CN117813758A - 逆变器控制装置、电动助力转向系统、电动车辆系统 - Google Patents

Abstract

本发明的逆变器控制装置具备PWM脉冲生成部，所述PWM脉冲生成部按每一规定的控制周期来生成用于控制逆变器的PWM脉冲信号，所述PWM脉冲生成部在生成与所述控制周期非同步的PWM脉冲信号的同时，以满足以下脉冲生成条件的方式生成所述PWM脉冲信号，即，在所述逆变器的输出电压的基波的1周期中至少存在3个以上的脉冲，而且所述PWM脉冲信号的通/断状态在所述基波跨过0而变化的过零点发生切换。

Description

逆变器控制装置、电动助力转向系统、电动车辆系统

技术领域

本发明涉及一种逆变器控制装置和使用逆变器控制装置的电动助力转向系统以及电动车辆系统。

背景技术

通过PWM(脉宽调制)控制对逆变器的驱动进行控制而使马达旋转驱动的逆变器控制装置得到了广泛利用。在这样的逆变器控制装置中，已知有如下的技术：为了实现马达的高转速化而使逆变器控制装置在过调制模式下(过调制区域内)进行动作，且为了进一步增大输出电压而使逆变器控制装置在单脉冲模式下(单脉冲区域内)进行动作，所述过调制模式(过调制区域)是逆变器的输出电压指令超过逆变器的最大输出电平(正弦波)的模式，所述单脉冲模式(单脉冲区域)是PWM脉冲串相连而变为1个脉冲的模式。

当使逆变器控制装置从过调制区域到单脉冲区域进行动作时，逆变器的输出中会产生电压误差，逆变器的输出电流中包含的直流分量和纹波分量会增大，所以产生马达的输出转矩变动、噪音以及振动。因此，需要对从过调制区域转移至单脉冲区域的区域的电压误差进行抑制而减少电流的直流分量和纹波分量的技术。

关于过调制区域的电流纹波的减少，已知有专利文献1的技术。专利文献1中记载了一种逆变装置，所述逆变装置在过调制区域内进行使用梯形波的梯形波调制时，以如下方式生成PWM脉冲，即，对从梯形波的下底朝上底变化的调制波的反转区域内的多个PWM脉冲的导通脉冲与断开脉冲的面积分别作积分得到的值相等。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2015-19458号公报

发明内容

发明要解决的问题

在专利文献1的技术中，在PWM脉冲数减少这样的马达的动作状态下无法恰当地控制以调制波的正负(180度)周期进行重复的脉冲串的周期性。因此，逆变器的输出电压有可能产生误差，导致逆变器的输出电流中直流分量和低次谐波分量增大。

解决问题的技术手段

本发明的逆变器控制装置具备PWM脉冲生成部，所述PWM脉冲生成部按规定的每一控制周期来生成用于控制逆变器的PWM脉冲信号，所述PWM脉冲生成部在生成与所述控制周期非同步的PWM脉冲信号的同时，以满足以下脉冲生成条件的方式生成所述PWM脉冲信号，即，在所述逆变器的输出电压的基波的1周期中至少存在3个以上的脉冲，而且所述PWM脉冲信号的通/断状态在所述基波跨过0而变化的过零点发生切换。

本发明的电动助力转向系统具备：逆变器控制装置；所述逆变器，其由所述逆变器控制装置控制；以及交流马达，其由所述逆变器驱动，所述电动助力转向系统使用所述交流马达来控制车辆的方向盘。

本发明的电动车辆系统具备：逆变器控制装置；所述逆变器，其由所述逆变器控制装置控制；以及交流马达，其由所述逆变器驱动，所述电动车辆系统使用所述交流马达的驱动力来行驶。

发明的效果

根据本发明，能够减少PWM脉冲数减少这样的马达的动作状态下产生的逆变器输出电流的直流分量和低次谐波分量。

附图说明

图1为表示具有本发明的第一实施方式的逆变器控制装置的马达装置的构成的框图。

图2为表示本发明的第一实施方式的PWM脉冲生成部的功能构成的框图。

图3为本发明的第一实施方式的非同步脉冲信号的生成方法的说明图。

图4为针对调制波信号的1个周期的范围来表示非同步脉冲信号的图。

图5为本发明的第一实施方式的PWM脉冲控制的流程图。

图6为本发明的第二实施方式的非同步脉冲信号的生成方法的说明图。

图7为针对调制波信号的1个周期的范围来表示非同步脉冲信号的图。

图8为本发明的第二实施方式的PWM脉冲控制的流程图。

图9为运用了逆变器控制装置的电动助力转向装置的构成图。

图10为运用了逆变器控制装置的电动车辆的构成图。

具体实施方式

本发明提供一种逆变器控制装置，其通过PWM控制来进行逆变器的控制，其中，在PWM脉冲数变得比规定值小这样的马达的动作状态下，例如在为了减少电池的耗电或者逆变器的发热而进行与调制方式(正弦波调制、双相调制、梯形波调制等)相应的PWM脉冲控制时，在与调制波的过零相对应的时机生成PWM脉冲的边沿，从而输出调制波的180度周期的PWM脉冲串反复出现而保持了对称性的PWM脉冲，由此，在减少逆变器的输出电流的直流分量和低次谐波分量的情况下使得逆变器高输出化。下面，使用附图，对本发明的一实施方式进行说明。

(第一实施方式)

图1为表示具有本发明的第一实施方式的逆变器控制装置200的马达装置1的构成的框图。马达装置1与电池2连接，具有逆变器100、逆变器控制装置200以及马达300。

电池2为逆变器100的直流电压源。电池2的直流电压DCV由逆变器100变换为可变电压、可变频率的三相交流电压而被施加至马达300。

马达300是通过三相交流电压的供给来旋转驱动的同步马达。马达300上装有旋转位置传感器320，以根据马达300的感应电压的相位来控制从逆变器100施加至马达300的三相交流电压的相位。此处，旋转位置传感器320例如可以使用由铁心和绕组构成的旋转变压器等。或者，也可使用GMR传感器、霍耳元件来构成旋转位置传感器320。

逆变器控制装置200具有电流控制部210、PWM脉冲生成部250、驱动信号生成部260、旋转位置检测部270以及电流检测部280。

旋转位置检测部270根据旋转位置传感器320的输出信号来检测马达300中的转子的旋转位置θ。

电流检测部280从电流传感器Ict获取流至马达300的三相的电流检测值(Iu、Iv、Iw)，并根据由旋转位置检测部270检测到的旋转位置θ对这些电流检测值作三相/两相变换，由此求出dq轴的电流检测值(Id、Iq)。

逆变器控制装置200具有用于控制马达300的输出的电流控制功能。电流控制部210以由电流检测部280检测到的电流检测值(Id、Iq)与从未图示的上位控制器输入的电流指令值(Id*、Iq*)一致的方式输出电压指令(Vd*、Vq*)。

PWM脉冲生成部250使用由电流控制部210求出的电压指令(Vd*、Vq*)、电池2的直流电压DCV、旋转位置θ、以及预先设定的规定的载频fc来实施三相的脉宽调制(PWM)，生成用于控制逆变器100的PWM脉冲信号Pr。另外，PWM脉冲生成部250对PWM脉冲信号Pr的具体的生成方法于后文叙述。

驱动信号生成部260将由PWM脉冲生成部250生成的PWM脉冲信号Pr变换为驱动信号DR而输出至逆变器100。逆变器100对应于三相交流电压的各相而具有多个半导体开关元件，各半导体开关元件由驱动信号DR控制通/断。由此，根据逆变器控制装置200的控制来调整逆变器100的输出电压。

另外，上文中借助图1对根据来自上位控制器的电流指令来控制马达300的电流的情况下的马达装置1的构成例进行了说明，而在采用其他控制方法的情况下也能运用图1的构成。例如，在控制马达300的转速的情况下，根据旋转位置θ的时间变化来运算马达转速ωr，以与来自上位控制器的速度指令一致的方式制作电压指令或电流指令。此外，在控制马达300的输出转矩的情况下，使用马达电流(Id、Iq)与马达转矩的关系式或因映射图来制作电流指令(Id*、Iq*)。

接着，对PWM脉冲生成部250生成PWM脉冲信号Pr的方法的详情进行说明。图2为表示本发明的第一实施方式的PWM脉冲生成部250的功能构成的框图。

如图2所示，PWM脉冲生成部250具有调制率运算部51、转速算出部52、脉冲相位角运算部53、电压相位运算部54、相位变化幅度运算部55、脉冲设定部56、dq/三相变换部57、载波运算部58、PWM控制部59、PWM控制模式判定部60这各个功能块。包含PWM脉冲生成部250的逆变器控制装置200例如由微型计算机构成，可以通过在微型计算机中执行规定程序来实现这些功能块。或者，也可使用逻辑IC或FPGA等硬件电路来实现这些功能块的一部分或全部。

调制率运算部51根据电池2的直流电压DCV和电压指令(Vd*、Vq*)而借助下式(1)来运算逆变器100的输出电压的调制率MF。另外，调制率MF表示从电池2供给至逆变器100的直流电与从逆变器100输出至马达300的交流电的电压振幅比。

[数式1]

转速算出部52根据旋转位置θ的时间变化来运算表示马达300的旋转速度(转速)的马达转速ωr。另外，马达转速ωr的值可由角速度(rad/s)或转速(rpm)表示。此外，这些值也可相互转换使用。

脉冲相位角运算部53根据由调制率运算部51运算的调制率MF来运算对PWM脉冲信号Pr的通/断状态进行切换的脉冲相位角α。此处，根据逆变器100的输出电压的基波的1周期中包含的PWM脉冲信号Pr的脉冲数N来运算多个脉冲相位角α。例如在脉冲数N＝3的情况下，运算分别由下式(2)～(5)表示的脉冲相位角α1、α2、α1'、α2'。由此，可以根据调制率MF来设定PWM脉冲信号Pr的各脉宽。

α1＝arccos{(1+MF)/2} · · · (2)

α2＝π－α1 · · · (3)

α1'＝π+α1 · · · (4)

α2'＝2π－α1 · · · (5)

另外，脉冲数N例如能以至少3以上的奇数来设定，在逆变器控制装置200中预先设定好。或者，可由用户任意设定，也可根据马达300的运转状态等来任意切换。脉冲相位角运算部53所运算的脉冲相位角α的个数是根据脉冲数N来决定，脉冲数N越大，脉冲相位角α的个数也越大。在本实施方式中，对脉冲数N为3的情况进行说明。

电压相位运算部54根据电压指令(Vd*、Vq*)和旋转位置θ来运算电压相位θv，所述电压相位θv与对应于从上位控制器输入的电流指令值(Id*、Iq*)而由逆变器100输出的电压的相位角相应。此处，例如借助下式(6)来运算电压相位θv。

θv＝θ+arctan(Vq*/Vd*) · · · (6)

相位变化幅度运算部55运算逆变器控制装置200的控制周期内的逆变器100的输出电压的相位变化幅度Δθ。此处，所谓逆变器控制装置200的控制周期，是表示PWM脉冲生成部250进行PWM脉冲信号Pr的生成的周期，根据构成逆变器控制装置200的微型计算机的运算性能、马达300的控制所要求的精度等来预先设定。相位变化幅度运算部55根据马达转速ωr和预先设定的载频fc、例如借助下式(7)来运算相位变化幅度Δθ。

Δθ＝ωr/fc · · · (7)

脉冲设定部56根据借助式(2)～(7)来分别求出的脉冲相位角α、电压相位θv以及相位变化幅度Δθ对存在于本次的控制周期内的各脉冲边沿的时机进行设定。继而，按照设定好的各脉冲边沿的时机使信号电压从导通变为断开或者从断开变为导通，由此生成非同步脉冲信号P。另外，由脉冲设定部56生成的非同步脉冲信号P的详情于后文叙述。

dq/三相变换部57对电压指令(Vd*、Vq*)进行基于旋转位置θ的三相变换来运算三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*(U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*以及W相电压指令值Vw*)。由此，能够生成作为针对三相交流电压的调制波信号的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*。另外，此时也可通过选择正弦波调制以外的调制方式而以例如梯形波、对正弦波重叠规定次数的谐波得到的波形等正弦波以外的波形来生成三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*。

载波运算部58根据马达转速ωr来决定与马达300的旋转同步的同步载频fcs，并生成在该同步载频fcs下周期性地变化的载波Tr。另外，载波Tr可为三角波或锯齿波。此外，在相对于马达300的旋转的频率而有15倍以上的载频fcs的情况下，载频fcs也可与马达300的旋转不同步。

PWM控制部59使用从载波运算部58输出的载波Tr对从dq/三相变换部57输出的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*分别进行脉宽调制，生成与控制周期(载波Tr)同步的同步脉冲信号P'。以下简称为同步脉冲信号P'。

PWM控制模式判定部60根据调制率MF及马达转速ωr来选择由脉冲设定部56生成的非同步脉冲信号P和由PWM控制部59生成的同步脉冲信号P'中的某一方。继而，将所选择的非同步脉冲信号P或同步脉冲信号P'作为PWM脉冲生成部250给出的PWM脉冲信号Pr输出至驱动信号生成部260。

具体而言，例如在调制率MF和马达转速ωr分别处于规定范围内的情况下，PWM控制模式判定部60选择采用与控制周期同步的脉冲信号的同步模式，将同步脉冲信号P'作为PWM脉冲信号Pr输出。另一方面，在调制率MF或马达转速ωr处于规定范围外的情况下，PWM控制模式判定部60选择采用与控制周期非同步的脉冲信号的非同步模式，将非同步脉冲信号P作为PWM脉冲信号Pr输出。即，PWM控制模式判定部60根据马达300的运转状态来选择性地输出非同步脉冲信号P或同步脉冲信号P'中的某一方作为PWM脉冲信号Pr。另外，不管是选择同步模式还是非同步模式，都可以使用正弦波调制、双相调制、梯形波调制等调制方式中的任意调制方式。

接着，对非同步脉冲信号P的详情进行说明。在PWM控制部59所进行的一般的脉宽调制中，根据载波Tr与调制波信号的比较结果来生成作为PWM脉冲信号Pr的同步脉冲信号P'。相对于此，由脉冲设定部56作为PWM脉冲信号Pr而生成的非同步脉冲信号P是在不使用载波Tr和调制波信号的情况下根据PWM脉冲生成部250中进行的运算的结果而直接生成。具体而言，在脉冲相位角运算部53、电压相位运算部54、相位变化幅度运算部55中分别进行使用前文所述的式(2)～(7)的运算，由此求出脉冲相位角α、电压相位θv以及相位变化幅度Δθ，脉冲设定部56使用这些运算结果而按每一控制周期来设定各脉冲边沿的时机，由此生成与控制周期非同步的PWM脉冲即非同步脉冲信号P。以下简称为非同步脉冲信号P。

图3为本发明的第一实施方式的非同步脉冲信号P的生成方法的说明图。图3中，(a)所示的图表展示了PWM计时器的计数值，(b)所示的图表展示了调制波信号，(c)所示的图表展示了作为非同步脉冲信号P输出的PWM脉冲串的例子。另外，图3的(a)所示的PWM计时器的计数值相当于由载波运算部58生成的载波Tr。

在脉冲设定部56中，使用例如像图3的(a)所示那样计数值以一定的载波周期Tc作周期性增减的PWM计时器来进行非同步脉冲信号P的生成。此时，不论马达转速ωr如何都使载波周期Tc固定，由此，能在与马达300的旋转同步的情况下使非同步脉冲信号P的生成相关的控制处理的时机与控制周期非同步。另外，图3的例子中展示的是计数值以一定比例从0增加至最大值MaxCount并且根据控制处理的时机而按每一载波周期Tc将计数值重置为0的锯齿波状的向上计数计时器的例子，但只要值以一定的载波周期Tc作周期性增减，则也可使用其他种类的PWM计时器。例如，也可以在脉冲设定部56中使用计数值根据向上计数计时器作上下反转而成的波形进行变化的向下计数计时器或者计数值以一定的比例增加及减少的三角波计时器等来作为PWM计时器。

在PWM脉冲生成部250中生成的非同步脉冲信号P作为PWM脉冲信号Pr被输出至驱动信号生成部260的情况下，在逆变器控制装置200中与图3的(a)所示的载波周期Tc同步地进行控制处理。具体而言，电流检测部280在与载波周期Tc同步的时机对电流传感器Ict的检测信号进行采样保持，获取电流检测值(Iu、Iv、Iw)。此外，旋转位置检测部270在与载波周期Tc同步的时机检测旋转位置传感器320的输出信号，获取旋转位置θ。继而，使用获取到的这些值而按每一载波周期Tc来执行前文所述那样的运算，由此生成非同步脉冲信号P。

另外，在电流检测部280所进行的电流传感器Ict的检测信号的采样保持动作中，有时会产生向采样保持电路的电容器送入检测信号时的电压纹波，该电压纹波重叠至A/D变换电路的输入端子，由此产生A/D变换噪声。该A/D变换噪声的周期与逆变器控制装置200的控制周期(载波周期Tc)相同。也可以使电流检测部280的检测周期比控制周期短而在每一控制周期内从电流传感器Ict获取多次检测信号，但为了方便微型计算机处理，电流检测部280的采样频率(检测周期的倒数)须设为逆变器控制装置200的控制频率(控制周期的倒数)的整数倍。无论怎样，都能将A/D变换噪声的周期的整数倍视为PWM计时器的周期即载波周期Tc。

图3的(b)展示了梯形波调制的情况下的调制波信号的例子。该调制波的周期相当于逆变器100的输出电压的基波周期。另外，如前文所述，在PWM脉冲生成部250中，不同于一般的脉宽调制中需要的同步脉冲信号P'，非同步脉冲信号P是通过运算来直接求出。因此，在非同步脉冲信号P的生成时，并非一定需要调制波信号。

图3的(c)展示了本实施方式中将脉冲数设为N＝3时的非同步脉冲信号P的例子。本实施方式中的非同步脉冲信号P中，在调制波跨过0而从负反转为正或者从正反转为负的过零点(相位角0°、180°)以及相位角α1、α2、α1'、α2'，分别切换信号的通/断状态。另外，相位角α1、α2、α1'、α2'是借助前文所述的式(2)～(5)来分别求出。

脉冲设定部56以图3的(b)所示的调制波的过零点为基准、根据以电气相位角180°周期设定的脉冲串而按图3的(a)所示的每一载波周期Tc来生成图3的(c)所示的非同步脉冲信号P。具体而言，例如在本次的控制处理时机为图3的(a)的控制处理时机Tt(i)的情况下，脉冲设定部56在与该控制处理时机相对应的电压相位θ(i)起到与下一控制处理时机相对应的电压相位θ(i+1)为止的范围(相位变化幅度Δθ)内生成非同步脉冲信号P。在图3的(c)的例子中，该范围内包含相位角α2、α1'以及过零点(相位角180°)，所以对PWM计时器分别设定相当于这些相位角的计时器值。继而，在到达PWM计时器的计数值所设定的各计时器值的时机使非同步脉冲信号P的信号值从导通变为断开或者从断开变为导通，由此能设定脉冲边沿来生成非同步脉冲信号P。

图4为针对调制波信号的1个周期(θ＝0～2π)的范围来展示图3的(c)的非同步脉冲信号P的图。如图4所示，非同步脉冲信号P中，包含脉冲相位角α1、α2的前半周期(θ＝0～π)内的脉冲串波形作上下反转后与包含脉冲相位角α1'、α2'的后半周期(θ＝π～2π)内的脉冲串波形一致。即，非同步脉冲信号P的波形以调制波信号的过零点为中心而呈点对称。因而，可以通过使前半周期的脉冲串反转来设定后半周期的脉冲串而生成非同步脉冲信号P。

在PWM脉冲生成部250中，由电压相位运算部54运算与本次的控制处理时机的电压相位θ(i)相对应的电压相位θv。此外，由相位变化幅度运算部55运算本次的控制处理时机的电压相位θ(i)起到下一次控制处理时机的电压相位θ(i+1)为止的相位变化幅度Δθ。脉冲设定部56根据这些运算值θv、Δθ对PWM计时器设定与本次的控制处理中的脉冲边沿相对应的计时器值，由此能生成与由脉冲相位角运算部53运算的脉冲相位角α相应的非同步脉冲信号P。

图5为本发明的第一实施方式的PWM脉冲控制的流程图。在本实施方式中，PWM脉冲生成部250针对每一个与载波周期Tc相应的规定的控制周期来执行图5的流程图所示的处理，由此实施PWM脉冲控制而将PWM脉冲信号Pr输出至驱动信号生成部260。

在步骤S1中，PWM脉冲生成部250借助调制率运算部51及转速算出部52来分别求出调制率MF、马达转速ωr。此处，可以分别使用前文所述的式(1)、(2)来运算调制率MF和马达转速ωr。

在步骤S2中，PWM脉冲生成部250借助脉冲相位角运算部53而根据步骤S1中求出的调制率MF来运算脉冲相位角α。此处，根据预先设定的脉冲数N来决定逆变器输出电压的基波每1周期的非同步脉冲信号P的通/断状态的切换次数，将该切换次数减去逆变器输出电压的基波的过零点(θ＝0、π)的部分得到的值作为应运算的脉冲相位角α的个数。

在本实施方式中，如前文所述，脉冲数N＝3，所以计算逆变器输出电压的基波每1周期的非同步脉冲信号P的通/断状态的切换次数为2N＝6。当从该切换次数减去逆变器输出电压的基波的过零点的部分时，便求出应运算的脉冲相位角α的个数6－2＝4。因而，使用前文所述的式(2)～(5)来分别运算4个脉冲相位角α1、α2、α1'、α2'，由此进行步骤S2的处理。

在步骤S3中，PWM脉冲生成部250借助电压相位运算部54来运算电压相位θv。此处，根据从电流控制部210和旋转位置检测部270分别输入的电压指令(Vd*、Vq*)、旋转位置θ而使用前文所述的式(6)来运算与逆变器输出电压的相位角相应的电压相位θv。

在步骤S4中，PWM脉冲生成部250借助相位变化幅度运算部55来运算相位变化幅度Δθ。此处，根据步骤S1中求出的马达转速ωr和与PWM脉冲生成部250的控制周期相应的规定的载频fc而使用前文所述的式(7)来运算PWM脉冲生成部250的控制周期内的逆变器输出电压的相位变化幅度Δθ。

在步骤S5中，PWM脉冲生成部250借助脉冲设定部56对PWM计时器设定与步骤S2中求出的脉冲相位角α1、α2、α1'、α2'相应的计时器值(第一PWM计时器值)。此处，如前文所述，根据步骤S3、S4中分别求出的电压相位θv和相位变化幅度Δθ来确定本次的控制处理时机起到下一次控制处理时机为止的期间内包含的逆变器输出电压的基波的电压相位范围。继而，逆变器输出电压的基波的过零点(调制波的过零点)和步骤S2中求出的脉冲相位角α1、α2、α1'、α2'当中，若有存在于所确定的电压相位范围内的，则对PWM计时器设定与该相位角相对应的计时器值来作为第一PWM计时器值。另外，在逆变器输出电压的基波的电压相位范围内包含多个过零点或脉冲相位角的情况下，针对这多个过零点或脉冲相位角各者来设定第一PWM计时器值。由此，可以根据步骤S2～S4中分别求出的脉冲相位角α、电压相位θv以及相位变化幅度Δθ来设定PWM脉冲信号Pr的通/断状态的切换时机。

在步骤S6中，PWM脉冲生成部250借助dq/三相变换部57来运算针对三相交流电压的调制波信号。此处，如前文所述，可以通过对从电流控制部210输入的电压指令(Vd*、Vq*)进行基于旋转位置θ的三相变换来生成相当于调制波信号的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*。

在步骤S7中，PWM脉冲生成部250借助PWM控制部59来进行基于步骤S7中运算出的调制波信号的脉宽调制，并对PWM计时器设定与该结果相应的计时器值(第二PWM计时器值)。此处，使用由载波运算部58以与马达300的旋转同步的方式生成的载波Tr对调制波信号进行公知的脉宽调制，由此决定同步脉冲信号P'中的各脉冲边沿的电压相位角，对PWM计时器设定与该电压相位角相对应的计时器值来作为第二PWM计时器值。另外，在载波Tr相对于马达300的旋转达15倍以上时，载波Tr也可与马达300的旋转不同步。

在步骤S8中，PWM脉冲生成部250借助PWM控制模式判定部60来进行PWM控制模式的判定。此处，根据步骤S1中分别求出的调制率MF及马达转速ωr来判断马达300的运转状态，判定适于该运转状态的PWM控制模式。具体如前文所述，在调制率MF和马达转速ωr分别处于规定范围内的情况下，判定进行与控制周期同步的脉冲信号的控制的同步模式为最佳PWM控制模式。另一方面，在调制率MF或马达转速ωr处于规定范围外的情况下，判定进行采用与控制周期非同步的脉冲信号的控制的非同步模式为最佳PWM控制模式。由此，可以根据马达300的运转状态来选择同步模式或非同步模式中的某一方作为最佳PWM控制模式。

在步骤S9中，PWM脉冲生成部250判定步骤S8中判定适于马达300的运转状态的PWM控制模式是否为非同步模式。在步骤S8中选作最佳PWM控制模式的是非同步模式的情况下，前进至步骤S10，在不是非同步模式也就是说是同步模式的情况下，前进至步骤S11。

在步骤S10中，PWM脉冲生成部250将步骤S5中设定的第一PWM计时器值设定为PWM脉冲信号Pr的生成中要使用的计时器值。在该情况下，从PWM脉冲生成部250选择性地输出由脉冲设定部56生成的非同步脉冲信号P来作为PWM脉冲信号Pr。

在步骤S11中，PWM脉冲生成部250将步骤S7中设定的第二PWM计时器值设定为PWM脉冲信号Pr的生成中要使用的计时器值。在该情况下，从PWM脉冲生成部250选择性地输出由PWM控制部59生成的同步脉冲信号P'来作为PWM脉冲信号Pr。

在执行了步骤S10或S11的处理后，在步骤S12中，PWM脉冲生成部250使用非同步脉冲信号P或同步脉冲信号P'中的某一方来生成PWM脉冲信号Pr，并输出至驱动信号生成部260。即，在执行的是步骤S10的情况下，将由脉冲设定部56生成的非同步脉冲信号P作为PWM脉冲信号Pr输出，在执行的是步骤S11的情况下，将由PWM控制部59生成的同步脉冲信号P'作为PWM脉冲信号Pr输出。由此，可以根据马达300的运转状态来选择性地输出非同步脉冲信号P或同步脉冲信号P'中的某一方。

当结束步骤S12的处理时，停止图5的流程图所示的PWM脉冲控制而待机直至经过规定的控制周期为止。当经过规定的控制周期而到达下一控制时机时，PWM脉冲生成部250从步骤S1起重新进行图5的流程图所示的处理来重复PWM脉冲控制。

(第二实施方式)

接着，对本发明的第二实施方式进行说明。在本实施方式中，对非同步脉冲信号P中逆变器输出电压的基波每1周期的脉冲数N为5的情况进行说明。另外，本实施方式中的逆变器控制装置、马达控制装置的构成、逆变器控制装置内的PWM脉冲生成部的功能构成分别与第一实施方式中说明过的图1、图2相同。因而，下面使用图1、图2的构成来进行本实施方式的说明。

图6为本发明的第二实施方式的非同步脉冲信号P的生成方法的说明图。图6中，(a)所示的图表展示了PWM计时器的计数值，(b)所示的图表展示了调制波信号，(c)所示的图表展示了作为非同步脉冲信号P输出的PWM脉冲串的例子。另外，图6的(a)、图6的(b)的图表分别与第一实施方式中说明过的图3的(a)、图3的(b)的图表相同。

图6的(c)展示了本实施方式中将脉冲数设为N＝5时的非同步脉冲信号P的例子。本实施方式中的非同步脉冲信号P中，在调制波跨过0而从负反转为正或者从正反转为负的过零点(相位角0°、180°)以及脉冲相位角α1、α2、α3、α4、α1'、α2'、α3'、α4'分别切换信号的通/断状态。

关于上述脉冲相位角中的脉冲相位角α1、α2、α1'、α2'，借助第一实施方式中说明过的式(2)～(5)来分别求出。此外，关于脉冲相位角α3、α4、α3'、α4'，借助下式(8)～(11)来分别求出。式(8)中，p为预先设定的0＜p＜1的任意数。

α3＝p×α1 · · · (8)

α4＝π－α3 · · · (9)

α3'＝π+α3 · · · (10)

α4'＝2π－α3 · · · (11)

图7为针对调制波信号的1个周期(θ＝0～2π)的范围来展示图6的(c)的非同步脉冲信号P的图。如图7所示，非同步脉冲信号P中，包含脉冲相位角α1、α2、α3、α4的前半周期(θ＝0～π)内的脉冲串波形作上下反转后的波形与包含脉冲相位角α1'、α2'、α3'、α4'的后半周期(θ＝π～2π)内的脉冲串波形一致。即，在本实施方式中，与第一实施方式一样，非同步脉冲信号P的波形以调制波信号的过零点为中心而呈点对称。因而，可以通过使前半周期的脉冲串反转来设定后半周期的脉冲串而生成非同步脉冲信号P。

图8为本发明的第二实施方式的PWM脉冲控制的流程图。在本实施方式中，PWM脉冲生成部250按每一个与载波周期Tc相应的规定的控制周期来执行图8的流程图所示的处理，由此实施PWM脉冲控制而将PWM脉冲信号Pr输出至驱动信号生成部260。

另外，在图8的流程图中，对进行与第一实施方式中说明过的图5的流程图相同的处理的部分标注的是同一步骤编号。以下，只要无特别需要，与该图5相同的步骤编号的处理将省略说明。

在步骤S2A中，PWM脉冲生成部250借助脉冲相位角运算部53而根据步骤S1中求出的调制率MF来运算脉冲相位角α。此处，与第一实施方式一样，根据预先设定的脉冲数N来决定逆变器输出电压的基波每1周期的非同步脉冲信号P的通/断状态的切换次数，将该切换次数减去逆变器输出电压的基波的过零点(θ＝0、π)的部分得到的值作为应运算的脉冲相位角α的个数。

在本实施方式中，如前文所述，脉冲数N＝5，所以计算逆变器输出电压的基波每1周期的非同步脉冲信号P的通/断状态的切换次数为2N＝10。当从该切换次数减去逆变器输出电压的基波的过零点的部分时，便求出应运算的脉冲相位角α的个数10－2＝8。因而，使用前文所述的式(2)～(5)来分别运算4个脉冲相位角α1、α2、α1'、α2'，而且使用前文所述的式(8)～(11)来分别运算4个脉冲相位角α3、α4、α3'、α4'，由此进行步骤S2A的处理。

在步骤S5A中，PWM脉冲生成部250借助脉冲设定部56对PWM计时器设定与步骤S2A中求出的脉冲相位角α1、α2、α3、α4、α1'、α2'、α3'、α4'相应的计时器值(第一PWM计时器值)。此处，与第一实施方式一样，根据步骤S3、S4中分别求出的电压相位θv和相位变化幅度Δθ来确定本次的控制处理时机起到下一次控制处理时机为止的期间内包含的逆变器输出电压的基波的电压相位范围。继而，逆变器输出电压的基波的过零点(调制波的过零点)和步骤S2A中求出的脉冲相位角α1、α2、α3、α4、α1'、α2'、α3'、α4'当中，若有存在于所确定的电压相位范围内的，则对PWM计时器设定与该相位角相对应的计时器值来作为第一PWM计时器值。由此，可以根据步骤S2A～S4中分别求出的脉冲相位角α、电压相位θv以及相位变化幅度Δθ来设定PWM脉冲信号Pr的通/断状态的切换时机。

如以上所说明的，在本发明的实施方式中，借助PWM脉冲生成部250，在生成与控制周期非同步的PWM脉冲信号的同时，以满足以下脉冲生成条件的方式生成PWM脉冲信号Pr，即，在包含调制波的过零点的过零附近区域内在逆变器输出电压的基波的1周期中至少存在3个以上的脉冲，而且PWM脉冲信号的通/断状态在逆变器输出电压的基波跨过0而变化的过零点发生切换。结果，能够在PWM脉冲信号Pr中减少在脉冲数减少这样的动作状态下产生的马达电流的直流分量和低次谐波分量，所以能谋求马达300的低噪音化和低振动化。

接着，使用图9，对运用了本发明的一实施方式中展示过的逆变器控制装置200的电动助力转向装置的构成进行说明。

图9为运用了本发明的一实施方式中展示过的逆变器控制装置200的电动助力转向装置的构成图。

如图9所示，电动助力转向的电动执行器由转矩传递机构902、马达300、逆变器100以及逆变器控制装置200构成。电动助力转向装置具备电动执行器、方向盘(转向盘)900、操舵检测器901以及操作量指令器903，具有使用电动执行器对供驾驶员操舵的方向盘900的操作力进行转矩辅助的构成。

电动执行器的转矩指令τ*作为方向盘900的操舵辅助转矩指令而由操作量指令器903加以制作。使用由转矩指令τ*驱动的电动执行器的输出来减轻驾驶员的操舵力。逆变器控制装置200接收转矩指令τ*作为输入指令，根据马达300的转矩常数和转矩指令τ*而以跟随转矩指令值的方式控制逆变器100的动作，从而控制流至马达300的电流。

从与马达300的转子直接连结的输出轴输出的马达输出τm经由使用蜗杆、大齿轮、行星齿轮等减速机构或者液压机构的转矩传递机构902向转向装置的齿条910传递转矩。通过传递到齿条910的转矩，驾驶员对方向盘900的操舵力(操作力)被电动力减轻(得到辅助)，从而操作车轮920、921的操舵角。

该辅助量是以如下方式决定。即，由装在转向轴上的操舵检测器901检测操舵角和操舵转矩，参考车辆速度和路面状态等状态量而由操作量指令器903算出转矩指令τ*。

本发明的一实施方式的逆变器控制装置200有在马达300高速旋转的情况下也能通过逆变器100的输出电压的平均化来实现低振动和低噪音化的优点。

图10为表示运用了本发明的逆变器控制装置200的电动车辆600的图。电动车辆600具有将马达300用作电动发电机的动力系。

在电动车辆600的前部能旋转地轴颈支承有前轮车轴601，在前轮车轴601的两端设置有前轮602、603。在电动车辆600的后部能旋转地轴颈支承有后轮车轴604，在后轮车轴604的两端设置有后轮605、606。

在前轮车轴601的中央部设置有作为动力分配机构的差速器611，将从发动机610经由变速器612传递而来的旋转驱动力分配至左右的前轮车轴601。发动机610与马达300经由架设于发动机610的曲轴上设置的滑轮与马达300的转轴上设置的滑轮之间的皮带而以机械方式连结在一起。

由此，马达300的旋转驱动力能够传递至发动机610，发动机610的旋转驱动力能够传递至马达300。根据逆变器控制装置200的控制从逆变器100输出的三相交流电被供给至定子的定子线圈，由此，马达300的转子旋转，产生与三相交流电相应的旋转驱动力。

即，马达300由逆变器控制装置200控制而作为电动机进行动作，另一方面，作为转子接受发动机610的旋转驱动力而旋转、由此产生三相交流电的发电机进行动作。

逆变器100是将从高电压(42V或300V)系电源即高压电池622供给的直流电变换为三相交流电的功率变换装置，根据运转指令值和转子的磁极位置对流至马达300的定子线圈的三相交流电流进行控制。

由马达300发出的三相交流电由逆变器100变换为直流电而对高压电池622进行充电。高压电池622经由DC-DC转换器624与低压电池623电连接。低压电池623构成电动车辆600的低电压(14v)系电源，用于使发动机610初始起动(冷起动)的起动机625、收音机、灯等的电源。

在电动车辆600正在等待交通信号灯等停车时(怠速停止模式)时，使发动机610停止，在再次起步时使发动机610再起动(热起动)时，由逆变器100驱动马达300而使发动机610再起动。

另外，在怠速停止模式下，在高压电池622的充电量不足或者发动机610尚未充分升温等情况下，不会使发动机610停止而是继续驱动。此外，在怠速停止模式下，须确保空调的压缩机等以发动机610为驱动源的辅机类的驱动源。在该情况下，使马达300驱动来驱动辅机类。

在处于加速模式时或高负荷运转模式时，也使马达300驱动来辅助发动机610的驱动。反过来，在处于需要高压电池622的充电的充电模式时，借助发动机610使马达300发电来对高压电池622进行充电。即，马达300在电动车辆600的制动时或减速时等作再生运转。

电动车辆600具备逆变器控制装置200、逆变器100以及DC/DC转换器624，所述逆变器控制装置200根据马达输出要求来生成用于将直流电压变换为交流电压的PWM脉冲，所述逆变器100借助生成的PWM脉冲将直流电压变换为交流电压而驱动马达300，所述DC/DC转换器624对直流电压进行升压。通过前文所述那样的PWM脉冲生成部250的处理，在从马达300的转速ωr与载波Tr非同步的非同步PWM到与马达300的转速ωr同步的同步三脉冲及同步单脉冲的控制模式下，逆变器控制装置200使用单一的脉冲生成逻辑来生成PWM脉冲信号Pr，在PWM脉冲数减少的动作状态下减少逆变器的输出电压误差。由此，能够减少过零附近区域内产生的马达电流的直流分量和低次谐波分量，从而能达成电动车辆600的低噪音化和低振动化。

根据以上说明过的本发明的逆变器控制装置，取得如下作用效果。

(1)本发明的逆变器控制装置200具备PWM脉冲生成部250，所述PWM脉冲生成部250按每一规定的控制周期来生成用于控制逆变器100的PWM脉冲信号Pr。PWM脉冲生成部250在生成与控制周期非同步的PWM脉冲信号的同时，以满足以下脉冲生成条件的方式生成PWM脉冲信号Pr，即，在逆变器100的输出电压的基波的1周期中至少存在3个以上的脉冲，而且PWM脉冲信号Pr的通/断状态在基波跨过0而变化的过零点发生切换。因此，能够减少过零附近区域内产生的逆变器输出电流的直流分量和低次谐波分量。结果，能够减少在PWM脉冲数减少这样的马达的动作状态下产生的逆变器输出电流的直流分量和低次谐波分量。

(2)在本发明的逆变器控制装置200中，PWM脉冲生成部250运算逆变器输出电压的调制率MF(步骤S1)，根据调制率MF来设定PWM脉冲信号Pr的各脉宽(步骤S2)。因此，可以通过使用微型计算机等的运算处理来容易地生成PWM脉冲信号Pr。

(3)PWM脉冲生成部250具备调制率运算部51、脉冲相位角运算部53、电压相位运算部54、相位变化幅度运算部55以及脉冲设定部56，所述调制率运算部51运算调制率MF，所述脉冲相位角运算部53根据调制率MF来运算对PWM脉冲信号Pr的通/断状态进行切换的脉冲相位角α，所述电压相位运算部54运算与逆变器输出电压的相位角相应的电压相位θv，所述相位变化幅度运算部55运算逆变器控制装置200的控制周期内的逆变器输出电压的相位变化幅度Δθ，所述脉冲设定部56根据脉冲相位角α、电压相位θv以及相位变化幅度Δθ来设定PWM脉冲信号Pr的通/断状态的切换时机。因此，可以通过使用微型计算机等的运算处理来实现满足上述脉冲生成条件的PWM脉冲信号Pr的生成。

(4)逆变器100与马达300连接。PWM脉冲生成部250根据马达300的运转状态来选择性地输出满足上述脉冲生成条件的第一PWM脉冲信号(非同步脉冲信号P)或者第二PWM脉冲信号(同步脉冲信号P')中的某一方(步骤S8～S12)，所述第二PWM脉冲信号(同步脉冲信号P')基于针对逆变器100的电压指令(Vd*、Vq*)与以规定的载波周期Tc作周期性变化的载波信号(载波Tr)的比较。因此，可以根据马达300的运转状态来选择最佳PWM控制模式，将与所选择的PWM控制模式相应的PWM脉冲信号Pr从PWM脉冲生成部250输出至驱动信号生成部260而进行逆变器100的控制。

(5)PWM脉冲生成部250以存在于逆变器输出电压的基波的1周期中的脉冲的数量变为奇数的方式生成PWM脉冲信号Pr。因此，可以生成能可靠地减少逆变器输出电压的低次谐波分量的PWM脉冲信号Pr。

另外，一实施方式的电动车辆600是针对其为混合动力汽车的情况进行了说明，而在插电式混合动力汽车、电动汽车等情况下也会获得同样的效果。

此外，上述实施方式中对单独的逆变器控制装置进行了说明，但只要具有上述的有关功能，则也可以对逆变器控制装置与逆变器一体化的逆变装置、逆变装置与马达一体化的马达驱动系统运用本发明。

另外，本发明不限定于上述实施方式，可以在不脱离本发明的宗旨的范围进行各种变更。

符号说明

1…马达装置

2…电池

51…调制率运算部

52…转速算出部

53…脉冲相位角运算部

54…电压相位运算部

55…相位变化幅度运算部

56…脉冲设定部

57…dq/三相变换部

58…载波运算部

59…PWM控制部

60…PWM控制模式判定部

100…逆变器

200…逆变器控制装置

210…电流控制部

250…PWM脉冲生成部

260…驱动信号生成部

270…旋转位置检测部

280…电流检测部

300…马达

320…旋转位置传感器

600…电动车辆。

Claims (7)

1.一种逆变器控制装置，其特征在于，

具备PWM脉冲生成部，所述PWM脉冲生成部按每一规定的控制周期来生成用于控制逆变器的PWM脉冲信号，

所述PWM脉冲生成部在生成与所述控制周期非同步的PWM脉冲信号的同时，以满足以下脉冲生成条件的方式生成所述PWM脉冲信号，即，在所述逆变器的输出电压的基波的1周期中至少存在3个以上的脉冲，而且所述PWM脉冲信号的通/断状态在所述基波跨过0而变化的过零点发生切换。

2.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，

所述PWM脉冲生成部运算所述输出电压的调制率，根据所述调制率来设定所述PWM脉冲信号的各脉宽。

3.根据权利要求2所述的逆变器控制装置，其特征在于，

所述PWM脉冲生成部具备：

调制率运算部，其运算所述调制率；

脉冲相位角运算部，其根据所述调制率来运算对所述PWM脉冲信号的通/断状态进行切换的脉冲相位角；

电压相位运算部，其运算与所述输出电压的相位角相应的电压相位；

相位变化幅度运算部，其运算所述控制周期内的所述输出电压的相位变化幅度；以及

脉冲设定部，其根据所述脉冲相位角、所述电压相位以及所述相位变化幅度来设定所述PWM脉冲信号的通/断状态的切换时机。

4.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，

所述逆变器与马达连接，

所述PWM脉冲生成部根据所述马达的运转状态来选择性地输出满足所述脉冲生成条件的第一PWM脉冲信号或者第二PWM脉冲信号中的某一方，所述第二PWM脉冲信号基于针对所述逆变器的电压指令与以规定的载波周期作周期性变化的载波信号的比较。

5.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于，

所述PWM脉冲生成部以存在于所述输出电压的基波的1周期中的脉冲的数量变为奇数的方式生成所述PWM脉冲信号。

6.一种电动助力转向系统，其特征在于，具备：

根据权利要求1至5中任一项所述的逆变器控制装置；

所述逆变器，其由所述逆变器控制装置控制；以及

交流马达，其由所述逆变器驱动，

所述电动助力转向系统使用所述交流马达来控制车辆的方向盘。

7.一种电动车辆系统，其特征在于，具备：

根据权利要求1至5中任一项所述的逆变器控制装置；

所述逆变器，其由所述逆变器控制装置控制；以及

交流马达，其由所述逆变器驱动，

所述电动车辆系统使用所述交流马达的驱动力来行驶。