WO2013157303A1 - 電力変換装置、その電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置、そのモータ駆動制御装置を備えた送風機および圧縮機、ならびに、その送風機あるいは圧縮機を備えた空気調和機 - Google Patents

電力変換装置、その電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置、そのモータ駆動制御装置を備えた送風機および圧縮機、ならびに、その送風機あるいは圧縮機を備えた空気調和機 Download PDF

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bus current
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卓也 下麥
倫雄 山田
篠本　洋介
鹿嶋　美津夫
成雄 梅原
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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that converts an alternating current power source into a direct current and supplies the load to a load, a motor drive control device including the power conversion device, a blower and a compressor including the motor drive control device, and a blower or
  • the present invention relates to an air conditioner equipped with a compressor.
  • a DC chopping converter In a DC chopping converter, multiple chopper circuit units are connected in parallel and switched at different switching phases, and the ripple caused by switching is canceled out in the input current that is the sum of the currents flowing through each chopper circuit unit. By doing so, there is an interleaved converter that suppresses harmonic current.
  • the current flowing through each chopper circuit unit becomes unequal due to variations in the switching phase of each chopper circuit unit, switching on time, and variations such as the slope at the time of switching on / off. The suppression effect may be reduced.
  • the present invention has been made in view of the above, and in a configuration having a plurality of chopper circuit portions, a simpler configuration that can increase the harmonic current suppression effect regardless of the operation mode. It is an object of the present invention to provide a conversion device, a motor drive control device including the power conversion device, a blower and a compressor including the motor drive control device, and an air conditioner including the blower or compressor.
  • a power conversion device includes a reactor, a switching element, and a backflow prevention element, and chops the output of a rectifier that rectifies an AC power supply.
  • a power converter configured by connecting a plurality of chopper circuit units to be boosted in parallel, switching control means for controlling the plurality of switching elements, a smoothing capacitor for smoothing the outputs of the plurality of chopper circuit units, A rectified voltage detecting means for detecting a rectified voltage output from the rectifier, a bus voltage detecting means for detecting a bus voltage smoothed by the smoothing capacitor, and a bus current in which a reactor current flowing through the plurality of reactors is added.
  • a bus current detecting means for performing the switching based on the bus voltage and the bus current.
  • the on-duty calculation means for calculating the reference on-duty of each drive pulse for the plurality of switching elements, and the reference on-duty is corrected based on the bus current so that the amount of change in the bus current is substantially equal
  • the on-duty correction means for outputting the on-duty of each drive pulse, and the drive pulse generation means for generating each drive pulse based on each on-duty.
  • the present invention in a configuration having a plurality of chopper circuit portions, it is possible to obtain a power conversion device capable of enhancing the harmonic current suppression effect with a simpler configuration, regardless of the operation mode. There is an effect.
  • FIG. 1 is a diagram of a configuration example of the power conversion apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram of a configuration example of the switching control unit of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a relationship between a carrier signal and a timer value and each waveform of each drive pulse of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a relationship between a carrier signal and a timer value and each waveform of each drive pulse of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing the slope of the bus current in each ON period of each switching element.
  • FIG. 6 is a diagram of an example of an internal function block of the on-duty correction unit of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a waveform diagram of a carrier signal, a drive pulse, and a bus current of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating the slope of the bus current at the bus current detection timing of the power converter according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a switching operation mode of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram of an example of a load of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 11 is a waveform diagram of a carrier signal, a drive pulse, and a bus current of the power conversion device according to the second embodiment.
  • a power conversion device including the power conversion device, a blower and a compressor including the motor drive control device, and a blower or An air conditioner equipped with a compressor will be described.
  • this invention is not limited by embodiment shown below.
  • FIG. 1 is a diagram of a configuration example of the power conversion apparatus according to the first embodiment.
  • the power converter according to the first embodiment includes a single-phase rectifier (hereinafter simply referred to as “rectifier”) that rectifies an AC voltage of a single-phase AC power source (hereinafter simply referred to as “AC power source”) 1.
  • a chopper circuit unit 3a, 3b, a smoothing capacitor 7 for smoothing the output of the chopper circuit unit 3a, 3b, a bus current detection unit 8, a bus voltage detection unit 9, and a switching control unit 10 are provided.
  • the rectifier 2 is configured by bridge-connecting four rectifier diodes 2a to 2d.
  • the chopper circuit unit 3a includes a reactor 4a, a switching element 5a, and a backflow prevention element 6a
  • the chopper circuit unit 3b includes a reactor 4b, a switching element 5b, and a backflow prevention element 6b.
  • the chopper circuit unit 3a and the chopper circuit The part 3b is connected in parallel.
  • Each of the switching elements 5a and 5b is configured by, for example, an IGBT (Insulated GATE Bipolar Transistor), and each of the backflow prevention elements 6a and 6b is configured by, for example, a fast recovery diode.
  • the switching control means 10 generates drive pulses for operating the switching elements 5a and 5b based on the output signals of the bus current detection means 8 and the bus voltage detection means 9, respectively.
  • the bus current detection means 8 flows from the rectifier 2 to a load (not shown), detects a bus current (Idc) that is a current flowing from the load to the rectifier 2, and outputs it to the switching control means 10.
  • the bus voltage detection means 9 detects a bus voltage (Vo), which is a voltage obtained by smoothing the output voltage of the chopper circuit unit 3 with the smoothing capacitor 7, and outputs it to the switching control means 10.
  • the rectified voltage detection means 11 detects the rectified voltage (Vds) rectified by the rectifier 2 and outputs it to the switching control means 10.
  • the AC power source 1 is a single-phase AC power source and the rectifier 2 is a single-phase rectifier.
  • the AC power source 1 is a three-phase AC power source
  • the rectifier 2 is a three-phase AC power source.
  • the configuration may be a phase rectifier.
  • a configuration example in which two chopper circuit units are connected in parallel is shown.
  • a configuration in which three or more chopper circuit units are connected in parallel may be used.
  • FIG. 2 is a diagram of a configuration example of the switching control unit of the power conversion device according to the first embodiment.
  • the switching control means 10 includes an on-duty calculation means 20 having a bus current command value control means 21 and an on-duty control means 22, an on-duty correction means 23, and a drive pulse generation means 24. Consists of.
  • This switching control means 10 is comprised using arithmetic means, such as a microcomputer, for example.
  • the bus current command value control means 21 generates a bus current command value (Idc *) from a bus voltage (Vo) that is an output signal of the bus voltage detection means 9 and, for example, a preset bus voltage command value (Vo *). Is calculated.
  • the calculation of the bus current command value (Idc *) is performed, for example, by proportional-integral control of the difference between the bus voltage (Vo), which is an output signal of the bus voltage detection means 9, and the bus voltage command value (Vo *).
  • the on-duty control means 22 is connected to each switching element 5a, 5b from the bus current command value (Idc *) calculated by the bus current command value control means 21 and the bus current (Idc) detected by the bus current detection means 8.
  • the reference on-duty (duty) is calculated.
  • the calculation of the reference on-duty (duty) is, for example, between the bus current command value (Idc *) that is the output of the bus current command value control means 21 and the bus current (Idc) that is the output signal of the bus current detection means 8.
  • the difference is controlled by proportional integral control.
  • the on-duty correction means 23 corrects the reference on-duty (duty) of each switching element 5a, 5b calculated by the on-duty control means 22, and the on-duty (Daon) of the switching element 5a and the on-duty of the switching element 5b. (Dbon) is generated.
  • the drive pulse generator 24 generates and outputs drive pulses (pulse_a, pulse_b) for operating the switching elements 5a, 5b based on the on-duties (Daon, Dbon) generated by the on-duty correction unit 23, respectively. To do.
  • control parameter used for the calculation in the bus current command value control means 21 and the on-duty control means 22 is preferably, for example, that the proportional control gain in the on-duty control means 22 changes in inverse proportion to the bus voltage.
  • a calculation formula or a table corresponding to the value of the rectified voltage, the bus current (Idc) and the bus voltage (Vo), which are the output voltage of the rectifier 2 is provided, and the control parameters are adjusted according to the operation state of the circuit. May be. Thereby, controllability can be improved.
  • proportional integral control has been described as a calculation method in the bus current command value control means 21 and the on-duty control means 22, the present invention is not limited by these control calculation methods, and a differential term is added. Other calculation methods such as proportional-integral-derivative control may be used. Further, it is not necessary to use the same calculation method in the bus current command value control means 21 and the on-duty control means 22.
  • the operation of the on-duty correction means 23 will be described together with the operations of the chopper circuit units 3a and 3b.
  • a rectified voltage (Vds) that is an output of the rectifier 2 is input to the chopper circuit unit 3a, and an output of the chopper circuit unit 3a is smoothed by the smoothing capacitor 7 to obtain a bus voltage (Vo).
  • Vds rectified voltage
  • the switching element 5a is turned on, conduction of the backflow prevention element 6a is blocked, and a rectified voltage (Vds) is applied to the reactor 4a.
  • the backflow prevention element 6a becomes conductive, and the reactor 4a has a difference voltage between the rectified voltage (Vds) and the bus voltage (Vo) when the switching element 5a is turned on. Guided in the opposite direction. At this time, it can be seen that the energy stored in the reactor 4a when the switching element 5a is turned on is transferred to the load when the switching element 5 is turned off. Assuming that the energy entering and exiting the reactor 4a is equal when the switching element 5a is turned on / off, the relationship between the on-duty (Daon), the rectified voltage (Vds), and the bus voltage (Vo) of the switching element 5a is as follows: It is expressed by an expression.
  • the output voltage of the chopper circuit portion 3a that is, the bus voltage (Vo) can be controlled by controlling the on-duty (Daon) of the switching element 5a.
  • the reactor 4a receives the rectified voltage (Vds) and the bus voltage (Vo) as described above.
  • the difference voltage is applied in the opposite direction to that when the switching element 5a is turned on, and the reactor current (ILa) flowing through the reactor 4a from the AC power supply 1 side to the load side decreases linearly. If the reactor current flowing through the reactor 4a at this time is ILaoff, the slope ⁇ ILaoff of this ILaoff is expressed by the following equation (3).
  • the reactor current (ILb) flowing through the reactor 4b from the AC power supply 1 side to the load side increases linearly.
  • the reactor current flowing through the reactor 4b at this time is ILbon and the inductance value of the reactor 4b is Lb
  • the slope ⁇ ILbon of the ILbon is expressed by the following equation (5).
  • the on-duty (Daon, Dbon) of each switching element 5a, 5b is determined by the switching control means 10 in the bus voltage (Vo), the rectified voltage (Vds), the reactor current (ILa), and the reactor current (ILa). ILb).
  • the bus current (Idc) detected by the bus current detecting means 8 is equal to (ILaon + ILboff) or (ILaoff + ILbon) in a section where the ON periods of the switching elements 5a and 5b do not overlap. That is, the on-duty (Daon, Dbon) of each switching element 5a, 5b can be calculated using the bus current (Idc) detected by the bus current detection means 8.
  • the on-timing phase of the switching element 5b is half a period (180 °) with respect to the on-timing of the switching element 5a. Control to delay. Thereby, the ripple resulting from switching of each switching element 5a, 5b of bus current (Idc) which is the addition current of reactor current (ILa) and reactor current (ILb) is canceled.
  • Idc bus current
  • the switching phase difference of the switching elements of each chopper circuit unit is set to (360 / n) °.
  • the ripple of the bus current (Idc) can be minimized.
  • the present invention is not limited by the phase difference of switching of each switching element in the plurality of chopper circuit portions.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a relationship between a carrier signal and a timer value and each waveform of each drive pulse of the power conversion device according to the first embodiment.
  • the drive pulse generation means 24 compares the triangular wave carrier signal with the timer values ⁇ and ⁇ corresponding to the on-duties (Daon and Dbon) of the switching elements 5a and 5b, and according to the magnitude of the comparison result.
  • the drive pulses (pulse_a, pulse_b) of the switching elements 5a and 5b are generated.
  • the timer value ⁇ corresponding to the on-duty (Daon) of one switching element (here switching element 5a) is used as a reference for the other switching element (here switching element 5b).
  • the timer value ⁇ corresponding to the on-duty (Dbon) is set to a value (1- ⁇ ) obtained by subtracting the timer value ⁇ corresponding to the on-duty (Daon) of one switching element (here, the switching element 5a) from 1;
  • the driving pulse (pulse_a) of the switching element 5a which becomes “High” when the timer value ⁇ corresponding to Daon is larger than the carrier signal and becomes “Low” when the timer value ⁇ corresponding to Daon is smaller than the carrier signal.
  • the drive pulse (pulse_a) of the switching element 5a and the switching element 5b Drive pulse (pulse_b).
  • some general-purpose microcomputers used for motor control have a function of generating complementary PWM of a three-phase inverter. Based on the timer value corresponding to the on-duty of each switching element of this three-phase inverter, when generating driving pulses for the upper and lower switching elements of each phase, as described above, two driving pulses whose phases are different by a half cycle are generated.
  • the complementary PWM generation function of this three-phase inverter may be used.
  • FIG. 4 is a diagram showing a relationship between a carrier signal and a timer value and each waveform of each drive pulse when the complementary PWM generation function of the three-phase inverter is used.
  • the phase is different from the driving pulse for the lower (or upper) switching element by a half cycle.
  • the function to generate complementary PWM of this three-phase inverter the size of the carrier signal and each timer value when generating each drive pulse and the conditions of “High” and “Low” of each drive pulse are changed. If a timer value is set on the software without doing so, it is possible to easily generate drive pulses having a phase difference of half a cycle.
  • each chopper circuit part 3a, 3b even if the on-duty (Daon, Dbon) of each switching element 5a, 5b is the same value, the rectified voltage (Vds) due to the phase difference of the on-timing of each switching element 5a, 5b. ) And variations in the inductance values La and Lb of the reactors 4a and 4b, etc., the switching elements 5a and 5b shown in the above-described equations (2), (3), (5), and (6).
  • the slopes at the ON timing ( ⁇ ILaon, ⁇ ILbon) and the slopes at the OFF timing ( ⁇ ILaoff, ⁇ ILboff) are different values, and the amount of change in the bus current (Idc) in each ON period of each switching element 5a, 5b is unbalanced. This generates distortion in the bus current (Idc) and increases the harmonic component of the input current.
  • the reference on-duty (calculated by the bus current command value control means 21 and the on-duty control means 22 using the bus current (Idc) and the bus voltage (Vo) ( duty) in accordance with the error of the rectified voltage (Vds) due to the phase difference of the on-timing of the switching elements 5a and 5b in the chopper circuit portions 3a and 3b, and the variations in the inductance values La and Lb of the reactors 4a and 4b. Correction is made to an on-duty suitable for each of the chopper circuit portions 3a and 3b. Thereby, the increase in the harmonic component of the input current as described above can be suppressed.
  • FIG. 5 is a diagram showing the slope of the bus current in each ON period of each switching element.
  • FIG. 6 is a diagram of an example of an internal function block of the on-duty correction unit of the power conversion device according to the first embodiment.
  • the ratio of the inductance values La and Lb is calculated using the slope of each reactor current (ILa, ILb) in each ON period of each switching element 5a, 5b, and the reference is based on the ratio.
  • the bus current (Idc) during the ON period of the switching element 5a increases linearly with ⁇ ILaon. Is the sum of the reactor current ILaon flowing through the reactor 4a and the reactor current ILboff flowing through the reactor 4b that linearly decreases with ⁇ ILboff. Therefore, the current gradient ⁇ Idc (aonboff) of the bus current in this section (that is, the ON period of the switching element 5a) is expressed by the following expression (7) from the above expressions (2) and (6).
  • the bus current (Idc) during the ON period of the switching element 5b is the sum of the reactor current ILaoff flowing through the reactor 4a that linearly decreases with ⁇ ILaoff and the reactor current ILbon flowing through the reactor 4b that increases linearly with ⁇ ILbon. It becomes. Therefore, the current gradient ⁇ Idc (aoffbon) of the bus current in this section (that is, the ON period of the switching element 5b) is expressed by the following equation (8) from the above equations (3) and (5).
  • the reference on-duty (duty) is corrected so that the ratio of the on-duty (Daon, Dbon) of each switching element 5a, 5b is the ratio k shown in the above equation (9).
  • the amount of change in each reactor current (ILaon, ILbon) flowing through each reactor 4a, 4b in each on-period of each switching element 5a, 5b can be made equal.
  • the reference on-duty (duty) calculated by the on-duty control means 22 using the ratio k of Lb with reference to La is used as the on-duty of the switching element 5a.
  • the on-duty (Dbon) of the switching element 5b may be k times the on-duty (Daon) of the switching element 5a.
  • the reference on-duty (duty) calculated by the on-duty control means 22 using the La ratio (1 / k) with reference to Lb is used as the switching element 5b.
  • the on-duty (Dbon) of the switching element 5a may be set to (1 / k) times the on-duty (Dbon) of the switching element 5b.
  • the on-duty of the switching element 5a is set to (2 / () of the reference on-duty (duty) on the basis of the reference on-duty (duty) calculated by the on-duty control means 22. 1 + k)) times
  • the on-duty of the switching element 5b may be (2k / (1 + k)) times the reference on-duty (duty).
  • FIG. 7 is a waveform diagram of a carrier signal, a drive pulse, and a bus current of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating the slope of the bus current at the bus current detection timing of the power converter according to the first embodiment.
  • the switching control means 10 when the switching control means 10 is realized by using arithmetic means such as a microcomputer, the analog value of the bus current (Idc) detected by the bus current detection means 8 is synchronized with the valleys and peaks of the carrier signal in the microcomputer. Is captured as a digital value.
  • the drive pulse generator 24 when the drive pulse generator 24 generates the drive pulse of the switching element 5 by comparing the on-duty (Don) with the carrier signal, the peak or peak of the valley of the carrier signal is generated. Is the center of the ON period of the drive pulse of the switching element 5.
  • Tsw the peak of the trough of the carrier signal in one switching cycle
  • the output terminal of the bus current detecting means 8 is connected to at least two of the A / D (analog / digital) conversion ports of the microcomputer.
  • the time difference Tad is sufficiently shorter than the ON period, and a change in the bus current (Idc) within the ON period of the switching element 5 (that is, Icad) is detected.
  • the switching element 5a of one chopper circuit portion 3a is driven.
  • the center of the on period of the pulse (pulse_a) is synchronized with the peak of the valley of the carrier signal
  • the center of the on period of the driving pulse (pulse_b) of the switching element 5b of the other chopper circuit unit 3b is synchronized with the peak of the peak of the carrier signal.
  • the bus current (Idc) is detected in synchronization with both the valley and peak of the carrier signal, and the slope of the bus current (Idc) in each ON period of each drive pulse (pulse_a, pulse_b) ( ⁇ Idc (aonboff), ⁇ Idc (aoffbon)) is calculated.
  • the slope of the bus current (Idc) ( ⁇ Idc (aonboff), ⁇ Idc (aoffbon)) in each ON period of each drive pulse (pulse_a, pulse_b) may be obtained by differentiating the bus current (Idc).
  • the bus current (Idc) can be taken in and differential calculation can be performed on software.
  • a differentiation circuit may be provided by hardware outside the switching control means 10 and the output signal may be taken into the switching control means 10.
  • the bus current (Idc) is detected during operation of the power converter, and the slope of the bus current (Idc) in each ON period of each switching element 5a, 5b of each chopper circuit unit 3a, 3b.
  • the method of calculating ( ⁇ Idc (aonboff), ⁇ Idc (aoffbon)) and calculating the ratio k of the inductance values La and Lb of the reactors 4a and 4b of the chopper circuit units 3a and 3b has been described.
  • the bus current (Idc) in the state where the switching elements 5a and 5b are individually turned on is detected, and the ratio of the inductance values La and Lb of the reactors 4a and 4b of the chopper circuit units 3a and 3b. You may make it calculate k.
  • the bus current (Idc) when the bus current (Idc) is detected in a state where the switching element 5a of one chopper circuit portion 3a is turned on, the bus current (Idc) at this time is equal to the reactor current (ILaon) flowing through the reactor 4a.
  • the bus current (Idc) when the bus current (Idc) is detected with the switching element 5b of the other chopper circuit portion 3b turned on, the bus current (Idc) at this time is the reactor current (ILbon) flowing through the reactor 4b. be equivalent to.
  • the bus current (Idc) in a state where each switching element 5a, 5b is individually turned on is detected, and the reactor current (ILaon) in the state where the switching element 5a of the chopper circuit portion 3a is turned on, and the chopper circuit portion
  • the reactor current (ILbon) in the state where the switching element 5b of 3b is turned on the ratio k of the inductance values La and Lb of the reactors 4a and 4b of the chopper circuit portions 3a and 3b can be calculated. It becomes.
  • the cause of the imbalance in the amount of change in the bus current (Idc) is the variation in the inductance values of the reactors 4a and 4b, the direct current superposition characteristics of the reactors 4a and 4b are good, and the reactor current (ILaon , ILbon) when the change in inductance value is small even when the current value of ILbon) changes, that is, the amount of change in the bus current (Idc) during each ON period of each switching element 5a, 5b during the operation of the power conversion device. Occurs almost constant regardless of the operating load, and the need for real-time on-duty correction is low It is effective.
  • the switching control means 10 can be configured by a low-cost microcomputer having a lower calculation processing performance.
  • the on-duty (Daon, Dbon) is corrected at least once among the switching of the switching elements 5a, 5b in one cycle of the AC power supply, and the on-duty (Daon, Dbon) is corrected.
  • the number of times the on-duty correction is performed may be reduced, for example, by applying a reference on-duty (duty) to each on-duty. In this way, the calculation load of the software can be further reduced, and the effect of reducing the calculation load of the microcomputer is further increased.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a switching operation mode of the power conversion device according to the first embodiment.
  • the reactor current flowing in each reactor 4a, 4b is a straight line as represented by the above-described equations (2), (3), (5), (6) in accordance with the on / off of each switching element 5a, 5b. Increase and decrease repeatedly.
  • Vds rectified voltage
  • ILa, ILb reactor current flowing through the reactors 4a, 4b after the switching elements 5a, 5b are turned off
  • the off period is longer than the period, as shown in FIG. 9A
  • the reactor currents (ILa, ILb) flowing through the reactors 4a, 4b during the off period of the switching elements 5a, 5b are zero. May reach.
  • the discontinuous mode refers to an operation state in which there is a period in which the current (ILa, ILb) flowing through each reactor 4a, 4b decreases and becomes zero during one cycle of each drive pulse for each switching element 5a, 5b. Call.
  • an operation state in which there is no period in which the currents (ILa, ILb) flowing through the reactors 4a, 4b are zero during one cycle of the drive pulses for the switching elements 5a, 5b is referred to as a continuous mode.
  • each switching element 5a, 5b When the switching frequency of each switching element 5a, 5b is a fixed frequency, the input voltage of each chopper circuit unit 3a, 3b is an AC frequency component such as a rectified voltage (Vds) obtained by rectifying the AC voltage as shown in FIG.
  • Vds rectified voltage
  • the switching frequency of each switching element 5a, 5b is changed, and the reactor current (ILa, ILb) flowing through each reactor 4a, 4b during the OFF period of each switching element 5a, 5b is changed.
  • the current value is always zero when the switching elements 5a and 5b are turned on. Therefore, the reactors 4a and 4b are connected between the chopper circuit portions 3a and 3b. The error of the reactor currents (ILa, ILb) flowing through is not accumulated.
  • the reactor current (ILa, ILb) at the on timing of each switching element 5a, 5b is indefinite, and therefore the reactor current (ILa, ILb) is always at the on timing of each switching element 5a, 5b.
  • the reactor current (ILa, ILb) flowing through the reactors 4a, 4b between the plurality of chopper circuit portions 3a, 3b the error is accumulated.
  • the on-duty (Daon, Dbon) of each switching element 5a, 5b is generated by correcting the reference on-duty (duty) according to the ratio of the inductance values La, Lb of the reactors 4a, 4b. Therefore, even in the continuous mode operation region, an unbalance of the amount of change in the bus current (Idc) during each ON period of each switching element 5a, 5b is suppressed.
  • the above-described on-duty correction is not performed, and the continuous mode is not performed.
  • the on-duty correction may be performed only in the operation region. In this way, it is possible to reduce the calculation load of the microcomputer without impairing the effect of suppressing the harmonic current by correcting the on-duty.
  • the on-duty correction is not performed every time the switching elements 5a and 5b are switched. For example, of the switching of the switching elements 5a and 5b in one cycle of the AC power supply.
  • the on-duty is corrected for the drive pulse of each switching element 5a, 5b at least once or at least once of switching of each switching element 5a, 5b in the continuous mode operation region.
  • the number of times that the on-duty correction is performed may be reduced, for example, by applying the reference on-duty (duty) to each on-duty (Daon, Dbon). In this way, since the calculation load of software can be further reduced, the switching control means 10 can be configured by a low-cost microcomputer having a lower calculation processing performance.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a load of the power conversion device according to the first embodiment.
  • an inverter 31 that converts a DC voltage into an AC voltage
  • a motor 32 that is driven by applying an AC voltage that is an output of the inverter 31.
  • the load connected to each other.
  • the inverter 31 has, for example, a switching element such as an IGBT having a three-phase bridge configuration or a two-phase bridge configuration, and the inverter control means 33 that controls the inverter 31 includes, for example, a motor current that detects a current flowing from the inverter 31 to the motor 32.
  • a voltage command that causes the motor 32 to rotate at a desired number of rotations is calculated using the detection means 34, and a pulse for driving the switching element in the inverter 31 is generated.
  • the inverter control by the inverter control means 33 may be realized using an arithmetic means such as a microcomputer, for example, similarly to the switching control means 10.
  • a necessary bus voltage (Vo) according to the power load to the power conversion device. ) Is different.
  • the upper limit of the output voltage from the inverter 31 is the input voltage to the inverter 31, that is, the power converter. Is limited by the bus voltage (Vo). A region where the output voltage from the inverter 31 saturates beyond the upper limit limited by the bus voltage (Vo) is called an overmodulation region.
  • the number of turns of the stator winding of the motor 32 can be increased accordingly.
  • the current decreases as the motor voltage increases, and loss reduction in the inverter 31 is expected.
  • the degree of increase in the number of turns of the motor 32 may be appropriately designed.
  • the power converter when the power load on the power converter is small and the required bus voltage (Vo) is small, the power converter is operated in the discontinuous mode or the critical mode described above, to the power converter.
  • the operation When the power load is large and the required bus voltage (Vo) is large, the operation may be performed in the continuous mode.
  • the on-duty correction is not performed as described above, and the on-duty correction is performed only in the continuous mode operation region. If the number of times of performing on-duty correction is reduced instead of performing on-duty correction for each switching of 5a and 5b, the calculation load of software can be reduced.
  • the switching control means 10 10 and the inverter control means 33 shown in FIG. 10 can be configured at a lower cost, for example, by a single microcomputer.
  • the on-duty is corrected based on the ratio k of the inductance values La and Lb of the reactors 4a and 4b in the on-periods of the switching elements 5a and 5b.
  • the amount of change in the bus current (Idc) in each ON period of 5a and 5b is controlled to be equal, the amount of change in each reactor current (ILaoff, ILboff) in each OFF period of each switching element 5a and 5b. May not necessarily be equivalent to each other, and in this case, an unbalance of the amount of change in the bus current (Idc) during each ON period of each of the switching elements 5a and 5b cannot always be suppressed.
  • Each reactor current at the end of the off period of each switching element 5a, 5b can be expressed by the following equations (10) and (11), respectively.
  • the value after the off period ends is calculated by the following formula.
  • n indicates one cycle of the ripple component of the n-th bus current (half of the switching cycle of each switching element 5a, 5b) starting from the zero cross of the power supply voltage. Therefore, ILb0 (n) represents a current value flowing through the reactor 4b after the end of the off period in one cycle of the ripple component of the n-th bus current (Idc), and Idc (n) represents the n-th bus current (Idc).
  • the detected bus current value ILa0 (n-1) in one cycle of the ripple component of the current is the value of the current flowing in the reactor 4a after the end of the off period in the first cycle of the ripple component of the (n-1) th bus current (Idc). ing.
  • ILb0 (n) Idc (n) ⁇ ILa0 (n ⁇ 1) - ⁇ ILaon * Daon * Tsw / 2 + ⁇ ILboff * (1-Daon) * Tsw / 2 (10)
  • ILa0 (n + 1) Idc (n + 1) ⁇ ILb0 (n) - ⁇ ILbon * Dbon * Tsw / 2 + ⁇ ILaoff * (1-Dbon) * Tsw / 2 (11)
  • ILb0 (n) is the switching element in the nth cycle in the cycle of the ripple component (half the switching cycle Tsw of each switching device 5a, 5b) starting from the zero cross of the power supply voltage.
  • Idc (n) represents the detected value of the bus current at the end of the off period of the switching element 5b in the nth cycle of the ripple component
  • ILa0 (n ⁇ 1) shows the reactor current flowing through the reactor 4a at the end of the OFF period of the switching element 5a in the (n-1) period of the ripple component
  • ILa0 (n + 1) is the switching element in the (n + 1) period of the ripple component 5a shows the reactor current flowing in the reactor 4a at the end of the off period of 5a
  • Idc (n + ) Indicates the detection value of the bus current in the (n + 1) off end of the period cycle of the switching element 5a of the ripple component.
  • the bus current in the section where the ON periods of the switching elements do not overlap is the ON period of one switching element. Is equal to the sum of the reactor current flowing in one reactor and the reactor current flowing in the other reactor during the OFF period of the other switching element, and the rate of change per unit time of the bus current at this time is Since the ratio of the inductance value of each reactor calculated using the ratio of the on-duty of each switching element is controlled so that the amount of change in the bus current in each ON period of each switching element becomes equal. With a simpler configuration, the harmonic current suppression effect is enhanced regardless of the operation mode. Theft is possible.
  • the switching control means can be configured by a low-cost microcomputer or the like having a lower calculation processing performance.
  • the above-described on-duty correction is performed at least once, and the reference on-duty is applied to each on-duty during other switching.
  • the on-duty correction is not performed in the discontinuous mode or critical mode where the error is not accumulated, but only in the continuous mode operating region. By doing so, it is possible to reduce the computation load of the microcomputer without impairing the effect of suppressing the harmonic current by the correction of the on-duty.
  • At least one of switching of each switching element in one cycle of the AC power supply, or at least of switching of each switching device 5a, 5b in the continuous mode operation region are performed once, and the number of times of on-duty correction is further performed such as applying the reference on-duty to each on-duty at other times of switching.
  • FIG. 11 is a waveform diagram of a carrier signal, a drive pulse, and a bus current of the power conversion device according to the second embodiment. Since the structure of the power converter device concerning Embodiment 2 is the same as that of the power converter device concerning Embodiment 1, description is abbreviate
  • the output terminal of the bus current detection means 8 is connected to at least two of the A / D (analog / digital) conversion ports of the microcomputer. , Sampling between the two A / D conversion ports with a time difference Tad that is sufficiently shorter than the on period (Don) of the drive pulse (pulse), and the difference value of the bus current in these two A / D conversion ports
  • bus current change rate each change rate per unit time of the bus current (Idc) in each ON period of each drive pulse
  • sampling is performed by taking the bus current (Idc) as a digital value at the timing synchronized with the valley or peak of the carrier signal in the microcomputer at one A / D conversion port, and after the time difference Tad has elapsed, Sampling is performed again by taking the bus current (Idc) as a digital value at the A / D conversion port.
  • the time difference Tad is a fixed value, the calculation load is light.
  • a change in the bus current (Idc) obtained as a calculation result (Idcad shown in FIG. 8) is Small and susceptible to noise.
  • sampling is performed at a timing synchronized with the valley of the carrier signal in the microcomputer, and then sampling is performed again at a timing when the drive pulse (pulse) is switched from on to off.
  • the difference between the two sampling data obtained as a result (corresponding to Icadad shown in FIG. 8) is divided by the on period Don / 2 of the drive pulse (pulse) to calculate the bus current change rate.
  • the amount of change in the bus current (Idc) obtained as a calculation result with respect to the noise level (Idcad shown in FIG. 8) becomes large. It becomes difficult to be affected.
  • the on period (Don) of the drive pulse (pulse) is variable.
  • the range is not limited by the time difference Tad, and the variable range of the ON period (Don) of the drive pulse (pulse) can be made wider.
  • the first sampling is performed at a timing synchronized with the valley of the carrier signal in the microcomputer.
  • the bus current change rate in one switching element 5a is obtained by the above-described calculation method.
  • the bus current change rate in the other switching element 5b is sampled for the first time at the timing synchronized with the peak of the carrier signal in the microcomputer, and then sampled again at the timing when the drive pulse (pulse) switches from on to off,
  • the difference between the two sampling data obtained as a result (corresponding to Icadad shown in FIG. 8) is divided by 1/2 (Don / 2) of the on period (Don) of the drive pulse (pulse). That's fine.
  • sampling is performed at a timing synchronized with the valley or peak of the carrier signal in the microcomputer, and then the drive pulse (pulse) is switched from on to off.
  • sampling is performed again, and the difference between the two sampling data obtained as a result is divided by the on period Don / 2 of the drive pulse (pulse) to calculate the bus current change rate. Since the change amount of the bus current (Idc) obtained as a calculation result becomes large, it is less affected by noise than in the first embodiment, and the SN ratio of the bus current change rate is improved.
  • the on period (Don) of the drive pulse (pulse) is variable.
  • the range is not limited by the time difference Tad, and the variable range of the ON period (Don) of the drive pulse (pulse) can be made wider.
  • each switching element constituting each chopper circuit unit has been described as being composed of, for example, an IGBT.
  • silicon carbide (SiC) or gallium nitride (GaN) is used as each of these switching elements.
  • MOS-FET Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor
  • WBG wide band gap
  • a MOS-FET formed of a WBG semiconductor has smaller switching loss and conduction loss than a MOS-FET formed of a Si (silicon) -based semiconductor, has high heat resistance, and can operate at a high temperature. Therefore, the heat radiation design can be further simplified, for example, by reducing the size of the heat sink, compared to the case where each switching element is formed of a Si-based semiconductor.
  • the switching element formed of such a WBG semiconductor has high voltage resistance and high allowable current density, the switching element itself can be downsized.
  • the steady loss of the IGBT is proportional to the current
  • the steady loss of the MOS-FET is proportional to the square of the current, so that the loss increase when current imbalance occurs is large.
  • the harmonics can be obtained regardless of the operation mode. Since it is possible to enhance the suppression effect of the wave current, in the state where the imbalance occurs in the bus current flowing through each chopper circuit portion, rather than the loss in the case of using the IGBT as each switching element, Loss increases in the case of the configuration using the MOS-FET.
  • the power converter according to the present invention is useful as a technique for enhancing the harmonic current suppression effect in a configuration having a plurality of chopper circuit units, and in particular, motor drive control including the power converter. It is suitable for a device, a blower and a compressor provided with the motor drive control device, and an air conditioner provided with the blower or the compressor.

Abstract

　複数のチョッパ回路部を有する構成において、より簡素な構成で、動作モードによらず、高調波電流の抑制効果を高めることが可能な電力変換装置を得ること。複数のチョッパ回路部を構成する各スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段１０と、整流電圧検出手段と、母線電圧検出手段と、母線電流検出手段と、を備え、スイッチング制御手段１０は、母線電圧と母線電流とに基づいて、複数のスイッチング素子に対する各駆動パルスの基準オンデューティを算出するオンデューティ算出手段２０と、母線電流に基づいて、各リアクタ電流の変化量が略同等となるように、基準オンデューティを補正して各駆動パルスのオンデューティをそれぞれ出力するオンデューティ補正手段２３と、各オンデューティに基づいて、各駆動パルスを生成する駆動パルス生成手段２４とを備える。

Description

電力変換装置、その電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置、そのモータ駆動制御装置を備えた送風機および圧縮機、ならびに、その送風機あるいは圧縮機を備えた空気調和機
　本発明は、交流電源を直流に変換して負荷に供給する電力変換装置、その電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置、そのモータ駆動制御装置を備えた送風機および圧縮機、ならびに、その送風機あるいは圧縮機を備えた空気調和機に関する。
　電源電流に含まれる高調波成分による障害を抑制するため、高調波電流を発生する電子機器に対して、国際的に規制が設けられている。この規制をクリアするため、コンバータにてＡＣまたはＤＣでのチョッピングにより電源短絡を行い、電源電流に含まれる高調波電流を抑制する施策がとられる。
　ＤＣでのチョッピングを行うコンバータにおいて、チョッパ回路部を複数並列に接続し、それぞれの異なるスイッチング位相でスイッチングさせ、各チョッパ回路部に流れる電流の和となる入力電流において、スイッチングに起因するリプルを相殺することにより、高調波電流を抑制するインターリーブ方式のコンバータがある。この方式において、各チョッパ回路部のスイッチング位相のずれや、スイッチングオン時間や、スイッチングオン／オフ時の傾きなどのバラツキが発生して各チョッパ回路部に流れる電流が不等となり、高調波電流の抑制効果が低減する場合がある。これに対し、例えば、複数のチョッパ回路部にそれぞれ流れる各電流値に基づいて、臨界モードで各スイッチング素子を制御するためのスイッチング周期ごとの各スイッチング素子のオフ時間を予測し、その予測結果に基づいて各スイッチング素子のスイッチング制御を行いスイッチング位相が所望の位相差となるように制御することにより、各チョッパ回路部への電流配分を等しくする技術が開示されている（例えば、特許文献１）。
特開２０１１－９１９８１号公報
　しかしながら、上記従来技術では、各チョッパ回路部毎に個別にリアクタ電流を検出する必要があるため、電流検出部の部品数・体積・コストの増加を伴っていた。また、各チョッパ回路部の各スイッチング素子を臨界モードで動作させているため、電流のピーク値が高く、よりピーク値の低い大電力向きの連続モードには対応していなかった。一方で、連続モードで動作させる場合、リアクタ電流の電流値がゼロとならない位置で各スイッチング素子をオン／オフさせるため、臨界モードや不連続モードで動作させる場合に比べ、各チョッパ回路部間における電流配分が不等になりやすく、高調波電流の抑制効果が得られ難い、という問題がある。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、複数のチョッパ回路部を有する構成において、より簡素な構成で、動作モードによらず、高調波電流の抑制効果を高めることが可能な電力変換装置、その電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置、そのモータ駆動制御装置を備えた送風機および圧縮機、ならびに、その送風機あるいは圧縮機を備えた空気調和機を提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる電力変換装置は、リアクタ、スイッチング素子、および逆流防止素子を有して構成され、交流電源を整流する整流器の出力をチョッピングして昇圧するチョッパ回路部を複数並列に接続して構成される電力変換装置であって、複数の前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、複数の前記チョッパ回路部の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記整流器から出力される整流電圧を検出する整流電圧検出手段と、前記平滑コンデンサが平滑した母線電圧を検出する母線電圧検出手段と、複数の前記リアクタに流れるリアクタ電流が加算された母線電流を検出する母線電流検出手段と、を備え、前記スイッチング制御手段は、前記母線電圧と前記母線電流とに基づいて、複数の前記スイッチング素子に対する各駆動パルスの基準オンデューティを算出するオンデューティ算出手段と、前記母線電流に基づいて、前記母線電流の変化量が略同等となるように、前記基準オンデューティを補正して前記各駆動パルスのオンデューティをそれぞれ出力するオンデューティ補正手段と、前記各オンデューティに基づいて、前記各駆動パルスを生成する駆動パルス生成手段と、を備えることを特徴とする。
　本発明によれば、複数のチョッパ回路部を有する構成において、より簡素な構成で、動作モードによらず、高調波電流の抑制効果を高めることが可能な電力変換装置を得ることができる、という効果を奏する。
図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置のスイッチング制御手段の一構成例を示す図である。 図３は、実施の形態１にかかる電力変換装置のキャリア信号とタイマ値との関係および各駆動パルスの各波形を示す図である。 図４は、実施の形態１にかかる電力変換装置のキャリア信号とタイマ値との関係および各駆動パルスの各波形を示す図である。 図５は、各スイッチング素子の各オン期間における母線電流の傾きを示す図である。 図６は、実施の形態１にかかる電力変換装置のオンデューティ補正手段の内部機能ブロック例を示す図である。 図７は、実施の形態１にかかる電力変換装置のキャリア信号、駆動パルス、および母線電流の各波形図である。 図８は、実施の形態１にかかる電力変換装置の母線電流検出タイミングにおける母線電流の傾きを示す図である。 図９は、実施の形態１にかかる電力変換装置のスイッチング動作モードを示す図である。 図１０は、実施の形態１にかかる電力変換装置の負荷の一例を示す図である。 図１１は、実施の形態２にかかる電力変換装置のキャリア信号、駆動パルス、および母線電流の各波形図である。
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置、その電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置、そのモータ駆動制御装置を備えた送風機および圧縮機、ならびに、その送風機あるいは圧縮機を備えた空気調和機について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる電力変換装置は、単相交流電源（以下、単に「交流電源」という）１の交流電圧を整流する単相整流器（以下、単に「整流器」という）２、チョッパ回路部３ａ，３ｂ、チョッパ回路部３ａ，３ｂの出力を平滑する平滑コンデンサ７、母線電流検出手段８、母線電圧検出手段９、およびスイッチング制御手段１０を備えている。整流器２は、４個の整流ダイオード２ａ～２ｄをブリッジ接続して構成される。チョッパ回路部３ａは、リアクタ４ａとスイッチング素子５ａと逆流防止素子６ａとからなり、チョッパ回路部３ｂは、リアクタ４ｂとスイッチング素子５ｂと逆流防止素子６ｂとからなり、これらチョッパ回路部３ａとチョッパ回路部３ｂとが並列接続されている。各スイッチング素子５ａ，５ｂは、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　ＧＡＴＥ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）により構成され、各逆流防止素子６ａ，６ｂは、例えばファストリカバリダイオードにより構成される。
　スイッチング制御手段１０は、母線電流検出手段８および母線電圧検出手段９の各出力信号に基づいて、各スイッチング素子５ａ，５ｂをそれぞれ動作させる各駆動パルスを生成する。母線電流検出手段８は、整流器２から負荷（図示せず）へ流れ、負荷から整流器２に流れる電流である母線電流（Ｉｄｃ）を検出し、スイッチング制御手段１０に出力する。母線電圧検出手段９は、チョッパ回路部３の出力電圧を平滑コンデンサ７で平滑した電圧である母線電圧（Ｖｏ）を検出し、スイッチング制御手段１０に出力する。整流電圧検出手段１１は、整流器２により整流された整流電圧（Ｖｄｓ）を検出し、スイッチング制御手段１０に出力する。
　なお、図１に示す例では、交流電源１が単相交流電源であり、整流器２を単相整流器とした構成例を示したが、交流電源１が三相交流電源であり、整流器２を三相整流器とした構成であってもよい。また、図１に示す例では、チョッパ回路部を２個並列接続する構成例を示したが、３個以上のチョッパ回路部を並列接続する構成であってもよい。
　図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置のスイッチング制御手段の一構成例を示す図である。図２に示すように、スイッチング制御手段１０は、母線電流指令値制御手段２１およびオンデューティ制御手段２２を具備したオンデューティ算出手段２０と、オンデューティ補正手段２３と、駆動パルス生成手段２４とを含み構成される。このスイッチング制御手段１０は、例えばマイコンのような演算手段を用いて構成される。
　母線電流指令値制御手段２１は、母線電圧検出手段９の出力信号である母線電圧（Ｖｏ）と、例えば予め設定される母線電圧指令値（Ｖｏ＊）とから、母線電流指令値（Ｉｄｃ＊）を演算する。この母線電流指令値（Ｉｄｃ＊）の演算は、例えば、母線電圧検出手段９の出力信号である母線電圧（Ｖｏ）と母線電圧指令値（Ｖｏ＊）との差分を比例積分制御して行う。
　オンデューティ制御手段２２は、母線電流指令値制御手段２１により演算された母線電流指令値（Ｉｄｃ＊）と母線電流検出手段８により検出された母線電流（Ｉｄｃ）とから、各スイッチング素子５ａ，５ｂの基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）を演算する。この基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）の演算は、例えば、母線電流指令値制御手段２１の出力である母線電流指令値（Ｉｄｃ＊）と母線電流検出手段８の出力信号である母線電流（Ｉｄｃ）との差分を比例積分制御して行う。
　オンデューティ補正手段２３は、オンデューティ制御手段２２により演算された各スイッチング素子５ａ，５ｂの基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）を補正して、スイッチング素子５ａのオンデューティ（Ｄａｏｎ）およびスイッチング素子５ｂのオンデューティ（Ｄｂｏｎ）を生成する。
　駆動パルス生成手段２４は、オンデューティ補正手段２３により生成された各オンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）に基づいて、各スイッチング素子５ａ，５ｂを動作させる駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）をそれぞれ生成して出力する。
　ここで、母線電流指令値制御手段２１やオンデューティ制御手段２２での演算に用いる制御パラメータは、例えば、オンデューティ制御手段２２における比例制御ゲインが母線電圧に反比例して変化するのが望ましいなど、回路の動作状況に合わせた最適値が存在する。したがって、整流器２の出力電圧である整流電圧や母線電流（Ｉｄｃ）や母線電圧（Ｖｏ）の値に応じた計算式、もしくはテーブルを設け、回路の動作状況に合わせて制御パラメータを調整するようにしてもよい。これにより制御性を向上することができる。
　また、母線電流指令値制御手段２１やオンデューティ制御手段２２での演算手法として比例積分制御を挙げたが、これらの制御演算手法により本発明が限定されるものではなく、微分項を追加して比例積分微分制御とするなど、その他の演算手法を用いてもよい。また、母線電流指令値制御手段２１やオンデューティ制御手段２２での演算手法を同一の手法とする必要もない。
　ここで、オンデューティ補正手段２３の動作を、各チョッパ回路部３ａ，３ｂの動作と合わせて説明する。ここでは、まず、チョッパ回路部３ａのスイッチング素子５ａをオン／オフした場合の挙動について説明する。チョッパ回路部３ａには、整流器２の出力である整流電圧（Ｖｄｓ）が入力され、チョッパ回路部３ａの出力が平滑コンデンサ７で平滑され、母線電圧（Ｖｏ）が得られる。チョッパ回路部３ａにおいて、スイッチング素子５ａがオンしたとき、逆流防止素子６ａの導通が阻止され、リアクタ４ａには整流電圧（Ｖｄｓ）が印加される。一方、スイッチング素子５ａがオフしたとき、逆流防止素子６ａが導通し、リアクタ４ａには、整流電圧（Ｖｄｓ）と母線電圧（Ｖｏ）との差分の電圧が、スイッチング素子５ａがオンしたときとは逆向きに誘導される。このとき、スイッチング素子５ａのオン時にリアクタ４ａに蓄積されたエネルギーが、スイッチング素子５のオフ時に負荷へ移送されると見ることができる。スイッチング素子５ａのオン／オフ時に、リアクタ４ａを出入りするエネルギーが等しいとすると、スイッチング素子５ａのオンデューティ（Ｄａｏｎ）、整流電圧（Ｖｄｓ）、および母線電圧（Ｖｏ）の関係は、下記（１）式で表される。
　Ｖｏ＝Ｖｄｓ／（１－Ｄａｏｎ）　・・・（１）
　上記（１）式から明らかなように、スイッチング素子５ａのオンデューティ（Ｄａｏｎ）を制御することで、チョッパ回路部３ａの出力電圧、すなわち母線電圧（Ｖｏ）を制御することができる。
　つぎに、チョッパ回路部３ａにおいてリアクタに流れるリアクタ電流（ＩＬａｏｎ）とオンデューティ（Ｄａｏｎ）との関係について説明する。スイッチング素子５ａがオンしている場合、上述したように、リアクタ４ａには整流電圧（Ｖｄｓ）が印加される。このとき、リアクタ４ａを交流電源１側から負荷側に流れるリアクタ電流（ＩＬａ）は、直線的に増加する。このときのリアクタ４ａに流れるリアクタ電流をＩＬａｏｎとし、リアクタ４ａのインダクタンス値をＬａとすると、このＩＬａｏｎの傾きΔＩＬａｏｎは、下記（２）式で表される。
　ΔＩＬａｏｎ＝Ｖｄｓ／Ｌａ　・・・（２）
　また、スイッチング素子５ａがオフしているとき、つまり、駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ）が「Ｌ」である期間は、上述したように、リアクタ４ａには整流電圧（Ｖｄｓ）と母線電圧（Ｖｏ）との差分の電圧が、スイッチング素子５ａのオン時とは逆向きに印加され、リアクタ４ａを交流電源１側から負荷側に流れるリアクタ電流（ＩＬａ）は、直線的に減少する。このときのリアクタ４ａに流れるリアクタ電流をＩＬａｏｆｆとすると、このＩＬａｏｆｆの傾きΔＩＬａｏｆｆは、下記（３）式で表される。
　ΔＩＬａｏｆｆ＝（Ｖｄｓ－Ｖｏ）／Ｌａ　・・・（３）
　同様にして、スイッチング素子５ｂのオンデューティ（Ｄｂｏｎ）、整流電圧（Ｖｄｓ）、および母線電圧（Ｖｏ）の関係は下記（４）式で表される。
　Ｖｏ＝Ｖｄｓ／（１－Ｄｂｏｎ）　・・・（４）
　また、スイッチング素子５ｂがオンしている場合、リアクタ４ｂを交流電源１側から負荷側に流れるリアクタ電流（ＩＬｂ）は、直線的に増加する。このときのリアクタ４ｂに流れるリアクタ電流をＩＬｂｏｎとし、リアクタ４ｂのインダクタンス値をＬｂとすると、このＩＬｂｏｎの傾きΔＩＬｂｏｎは、下記（５）式で表される。
　ΔＩＬｂｏｎ＝Ｖｄｓ／Ｌｂ　・・・（５）
　また、スイッチング素子５ｂがオフしている場合、リアクタ４ｂを交流電源１側から負荷側に流れるリアクタ電流（ＩＬｂ）は、直線的に減少する。このときのリアクタ電流をＩＬｂｏｆｆとすると、このＩＬｂｏｆｆの傾きΔＩＬｂｏｆｆは、下記（６）式で表される。
　ΔＩＬｂｏｆｆ＝（Ｖｄｓ－Ｖｏ）／Ｌｂ　・・・（６）
　各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）は、上述したように、スイッチング制御手段１０において、母線電圧（Ｖｏ）、整流電圧（Ｖｄｓ）、リアクタ電流（ＩＬａ）、およびリアクタ電流（ＩＬｂ）を用いて算出することができる。ここで、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間が重ならない区間では、母線電流検出手段８により検出される母線電流（Ｉｄｃ）は、（ＩＬａｏｎ＋ＩＬｂｏｆｆ）、あるいは、（ＩＬａｏｆｆ＋ＩＬｂｏｎ）に等しい値となる。つまり、母線電流検出手段８により検出される母線電流（Ｉｄｃ）を用いて、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）を算出することができる。
　本実施の形態では、例えば、図１に示す例では、各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング周期において、スイッチング素子５ａのオンタイミングに対し、スイッチング素子５ｂのオンタイミングの位相が半周期（１８０°）遅れるように制御する。これにより、リアクタ電流（ＩＬａ）およびリアクタ電流（ＩＬｂ）の加算電流である母線電流（Ｉｄｃ）の各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチングに起因するリプルが相殺される。例えば、ｎ個のチョッパ回路部を並列接続して本実施の形態にかかる電力変換装置を構成した場合には、各チョッパ回路部のスイッチング素子のスイッチングの位相差を（３６０／ｎ）°とすれば、母線電流（Ｉｄｃ）のリプルを最小とすることができる。なお、この複数のチョッパ回路部における各スイッチング素子のスイッチングの位相差により、本発明が限定されるものではない。
　つぎに、オンタイミングの位相が半周期（１８０°）異なるように、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）を生成する手法の一例について説明する。図３は、実施の形態１にかかる電力変換装置のキャリア信号とタイマ値との関係および各駆動パルスの各波形を示す図である。
　駆動パルス生成手段２４は、三角波のキャリア信号と、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）に対応した各タイマ値α，βとを比較し、その比較結果の大小に応じて、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）を生成する。
　例えば、図３に示すように、一方のスイッチング素子（ここでは、スイッチング素子５ａ）のオンデューティ（Ｄａｏｎ）に対応するタイマ値αを基準として、他方のスイッチング素子（ここでは、スイッチング素子５ｂ）のオンデューティ（Ｄｂｏｎ）に対応するタイマ値βを、１から一方のスイッチング素子（ここでは、スイッチング素子５ａ）のオンデューティ（Ｄａｏｎ）に対応するタイマ値αを差し引いた値（１－α）とし、三角波のキャリア信号と、Ｄａｏｎに対応したタイマ値αおよびＤｂｏｎに対応したタイマ値β（＝１－α）とをそれぞれ比較する。
　そして、キャリア信号よりもＤａｏｎに対応したタイマ値αが大きい場合に「Ｈｉｇｈ」、キャリア信号よりもＤａｏｎに対応したタイマ値αが小さい場合に「Ｌｏｗ」となるスイッチング素子５ａの駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ）を生成し、キャリア信号よりもＤｂｏｎに対応したタイマ値β（＝１－α）が大きい場合に「Ｌｏｗ」、キャリア信号よりもＤｂｏｎに対応したタイマ値β（＝１－α）が小さい場合に「Ｈｉｇｈ」となるスイッチング素子５ｂの駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ｂ）を生成すれば、オンタイミングの位相が１８０°異なり、オン期間が等しい（Ｔａｏｎ＝Ｔｂｏｎ）スイッチング素子５ａの駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ）とスイッチング素子５ｂの駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ｂ）とが得られる。
　なお、各駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）を生成する際のキャリア信号と各タイマ値α，βとの大小と各駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）の「Ｈｉｇｈ」、「Ｌｏｗ」との関係は、上述した例に限らず、各オンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）と各駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）の各オン期間（Ｔａｏｎ，Ｔｂｏｎ）との関係が一致していればよい。
　例えば、モータ制御などに使われる汎用のマイコンには、三相インバータの相補ＰＷＭを生成する機能を持つものがある。この三相インバータの各スイッチング素子のオンデューティに対応したタイマ値に基づき、各相の上下のスイッチング素子の駆動パルスを生成する場合に、上述したように位相が半周期異なる二つの駆動パルスを生成する場合、この三相インバータの相補ＰＷＭの生成機能を用いてもよい。図４は、三相インバータの相補ＰＷＭ生成機能を用いた際のキャリア信号とタイマ値との関係および各駆動パルスの各波形を示す図である。
　図４に示すように、三相インバータの相補ＰＷＭ生成機能を用いた場合、三相のうちの任意の二相のタイマ値を、上述したα，β（＝１－α）の関係を用いて設定すれば、一方の相（図４に示す例ではＡ相）のアームの上側（あるいは下側）のスイッチング素子のオンデューティ（Ｄａｏｎ）に対応したタイマ値αに基づいて生成された上側（あるいは下側）のスイッチング素子用の駆動パルスと、他方の相（図４に示す例ではＢ相）のアームの下側（あるいは上側）のスイッチング素子のオンデューティ（Ｄｂｏｎ）に対応したタイマ値β（＝１－α）に基づいて生成された下側（あるいは上側）のスイッチング素子用の駆動パルスとは、位相が半周期異なる関係となる。この三相インバータの相補ＰＷＭを生成する機能を用いることにより、各駆動パルスを生成する際のキャリア信号と各タイマ値との大小と各駆動パルスの「Ｈｉｇｈ」、「Ｌｏｗ」との条件を変更することなく、ソフトウェア上においてタイマ値を設定すれば、位相が半周期異なる関係の駆動パルスを簡易に生成することができる。
　ここで、各チョッパ回路部３ａ，３ｂにおいて、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）が同値であっても、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオンタイミングの位相差による整流電圧（Ｖｄｓ）の誤差や、各リアクタ４ａ，４ｂの各インダクタンス値Ｌａ，Ｌｂのバラツキなどにより、上述した（２）、（３）、（５）、および（６）式に示した各スイッチング素子５ａ，５ｂのオンタイミング時の傾き（ΔＩＬａｏｎ，ΔＩＬｂｏｎ）およびオフタイミング時の傾き（ΔＩＬａｏｆｆ，ΔＩＬｂｏｆｆ）が異なる値となり、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間における母線電流（Ｉｄｃ）の変化量にアンバランスが生じ、母線電流（Ｉｄｃ）に歪みを発生させ、入力電流の高調波成分が増加する。
　そこで、本実施の形態１では、オンデューティ補正手段２３において、母線電流（Ｉｄｃ）および母線電圧（Ｖｏ）を用いて母線電流指令値制御手段２１およびオンデューティ制御手段２２により演算した基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）を、各チョッパ回路部３ａ，３ｂにおける各スイッチング素子５ａ，５ｂのオンタイミングの位相差による整流電圧（Ｖｄｓ）の誤差や、リアクタ４ａ，４ｂのインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂのバラツキに応じて、それぞれ各チョッパ回路部３ａ，３ｂに好適なオンデューティに補正する。これにより、上述したような入力電流の高調波成分の増加を抑制することができる。
　つぎに、本実施の形態にかかる電力変換装置のオンデューティ補正手段２３におけるオンデューティの補正手法について、図５および図６を参照して説明する。図５は、各スイッチング素子の各オン期間における母線電流の傾きを示す図である。また、図６は、実施の形態１にかかる電力変換装置のオンデューティ補正手段の内部機能ブロック例を示す図である。
　電源周波数に対しスイッチング周波数が十分に高い場合、１スイッチング周期Ｔｓｗにおける各スイッチング素子５ａ，５ｂのオンタイミングの位相差による整流電圧（Ｖｄｓ）の誤差は小さい。一方、リアクタ４ａ，４ｂのインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂは、一般に製造バラツキが比較的大きいため、整流電圧（Ｖｄｓ）の誤差と比較して影響が大きい。そこで、本実施の形態では、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間における各リアクタ電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）の傾きを用いて、インダクタンス値Ｌａ，Ｌｂの比率を算出し、その比率に基づいて基準オンデューティを補正して、各オンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）を生成することにより、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間における母線電流（Ｉｄｃ）の変化量が同等になるように制御する。
　各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチングの位相差を１８０°とし、基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）が５０％以下である場合、スイッチング素子５ａのオン期間における母線電流（Ｉｄｃ）は、ΔＩＬａｏｎで直線的に増加するリアクタ４ａに流れるリアクタ電流ＩＬａｏｎと、ΔＩＬｂｏｆｆで直線的に減少するリアクタ４ｂに流れるリアクタ電流ＩＬｂｏｆｆとの和となる。したがって、この区間（つまり、スイッチング素子５ａのオン期間）における母線電流の電流傾きΔＩｄｃ（ａｏｎｂｏｆｆ）は、上述した（２）、（６）式より、下記の（７）式で表される。
　ΔＩｄｃ（ａｏｎｂｏｆｆ）＝ΔＩＬａｏｎ＋ΔＩＬｂｏｆｆ
　　　　　　　　　　　　　　＝Ｖｄｓ／Ｌａ＋（Ｖｄｓ－Ｖｏ）／Ｌｂ　・・・（７）
　同様に、スイッチング素子５ｂのオン期間における母線電流（Ｉｄｃ）は、ΔＩＬａｏｆｆで直線的に減少するリアクタ４ａに流れるリアクタ電流ＩＬａｏｆｆと、ΔＩＬｂｏｎで直線的に増加するリアクタ４ｂに流れるリアクタ電流ＩＬｂｏｎとの和となる。したがって、この区間（つまり、スイッチング素子５ｂのオン期間）における母線電流の電流傾きΔＩｄｃ（ａｏｆｆｂｏｎ）は、上述した（３）、（５）式より、下記の（８）式で表される。
　ΔＩｄｃ（ａｏｆｆｂｏｎ）＝ΔＩＬａｏｆｆ＋ΔＩＬｂｏｎ
　　　　　　　　　　　　　　＝（Ｖｄｓ－Ｖｏ）／Ｌａ＋Ｖｄｓ／Ｌｂ　・・・（８）
　上記（７）、（８）式より、ＬａとＬｂとの比率ｋは、下記（９）式で表される。
　ｋ＝（Ｌｂ／Ｌａ）
　　＝（ΔＩｄｃ（ａｏｎｂｏｆｆ）＊Ｖｄｓ＋ΔＩｄｃ（ａｏｆｆｂｏｎ）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　＊（Ｖｏ－Ｖｄｓ））
　　／（ΔＩｄｃ（ａｏｆｆｂｏｎ）＊Ｖｄｓ＋ΔＩｄｃ（ａｏｎｂｏｆｆ）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　＊（Ｖｏ－Ｖｄｓ））
・・・（９）
　そして、オンデューティ補正手段２３において、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）の比率が上記（９）式に示した比率ｋとなるように、基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）を補正すれば、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間において各リアクタ４ａ，４ｂに流れる各リアクタ電流（ＩＬａｏｎ，ＩＬｂｏｎ）の変化量を同等とすることができる。
　このとき、例えば、図６（ａ）に示すように、Ｌａを基準としたＬｂの比率ｋを用いて、オンデューティ制御手段２２により演算した基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）を、スイッチング素子５ａのオンデューティ（Ｄａｏｎ）とし、スイッチング素子５ｂのオンデューティ（Ｄｂｏｎ）をスイッチング素子５ａのオンデューティ（Ｄａｏｎ）のｋ倍としてもよい。あるいは、例えば、図６（ｂ）に示すように、Ｌｂを基準としたＬａの比率（１／ｋ）を用いて、オンデューティ制御手段２２により演算した基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）を、スイッチング素子５ｂのオンデューティ（Ｄｂｏｎ）とし、スイッチング素子５ａのオンデューティ（Ｄａｏｎ）をスイッチング素子５ｂのオンデューティ（Ｄｂｏｎ）の（１／ｋ）倍としてもよい。あるいは、例えば、図６（ｃ）に示すように、オンデューティ制御手段２２により演算した基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）を基準として、スイッチング素子５ａのオンデューティを基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）の（２／（１＋ｋ））倍とし、スイッチング素子５ｂのオンデューティを基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）の（２ｋ／（１＋ｋ））倍としてもよい。
　つぎに、母線電流（Ｉｄｃ）の傾き（ΔＩｄｃ（ａｏｎｂｏｆｆ），ΔＩｄｃ（ａｏｆｆｂｏｎ））、つまり、各駆動パルスの各オン期間における母線電流（Ｉｄｃ）の単位時間当たりの各変化率の算出手法について、図７および図８を参照して説明する。図７は、実施の形態１にかかる電力変換装置のキャリア信号、駆動パルス、および母線電流の各波形図である。また、図８は、実施の形態１にかかる電力変換装置の母線電流検出タイミングにおける母線電流の傾きを示す図である。なお、以下の説明では、特に各チョッパ回路部３ａ，３ｂおよびその構成要素を区別しないときは、各符号の添え字ａ，ｂを省略して説明する。
　例えばマイコンのような演算手段を用いてスイッチング制御手段１０を実現する場合、母線電流検出手段８で検出した母線電流（Ｉｄｃ）のアナログ値は、マイコン内のキャリア信号の谷や山に同期したタイミングでデジタル値として取り込まれる。上述したように、駆動パルス生成手段２４において、オンデューティ（Ｄｏｎ）とキャリア信号とを比較することによりスイッチング素子５の駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）を生成する場合には、キャリア信号の谷の頂点あるいは山の頂点がスイッチング素子５の駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）のオン期間の中心となる。図７に示す例では、１スイッチング周期Ｔｓｗにおけるキャリア信号の谷の頂点がスイッチング素子５の駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）のオン期間の中心となる例を示している。
　母線電流（Ｉｄｃ）をデジタル値として取り込む際、マイコンのＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換ポートのうちの少なくとも２つのポートに、母線電流検出手段８の出力端子を接続する。これら２つのＡ／Ｄ変換ポート間で時間差を持ってサンプリングするようにし、図８に示すように、これら２つのＡ／Ｄ変換ポートにおける母線電流の差分値Ｉｄｃａｄを時間差分Ｔａｄで割ることにより、駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）のオン期間における母線電流（Ｉｄｃ）の傾きを検出することができる。なお、時間差分Ｔａｄは、オン期間より十分短く、スイッチング素子５のオン期間内における母線電流（Ｉｄｃ）の変化分（つまり、Ｉｄｃａｄ）を検出するものとする。
　ここで、図１に示す構成、つまり、複数のチョッパ回路部３ａ，３ｂを並列接続して構成する場合には、図３に示したように、一方のチョッパ回路部３ａのスイッチング素子５ａの駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ）のオン期間の中心をキャリア信号の谷の頂点と同期させ、他方のチョッパ回路部３ｂのスイッチング素子５ｂの駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ｂ）のオン期間の中心をキャリア信号の山の頂点と同期させる。この場合には、キャリア信号の谷および山の頂点の双方に同期して、母線電流（Ｉｄｃ）を検出し、各駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）の各オン期間における母線電流（Ｉｄｃ）の傾き（ΔＩｄｃ（ａｏｎｂｏｆｆ），ΔＩｄｃ（ａｏｆｆｂｏｎ））を算出する。
　また、母線電流（Ｉｄｃ）を微分することにより、各駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）の各オン期間における母線電流（Ｉｄｃ）の傾き（ΔＩｄｃ（ａｏｎｂｏｆｆ），ΔＩｄｃ（ａｏｆｆｂｏｎ））を求めてもよい。スイッチング周波数がスイッチング制御手段１０を実現するマイコンのクロック周波数よりも十分に低い場合には、母線電流（Ｉｄｃ）を取り込み、ソフトウェア上で微分演算を行うことができる。あるいは、スイッチング制御手段１０の外部にハードウェアで微分回路を設け、その出力信号をスイッチング制御手段１０に取り込むようにしてもよい。
　また、上述した例では、電力変換装置の稼働中に母線電流（Ｉｄｃ）を検出して、各チョッパ回路部３ａ，３ｂの各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間における母線電流（Ｉｄｃ）の傾き（ΔＩｄｃ（ａｏｎｂｏｆｆ），ΔＩｄｃ（ａｏｆｆｂｏｎ））を算出し、各チョッパ回路部３ａ，３ｂのリアクタ４ａ，４ｂのインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂの比率ｋを算出する手法について説明したが、電力変換装置を稼働させる前に、各スイッチング素子５ａ，５ｂをそれぞれ個別にオンした状態における母線電流（Ｉｄｃ）を検出して、各チョッパ回路部３ａ，３ｂの各リアクタ４ａ，４ｂの各インダクタンス値Ｌａ，Ｌｂの比率ｋを算出するようにしてもよい。
　例えば、一方のチョッパ回路部３ａのスイッチング素子５ａをオンさせた状態で母線電流（Ｉｄｃ）を検出した場合、このときの母線電流（Ｉｄｃ）は、リアクタ４ａに流れるリアクタ電流（ＩＬａｏｎ）に等しい。また、同様に、他方のチョッパ回路部３ｂのスイッチング素子５ｂをオンさせた状態で母線電流（Ｉｄｃ）を検出した場合、このときの母線電流（Ｉｄｃ）は、リアクタ４ｂに流れるリアクタ電流（ＩＬｂｏｎ）に等しい。
　つまり、各スイッチング素子５ａ，５ｂをそれぞれ個別にオンした状態における母線電流（Ｉｄｃ）を検出して、チョッパ回路部３ａのスイッチング素子５ａをオンさせた状態におけるリアクタ電流（ＩＬａｏｎ）と、チョッパ回路部３ｂのスイッチング素子５ｂをオンさせた状態におけるリアクタ電流（ＩＬｂｏｎ）を得ることにより、各チョッパ回路部３ａ，３ｂの各リアクタ４ａ，４ｂの各インダクタンス値Ｌａ，Ｌｂの比率ｋを算出することが可能となる。
　なお、この手法により算出した各インダクタンス値Ｌａ，Ｌｂの比率ｋは、定常状態における比率であるので、上述したような電力変換装置の稼働中に発生する各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間における母線電流（Ｉｄｃ）の変化量のアンバランスの原因が、各リアクタ４ａ，４ｂのインダクタンス値のバラツキであり、且つ、各リアクタ４ａ，４ｂの直流重畳特性が良好であり、さらに、リアクタ電流（ＩＬａｏｎ，ＩＬｂｏｎ）の電流値が変化してもインダクタンス値の変化が少ない場合、すなわち、電力変換装置の稼働中において各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間における母線電流（Ｉｄｃ）の変化量のアンバランスが運転負荷に依らずほぼ一定に生じ、リアルタイムのオンデューティ補正の必要性が低い場合に有効である。
　この電力変換装置を稼働させる前に算出した各インダクタンス値Ｌａ，Ｌｂの比率ｋを用いてオンデューティの補正を行うことにより、電力変換装置の稼働中に各インダクタンス値Ｌａ，Ｌｂの比率ｋを算出する必要がなくなり、ソフトウェアの演算負荷を下げることができるので、より演算処理性能の低い低コストなマイコン等によりスイッチング制御手段１０を構成することが可能となる。
　また、交流電源の１周期中における各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチングのうち、少なくとも１回ずつ上述した各オンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）の補正を実施し、各オンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）の補正を実施しない場合には、基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）を各オンデューティに適用する等、オンデューティの補正を実施する回数を低減してもよい。このようにすれば、さらにソフトウェアの演算負荷を下げることができるので、マイコンの演算負荷の軽減に対する効果はより大きくなる。
　つぎに、各チョッパ回路部３ａ，３ｂの各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング動作モードについて、図９を参照して説明する。図９は、実施の形態１にかかる電力変換装置のスイッチング動作モードを示す図である。
　各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流は、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオン／オフに合わせ、上述した（２）、（３）、（５）、（６）式に表されるように、直線的に増加、減少を繰り返す。整流電圧（Ｖｄｓ）が低く、各スイッチング素子５ａ，５ｂがオフした後に各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）が減少する傾きが大きい場合や、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間よりもオフ期間の方が長い場合には、図９（ａ）に示すように、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオフ期間中において各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）がゼロに達することがある。各リアクタ４ａ，４ｂには負の電流は流れないため、各スイッチング素子５ａ，５ｂがオフした後に各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）がゼロに達すると、次に各スイッチング素子５ａ，５ｂがオンするまで、各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）はゼロのままとなる。このように、各スイッチング素子５ａ，５ｂに対する各駆動パルスの１周期中において各リアクタ４ａ，４ｂに流れる電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）が減少してゼロとなる期間が存在する動作状態を不連続モードと呼ぶ。
　一方、整流電圧（Ｖｄｓ）が高く、各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）が減少する傾きが小さい場合や、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間よりもオフ期間の方が短い場合には、図９（ｂ）に示すように、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオフ期間中において各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）がゼロに達せず、次に各スイッチング素子５ａ，５ｂがオンするまで、各リアクタ４ａ，４ｂに正のリアクタ電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）が連続して流れ続ける。このように、各スイッチング素子５ａ，５ｂに対する各駆動パルスの１周期中において各リアクタ４ａ，４ｂに流れる電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）がゼロとなる期間が存在しない動作状態を連続モードと呼ぶ。
　そして、図９（ｃ）に示すように、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオフ期間中において各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）がゼロになった瞬間に、各スイッチング素子５ａ，５ｂがオンする動作状態を、連続モードと不連続モードとの境界という意味で臨界モードと呼ぶ。
　各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング周波数が固定周波数である場合、各チョッパ回路部３ａ，３ｂの入力電圧が図１に示すように交流電圧を整流した整流電圧（Ｖｄｓ）のように交流周波数成分の変動がある場合には、常に臨界モードで動作させることは困難である。したがって、臨界モードで動作させる場合には、各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング周波数を変動させ、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオフ期間中において各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）がゼロになったことを検知して、各スイッチング素子５ａ，５ｂをオンさせる必要があるが、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオンタイミングでは常に電流値がゼロの状態となるので、複数のチョッパ回路部３ａ，３ｂ間で各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）の誤差が蓄積されることはない。
　また、不連続モードにおいても、臨界モードと同様に、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオンタイミングでは常に電流値がゼロの状態となるので、複数のチョッパ回路部３ａ，３ｂ間で各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）の誤差が蓄積されることはない。
　一方、連続モードの動作領域では、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオンタイミングにおけるリアクタ電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）は不定であるため、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオンタイミングにおいて常にリアクタ電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）がゼロの状態となる不連続モードや臨界モードと異なり、複数のチョッパ回路部３ａ，３ｂ間で各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）に誤差がある場合、その誤差が蓄積されることとなる。
　本実施の形態では、各リアクタ４ａ，４ｂのインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂの比率に応じて、基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）を補正して各スイッチング素子５ａ，５ｂのオンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）を生成しているので、連続モードの動作領域においても、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間における母線電流（Ｉｄｃ）の変化量のアンバランスが抑制される。
　したがって、例えば、各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流（ＩＬａ，ＩＬｂ）の誤差が出ても、その誤差が蓄積されない不連続モードや臨界モードでは、上述したオンデューティの補正を行わず、連続モードの動作領域でのみオンデューティの補正を行うようにしてもよい。このようにすれば、オンデューティの補正による高調波電流の抑制効果を損なうことなく、マイコンの演算負荷を低減することができる。
　また、連続モードの動作領域においても、各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング毎にオンデューティの補正を実施するのでなく、例えば、交流電源の１周期中における各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチングのうちの少なくとも１回ずつ、あるいは、連続モードの動作領域における各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチングのうちの少なくとも１回ずつ、各スイッチング素子５ａ，５ｂの駆動パルスに対するオンデューティの補正を実施し、各オンデューティの補正を実施しない場合には、基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）を各オンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）に適用する等、オンデューティの補正を実施する回数を低減してもよい。このようにすれば、さらにソフトウェアの演算負荷を下げることができるので、より演算処理性能の低い低コストなマイコン等によりスイッチング制御手段１０を構成することが可能となる。
　図１０は、実施の形態１にかかる電力変換装置の負荷の一例を示す図である。図１０に示す例では、実施の形態１にかかる電力変換装置の負荷として、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ３１と、インバータ３１の出力である交流電圧が印加されることで駆動するモータ３２とを接続した負荷を示している。
　インバータ３１は、例えば、ＩＧＢＴのようなスイッチング素子を三相ブリッジ構成もしくは二相ブリッジ構成とし、インバータ３１を制御するインバータ制御手段３３は、例えば、インバータ３１からモータ３２に流れる電流を検出するモータ電流検出手段３４を用いて、モータ３２が所望の回転数にて回転するような電圧指令を演算して、インバータ３１内のスイッチング素子を駆動するパルスを生成する。
　また、図１０に示す構成において、インバータ制御手段３３によるインバータ制御は、スイッチング制御手段１０と同様に、例えばマイコンのような演算手段を用いて実現すればよい。
　図１に示す実施の形態１にかかる電力変換装置において、図１０に示す負荷が接続されて構成されるモータ駆動制御装置では、電力変換装置への電力負荷に応じて、必要な母線電圧（Ｖｏ）が異なるという特色がある。
　一般に、モータ３２の回転数が高回転になるほど、インバータ３１からの出力電圧は高くする必要があるが、このインバータ３１からの出力電圧の上限は、インバータ３１への入力電圧、つまり、電力変換装置の出力である母線電圧（Ｖｏ）により制限される。インバータ３１からの出力電圧が、母線電圧（Ｖｏ）により制限された上限を超えて飽和する領域を過変調領域と呼ぶ。
　このようなモータ駆動制御装置においては、モータ３２が低回転である（過変調領域に到達しない）範囲では、母線電圧（Ｖｏ）を昇圧する必要はなく、モータ３２が高回転となった場合には、母線電圧（Ｖｏ）を昇圧することで、過変調領域をより高回転側にすることができる。これにより、モータ３２の運転範囲を高回転側に拡大できる。
　また、モータ３２の運転範囲を拡大する必要がなければ、その分モータ３２の固定子巻線を高巻数化することができる。このとき、低回転数の領域では、モータ電圧が高くなる分、電流が少なくなり、インバータ３１での損失低減が見込まれる。モータ３２の運転範囲拡大と低回転数領域の損失改善の双方の効果を得るため、モータ３２の高巻数化の程度を適切に設計してもよい。
　本実施の形態にかかる電力変換装置では、電力変換装置への電力負荷が小さく、必要な母線電圧（Ｖｏ）が小さい場合には、上述した不連続モードや臨界モードで動作させ、電力変換装置への電力負荷が大きく、必要な母線電圧（Ｖｏ）が大きい場合には、連続モードで動作させればよい。このとき、不連続モードや臨界モードでは、上述したようにオンデューティの補正を行わず、連続モードの動作領域のみオンデューティの補正を行うようにしたり、連続モードの動作領域においても、各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング毎にオンデューティの補正を実施するのでなく、オンデューティの補正を実施する回数を低減するようにすれば、ソフトウェアの演算負荷を下げることができるので、例えば、スイッチング制御手段１０と図１０に示すインバータ制御手段３３とを１つのマイコンで構成する等、モータ駆動制御装置をより低コストで構成することも可能となる。
　また、上述した実施の形態１にかかる電力変換装置を適用したモータ駆動制御装置を空気調和機に適用し、これらの送風機もしくは圧縮機のモータの少なくとも一つを駆動するのに用いても同様の効果が得られる。
　なお、上述したオンデューティの補正手法では、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間における各リアクタ４ａ，４ｂのインダクタンス値Ｌａ，Ｌｂの比率ｋに基づいてオンデューティの補正を実施し、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間における母線電流（Ｉｄｃ）の変化量が同等となるように制御しているが、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オフ期間における各リアクタ電流（ＩＬａｏｆｆ，ＩＬｂｏｆｆ）の変化量は必ずしも同等とならない場合があり、この場合には、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間における母線電流（Ｉｄｃ）の変化量のアンバランスは、必ずしも抑制することができない。したがって、連続モードの動作領域では、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオフ期間において生じた各リアクタ４ａ，４ｂに流れる各リアクタ電流（ＩＬａｏｆｆ，ＩＬｂｏｆｆ）の変化量の誤差は蓄積されることとなる。このような場合、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオフ期間終了時点、すなわち、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオンタイミングにおける各リアクタ電流が同等となるよう制御すればよい。
　各スイッチング素子５ａ，５ｂのオフ期間終了時点における各リアクタ電流は、それぞれ下記（１０）、（１１）式で表すことができる。オフ期間終了後の値は、次式で算出する。ここでｎは、電源電圧のゼロクロスを起点として、ｎ回目の母線電流のリプル成分の１周期（各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング周期の半分）を示す。したがって、ＩＬｂ０（ｎ）は、ｎ回目の母線電流（Ｉｄｃ）のリプル成分の１周期におけるオフ期間終了後のリアクタ４ｂに流れる電流値を示し、Ｉｄｃ（ｎ）はｎ回目の母線電流（Ｉｄｃ）のリプル成分の１周期における母線電流検出値、ＩＬａ０（ｎ－１）は、ｎ－１回目の母線電流（Ｉｄｃ）のリプル成分の１周期におけるオフ期間終了後のリアクタ４ａに流れる電流値を示している。
　ＩＬｂ０（ｎ）＝Ｉｄｃ（ｎ）－ＩＬａ０（ｎ－１）
　　　　　　　　－ΔＩＬａｏｎ＊Ｄａｏｎ＊Ｔｓｗ／２
　　　　　　　　＋ΔＩＬｂｏｆｆ＊（１－Ｄａｏｎ）＊Ｔｓｗ／２
・・・（１０）
　ＩＬａ０（ｎ＋１）＝Ｉｄｃ（ｎ＋１）－ＩＬｂ０（ｎ）
　　　　　　　　－ΔＩＬｂｏｎ＊Ｄｂｏｎ＊Ｔｓｗ／２
　　　　　　　　＋ΔＩＬａｏｆｆ＊（１－Ｄｂｏｎ）＊Ｔｓｗ／２
・・・（１１）
　上記（１０）、（１１）式において、ＩＬｂ０（ｎ）は、電源電圧のゼロクロスを起点として、リプル成分の周期（各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング周期Ｔｓｗの半分）におけるｎ周期目のスイッチング素子５ｂのオフ期間終了時点においてリアクタ４ｂに流れるリアクタ電流を示し、Ｉｄｃ（ｎ）は、リプル成分のｎ周期目のスイッチング素子５ｂのオフ期間終了時点における母線電流の検出値を示し、ＩＬａ０（ｎ－１）は、リプル成分の（ｎ－１）周期目のスイッチング素子５ａのオフ期間終了時点においてリアクタ４ａに流れるリアクタ電流を示し、ＩＬａ０（ｎ＋１）は、リプル成分の（ｎ＋１）周期目のスイッチング素子５ａのオフ期間終了時点においてリアクタ４ａに流れるリアクタ電流を示し、Ｉｄｃ（ｎ＋１）は、リプル成分の（ｎ＋１）周期目のスイッチング素子５ａのオフ期間終了時点における母線電流の検出値を示している。
　上記（１０）、（１１）式を用いて、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオフ期間終了時点における各リアクタ電流が同等となるよう制御すれば、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオフ期間においてリアクタ４ａ，４ｂに流れる各リアクタ電流（ＩＬａｏｆｆ，ＩＬｂｏｆｆ）の変化量をも同等となるように制御することが可能となる。
　以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置によれば、複数のチョッパ回路部を有する構成において、各スイッチング素子の各オン期間が重ならない区間における母線電流が一方のスイッチング素子のオン期間において一方のリアクタに流れるリアクタ電流と他方のスイッチング素子のオフ期間において他方のリアクタに流れるリアクタ電流との加算電流に等しいことを利用して、このときの母線電流の単位時間当たりの各変化率を用いて算出した各リアクタのインダクタンス値の比率を各スイッチング素子のオンデューティの比率とすることにより、各スイッチング素子の各オン期間における母線電流の変化量が同等になるように制御するようにしたので、より簡素な構成で、動作モードによらず、高調波電流の抑制効果を高めることが可能となる。
　また、電力変換装置を稼働させる前に、各スイッチング素子をそれぞれ個別にオンした状態における母線電流を検出して、各チョッパ回路部の各リアクタの各インダクタンス値の比率を算出し、この電力変換装置を稼働させる前に算出した各インダクタンス値の比率を用いてオンデューティの補正を行うことにより、電力変換装置の稼働中に各インダクタンス値の比率を算出する必要がなくなり、ソフトウェアの演算負荷を下げることができるので、より演算処理性能の低い低コストなマイコン等によりスイッチング制御手段を構成することが可能となる。
　また、交流電源の１周期中における各スイッチング素子のスイッチングのうち、少なくとも１回ずつ上述した各オンデューティの補正を実施し、それ以外のスイッチング時には、基準オンデューティを各オンデューティに適用する等、オンデューティの補正を実施する回数を低減することにより、マイコンの演算負荷の軽減に対する効果はより大きくなる。
　また、各リアクタに流れるリアクタ電流の誤差が出ても、その誤差が蓄積されない不連続モードや臨界モードでは、オンデューティの補正を行わず、連続モードの動作領域でのみオンデューティの補正を行うようにすることにより、オンデューティの補正による高調波電流の抑制効果を損なうことなく、マイコンの演算負荷を低減することができる。
　また、連続モードの動作領域においても、交流電源の１周期中における各スイッチング素子のスイッチングのうちの少なくとも１回ずつ、あるいは、連続モードの動作領域における各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチングのうちの少なくとも１回ずつ、各スイッチング素子５ａ，５ｂの駆動パルスに対するオンデューティの補正を実施し、それ以外のスイッチング時には、基準オンデューティを各オンデューティに適用する等、オンデューティの補正を実施する回数をさらに低減することにより、さらにソフトウェアの演算負荷を下げることができるので、さらに演算処理性能の低い低コストなマイコン等によりスイッチング制御手段を構成することが可能となる。
実施の形態２．
　本実施の形態にかかる電力変換装置における母線電流（Ｉｄｃ）の傾き（ΔＩｄｃ（ａｏｎｂｏｆｆ），ΔＩｄｃ（ａｏｆｆｂｏｎ））、つまり、各駆動パルスの各オン期間における母線電流（Ｉｄｃ）の単位時間当たりの各変化率の算出手法について、図１１を参照して説明する。図１１は、実施の形態２にかかる電力変換装置のキャリア信号、駆動パルス、および母線電流の各波形図である。実施の形態２にかかる電力変換装置の構成は、実施の形態１にかかる電力変換装置と同一であるので、ここでは説明を省略する。
　実施の形態１では、母線電流（Ｉｄｃ）をデジタル値として取り込む際、マイコンのＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換ポートのうちの少なくとも２つのポートに、母線電流検出手段８の出力端子を接続し、これら２つのＡ／Ｄ変換ポート間で、駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）のオン期間（Ｄｏｎ）より十分短い時間差分Ｔａｄを持ってサンプリングして、これら２つのＡ／Ｄ変換ポートにおける母線電流の差分値Ｉｄｃａｄを時間差分Ｔａｄで割ることで各駆動パルスの各オン期間における母線電流（Ｉｄｃ）の単位時間当たりの各変化率（以下、「母線電流変化率」という）を算出する例について説明した。
　この場合には、一方のＡ／Ｄ変換ポートでマイコン内のキャリア信号の谷や山に同期したタイミングで母線電流（Ｉｄｃ）をデジタル値として取り込んでサンプリングを行い、時間差分Ｔａｄ経過後に、他方のＡ／Ｄ変換ポートで再度母線電流（Ｉｄｃ）をデジタル値として取り込んでサンプリングを行う。この算出手法では、時間差分Ｔａｄが固定値であるので演算負荷が軽いものの、時間差分Ｔａｄが小さい場合には、算出結果として得られる母線電流（Ｉｄｃ）の変化分（図８に示すＩｄｃａｄ）が小さく、ノイズによる影響を受け易い。
　また、予め時間差分Ｔａｄを駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）のオン期間（Ｄｏｎ）の１／２（Ｄｏｎ／２）以下に設定する必要がある。
　本実施の形態では、図１１に示すように、マイコン内のキャリア信号の谷に同期したタイミングでサンプリングを行い、その後、駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）がオンからオフに切り替わるタイミングで再度サンプリングを行う。この結果得られた２つのサンプリングデータの差分（図８に示すＩｄｃａｄに相当）を駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）のオン期間Ｄｏｎ／２で割ることで母線電流変化率を算出する。このような算出手法とすれば、ノイズレベルに対して算出結果として得られる母線電流（Ｉｄｃ）の変化分（図８に示すＩｄｃａｄ）が大きくなるため、実施の形態１の算出手法よりもノイズによる影響を受け難くなる。また、予め駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）のオン期間（Ｄｏｎ）の１／２（Ｄｏｎ／２）以下となる時間差分Ｔａｄを設定する必要がなくなるため、駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）のオン期間（Ｄｏｎ）の可変範囲が時間差分Ｔａｄにより制限されることがなく、駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）のオン期間（Ｄｏｎ）の可変範囲をより広くすることができる。
　なお、図１１に示す例では、マイコン内のキャリア信号の谷に同期したタイミングで初回のサンプリングを行う例を示したが、一方のスイッチング素子５ａにおける母線電流変化率を上述した算出手法で求め、他方のスイッチング素子５ｂにおける母線電流変化率は、マイコン内のキャリア信号の山に同期したタイミングで初回のサンプリングを行い、その後、駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）がオンからオフに切り替わるタイミングで再度サンプリングを行い、この結果得られた２つのサンプリングデータの差分（図８に示すＩｄｃａｄに相当）を駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）のオン期間（Ｄｏｎ）の１／２（Ｄｏｎ／２）で割ることで算出するようにすればよい。
　以上説明したように、実施の形態２の電力変換装置によれば、マイコン内のキャリア信号の谷あるいは山に同期したタイミングでサンプリングを行い、その後、駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）がオンからオフに切り替わるタイミングで再度サンプリングを行い、この結果得られた２つのサンプリングデータの差分を駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）のオン期間Ｄｏｎ／２で割ることで母線電流変化率を算出するようにしたので、ノイズレベルに対して算出結果として得られる母線電流（Ｉｄｃ）の変化分が大きくなるため、実施の形態１よりもノイズによる影響を受け難くなり、母線電流変化率のＳＮ比が向上する。
　また、予め駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）のオン期間（Ｄｏｎ）の１／２（Ｄｏｎ／２）以下となる時間差分Ｔａｄを設定する必要がなくなるため、駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）のオン期間（Ｄｏｎ）の可変範囲が時間差分Ｔａｄにより制限されることがなく、駆動パルス（ｐｕｌｓｅ）のオン期間（Ｄｏｎ）の可変範囲をより広くすることができる。
　なお、上述した実施の形態では、各チョッパ回路部を構成する各スイッチング素子は、例えばＩＧＢＴにより構成されるものとして説明したが、これら各スイッチング素子として、炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）系材料、またはダイヤモンド等のワイドバンドギャップ（以下、「ＷＢＧ」という）半導体で形成された金属-酸化物-半導体接合電界効果トランジスタ（ＭＯＳ－ＦＥＴ：Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いた構成に適用して好適である。
　ＷＢＧ半導体により形成されたＭＯＳ－ＦＥＴは、Ｓｉ（シリコン）系半導体により形成されたＭＯＳ－ＦＥＴに比べてスイッチング損失および導通損失が小さいと共に、耐熱性が高く、高温動作が可能である。したがって、各スイッチング素子をＳｉ系半導体で形成した場合よりも、ヒートシンクの大きさを小さくする等、放熱設計をより簡素化することができる。
　また、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子自体の小型化も可能である。
　したがって、各チョッパ回路部を構成する各スイッチング素子として、ＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子を用いることにより、電力変換装置の小型化、低コスト化をも図ることができる。
　一方で、ＩＧＢＴの定常損失が電流に比例するのに対し、ＭＯＳ－ＦＥＴの定常損失は電流の二乗に比例することから、電流アンバランスが発生した場合の損失増加が大きい。実施の形態１において説明したように、各スイッチング素子の各オン期間において各チョッパ回路部に流れる母線電流の変化量が同等になるように制御する構成とすることにより、動作モードによらず、高調波電流の抑制効果を高めることを可能としているので、各チョッパ回路部に流れる母線電流にアンバランスが発生している状態では、各スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた構成である場合の損失よりも、ＭＯＳ－ＦＥＴを用いた構成である場合の損失が大きくなる。
　つまり、各チョッパ回路部を構成する各スイッチング素子として、Ｓｉ（シリコン）系半導体よりも低損失なＷＢＧ半導体により形成されたＭＯＳ－ＦＥＴを用いた構成に適用することで、より大きな効果を得ることが可能となる。
　また、上述した実施の形態で説明した電力変換装置を適用したモータ駆動制御装置を空気調和機に適用し、これらの送風機もしくは圧縮機のモータの少なくとも一つを駆動するのに用いても同様の効果が得られる。
　また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
　以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、複数のチョッパ回路部を有する構成において、高調波電流の抑制効果を高める技術として有用であり、特に、その電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置、そのモータ駆動制御装置を備えた送風機および圧縮機、ならびに、その送風機あるいは圧縮機を備えた空気調和機に適している。
　１　交流電源（単相交流電源）、２　整流器（単相整流器）、２ａ～２ｄ　整流ダイオード、３ａ，３ｂ　チョッパ回路部、４ａ，４ｂ　リアクタ、５ａ，５ｂ　スイッチング素子、６ａ，６ｂ　逆流防止素子、７　平滑コンデンサ、８　母線電流検出手段、９　母線電圧検出手段、１０　スイッチング制御手段、１１　整流電圧検出手段、２０　オンデューティ算出手段、２１　母線電流指令値制御手段、２２　オンデューティ制御手段、２３　オンデューティ補正手段、２４　駆動パルス生成手段、３１　インバータ、３２　モータ、３３　インバータ制御手段、３４　モータ電流検出手段。

Claims (17)

  1. 　リアクタ、スイッチング素子、および逆流防止素子を有して構成され、交流電源を整流する整流器の出力をチョッピングして昇圧するチョッパ回路部を複数並列に接続して構成される電力変換装置であって、
    　複数の前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
    　複数の前記チョッパ回路部の出力を平滑する平滑コンデンサと、
    　前記整流器から出力される整流電圧を検出する整流電圧検出手段と、
    　前記平滑コンデンサが平滑した母線電圧を検出する母線電圧検出手段と、
    　複数の前記リアクタに流れるリアクタ電流が加算された母線電流を検出する母線電流検出手段と、
    　を備え、
    　前記スイッチング制御手段は、
    　前記母線電圧と前記母線電流とに基づいて、複数の前記スイッチング素子に対する各駆動パルスの基準オンデューティを算出するオンデューティ算出手段と、
    　前記母線電流に基づいて、前記母線電流の変化量が略同等となるように、前記基準オンデューティを補正して前記各駆動パルスのオンデューティをそれぞれ出力するオンデューティ補正手段と、
    　前記各オンデューティに基づいて、前記各駆動パルスを生成する駆動パルス生成手段と、
    　を備える
    　ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記オンデューティ補正手段は、前記整流電圧と前記母線電圧と前記母線電流の単位時間当たりの各変化率とに基づいて算出した前記各リアクタのインダクタンス値の比率を前記各オンデューティの比率とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記オンデューティ補正手段は、前記交流電源の１周期中における前記各スイッチング素子のスイッチングのうち、少なくとも１回ずつ前記各オンデューティの補正を実施し、前記オンデューティの補正を実施しない場合には、前記基準オンデューティを前記各オンデューティに適用することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記オンデューティ補正手段は、前記各駆動パルスの１周期中において前記各リアクタ電流がゼロとなる期間が存在しない動作状態である連続モードにおいて、前記オンデューティの補正を実施し、前記各駆動パルスの１周期中において前記各リアクタ電流がゼロとなる期間が存在する動作状態である不連続モード、および、各スイッチング素子のオフ期間中において各リアクタ電流がゼロになった瞬間に各スイッチング素子がオンする動作状態である臨界モードにおいて、前記基準オンデューティを前記各オンデューティに適用することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 　前記オンデューティ補正手段は、前記連続モードにおける前記各スイッチング素子のスイッチングのうち、少なくとも１回ずつ前記各オンデューティの補正を実施し、前記オンデューティの補正を実施しない場合には、前記基準オンデューティを前記各オンデューティに適用することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記オンデューティ補正手段は、前記各駆動パルスのそれぞれのオン期間において、所定の時間差分離れた少なくとも２つの異なる時刻間における前記母線電流の差分を求め、前記母線電流の単位時間当たりの各変化率を算出することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  7. 　前記オンデューティ補正手段は、前記各駆動パルスを生成するキャリア信号の谷あるいは山に同期したタイミングにおける前記母線電流と前記駆動パルスがオンからオフに切り替わるタイミングにおける前記母線電流との差分を求め、前記母線電流の単位時間当たりの各変化率を算出することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  8. 　前記オンデューティ補正手段は、前記各駆動パルスのそれぞれのオン期間における前記母線電流を微分して、前記母線電流の単位時間当たりの各変化率を算出することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  9. 　前記オンデューティ補正手段は、前記各駆動パルスが唯一オンとなり、且つ、当該駆動パルスによりオンとなるスイッチング素子に接続されたリアクタに流れるリアクタ電流と前記母線電流とが等価となる期間において、前記母線電流の単位時間当たりの各変化率を算出することを特徴とする請求項６～８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  10. 　前記所定の時間差分は、前記各駆動パルスが唯一オンとなり、且つ、当該駆動パルスによりオンとなるスイッチング素子に接続されたリアクタに流れるリアクタ電流と前記母線電流とが等価となる期間よりも短いこと特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  11. 　前記オンデューティ補正手段は、当該電力変換装置の稼動前に、前記各スイッチング素子を唯一オンさせて、前記母線電流の単位時間当たりの各変化率を算出し、当該電力変換装置の稼動時に該各変化率を適用して前記オンデューティの補正を実施することを特徴とする請求項６～８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  12. 　前記各スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳ－ＦＥＴであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  13. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドであることを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
  14. 　請求項１～１３のいずれか一項に記載の電力変換装置と、
    　前記電力変換装置の出力である直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
    　前記交流電圧により駆動されるモータと、
    　を備えることを特徴とするモータ駆動制御装置。
  15. 　請求項１４に記載のモータ駆動制御装置を備えることを特徴とする送風機。
  16. 　請求項１４に記載のモータ駆動制御装置を備えることを特徴とする圧縮機。
  17. 　請求項１５に記載の送風機、あるいは、請求項１６に記載の圧縮機のうち、少なくとも一方を備えることを特徴とする空気調和機。
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