CN110291709B - 逆变器装置以及电动车辆 - Google Patents

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Abstract

本发明的技术问题在于，降低逆变器电路的输出电压误差，将马达稳定地控制至高速旋转。逆变器装置(100)具备：PWM控制器(145)，其基于马达输出请求，生成用于将直流电压转换成交流电压的PWM脉冲；以及逆变器电路(110)，其通过由PWM控制器(145)生成的PWM脉冲，将直流电压转换成交流电压而驱动马达(300)。PWM控制器(145)当在过调制区域中进行使用梯形波的梯形波调制时，在梯形波的上边处的规定的定时下，使PWM脉冲的脉冲宽度变化。

Description

逆变器装置以及电动车辆
技术领域
本发明涉及一种逆变器装置以及电动车辆。
背景技术
在进行PWM(脉冲宽度调制)控制而进行马达驱动的逆变器驱动装置中，大多采用相对于逆变器的可变输出频率而使载波频率恒定来进行PWM控制的不同步PWM方式。因此，在逆变器输出频率为高频率的情况下，PWM脉冲数减少，逆变器的输出误差增大。另外，在逆变器的输出电压指令超过逆变器的最大输出电平(正弦波)的过调制模式时，输出电压误差会增大。
在专利文献1中，记载了如下技术：在以逆变器的输出电压的过零点为中心进行线性近似的角度区间中生成PWM脉冲，使输出电压误差成为最小限度。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2015－19458号公报
发明内容
发明要解决的技术问题
在专利文献1中，在以输出电压的过零点为中心进行线性近似的角度区间中，使多个PWM脉冲的导通脉冲的中心时间间隔以及断开脉冲的中心时间间隔中的某一方基于马达输出请求而变化，生成PWM脉冲。通过这样，从而防止产生逆变器的输出电压误差的现象。然而，在专利文献1中，未考虑到逆变器输出电压(基波)的波峰中央附近的PWM脉冲。因此，存在在从正弦波调制进入到过调制区域的前后产生电压误差的技术问题。
解决技术问题的技术手段
本发明涉及一种逆变器装置，具备：PWM脉冲生成部，其基于马达输出请求，生成用于将直流电压转换成交流电压的PWM脉冲；以及逆变器电路，其通过由所述PWM脉冲生成部生成的PWM脉冲，将直流电压转换成交流电压而驱动马达，所述PWM脉冲生成部当在过调制区域中进行使用梯形波的梯形波调制时，在所述梯形波的上边处的规定的定时下，使所述PWM脉冲的脉冲宽度变化。
本发明涉及一种电动车辆，具备：PWM脉冲生成部，其基于马达输出请求，生成用于将直流电压转换成交流电压的PWM脉冲；逆变器电路，其通过由所述PWM脉冲生成部生成的PWM脉冲，将直流电压转换成交流电压而驱动马达；以及DC/DC转换器，其使所述直流电压升压，所述PWM脉冲生成部当在过调制区域中进行使用梯形波的梯形波调制时，在所述梯形波的上边处的规定的定时下，使所述PWM脉冲的脉冲宽度基于所述DC/DC转换器的输出电压而变化。
发明效果
根据本发明，能够降低逆变器电路的输出电压误差，能够将马达稳定地控制至高速旋转。
附图说明
图1是示出本发明的逆变器装置的构成的框图。
图2是示出一个实施方式中的调制波的波形图。
图3是示出一个实施方式中的脉冲生成的波形图。
图4是示出一个实施方式中的脉冲生成的波形图。
图5是应用了本发明的逆变器装置的电动动力转向装置的构成图。
图6是应用了本发明的逆变器装置的电动车辆的构成图。
图7是示出以往的过零附近的波形图。
具体实施方式
本发明是通过PWM控制来驱动半导体开关元件的逆变器装置，当在调制率为规定值以上的过调制区域中进行使用梯形波的梯形波调制时，基于梯形波的相位，在梯形波的上边处的规定的定时下使PWM脉冲的脉冲宽度变化，以提供高输出的逆变器装置。下面，使用附图来说明本发明的一个实施方式。
图1是示出具有本发明的逆变器装置100的马达装置500的构成的框图。马达装置500具有马达300和逆变器装置100。马达装置500适合于检测马达300的旋转位置传感器的安装位置误差，在马达驱动时进行校正，从而高效地驱动马达300的用途。
逆变器装置100具有电流检测部180、电流控制器120、PWM控制器145、驱动器信号生成器140、逆变器电路110以及旋转位置检测器130。电池200是逆变器装置100的直流电压源，电池200的直流电压DCV通过逆变器装置100的逆变器电路110而转换成可变电压、可变频率的3相交流，并施加到马达300。
马达300是通过3相交流的供给而被旋转驱动的同步马达。在马达300中，为了与马达300的感应电压的相位相匹配地控制3相交流的施加电压的相位，安装有旋转位置传感器320，由旋转位置检测器130根据旋转位置传感器320的输入信号来运算检测位置θs。在这里，作为旋转位置传感器，由铁芯和绕组构成的旋转变压器更优选，但可以使用GMR传感器、使用霍尔元件的传感器。
逆变器装置100具有用于控制马达300的输出的电流控制功能。电流检测部180具有dq电流转换器160和电流滤波器170，该dq电流转换器160用电流传感器Ict检测3相的马达电流、并输出根据3相的电流检测值(Iu、Iv、Iw)和旋转位置θ进行dq转换而得到的dq电流检测值(Id’、Iq’)，该电流滤波器170对dq电流检测值(Id’、Iq’)进行平滑而输出电流检测值(Id、Iq)。电流控制器120以使电流检测值(Id、Iq)与所输入的电流指令值(Id＊、Iq＊)一致的方式输出电压指令(Vd＊、Vq＊)。
在PWM控制器145中，基于旋转角度θ而对电压指令(Vd＊、Vq＊)进行2相/3相转换，使用与重叠有第三高次谐波的3相电压指令(Vu＊、Vv＊、Vw＊)相应的调制波来进行脉冲宽度调制(PWM)，由此生成PWM脉冲。此时，如后所述，在过零附近对调制波进行线性近似而生成PWM脉冲、并且进行使用梯形状的调制波的PWM即梯形波调制的情况下，在梯形波的上边部分，生成用于使PWM脉冲的脉冲宽度变化的电压调整脉冲。由PWM控制器145生成的PWM脉冲由驱动器信号生成器140转换成驱动器信号DR，并输出到逆变器电路110。逆变器电路110的半导体开关元件通过驱动器信号DR而被进行导通/断开控制，调整逆变器电路110的输出电压。
此外，在马达装置500中，在控制马达300的旋转速度的情况下，根据旋转位置θ的时间变化来运算马达旋转速度ωr，以与来自上级控制器的速度指令一致的方式，制作电压指令或者电流指令。另外，在控制马达输出转矩的情况下，使用马达电流(Id、Iq)与马达转矩的关系式或者映射图来制作电流指令(Id＊、Iq＊)。
接下来，使用图2来说明示出一个实施方式中的调制波的波形图。图2的(a)示出调制信号波形和载波信号波形，示出调制率较低的调制信号(调制波1)、能够进行正弦波调制的最大的调制波(调制波2)、对正弦波调制进行线性近似而得到的梯形状的调制波(调制波3)、成为逆变器输出最大的矩形波状态的调制波(调制波4)以及与调制波信号进行大小比较而生成PWM脉冲的载波信号。图2的(b)示出调制波2时的PWM脉冲信号，图2的(c)示出调制波3时的PWM脉冲信号。在图2的(c)中，在电角度30～150度的区间中，几乎100％的PWM脉冲连续地导通。图2的(d)示出调制波4的PWM脉冲信号，该PWM脉冲信号在电角度0～180度整个区间中导通。
各个调制波与3相电压指令(Vuc、Vvc、Vwc)的1相量的调制波H(θ)等价，如果忽略死区时间，则与U相的调制波Hu(θ)＝Vuc/(DCV/2)大致相等。如果将逆变器输出不饱和的调制率＝1时的正弦波的有效值设为1，则在重叠有第3高次谐波的调制波H(θ)中包含的基波分量就是1.15倍(115％)(调制波2)。即，直至调制率为1.15的电压指令为止，逆变器输出不饱和。
如图2所示，使第3高次谐波重叠而得到的调制波H(θ)能够在过零附近进行线性近似。另外，调制率越大，则调制波H(θ)越从调制波2那样的形状接近于调制波3那样的梯形波。因此，在调制率为规定值以上、例如1.15以上的区域中，使用调制波3那样的梯形波，从而能够通过运算而生成PWM脉冲。由此，能够简化使用微型机等的PWM调制处理，同时能够控制由调制波H(θ)与载波信号不同步引起的PWM脉冲的电压误差。此外，如果考虑调制波2时，则能够对以调制波的过零为中心的电角度为±30度的角度区间进行线性近似，但如果考虑饱和附近的电压误差，则优选设为电角度为±35度的角度区间。
在使用梯形波调制的PWM脉冲运算中，过零附近的能够进行线性近似的区间的调制波的斜率A和与电压指令值相应的调制率成比例，调制波与角度位置θ成比例。例如，如果将过零附近的角度设为θ’、将θ’设为－30≤θ’≤30，则过零附近的调制波H(θ’)能够用式(1)表示。
H(θ’)＝A·θ’ (1)
即，过零附近的调制波H(θ)能够使用调制波的斜率A代替调制率来表示，所以，过零附近的逆变器输出脉冲、即PWM脉冲能够根据调制波的斜率A来决定。
此外，在|H(θ)|＜|A·θ|的条件下，以如果0＜θ＜180则设为100％、如果180＜θ＜360则设为0％的方式来决定逆变器输出脉冲即可。
接下来，使用图3来说明示出一个实施方式中的脉冲生成的波形图。图3的(a)示出梯形波状的调制波(U相量)、即图2的(a)的调制波3。图3的(b)示出通过使用图3的(a)的调制波的梯形波调制而生成的PWM脉冲(U相量)。图3的(c)示出图3的(a)的调制波中的7次高次谐波(U相量)。图3的(d)示出重叠于图3的(a)的调制波中的梯形上边部分而生成的电压调整脉冲(U相量)。图3的(e)示出使图3的(d)的电压调整脉冲重叠于图3的(b)的PWM脉冲而得到的三相各相的逆变器输出的PWM脉冲。
在图3的(a)的梯形调制波中，大概30～150度的角度区间以及大概210～330度的角度区间是与梯形波的上边对应的部分。在该上边部分，调制波的电平最高或者最低且不变化，所以，如图3的(b)所示，PWM脉冲不变化。换言之，在梯形波的上边部分产生的PWM脉冲全部成为导通脉冲(或者断开脉冲)，不产生断开脉冲(或者导通脉冲)。这样一来，PWM脉冲不变化的期间变长，则逆变器输出相对于电压指令的误差就变大。因此，在本实施方式中，当在PWM控制器145中进行梯形波调制时，在梯形波的上边部分的规定的定时下，生成图3的(d)所示的电压调整脉冲，重叠于PWM脉冲地输出。由此，强制地使PWM脉冲的脉冲宽度变化，降低逆变器输出的误差。
此外，梯形调制波的上边部分的电压调整脉冲在与PWM脉冲的生成定时不同的定时下生成。优选的是，和与图3的(c)的7次高次谐波相应的定时、具体来说如图3的(d)所示，与7次高次谐波的逆相位的定时即相位θp1以及相位θp2的定时相匹配地生成电压调整脉冲。将该电压调整脉冲重叠于基于梯形波调制的本来的PWM脉冲而从PWM控制器145输出，从而能够生成图3的(e)所示的逆变器输出的PWM脉冲。其结果，即使在电压误差与相位误差的影响大的过调制区域中，也能够通过不同步PWM而稳定地继续进行电流控制。
此外，在图3的(c)中，仅示出与30～150度的角度区间对应的上边部分的电压调整脉冲的相位θp1、θp2，但关于与210～330度的角度区间对应的上边部分的电压调整脉冲的相位，也是一样的。另外，不限于7次高次谐波，也可以在与其他次数的高次谐波相应的定时下生成电压调整脉冲。在该情况下，在梯形波的上边部分，在与相位θp1、θp2不同的定时下生成电压调整脉冲。
在以往的PWM控制中，在使用图2的(a)所示的调制波2的情况下，优选在调制波2中的处于2个波峰之间的中央部附近生成PWM脉冲。然而，在不同步PWM中，使用具有相对于逆变器电路110输出的交流电压的频率而言不同步的载波频率的载波信号来生成PWM脉冲，所以，调制波的相位与载波信号的相位的关系不恒定。因此，根据定时的不同，在调制波的中央部附近，有时PWM脉冲的相位会变化、或者PWM脉冲会消失。例如，在载波信号的频率(载波频率)是10kHz、调制波的频率是800Hz的情况下，载波信号每一个周期的电角度约为28度，根据定时的不同，在调制波的中央部附近，有时PWM脉冲会消失。因此，在使用调制波2的不同步PWM中，会产生马达电流变得不稳定的现象。
因此，在本发明的一个实施方式中，即使是不同步PWM，也基于调制波的相位来决定PWM脉冲的相位，从而也可以在期望的定时下生成PWM脉冲。例如，在相对于调制波的7次高次谐波而成为逆相位的定时下生成PWM脉冲，将电压调整脉冲重叠于该PWM脉冲地输出。这样一来，则还有能够稳定控制逆变器电路110、并且能够降低7次高次谐波的效果。
如上所述，作为在期望的定时下输出PWM脉冲的方法，已知一种使PWM脉冲的位置自与载波信号相应的位置偏移的被称为脉冲偏移的方法。在该方法中，在PWM控制器145中，为了在与调制波的期望的相位相应的定时下生成PWM脉冲，使PWM脉冲的ON/OFF定时自调制波与载波信号交叉的定时偏移。此时，根据调制波的相位而调整偏移量，从而能够在与基于载波信号的定时不同的任意的定时下生成PWM脉冲。
此外，在上述说明中，以不同步PWM的情况为例，但在同步PWM的情况下，也能够通过相同的方法来进行使用梯形调制波的PWM控制。在同步PWM中，与不同步PWM不同，调制波的相位与载波信号的相位的关系保持为恒定，调制波的周期例如设定为载波信号的周期的整数倍。除这点以外，无论同步PWM还是不同步PWM都一样。
如以上说明的那样，在本发明的一个实施方式中，在PWM控制器145中，无论PWM控制的方式是不同步PWM还是同步PWM，都以PWM脉冲的脉冲宽度在梯形调制波的上边部分发生变化的方式生成电压调整脉冲。其结果，将多个PWM脉冲中的ON脉冲中心的时间间隔或者OFF脉冲中心的时间间隔控制成不同于与载波信号的周期对应的时间间隔。即，本发明的一个实施方式的PWM控制器145在梯形调制波的上边部分的区间中、与PWM脉冲的生成定时不同的定时下生成电压调整脉冲，从而在梯形调制波的上边处的规定的定时下使PWM脉冲的脉冲宽度变化。
此外，在图3中，图示出逆变器输出频率相对于载波频率而言较大的状态。如果逆变器输出频率变小，则如果除去梯形调制波的过零附近的PWM脉冲数以及重叠于上边部分的脉冲数增加这一点，就能够与图3同样地处置。
接下来，使用图4来说明示出一个实施方式中的脉冲生成的波形图。在图4的(A)中，根据调制波与三角波载波的相位关系，示出在三角波载波的前半部、即三角波载波信号的上升区间中PWM脉冲变成导通的情况。将图4的(A)的信号波形称为过零·定时1的信号波形。在图4的(B)中，根据调制波与三角波载波的相位关系，示出在三角波载波的后半部、即三角波载波信号的下降区间中PWM脉冲变成导通的情况。将图4的(B)的信号波形称为过零·定时2的信号波形。
图4的(A)、(B)都是马达以恒定速度旋转时的一个例子，在恒定的PWM载波周期期间中，马达旋转时的角度变化幅度Δθ大致恒定，该角度变化幅度△θ与载波周期等同。另外，示出在过零附近对调制波进行线性近似的区间中PWM脉冲产生2～3个脉冲的情况。
在图4的(A)、(B)中，(a)示出调制波和三角波载波信号，(b)示出在1个PWM周期中应该输出的PWM脉冲，(c)示出使用微型机而生成PWM脉冲的情况下的PWM计时值，在该实施方式中，示出锯齿状的PWM计时。
如上所述，图4的(A)的过零·定时1的信号波形是在三角波载波信号的上升区间中PWM脉冲变成导通的情况，示出调制波在从角度位置θr的定时离开Δθ/2以上的角度位置θa处达到过调制电平1的情况。在过零·定时1的信号波形中，在角度位置θr+Δθ的定时之后，仅在区间θ2中将PWM脉冲设为High。其后，直至调制波H(θ)为零的角度θc为止都输出Low脉冲。然后，在角度θc的定时下将PWM脉冲设为High，在角度θc之后，使PWM脉冲仅在区间θ5中输出Low脉冲。其后，调制波在角度θb的定时下达到过调制电平2。
以往，在过调制模式中，在调制波为duty100％的高电平值和duty0％的低电平值的转变区间中，设置duty50％的中间电平值而输出PWM脉冲。通过这样，从而防止调制波的斜率较陡峭的情况下产生的与PWM载波的交叉变得不连续(参照图7)而导致脉冲分量消失的现象。然而，在该方式中，在逆变器输出电压的过零附近设为duty50％，所以，其间的平均电压为0V，存在逆变器输出降低这样的技术问题。
因此，在本发明的一个实施方式中，在调制波发生过零的电角度的前后的电角度范围、例如±30度范围内，使－30度范围内的正侧的输出电压与+30度范围内的负侧的输出电压相等，从而抑制±30度的电角度范围内的输出降低。
在图4的(A)、(B)中，如果设为θ2＝θ5，则能够以调制波的过零为中心使负侧电压与正侧电压的大小平衡。另外，在调制波的过零附近，能够调整成θc－θa＝θb－θc而产生脉冲边缘，所以能够降低逆变器输出的相位误差。进一步地，PWM脉冲能够准确地产生与调制波相应的大小，所以，还能够防止逆变器输出的降低。
在这里，关于PWM控制器145应该输出的PWM脉冲宽度，使用从调制波的过零点的旋转角度θc至达到过调制电平2的旋转角度θb的区间来说明。在使调制波标准化而从－1(过调制电平1)设为+1(过调制电平2)的情况下，旋转角度θc的标准化值＝0至旋转角度θb的标准化值＝1的调制波的面积为1/2。另一方面，如果将在标准化后的调制波－1～+1的区间(旋转角度θa～θb)中能够输出的OnDuty设为100％，则标准化后的调制波0～1的区间(旋转角度θc～θb)中的OnDuty就相当于50～100％(Δ50％)。即，图4的(A)中的旋转角度θc～θb的区间平均OnDuty为75％，以在旋转角度θc～θb的区间中变成PWM脉冲的1.5脉冲量、OnDuty＝75％的方式决定θ4、θ5、θ6。θ4和θ6是OnDuty，所以，优选设定θ5＝25％的OffDuty即可。另外，旋转角度θa～θc的区间同样地，θ1和θ3设定OffDuty，对θ2设定OnDuty＝25％即可。
这样一来，PWM控制器145以在以输出电压的过零点θc为中心进行线性近似的角度区间θa～θb中、对PWM脉冲的导通脉冲与断开脉冲的面积进行积分而得到的值相等的方式，生成PWM脉冲。
如上所述，图4的(B)的过零·定时2的信号波形是在三角波载波信号的下降区间中PWM脉冲变成导通的情况，示出调制波在从角度位置θr的定时起的Δθ/2以内的角度位置θa处达到过调制电平1的情况。在过零·定时2的信号波形中，在角度位置θa处与过调制电平1相等。这点与图4的(A)不同。因此，根据调制波与三角波载波的相位关系，在三角波载波的后半部、即下降斜坡侧，PWM脉冲变成High，除这点以外与图4的(A)相同。
在本发明的一个实施方式中，在PWM控制器145中，以在不同步PWM的周期内、在调制波的过零附近脉冲宽度变化的方式，生成PWM脉冲，所以，就控制成PWM脉冲的ON脉冲中心的时间间隔或者OFF脉冲中心的时间间隔不同。即，PWM控制器145在以输出电压的过零点为中心进行线性近似的角度区间中、与基于载波信号的定时不同的定时下，以多个PWM脉冲的导通脉冲的中心时间间隔与断开脉冲的中心时间间隔基于逆变器电路110的运行状态、即马达输出请求而不同的方式，生成PWM脉冲。其结果，在本实施方式中，能够消除按交流输出的1/2周期变化的正侧的电压积分(正侧电压)与负侧的电压积分(负侧电压)的不平衡，防止产生逆变器电路110的输出电压误差的现象，并且在决定逆变器电路110的输出电压的梯形调制波的上边部分生成稳定的电压调整脉冲。因此，能够降低从正弦波调制进入到过调制区域的前后的电压误差，稳定地控制马达电流。
在这里，在图4中示出1相量的PWM脉冲，而处于过调制模式的情况下的其他2相处于过调制电平1或者过调制电平2的状态。
此外，在图4中，示出使PWM脉冲的上升边缘以及下降边缘与PWM载波周期的定时同步的情况。但是，也可以使PWM脉冲的上升边缘以及下降边缘与PWM载波周期的定时不一致，期望以角度θc为基准将输出电压的波形设为对称波形。另外，说明了马达300以恒定速度旋转的情况，但在马达300进行加减速的情况下，如果考虑加速度或者减速度来运算Δθ，则能够按相同的逻辑制作PWM脉冲。
以上说明的逆变器装置100具备基于马达输出请求、即基于逆变器运行状态而生成用于将直流电压转换成交流电压的PWM脉冲的PWM控制器145、以及通过由PWM控制器145生成的PWM脉冲将直流电压转换成交流电压而驱动马达300的逆变器电路110。PWM控制器145以根据马达输出请求而按规定转矩和规定旋转速度驱动马达300的方式，按照调制率而输出通过正弦波调制和梯形波调制生成的PWM脉冲。另外，当在调制率为规定的调制率的过调制区域中进行使用梯形波的梯形波调制时，在梯形波的上边处的规定的定时下，使PWM脉冲的脉冲宽度变化。
在以上说明的实施方式中，根据逆变器运行状态而使计时比较值偏移，从而基于梯形调制波与载波信号间的相位差分量，在梯形调制波的上边部分、规定的定时下生成电压调整脉冲，由此能够使PWM脉冲的脉冲宽度变化。此外，除该方式以外，也可以使PWM脉冲的脉冲宽度变化。
在本发明的一个实施方式中，能够在PWM载波周期内任意的定时下进行脉冲偏移，调整梯形调制波的上边部分和过零附近的PWM脉冲定时，所以，在不同步PWM控制中，也能够得到降低了逆变器输出电压(包括相位)误差的影响的逆变器输出。另外，与同步PWM控制相比，存在能够抑制微型机负荷的增大这样的效果。
在本发明的一个实施方式中，存在能够在降低逆变器输出电压中包含的低次的高次谐波分量的相位下生成PWM脉冲这样的效果。
接下来，使用图5来说明应用了本发明的一个实施方式所示的马达驱动装置的电动动力转向装置的构成。
图5是应用了本发明的一个实施方式所示的马达驱动装置的电动动力转向装置的构成图。
如图5所示，电动动力转向装置的电动致动器由转矩传递机构902、马达300和逆变器装置100构成。电动动力转向装置具备电动致动器、方向盘(转向装置)900、操舵检测器901以及操作量指令器903，具有驾驶员进行操舵的方向盘900的操作力使用电动致动器来进行转矩辅助的构成。
作为方向盘900的操舵辅助转矩指令，由操作量指令器903制作电动致动器的转矩指令τ＊。使用通过转矩指令τ＊驱动的电动致动器的输出来减轻驾驶员的操舵力。在逆变器装置100中，作为输入指令而接受转矩指令τ＊，根据马达300的转矩常数和转矩指令τ＊，以跟随转矩指令值的方式控制马达电流。
从直接连接于马达300的转子的输出轴输出的马达输出τm经由使用蜗杆、蜗轮、行星齿轮等减速机构或者液压机构的转矩传递机构902，将转矩传递到转向装置的机架910。通过传递到机架910的转矩，用电动力来减轻(辅助)驾驶员的方向盘900的操舵力(操作力)，从而操作车轮920、921的操舵角。
该辅助量以如下方式决定。即，由装入于转向轴的操舵检测器901检测操舵角、操舵转矩，结合车辆速度、路面状态等状态量，由操作量指令器903计算出转矩指令τ＊。
本发明的一个实施方式的逆变器装置100存在在高速旋转的情况下也能够通过逆变器输出电压的平均化来实现低振动、低噪音化的优点。
图6是示出应用了本发明的逆变器装置100的电动车辆600的图。电动车辆600具有将马达300应用作马达/发电机的动力传动系。
将前轮车轴601可旋转地轴支承于电动车辆600的前部，将前轮602、603设置于前轮车轴601的两端。将后轮车轴604可旋转地轴支承于电动车辆600的后部，将后轮605、606设置于后轮车轴604的两端。
将作为动力分配机构的差动齿轮611设置于前轮车轴601的中央部，将从发动机610经由变速器612传递的旋转驱动力分配给左右的前轮车轴601。发动机610与马达300经由架设于设置于发动机610的曲柄轴的滑轮与设置于马达300的旋转轴的滑轮之间的传动带而机械地连结。
由此，马达300的旋转驱动力能够传递到发动机610，发动机610的旋转驱动力能够传递到马达300。马达300通过将由逆变器装置100进行了控制的3相交流电力供给到定子的定子线圈，从而转子进行旋转，产生与3相交流电力相应的旋转驱动力。
即，马达300由逆变器装置100控制而作为电动机进行动作，另一方面，作为通过接受发动机610的旋转驱动力而使转子旋转、从而产生3相交流电力的发电机进行动作。
逆变器装置100是将从作为高电压(42V或者300V)系电源的高压电池622供给的直流电力转换成3相交流电力的电力转换装置，基于运行指令值和转子的磁极位置，控制流到马达300的定子线圈的3相交流电流。
由马达300发电产生的3相交流电力由逆变器装置100转换成直流电力而对高压电池622进行充电。针对高压电池622，经由DC－DC转换器624电连接到低压电池623。低压电池623构成电动车辆600的低电压(14v)系电源，用作使发动机610进行初始起动(冷起动)的起动机625、收音机、灯等的电源。
在电动车辆600处于等待交通灯等停车时(怠速停止模式)，使发动机610停止，在再次开车时，在使发动机610再起动(热起动)时，由逆变器装置100驱动马达300，使发动机610再起动。
此外，在怠速停止模式中，在高压电池622的充电量不足的情况、发动机610未充分变热等情况下，不使发动机610停止而继续进行驱动。另外，在怠速停止模式中，需要确保空调的压缩机等、将发动机610作为驱动源的辅机的驱动源。在该情况下，使马达300驱动而驱动辅机。
在加速模式时、处于高负荷运行模式时，也使马达300驱动而辅助发动机610的驱动。相反地，在处于需要进行高压电池622的充电的充电模式时，由发动机610使马达300发电，对高压电池622进行充电。即，马达300在电动车辆600的制动时、减速等时候，进行再生运行。
电动车辆600具备基于马达输出请求而生成用于将直流电压转换成交流电压的PWM脉冲、并通过所生成的PWM脉冲将直流电压转换成交流电压而驱动马达的逆变器装置100、以及使直流电压升压的DC/DC转换器624。逆变器装置100通过上述的PWM控制器145的处理，在以输出电压的过零点为中心进行线性近似的角度区间中，使多个PWM脉冲的导通脉冲的中心时间间隔以及断开脉冲的中心时间间隔中的某一方基于DC/DC转换器624的输出电压而变化地生成PWM脉冲。另外，当在过调制区域中进行使用梯形波的梯形波调制时，在梯形波的上边处的规定的定时下，使PWM脉冲的脉冲宽度基于DC/DC转换器624的输出电压而变化。
在使用本发明的逆变器驱动装置的电动车辆中，根据控制直流电压的DC/DC转换器624的输出电压，使以逆变器输出电压的过零点(相当于图4所示的θc)为中心进行线性近似的角度区间(相当于图4所示的θa～θb)的PWM脉冲的ON脉冲中心的时间间隔或者OFF脉冲中心的时间间隔变化。另外，当在过调制区域中进行使用梯形波的梯形波调制时，在梯形波的上边处的规定的定时下，使PWM脉冲的脉冲宽度基于DC/DC转换器624的输出电压而变化。由此，能够稳定地进行调整电动车辆600的DC/DC转换器624的输出电压而扩大逆变器装置100的输出范围的控制。
根据以上说明的本发明的逆变器装置，起到如下作用效果。(1)本发明的逆变器装置100具备基于马达输出请求而生成用于将直流电压转换成交流电压的PWM脉冲的PWM脉冲生成部、即PWM控制器145、以及通过由PWM控制器145生成的PWM脉冲将直流电压转换成交流电压而驱动马达300的逆变器电路110。PWM控制器145当在过调制区域中进行使用梯形波的梯形波调制时，在梯形波的上边处的规定的定时下，使PWM脉冲的脉冲宽度变化。因为这样，所以能够调整正弦波调制与梯形波调制的电压误差，降低由逆变器装置100的运行状态而产生的输出电压、相位的误差。其结果，能够将马达稳定地控制至高速旋转。
(2)在本发明的逆变器装置100中，PWM控制器145利用不同步PWM来生成PWM脉冲，该不同步PWM使用具有相对于交流电压的频率而言不同步的载波频率的载波信号。因为这样，所以即使在处理负荷较少的不同步PWM中，也能够实现马达的稳定控制。
(3)在本发明的逆变器装置100中，PWM控制器145在基于载波信号的定时下生成PWM脉冲，并在与PWM脉冲的生成定时不同的定时下，生成用于使PWM脉冲的脉冲宽度变化的电压调整脉冲。因为这样，所以无论载波频率多少，都能够在期望的定时下使PWM脉冲的脉冲宽度变化。
(4)在本发明的逆变器装置100中，PWM控制器145在与梯形波的规定次数的高次谐波、例如7次高次谐波相应的定时下生成电压调整脉冲。因为这样，所以无论逆变器装置100的运行状态如何，都能够实现基于降低了高次谐波的逆变器输出的、稳定的马达控制。
(5)在本发明的逆变器装置100中，PWM控制器145在以梯形波的过零点为中心进行线性近似的角度区间中、与基于载波信号的定时不同的定时下生成PWM脉冲。由此，在马达高速旋转时，也能够在从梯形波的过零点至波峰附近的最佳的定时下生成PWM脉冲，能够降低逆变器输出的电压误差和相位误差。
(6)本发明的电动车辆600具备：基于马达输出请求而生成用于将直流电压转换成交流电压的PWM脉冲的PWM脉冲生成部即PWM控制器145；通过由PWM控制器145生成的PWM脉冲将直流电压转换成交流电压而驱动马达300的逆变器电路110；以及使直流电压升压的DC/DC转换器624。PWM控制器145当在过调制区域中进行使用梯形波的梯形波调制时，在梯形波的上边处的规定的定时下，使PWM脉冲的脉冲宽度基于DC/DC转换器624的输出电压而变化。因为这样，所以能够调整正弦波调制与梯形波调制的电压误差，降低由DC/DC转换器624的运行状态而产生的输出电压、相位的误差。其结果，能够将马达稳定地控制至高速旋转，并且稳定地进行调整电动车辆600的DC/DC转换器624的输出电压而扩大逆变器装置100的输出范围的控制。
说明了一个实施方式的电动车辆600是混合动力汽车的情况，但在插电式混合动力汽车、电动汽车等情况下，也能够得到相同的效果。
另外，在上述实施方式中对逆变器装置单体进行了说明，但只要具有该上述功能，则也能够将本发明应用于逆变器装置与马达一体化而成的马达驱动系统。
此外，本发明不限定于上述实施方式，在不脱离本发明的主旨的范围内能够进行各种变更。
符号说明
100…逆变器装置
110…逆变器电路
120…电流控制器
130…旋转位置检测器
140…驱动器信号生成器
145…PWM控制器
160…dq电流转换器
170…电流滤波器
180…电流检测部
200…电池
300…马达
320…旋转位置传感器
500…马达装置
600…电动车辆。

Claims (3)

1.一种逆变器装置，其特征在于，具备：
PWM脉冲生成部，其基于马达输出请求，生成用于将直流电压转换成交流电压的PWM脉冲；以及
逆变器电路，其通过由所述PWM脉冲生成部生成的PWM脉冲，将直流电压转换成交流电压而驱动马达，
所述PWM脉冲生成部当在过调制区域中进行使用梯形波的梯形波调制时，在所述梯形波的上边处的规定的定时下，使所述PWM脉冲的脉冲宽度变化，
所述PWM脉冲生成部利用不同步PWM来生成所述PWM脉冲，所述不同步PWM使用具有相对于所述交流电压的频率而言不同步的载波频率的载波信号，
所述PWM脉冲生成部在基于所述载波信号的定时下生成所述PWM脉冲，并在与所述PWM脉冲的生成定时不同的定时下，生成用于使所述PWM脉冲的脉冲宽度变化的电压调整脉冲，
所述PWM脉冲生成部在与所述梯形波的规定次数的高次谐波相应的定时下，生成所述电压调整脉冲。
2.根据权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于，
所述PWM脉冲生成部在以所述梯形波的过零点为中心进行线性近似的角度区间中、与基于所述载波信号的定时不同的定时下，生成所述PWM脉冲。
3.一种电动车辆，其特征在于，具备：
PWM脉冲生成部，其基于马达输出请求，生成用于将直流电压转换成交流电压的PWM脉冲；
逆变器电路，其通过由所述PWM脉冲生成部生成的PWM脉冲，将直流电压转换成交流电压而驱动马达；以及
DC/DC转换器，其使所述直流电压升压，
所述PWM脉冲生成部当在过调制区域中进行使用梯形波的梯形波调制时，在所述梯形波的上边处的规定的定时下，使所述PWM脉冲的脉冲宽度基于所述DC/DC转换器的输出电压而变化，
所述PWM脉冲生成部利用不同步PWM来生成所述PWM脉冲，所述不同步PWM使用具有相对于所述交流电压的频率而言不同步的载波频率的载波信号，
所述PWM脉冲生成部在基于所述载波信号的定时下生成所述PWM脉冲，并在与所述PWM脉冲的生成定时不同的定时下，生成用于使所述PWM脉冲的脉冲宽度变化的电压调整脉冲，
所述PWM脉冲生成部在与所述梯形波的规定次数的高次谐波相应的定时下，生成所述电压调整脉冲。
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