを生成するインバータ制御装置２００と、生成されたＰＷＭパルスにより直流電圧を交流電圧に変換してモータ３００を駆動するインバータ１００と、直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ６２４とを備えている。インバータ制御装置２００は、前述したようなＰＷＭパルス生成部２５０の処理により、モータ３００の回転速度ωｒとキャリア波Ｔｒが非同期の非同期ＰＷＭからモータ３００の回転速度ωｒと同期した同期３パルスおよび同期１パルスの制御モードにおいて、単一のパルス生成ロジックを用いてＰＷＭパルス信号Ｐｒを生成し、ＰＷＭパルス数が少なくなる動作状態においてインバータの出力電圧誤差を低減する。これにより、ゼロクロス近傍領域において発生するモータ電流の直流成分や低次高調波成分を低減することができ、電動車両６００の低騒音化・低振動化を達成できる。
　以上説明した本発明によるインバータ制御装置によれば、以下のような作用効果を奏する。
（１）本発明のインバータ制御装置２００は、インバータ１００を制御するためのＰＷＭパルス信号Ｐｒを所定の制御周期ごとに生成するＰＷＭパルス生成部２５０を備える。ＰＷＭパルス生成部２５０は、制御周期と非同期のＰＷＭパルス信号を生成しながら、インバータ１００の出力電圧の基本波の１周期中に少なくとも３つ以上のパルスが存在し、かつ、基本波が０を跨いで変化するゼロクロス点においてＰＷＭパルス信号Ｐｒのオン／オフ状態が切り替わるというパルス生成条件を満たすように、ＰＷＭパルス信号Ｐｒを生成する。このようにしたので、ゼロクロス近傍領域において発生するインバータ出力電流の直流成分や低次高調波成分を低減することができる。その結果、ＰＷＭパルス数が少なくなるようなモータの動作状態において発生するインバータ出力電流の直流成分や低次高調波成分を低減することができる。
（２）本発明のインバータ制御装置２００において、ＰＷＭパルス生成部２５０は、インバータ出力電圧の変調率ＭＦを演算し（ステップＳ１）、変調率ＭＦに基づいてＰＷＭパルス信号Ｐｒの各パルス幅を設定する（ステップＳ２）。このようにしたので、マイコン等を用いた演算処理により、ＰＷＭパルス信号Ｐｒを容易に生成することができる。
（３）ＰＷＭパルス生成部２５０は、変調率ＭＦを演算する変調率演算部５１と、変調率ＭＦに基づいてＰＷＭパルス信号Ｐｒのオン／オフ状態を切り替えるパルス位相角αを演算するパルス位相角演算部５３と、インバータ出力電圧の位相角に応じた電圧位相θｖを演算する電圧位相演算部５４と、インバータ制御装置２００の制御周期におけるインバータ出力電圧の位相変化幅Δθを演算する位相変化幅演算部５５と、パルス位相角α、電圧位相θｖおよび位相変化幅Δθに基づいて、ＰＷＭパルス信号Ｐｒのオン／オフ状態の切替タイミングを設定するパルス設定部５６とを備える。このようにしたので、上記のパルス生成条件を満たすＰＷＭパルス信号Ｐｒの生成を、マイコン等を用いた演算処理により実現できる。
（４）インバータ１００は、モータ３００に接続されている。ＰＷＭパルス生成部２５０は、モータ３００の運転状態に基づいて、上記のパルス生成条件を満たす第１のＰＷＭパルス信号（非同期パルス信号Ｐ）、または、インバータ１００に対する電圧指令（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）と所定のキャリア周期Ｔｃで周期的に変化するキャリア信号（キャリア波Ｔｒ）との比較に基づく第２のＰＷＭパルス信号（同期パルス信号Ｐ’）、のいずれかを選択的に出力する（ステップＳ８～Ｓ１２）。このようにしたので、モータ３００の運転状態に基づいて最適なＰＷＭ制御モードを選択し、選択したＰＷＭ制御モードに応じたＰＷＭパルス信号ＰｒをＰＷＭパルス生成部２５０からドライブ信号生成部２６０へ出力して、インバータ１００の制御を行うことができる。
（５）ＰＷＭパルス生成部２５０は、インバータ出力電圧の基本波の１周期中に存在するパルスの数が奇数となるように、ＰＷＭパルス信号Ｐｒを生成する。このようにしたので、インバータ出力電圧の低次高調波成分を確実に低減可能なＰＷＭパルス信号Ｐｒを生成することができる。
　なお、一実施形態の電動車両６００はハイブリッド自動車である場合について説明したが、プラグインハイブリッド自動車、電気自動車などの場合においても同様な効果が得られる。
　また、上述の実施形態では、インバータ制御装置単体について説明したが、当該上述の機能を有していれば、インバータ制御装置とインバータとが一体化したインバータ装置や、インバータ装置とモータとが一体化したモータ駆動システムにも本発明を適用できる。
　なお、本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
　　１…モータ装置
　　２…バッテリ
　５１…変調率演算部
　５２…回転速度算出部
　５３…パルス位相角演算部
　５４…電圧位相演算部
　５５…位相変化幅演算部
　５６…パルス設定部
　５７…ｄｑ／三相変換部
　５８…キャリア波演算部
　５９…ＰＷＭ制御部
　６０…ＰＷＭ制御モード判定部
１００…インバータ
２００…インバータ制御装置
２１０…電流制御部
２５０…ＰＷＭパルス生成部
２６０…ドライブ信号生成部
２７０…回転位置検出部
２８０…電流検出部
３００…モータ
３２０…回転位置センサ
６００…電動車両

Claims (7)

  1. 　インバータを制御するためのＰＷＭパルス信号を所定の制御周期ごとに生成するＰＷＭパルス生成部を備え、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、前記制御周期と非同期のＰＷＭパルス信号を生成しながら、前記インバータの出力電圧の基本波の１周期中に少なくとも３つ以上のパルスが存在し、かつ、前記基本波が０を跨いで変化するゼロクロス点において前記ＰＷＭパルス信号のオン／オフ状態が切り替わるというパルス生成条件を満たすように、前記ＰＷＭパルス信号を生成するインバータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、前記出力電圧の変調率を演算し、前記変調率に基づいて前記ＰＷＭパルス信号の各パルス幅を設定するインバータ制御装置。
  3. 　請求項２に記載のインバータ制御装置において、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、
    　前記変調率を演算する変調率演算部と、
    　前記変調率に基づいて前記ＰＷＭパルス信号のオン／オフ状態を切り替えるパルス位相角を演算するパルス位相角演算部と、
    　前記出力電圧の位相角に応じた電圧位相を演算する電圧位相演算部と、
    　前記制御周期における前記出力電圧の位相変化幅を演算する位相変化幅演算部と、
    　前記パルス位相角、前記電圧位相および前記位相変化幅に基づいて、前記ＰＷＭパルス信号のオン／オフ状態の切替タイミングを設定するパルス設定部と、を備えるインバータ制御装置。
  4. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記インバータは、モータに接続されており、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、前記モータの運転状態に基づいて、前記パルス生成条件を満たす第１のＰＷＭパルス信号、または、前記インバータに対する電圧指令と所定のキャリア周期で周期的に変化するキャリア信号との比較に基づく第２のＰＷＭパルス信号、のいずれかを選択的に出力するインバータ制御装置。
  5. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記ＰＷＭパルス生成部は、前記出力電圧の基本波の１周期中に存在するパルスの数が奇数となるように、前記ＰＷＭパルス信号を生成するインバータ制御装置。
  6. 　請求項１から請求項５のいずれか一項に記載のインバータ制御装置と、
    　前記インバータ制御装置により制御される前記インバータと、
    　前記インバータにより駆動される交流モータと、を備え、
    　前記交流モータを用いて車両のステアリングを制御する電動パワーステアリングシステム。
  7. 　請求項１から請求項５のいずれか一項に記載のインバータ制御装置と、
    　前記インバータ制御装置により制御される前記インバータと、
    　前記インバータにより駆動される交流モータと、を備え、
    　前記交流モータの駆動力を用いて走行する電動車両システム。
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