WO2018025355A1 - 電力変換装置、モータ駆動制御装置、送風機、圧縮機および空気調和機 - Google Patents

電力変換装置、モータ駆動制御装置、送風機、圧縮機および空気調和機 Download PDF

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WO2018025355A1
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switching
switching element
phase
chopper circuit
voltage
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PCT/JP2016/072833
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English (en)
French (fr)
Inventor
崇 山川
成雄 梅原
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that converts an alternating current power source into a direct current and supplies the load to a load, a motor drive control device including the power conversion device, a blower and a compressor including the motor drive control device, and a blower or
  • the present invention relates to an air conditioner equipped with a compressor.
  • an interleaved converter that suppresses harmonic current as a converter that performs chopping at DC.
  • a plurality of chopper circuit units are connected in parallel, and are switched at different switching phases. Thereby, in the input current which is the sum of the currents flowing through the respective chopper circuit portions, the ripple caused by the switching is canceled and the harmonic current is suppressed.
  • the current flowing in each chopper circuit section becomes unequal due to variations in the switching phase of each chopper circuit section, variations such as the switching on time and the slope during switching on / off, and the like. There are cases where the current suppression effect is reduced and the element heat generation is unbalanced.
  • Patent Document 1 discloses a technique for equalizing current distribution to each chopper circuit unit.
  • the technique described in Patent Document 1 based on each current value flowing through each of the plurality of chopper circuit units, the OFF time of each switching element for each switching period for controlling each switching element in the critical mode is predicted, Based on the prediction result, switching control of each switching element is performed to control the switching phase to have a desired phase difference.
  • each switching element when operating in the continuous mode, each switching element is turned on / off at a position where the current value of the reactor current does not become zero, so that the current between each chopper circuit section is larger than when operating in the critical mode or the discontinuous mode.
  • the distribution is likely to be unequal and it is difficult to obtain the effect of suppressing the unbalance of the element heat generation.
  • This invention is made in view of the above, Comprising: It aims at obtaining the power converter device which can suppress the imbalance of element heat_generation
  • a power conversion device includes a rectifier that rectifies an AC voltage from an AC power supply, and a plurality of choppers that have a switching element and chop the output of the rectifier. Circuit.
  • the power conversion device controls a first switching element that is a switching element of a reference chopper circuit based on one of a plurality of chopper circuits, and a second switching element of a chopper circuit other than the reference.
  • the switching element is controlled at a timing based on the control timing of the first switching element, and includes a switching control unit that switches a reference chopper circuit when a prescribed condition is satisfied.
  • the figure which shows the example of 1 structure of the power converter device concerning embodiment The figure which shows the example of 1 structure of the switching control part of the power converter device concerning embodiment
  • the figure which shows each waveform of the relationship between the carrier signal and timer value of each power pulse concerning an embodiment, and each drive pulse The figure which shows the example of the drive pulse at the time of using the complementary PWM generation function of a three phase inverter
  • the figure which shows the example of the electric current which flows into the reactor of each phase of the power converter device concerning embodiment The figure which shows the example of the drive pulse and electric current waveform at the time of making A phase into a reference phase in the power converter device concerning embodiment
  • the figure which shows the switching operation mode of the power converter device concerning embodiment The figure which shows the structural example of the motor drive control apparatus concerning embodiment
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a power conversion device according to an embodiment of the present invention.
  • the power conversion apparatus 100 includes a single-phase rectifier (hereinafter simply “rectifier”) that rectifies an AC voltage of a single-phase AC power supply (hereinafter simply referred to as “AC power supply”) 1. 2), a chopper circuit unit 3 for chopping the output of the rectifier 2, a smoothing capacitor 7 for smoothing the output of the chopper circuit unit 3, a bus current detection unit 8, a bus voltage detection unit 9, and a switching control unit 10 And.
  • rectifier single-phase rectifier
  • AC power supply AC power supply
  • the rectifier 2 is configured by bridge-connecting four rectifier diodes 2a to 2d.
  • the chopper circuit unit 3 includes a chopper circuit 3a including a reactor 4a, a switching element 5a, and a backflow prevention element 6a, and a chopper circuit 3b including a reactor 4b, the switching element 5b, and the backflow prevention element 6b connected in parallel.
  • the switching elements 5a and 5b an IGBT (Insulated GATE Bipolar Transistor) can be exemplified, and as the backflow preventing elements 6a and 6b, a fast recovery diode can be exemplified.
  • the switching control unit 10 generates drive pulses for operating the switching elements 5a and 5b based on the output signals of the bus current detection unit 8 and the bus voltage detection unit 9.
  • the bus current detection unit 8 detects a bus current Idc that flows from the rectifier 2 to a load (not shown), flows from the load to the rectifier 2, and outputs the detected bus current Idc to the switching control unit 10.
  • the bus voltage detector 9 detects a bus voltage Vo, which is a voltage obtained by smoothing the output voltage of the chopper circuit 3 with the smoothing capacitor 7, and outputs the detected voltage to the switching controller 10.
  • the rectified voltage detector 11 detects the rectified voltage Vds rectified by the rectifier 2 and outputs it to the switching controller 10.
  • the AC power source 1 is a single-phase AC power source and the rectifier 2 is a single-phase rectifier.
  • the AC power source 1 is a three-phase AC power source
  • the rectifier 2 is a three-phase AC power source.
  • the configuration may be a phase rectifier.
  • a configuration example in which two chopper circuits are connected in parallel is shown.
  • a configuration in which three or more chopper circuits are connected in parallel may be used.
  • IPMs that match the number of parallel connections, such as a three-phase inverter drive IPM (Intelligent Power Module). Can do.
  • the switching element of the chopper circuit may be formed of a wide band gap semiconductor including GaN (Gallium Nitride) and SiC (Silicon Carbide).
  • GaN Gallium Nitride
  • SiC Silicon Carbide
  • the wide band gap semiconductor it is possible to drive with high efficiency. Since the wide band gap semiconductor can make the switching time very short, high-speed and low-loss switching operation is possible. Further, by using a wide band gap semiconductor, the withstand voltage is increased and the allowable current density is also increased, so that the module can be miniaturized. Since the wide band gap semiconductor has high heat resistance, it is possible to reduce the size of the radiating fin of the radiating portion.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the switching control unit of the power conversion device according to the embodiment.
  • the switching control unit 10 includes an on-duty calculation unit 20 including a bus current command value control unit 21 and an on-duty control unit 22, a reference phase switching unit 23, and a drive pulse generation unit 24. Consists of.
  • the switching control unit 10 is constituted by a calculation means such as a microcomputer.
  • the bus current command value control unit 21 calculates a bus current command value Idc * from the bus voltage Vo that is an output signal of the bus voltage detection unit 9 and, for example, a preset bus voltage command value Vo *.
  • the calculation of the bus current command value Idc * is performed, for example, by proportional-integral control of the difference between the bus voltage Vo that is an output signal of the bus voltage detection unit 9 and the bus voltage command value Vo *.
  • the on-duty control unit 22 uses the bus-current command value Idc * calculated by the bus-current command value control unit 21 and the bus-current Idc detected by the bus-current detection unit 8 to determine the reference on-duty of each switching element 5a, 5b. (Duty) is calculated.
  • the calculation of the reference on-duty is performed by, for example, performing proportional integral control on the difference between the bus current command value Idc * output from the bus current command value control unit 21 and the bus current Idc output signal from the bus current detection unit 8. Do.
  • the reference phase switching unit 23 Based on the reference on-duty (duty) of each of the switching elements 5a and 5b calculated by the on-duty control unit 22 and the rectified voltage Vds, the reference phase switching unit 23 selects the on-duty Daon of the switching element 5a and the switching element 5b. On-duty Dbon is generated. The reference phase switching unit 23 generates a reference phase switching signal psw.
  • the drive pulse generator 24 generates drive pulses pulse_a and pulse_b for operating the switching elements 5a and 5b based on the on-duties (Daon and Dbon) generated by the reference phase switching unit 23 and the reference phase switching signal psw. Generate and output each.
  • the control parameter used for the calculation in the bus current command value control unit 21 and the on-duty control unit 22 is preferably such that the proportional control gain in the on-duty control unit 22 changes in inverse proportion to the bus voltage Vo.
  • a calculation formula or table corresponding to the rectified voltage Vds, the bus current Idc, and the bus voltage Vo, which is the output voltage of the rectifier 2 is provided, and the control parameters may be adjusted in accordance with the operation state of the circuit. Good. Thereby, controllability can be improved.
  • proportional integral control is mentioned here as the calculation method in the bus current command value control unit 21 and the on-duty control unit 22, the present invention is not limited by these control calculation methods. Other calculation methods may be used such as adding a differential term to achieve proportional-integral-derivative control. Further, it is not necessary that the calculation method in the bus current command value control unit 21 and the calculation method in the on-duty control unit 22 be the same method.
  • the operation of the chopper circuits 3a and 3b shown in FIG. 1 will be described.
  • a rectified voltage Vds that is an output of the rectifier 2 is input to the chopper circuit 3a, and an output of the chopper circuit 3a is smoothed by the smoothing capacitor 7 to obtain a bus voltage Vo.
  • the switching element 5a when the switching element 5a is turned on, the conduction of the backflow prevention element 6a is blocked, and the rectified voltage Vds is applied to the reactor 4a.
  • the backflow prevention element 6a is turned on, and the voltage difference between the rectified voltage Vds and the bus voltage Vo is induced in the reactor 4a in the opposite direction to that when the switching element 5a is turned on. Is done. At this time, it can be seen that the energy stored in the reactor 4a when the switching element 5a is turned on is transferred to the load when the switching element 5 is turned off. If the energy that enters and exits the reactor 4a is equal when the switching element 5a is turned on / off, the relationship between the on-duty Daon, the rectified voltage Vds, and the bus voltage Vo of the switching element 5a is expressed by the following equation (1).
  • the output voltage of the chopper circuit 3a that is, the bus voltage Vo can be controlled by controlling the on-duty Daon of the switching element 5a.
  • the switching element 5a when the switching element 5a is off, that is, during the period when the drive pulse pulse_a is “L”, the voltage of the difference between the rectified voltage Vds and the bus voltage Vo is applied to the reactor 4a as described above.
  • the reactor current ILa which is applied in the opposite direction to that when the element 5a is turned on and flows through the reactor 4a from the AC power supply 1 side to the load side, linearly decreases. If the reactor current flowing through the reactor 4a at this time is ILaoff, the slope ⁇ ILaoff of this ILaoff is expressed by the following equation (3).
  • the reactor current ILb flowing through the reactor 4b from the AC power supply 1 side to the load side increases linearly.
  • the slope ⁇ ILbon of the ILbon is expressed by the following equation (5).
  • Each on-duty (Daon, Dbon) of each switching element 5a, 5b is calculated using bus voltage Vo, rectified voltage Vds, reactor current ILa, and reactor current ILb in switching controller 10 as described above. Can do.
  • the bus current Idc detected by the bus current detection unit 8 is “ILaon + ILboff” or “ILaoff + ILbon” in the section where the ON periods of the switching elements 5 a and 5 b do not overlap. The value is equal to.
  • the on-duties Daon and Dbon of the switching elements 5a and 5b can be calculated using the bus current Idc detected by the bus current detection unit 8.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the relationship between the bus current Idc and the reactor currents ILa and ILb.
  • the solid line indicates the bus current Idc
  • the alternate long and short dash line indicates the reactor current ILa
  • the dotted line indicates the reactor current ILb.
  • Tsw indicates a switching period.
  • ⁇ Idc (aonboff) indicates the slope of the bus current when the switching element 5a is on and the switching element 5b is off
  • ⁇ Idc (aoffbon) is the bus current when the switching element 5a is off and the switching element 5b is on. Indicates the slope. In other periods when both switching elements 5a and 5b are off, the bus current decreases.
  • the switching control unit 10 has, for example, a half of the on-timing phase of the switching element 5b with respect to the on-timing of the switching element 5a in the switching cycle of the switching elements 5a and 5b. Control to delay the cycle (180 °). Alternatively, the switching control unit 10 performs control so that the phase of the on-timing of the switching element 5a is delayed by a half cycle (180 °) with respect to the on-timing of the switching element 5b. Thereby, the ripple caused by switching of each switching element 5a, 5b of bus current Idc, which is an addition current of reactor current ILa and reactor current ILb, is canceled.
  • the on-timing phase difference of the switching elements of each chopper circuit is set to a half cycle.
  • the number of chopper circuits is three or more, the following is obtained. That is, when the power conversion device 100 according to the present embodiment is configured by connecting n chopper circuits in parallel, the switching phase difference of the switching elements of each chopper circuit is set to (360 / n) °. The ripple of the bus current Idc can be minimized.
  • n is an integer of 2 or more.
  • the switching control unit 10 controls the first switching element that constitutes the reference chopper circuit with one of the plurality of chopper circuits as a reference, and the second chopper circuit that constitutes a chopper circuit other than the reference.
  • the switching element is controlled with a phase difference corresponding to the number of chopper circuits based on the control timing of the first switching element.
  • the switching control unit 10 periodically changes the reference chopper circuit so that all the chopper circuits become the reference at the same rate.
  • this invention is not limited by the phase difference of the switching timing of each switching element in a some chopper circuit.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating the relationship between the carrier signal and the timer value and the waveforms of the drive pulses in the power conversion device according to the present embodiment.
  • the drive pulse generator 24 of the switching controller 10 compares the triangular wave carrier signal with the timer values ⁇ and ⁇ corresponding to the on-duties Daon and Dbon of the switching elements 5a and 5b, and compares the magnitudes of the comparison results. Accordingly, the drive pulses pulse_a and pulse_b of the switching elements 5a and 5b are generated.
  • the drive pulse generator 24 uses the timer value ⁇ corresponding to the on-duty Daon of one switching element (here, the switching element 5a) as a reference, and the other switching element (here, The timer value ⁇ corresponding to the on-duty Dbon of the switching element 5b) is set to a value (1- ⁇ ) obtained by subtracting the timer value ⁇ corresponding to the on-duty Daon of one switching element (here, the switching element 5a) from 1
  • the amplitude of the carrier signal is 0.5, that is, the difference between the maximum value and the minimum value of the carrier signal is 1.
  • each drive pulse generator 24 generates each drive pulse (pulse_a, pulse_b), and “High” and “High” of each drive pulse (pulse_a, pulse_b).
  • the correspondence relationship with “Low” is not limited to the example described above.
  • the relationship between each on-duty (Daon, Dbon) and each on-duration (Taon, Tbon) of each drive pulse (pulse_a, pulse_b) may be the same.
  • some general-purpose microcomputers used for motor control have a function to generate complementary PWM (Pulse Width Modulation) of a three-phase inverter.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the complementary PWM generation function of the three-phase inverter is used as described above. Two drive pulses having different half-cycles may be generated.
  • FIG. 5 shows the relationship and waveform of each signal when generating the driving pulse of each switching element using the complementary PWM generation function of the three-phase inverter, that is, the relationship between the carrier signal and the timer value and each waveform of each driving pulse.
  • the drive pulse for the lower (or upper) switching element generated on the basis of (), the phase is different by a half cycle.
  • the function of generating a complementary PWM of this three-phase inverter the size relationship between the carrier signal and each timer value when generating each drive pulse, and the conditions of “High” and “Low” of each drive pulse are determined. If the timer value is set on the software without changing it, it is possible to easily generate drive pulses having a phase difference of half a cycle.
  • the reference phase switching unit 23 outputs the reference phase switching signal psw at a cycle based on the cycle information of the power supply voltage obtained by monitoring the rectified voltage Vds.
  • the reference phase switching unit 23 switches the reference phase of each drive pulse (pulse_a, pulse_b) when 500 cycles are detected (about 10 seconds have elapsed). That is, the reference phase switching unit 23 detects the elapse of a certain time based on the power supply voltage cycle, and outputs the reference phase switching signal psw every time the elapse of the certain time is detected.
  • the reference phase switching unit 23 switches the reference phase to the B phase when the passage of a certain time is detected.
  • the reference phase switching unit 23 For reference, a case where the reference phase switching unit 23 is not provided, that is, a case where the reference phase is not switched will be described with reference to FIGS. 6 and 7.
  • the reference phase is the A phase
  • the relationship between each phase switching and current in the period 61 in FIG. 6 is as shown in FIG.
  • the drive pulse is generated based on the phase information of the A phase (master phase) controlled as a reference. Slave control).
  • a current different from the target current flows in the B phase.
  • the power conversion device 100 includes the reference phase switching unit 23 in the switching control unit 10 and is configured to be able to switch the master phase that is the reference phase. It has been solved. Specifically, as described above, the reference phase switching unit 23 outputs the reference phase switching signal psw instructing the switching of the reference phase to the drive pulse generating unit 24 at a constant cycle based on the period information of the power supply voltage. . The drive pulse generator 24 switches the reference phase to be controlled based on the reference phase switching signal psw. In the state shown in FIG. 7, that is, in the state where the drive pulse is generated by performing the control using the A phase as the reference phase, the drive pulse generation unit 24 is instructed to switch the reference phase by the reference phase switching signal psw.
  • the reference phase is switched to the B phase.
  • the B phase is controlled as the master phase and the A phase is slave-controlled, so that the relationship of the current unbalance action is reversed.
  • the control is performed with the reference phase as the B phase in the period 62 in FIG. 6, and FIG. 8 shows the relationship between each phase switching and the current in the period 62 in FIG.
  • the drive pulse generator 24 switches the reference phase to the A phase.
  • the reference phase switching unit 23 generates a signal as a reference phase switching signal (psw) that is at a high level when instructing switching of the reference phase and is at a low level when not instructing switching of the reference phase.
  • the reference phase switching unit 23 may generate a signal having a reverse polarity, that is, a Low level when instructing switching of the reference phase, and a High level when not instructing.
  • the reference phase switching unit 23 outputs the reference phase switching signal near the power supply voltage zero cross. Thereby, it is possible to minimize the influence on the power supply current control by switching the reference phase, and a highly reliable device can be obtained.
  • the reference phase switching unit 23 can be implemented with very simple control, there is no need to add a detection circuit such as a current as compared with other methods, and noise increase due to the addition of control pattern routing, etc. It can be suppressed. Therefore, it is possible to realize a highly reliable device while suppressing an increase in cost. Moreover, since it is possible to suppress an increase in the processing load of the microcomputer, it is possible to suppress an increase in cost.
  • the switching timing of the reference phase is determined based on the information of the power supply voltage cycle obtained by monitoring the rectified voltage.
  • the switching timing may be determined by other methods.
  • the temperature of an element with the most severe operating conditions for heat generation that is, an element whose temperature is likely to reach the protection level, or an element that is most affected by unbalance is detected, and the temperature difference between the detected temperature and a predetermined reference temperature is constant.
  • the reference phase may be switched when the above value is reached, or when the detected temperature reaches a predetermined specified value.
  • the reference phase switching unit 23 switches the reference phase when the count number of the power supply voltage period reaches a constant value.
  • the reference phase is switched when the specified condition is satisfied, such as switching the reference phase.
  • control that suppresses imbalance by correcting the on-duty using the ratio of each inductance value of each reactor is the length of time to turn on the switching element corresponding to each reactor when the inductance value of each reactor is different. If the length is the same, the current flowing through each chopper circuit is different.
  • the control performed to suppress the unbalance of the current flowing through each chopper circuit corresponds to the control that suppresses the unbalance by correcting the on-duty using the ratio of each inductance value of each reactor. That is, in this control, the on-duty of the switching element corresponding to each reactor is adjusted based on the inductance value of each reactor so that the currents flowing in each chopper circuit per cycle are the same.
  • the current detection unit of the power conversion device 100 detects the bus current Idc that is a direct current, and the number of current detection units can be suppressed as compared with the case of detecting the current of each reactor, Cost increase can be suppressed. It goes without saying that the above-described effects can be obtained even if the current of each reactor is detected.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a switching operation mode of the power conversion device according to the embodiment.
  • the reactor current flowing in each reactor 4a, 4b is a straight line as represented by the above-described equations (2), (3), (5), (6) in accordance with the on / off of each switching element 5a, 5b. Increase and decrease repeatedly.
  • the rectified voltage Vds is low and the slope of the decrease in the reactor currents ILa and ILb flowing through the reactors 4a and 4b after the switching elements 5a and 5b are turned off is large, and than when the switching elements 5a and 5b are turned on.
  • the off period is longer, as shown in FIG. 9A, the reactor currents ILa and ILb flowing through the reactors 4a and 4b during the off period of the switching elements 5a and 5b may reach zero. .
  • the switching elements 5a and 5b The operating state that is turned on is called a critical mode in the sense of a boundary between a continuous mode and a discontinuous mode.
  • the rectified voltage is detected and the reference phase is switched based on the detected information.
  • the power supply voltage or the zero-cross information of the power supply voltage is detected and the reference phase is switched based on the detected information. There is no problem.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of a motor drive control device including the power conversion device according to the present embodiment.
  • the motor drive control device generates the voltage for driving the motor by converting the DC voltage output from the power conversion device 100 according to the present embodiment and the DC voltage output from the power conversion device 100 into an AC voltage.
  • an inverter control unit 33 that controls the inverter 31.
  • the power converter 100 is the power converter 100 shown in FIG. 1, and an inverter 31 as a load is connected to the power converter 100.
  • a motor 32 is connected to the inverter 31.
  • the inverter 31 has, for example, a switching element such as an IGBT having a three-phase bridge configuration or a two-phase bridge configuration.
  • the inverter control unit 33 uses a motor current detection unit 34 that detects a current flowing from the inverter 31 to the motor 32 to calculate a voltage command that causes the motor 32 to rotate at a desired number of revolutions. A pulse for driving the switching element is generated.
  • the control of the inverter 31 by the inverter control unit 33 may be realized by using an arithmetic means such as a microcomputer, similarly to the switching control unit 10 shown in FIG.
  • the upper limit of the output voltage from the inverter 31 is the input voltage to the inverter 31, that is, the power converter. It is limited by the bus voltage Vo which is 100 outputs. A region where the output voltage from the inverter 31 saturates beyond the upper limit limited by the bus voltage Vo is called an overmodulation region.
  • the number of turns of the stator winding of the motor 32 can be increased accordingly.
  • the current decreases as the motor voltage increases, and loss reduction in the inverter 31 is expected.
  • the degree of increase in the number of turns of the motor 32 may be appropriately designed.
  • the power converter when the power load on the power converter is small and the required bus voltage Vo is small, the power converter is operated in the discontinuous mode or the critical mode described above, and the power to the power converter is When the load is large and the required bus voltage Vo is large, the operation may be performed in the continuous mode.
  • the reference phase switching control may be performed only in the continuous mode without performing the above-described reference phase switching control. Further, in the continuous mode, the reference phase switching control may be performed only under a condition in which the temperature rise becomes severe, instead of performing the reference phase switching control for the entire operation region.
  • the influence due to the switching of the reference phase can be suppressed as much as possible, and a highly reliable system can be realized. Further, since the calculation load of the software is small, for example, the switching control unit 10 shown in FIGS. 1 and 2 and the inverter control unit 33 shown in FIG. Cost can be reduced.
  • the same effect can be obtained when the motor drive control device according to the present embodiment shown in FIG. 10 is applied to an air conditioner. That is, when at least one of the motors constituting the blower or the compressor of the air conditioner is driven using the motor drive control device according to the present embodiment, it is possible to suppress an unbalance of element heat generation.
  • the air conditioner can be realized at low cost by preventing the apparatus configuration from becoming complicated.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration example of an air conditioner including the motor drive control device according to the present embodiment.
  • the air conditioner shown in FIG. 11 includes an outdoor unit 40 and an indoor unit 50, and the outdoor unit 40 and the indoor unit 50 are connected by a refrigerant pipe.
  • the outdoor unit 40 includes a motor drive control device 41 that is the motor drive control device shown in FIG. 10, a blower 42, and a compressor 43.
  • the motor drive control device 41 performs the motor drive control described above for at least one of the motor used for the blower 42 or the motor used for the compressor 43.
  • the motor drive control apparatus 41 is connected with the air blower 42 and the compressor 43 by wiring.
  • the motor drive control device described in FIG. 10 may be applied to the indoor unit 50. That is, you may apply the motor drive control apparatus of FIG. 10 with respect to the air blower which illustration of the indoor unit 50 is abbreviate
  • the power conversion device includes a plurality of chopper circuits and a switching control unit that controls a switching element of each chopper circuit, and the switching control unit is included in the plurality of chopper circuits.
  • the first switching element constituting the reference chopper circuit is controlled on the basis of one, and the second switching elements constituting the remaining chopper circuit are controlled at a timing based on the control timing of the first switching element. Control.
  • the switching control unit switches the reference chopper circuit when the specified condition is satisfied. Accordingly, it is possible to realize a power conversion device that can suppress the unbalance of element heat generation while preventing the device configuration from becoming complicated.
  • the configuration described in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and can be combined with other configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.

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Abstract

電力変換装置は、単相交流電源（１）からの交流電圧を整流する単相整流器（２）と、スイッチング素子を有し、単相整流器（２）の出力をチョッピングする複数のチョッパ回路（３ａ，３ｂ）と、複数のチョッパ回路の中の１つを基準として基準のチョッパ回路のスイッチング素子である第１のスイッチング素子を制御するとともに、基準以外のチョッパ回路のスイッチング素子である第２のスイッチング素子を第１のスイッチング素子の制御タイミングに基づくタイミングで制御し、規定条件を満たした場合に基準とするチョッパ回路を切り替えるスイッチング制御部（１０）と、を備える。

Description

電力変換装置、モータ駆動制御装置、送風機、圧縮機および空気調和機
　本発明は、交流電源を直流に変換して負荷に供給する電力変換装置、その電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置、そのモータ駆動制御装置を備えた送風機および圧縮機、ならびに、その送風機あるいは圧縮機を備えた空気調和機に関する。
　電源電流に含まれる高調波成分による障害を抑制するため、高調波電流を発生する電子機器に対して、国際的に規制が設けられている。この規制をクリアするため、コンバータにてＡＣ（Alternating　Current）またはＤＣ（Direct　Current）でのチョッピングにより電源短絡を行い、電源電流に含まれる高調波電流を抑制する施策がとられる。
　ＤＣでのチョッピングを行うコンバータとして、高調波電流を抑制するインターリーブ方式のコンバータがある。インターリーブ方式のコンバータは、チョッパ回路部を複数並列に接続し、それぞれを異なるスイッチング位相でスイッチングさせる。これにより、各チョッパ回路部に流れる電流の和となる入力電流において、スイッチングに起因するリプルを相殺し、高調波電流を抑制する。このインターリーブ方式のコンバータにおいては、各チョッパ回路部のスイッチング位相のずれ、スイッチングオン時間およびスイッチングオン／オフ時の傾きなどのバラツキが発生して各チョッパ回路部に流れる電流が不等となり、高調波電流の抑制効果の低減、素子発熱のアンバランスが発生する場合がある。これに対し、特許文献１には、各チョッパ回路部への電流配分を等しくする技術が開示されている。特許文献１に記載の技術では、複数のチョッパ回路部にそれぞれ流れる各電流値に基づいて、臨界モードで各スイッチング素子を制御するためのスイッチング周期ごとの各スイッチング素子のオフ時間を予測し、その予測結果に基づいて各スイッチング素子のスイッチング制御を行いスイッチング位相が所望の位相差となるように制御している。
特開２０１１－９１９８１号公報
　しかしながら、上記従来の技術では、チョッパ回路部毎に個別にリアクタ電流を検出する必要があるため、リアクタ電流を検出する電流検出部の部品数、体積およびコストが増加するという問題があった。また、制御が複雑になり、演算処理が増加するため、マイクロコンピュータ（以下、マイコンとする）等のコストの増加も懸念される。また、各チョッパ回路部の各スイッチング素子を臨界モードで動作させているため、電流のピーク値が高く、よりピーク値の低い大電力向きの連続モードには対応していなかった。一方、連続モードで動作させる場合、リアクタ電流の電流値がゼロとならない位置で各スイッチング素子をオン／オフさせるため、臨界モードまたは不連続モードで動作させる場合に比べ、各チョッパ回路部間における電流配分が不等になりやすく、素子発熱のアンバランス抑制効果が得られ難い、という問題がある。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、構成が複雑化するのを防止しつつ素子発熱のアンバランスを抑制可能な電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる電力変換装置は、交流電源からの交流電圧を整流する整流器と、スイッチング素子を有し、整流器の出力をチョッピングする複数のチョッパ回路とを備える。また、電力変換装置は、複数のチョッパ回路の中の１つを基準として基準のチョッパ回路のスイッチング素子である第１のスイッチング素子を制御するとともに、基準以外のチョッパ回路のスイッチング素子である第２のスイッチング素子を第１のスイッチング素子の制御タイミングに基づくタイミングで制御し、規定条件を満たした場合に基準とするチョッパ回路を切り替えるスイッチング制御部を備える。
　本発明によれば、構成が複雑化するのを防止しつつ素子発熱のアンバランスを抑制可能な電力変換装置を実現できるという効果を奏する。
実施の形態にかかる電力変換装置の一構成例を示す図 実施の形態にかかる電力変換装置のスイッチング制御部の一構成例を示す図 実施の形態にかかる電力変換装置における母線電流と各リアクタ電流との関係の一例を示す図 実施の形態にかかる電力変換装置のキャリア信号とタイマ値との関係および各駆動パルスの各波形を示す図 三相インバータの相補ＰＷＭ生成機能を用いた場合の駆動パルスの例を示す図 実施の形態にかかる電力変換装置の各相のリアクタに流れる電流の例を示す図 実施の形態にかかる電力変換装置においてＡ相を基準相とした場合の駆動パルスおよび電流波形の例を示す図 実施の形態にかかる電力変換装置においてＢ相を基準相とした場合の駆動パルスおよび電流波形の例を示す図 実施の形態にかかる電力変換装置のスイッチング動作モードを示す図 実施の形態にかかるモータ駆動制御装置の構成例を示す図 実施の形態にかかる空気調和機の構成例を示す図
　以下に、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置、モータ駆動制御装置、送風機、圧縮機および空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態．
　図１は、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態にかかる電力変換装置１００は、単相交流電源（以下、単に「交流電源」という）１の交流電圧を整流する単相整流器（以下、単に「整流器」という）２と、整流器２の出力をチョッピングするチョッパ回路部３と、チョッパ回路部３の出力を平滑する平滑コンデンサ７と、母線電流検出部８と、母線電圧検出部９と、スイッチング制御部１０とを備えている。
　整流器２は、４個の整流ダイオード２ａから２ｄをブリッジ接続して構成される。チョッパ回路部３は、リアクタ４ａ、スイッチング素子５ａおよび逆流防止素子６ａからなるチョッパ回路３ａと、リアクタ４ｂ、スイッチング素子５ｂおよび逆流防止素子６ｂからなるチョッパ回路３ｂとを、並列接続して構成される。スイッチング素子５ａ，５ｂとしては、ＩＧＢＴ（Insulated　GATE　Bipolar　Transistor）を例示でき、逆流防止素子６ａ，６ｂとしては、ファストリカバリダイオードを例示できる。
　スイッチング制御部１０は、母線電流検出部８および母線電圧検出部９の各出力信号に基づいて、スイッチング素子５ａおよび５ｂを動作させる駆動パルスを生成する。母線電流検出部８は、整流器２から不図示の負荷へ流れ、負荷から整流器２に流れる電流である母線電流Ｉｄｃを検出し、スイッチング制御部１０に出力する。母線電圧検出部９は、チョッパ回路部３の出力電圧が平滑コンデンサ７で平滑された電圧である母線電圧Ｖｏを検出し、スイッチング制御部１０に出力する。整流電圧検出部１１は、整流器２により整流された整流電圧Ｖｄｓを検出し、スイッチング制御部１０に出力する。
　なお、図１に示す例では、交流電源１が単相交流電源であり、整流器２を単相整流器とした構成例を示したが、交流電源１が三相交流電源であり、整流器２を三相整流器とした構成であってもよい。また、図１に示す例では、チョッパ回路を２個並列接続する構成例を示したが、３個以上のチョッパ回路を並列接続する構成であってもよい。チョッパ回路が３個の場合は三相のインバータ駆動用ＩＰＭ（Intelligent　Power　Module、インテリジェントパワーモジュール）のように、並列接続数に合せたＩＰＭを用いる事で基板実装面積、加工費等を抑制する事ができる。また、チョッパ回路のスイッチング素子をＧａＮ（Gallium　Nitride、窒化ガリウム）およびＳｉＣ（Silicon　Carbide、炭化珪素）をはじめとするワイドバンドギャップ半導体で形成するようにしてもよい。ワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、高効率に駆動する事が可能となる。ワイドバンドギャップ半導体はスイッチング時間を非常に短くすることができるので、高速且つ低損失なスイッチング動作が可能となる。さらに、ワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、耐電圧性が高くなり許容電流密度も高くなるため、モジュールの小型化が可能となる。ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、放熱部の放熱フィンの小型化も可能になる。
　図２は、実施の形態にかかる電力変換装置のスイッチング制御部の一構成例を示す図である。図２に示すように、スイッチング制御部１０は、母線電流指令値制御部２１およびオンデューティ制御部２２を具備したオンデューティ算出部２０と、基準相切替部２３と、駆動パルス生成部２４とを含み構成される。このスイッチング制御部１０は、マイコンなどの演算手段で構成される。
　母線電流指令値制御部２１は、母線電圧検出部９の出力信号である母線電圧Ｖｏと、例えば予め設定される母線電圧指令値Ｖｏ＊とから、母線電流指令値Ｉｄｃ＊を演算する。この母線電流指令値Ｉｄｃ＊の演算は、例えば、母線電圧検出部９の出力信号である母線電圧Ｖｏと母線電圧指令値Ｖｏ＊との差分を比例積分制御して行う。
　オンデューティ制御部２２は、母線電流指令値制御部２１により演算された母線電流指令値Ｉｄｃ＊と母線電流検出部８により検出された母線電流Ｉｄｃとから、各スイッチング素子５ａ，５ｂの基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）を演算する。この基準オンデューティの演算は、例えば、母線電流指令値制御部２１の出力である母線電流指令値Ｉｄｃ＊と母線電流検出部８の出力信号である母線電流Ｉｄｃとの差分を比例積分制御して行う。
　基準相切替部２３は、オンデューティ制御部２２により演算された各スイッチング素子５ａ，５ｂの基準オンデューティ（ｄｕｔｙ）と、整流電圧Ｖｄｓとに基づいて、スイッチング素子５ａのオンデューティＤａｏｎおよびスイッチング素子５ｂのオンデューティＤｂｏｎを生成する。また、基準相切替部２３は、基準相切替信号ｐｓｗを生成する。
　駆動パルス生成部２４は、基準相切替部２３により生成された各オンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）と基準相切替信号ｐｓｗとに基づいて、各スイッチング素子５ａ，５ｂを動作させる駆動パルスｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂをそれぞれ生成して出力する。
　ここで、母線電流指令値制御部２１およびオンデューティ制御部２２での演算に用いる制御パラメータは、例えば、オンデューティ制御部２２における比例制御ゲインが母線電圧Ｖｏに反比例して変化するのが望ましいなど、回路の動作状況に合わせた最適値が存在する。したがって、整流器２の出力電圧である整流電圧Ｖｄｓと、母線電流Ｉｄｃと、母線電圧Ｖｏとに応じた計算式、もしくはテーブルを設け、回路の動作状況に合わせて制御パラメータを調整するようにしてもよい。これにより制御性を向上させることができる。
　また、ここでは母線電流指令値制御部２１およびオンデューティ制御部２２での演算手法として比例積分制御を挙げたが、これらの制御演算手法により本発明が限定されるものではない。微分項を追加して比例積分微分制御とするなど、その他の演算手法を用いてもよい。また、母線電流指令値制御部２１での演算手法とオンデューティ制御部２２での演算手法とを同一の手法とする必要もない。
　ここで、図１に示すチョッパ回路３ａおよび３ｂの動作について説明する。まず、チョッパ回路３ａのスイッチング素子５ａをオン／オフした場合の挙動について説明する。チョッパ回路３ａには、整流器２の出力である整流電圧Ｖｄｓが入力され、チョッパ回路３ａの出力が平滑コンデンサ７で平滑され、母線電圧Ｖｏが得られる。チョッパ回路３ａにおいて、スイッチング素子５ａがオンしたとき、逆流防止素子６ａの導通が阻止され、リアクタ４ａには整流電圧Ｖｄｓが印加される。一方、スイッチング素子５ａがオフしたとき、逆流防止素子６ａが導通し、リアクタ４ａには、整流電圧Ｖｄｓと母線電圧Ｖｏとの差分の電圧が、スイッチング素子５ａがオンしたときとは逆向きに誘導される。このとき、スイッチング素子５ａのオン時にリアクタ４ａに蓄積されたエネルギーが、スイッチング素子５のオフ時に負荷へ移送されると見ることができる。スイッチング素子５ａのオン／オフ時に、リアクタ４ａを出入りするエネルギーが等しいとすると、スイッチング素子５ａのオンデューティＤａｏｎ、整流電圧Ｖｄｓ、および母線電圧Ｖｏの関係は、下記（１）式で表される。
　Ｖｏ＝Ｖｄｓ／（１－Ｄａｏｎ）　…（１）
　上記（１）式から明らかなように、スイッチング素子５ａのオンデューティＤａｏｎを制御することで、チョッパ回路３ａの出力電圧、すなわち母線電圧Ｖｏを制御することができる。
　つぎに、チョッパ回路３ａにおいてリアクタ４ａに流れるリアクタ電流ＩＬａとオンデューティＤａｏｎとの関係について説明する。スイッチング素子５ａがオンしている場合、上述したように、リアクタ４ａには整流電圧Ｖｄｓが印加される。このとき、リアクタ４ａを交流電源１側から負荷側に流れるリアクタ電流ＩＬａは、直線的に増加する。このときのリアクタ４ａに流れるリアクタ電流をＩＬａｏｎとし、リアクタ４ａのインダクタンス値をＬａとすると、このＩＬａｏｎの傾きΔＩＬａｏｎは、下記（２）式で表される。
　ΔＩＬａｏｎ＝Ｖｄｓ／Ｌａ　…（２）
　また、スイッチング素子５ａがオフしているとき、すなわち、駆動パルスｐｕｌｓｅ＿ａが「Ｌ」である期間は、上述したように、リアクタ４ａには整流電圧Ｖｄｓと母線電圧Ｖｏとの差分の電圧が、スイッチング素子５ａのオン時とは逆向きに印加され、リアクタ４ａを交流電源１側から負荷側に流れるリアクタ電流ＩＬａは、直線的に減少する。このときのリアクタ４ａに流れるリアクタ電流をＩＬａｏｆｆとすると、このＩＬａｏｆｆの傾きΔＩＬａｏｆｆは、下記（３）式で表される。
　ΔＩＬａｏｆｆ＝（Ｖｄｓ－Ｖｏ）／Ｌａ　…（３）
　同様にして、スイッチング素子５ｂのオンデューティＤｂｏｎ、整流電圧Ｖｄｓ、および母線電圧Ｖｏの関係は下記（４）式で表される。
　Ｖｏ＝Ｖｄｓ／（１－Ｄｂｏｎ）　…（４）
　また、スイッチング素子５ｂがオンしている場合、リアクタ４ｂを交流電源１側から負荷側に流れるリアクタ電流ＩＬｂは、直線的に増加する。このときのリアクタ４ｂに流れるリアクタ電流をＩＬｂｏｎとし、リアクタ４ｂのインダクタンス値をＬｂとすると、このＩＬｂｏｎの傾きΔＩＬｂｏｎは、下記（５）式で表される。
　ΔＩＬｂｏｎ＝Ｖｄｓ／Ｌｂ　…（５）
　また、スイッチング素子５ｂがオフしている場合、リアクタ４ｂを交流電源１側から負荷側に流れるリアクタ電流ＩＬｂは、直線的に減少する。このときのリアクタ電流をＩＬｂｏｆｆとすると、このＩＬｂｏｆｆの傾きΔＩＬｂｏｆｆは、下記（６）式で表される。
　ΔＩＬｂｏｆｆ＝（Ｖｄｓ－Ｖｏ）／Ｌｂ　…（６）
　各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）は、上述したように、スイッチング制御部１０において、母線電圧Ｖｏ、整流電圧Ｖｄｓ、リアクタ電流ＩＬａ、およびリアクタ電流ＩＬｂを用いて算出することができる。ここで、図３に示したように、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間が重ならない区間では、母線電流検出部８により検出される母線電流Ｉｄｃは、「ＩＬａｏｎ＋ＩＬｂｏｆｆ」、または、「ＩＬａｏｆｆ＋ＩＬｂｏｎ」に等しい値となる。すなわち、母線電流検出部８により検出される母線電流Ｉｄｃを用いて、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オンデューティＤａｏｎ，Ｄｂｏｎを算出することができる。なお、図３は、母線電流Ｉｄｃと各リアクタ電流ＩＬａ，ＩＬｂとの関係の一例を示す図である。図３においては、実線が母線電流Ｉｄｃを示し、一点鎖線がリアクタ電流ＩＬａを示し、点線がリアクタ電流ＩＬｂを示している。Ｔｓｗはスイッチング周期を示す。また、ΔＩｄｃ(ａｏｎｂｏｆｆ)はスイッチング素子５ａがオンかつスイッチング素子５ｂがオフの期間における母線電流の傾きを示し、ΔＩｄｃ(ａｏｆｆｂｏｎ)はスイッチング素子５ａがオフかつスイッチング素子５ｂがオンの期間における母線電流の傾きを示す。スイッチング素子５ａおよび５ｂの双方がオフであるその他の期間においては母線電流が減少する。
　本実施の形態にかかる電力変換装置１００において、スイッチング制御部１０は、例えば、各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング周期において、スイッチング素子５ａのオンタイミングに対し、スイッチング素子５ｂのオンタイミングの位相が半周期（１８０°）遅れるように制御する。または、スイッチング制御部１０は、スイッチング素子５ｂのオンタイミングに対し、スイッチング素子５ａのオンタイミングの位相が半周期（１８０°）遅れるように制御する。これにより、リアクタ電流ＩＬａおよびリアクタ電流ＩＬｂの加算電流である母線電流Ｉｄｃの各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチングに起因するリプルが相殺される。なお、ここではチョッパ回路が２つのために各チョッパ回路のスイッチング素子のオンタイミングの位相差を半周期としたが、チョッパ回路の数が３以上の場合は以下のようになる。すなわち、ｎ個のチョッパ回路を並列接続して本実施の形態にかかる電力変換装置１００を構成した場合には、各チョッパ回路のスイッチング素子のスイッチングの位相差を（３６０／ｎ）°とすれば、母線電流Ｉｄｃのリプルを最小とすることができる。ｎは２以上の整数である。このように、スイッチング制御部１０は、複数のチョッパ回路の中の１つを基準として、基準のチョッパ回路を構成する第１のスイッチング素子を制御し、基準以外のチョッパ回路を構成する第２のスイッチング素子については、第１のスイッチング素子の制御タイミングに基づき、チョッパ回路の数に応じた位相差で制御する。また、スイッチング制御部１０は、基準とするチョッパ回路を周期的に変更し、全てのチョッパ回路が同じ割合で基準となるように制御する。なお、本発明は、複数のチョッパ回路における各スイッチング素子のスイッチングタイミングの位相差により限定されるものではない。
　つぎに、スイッチング制御部１０が、オンタイミングの位相が半周期（１８０°）異なるように、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各駆動パルスｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂを生成する手法の一例について説明する。図４は、本実施の形態にかかる電力変換装置のキャリア信号とタイマ値との関係および各駆動パルスの各波形を示す図である。
　スイッチング制御部１０の駆動パルス生成部２４は、三角波のキャリア信号と、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オンデューティＤａｏｎ，Ｄｂｏｎに対応した各タイマ値α，βとを比較し、その比較結果の大小に応じて、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各駆動パルスｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂを生成する。
　駆動パルス生成部２４は、例えば、図４に示すように、一方のスイッチング素子（ここでは、スイッチング素子５ａ）のオンデューティＤａｏｎに対応するタイマ値αを基準として、他方のスイッチング素子（ここでは、スイッチング素子５ｂ）のオンデューティＤｂｏｎに対応するタイマ値βを、１から一方のスイッチング素子（ここでは、スイッチング素子５ａ）のオンデューティＤａｏｎに対応するタイマ値αを差し引いた値（１－α）とし、三角波のキャリア信号と、Ｄａｏｎに対応したタイマ値αおよびＤｂｏｎに対応したタイマ値β（＝１－α）とをそれぞれ比較する。なお、キャリア信号の振幅を０．５、すなわちキャリア信号の最大値と最小値の差を１とする。
　そして、駆動パルス生成部２４は、スイッチング素子５ａの駆動パルスｐｕｌｓｅ＿ａとして、キャリア信号がＤａｏｎに対応したタイマ値αよりも小さい場合に「Ｈｉｇｈ」、キャリア信号がタイマ値α以上の場合に「Ｌｏｗ」となる信号を生成する。また、駆動パルス生成部２４は、スイッチング素子５ｂの駆動パルスｐｕｌｓｅ＿ｂとして、キャリア信号がＤｂｏｎに対応したタイマ値β（＝１－α）よりも小さい場合に「Ｌｏｗ」、キャリア信号がタイマ値β以上の場合に「Ｈｉｇｈ」となる信号を生成する。このようにすることで、駆動パルス生成部２４は、オンタイミングの位相が１８０°異なり、オン期間が等しい（Ｔａｏｎ＝Ｔｂｏｎ）スイッチング素子５ａの駆動パルスｐｕｌｓｅ＿ａとスイッチング素子５ｂの駆動パルスｐｕｌｓｅ＿ｂとを生成できる。
　なお、駆動パルス生成部２４が各駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）を生成する際のキャリア信号と各タイマ値α，βとの大小関係と、各駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）の「Ｈｉｇｈ」、「Ｌｏｗ」との対応関係は、上述した例に限らない。各オンデューティ（Ｄａｏｎ，Ｄｂｏｎ）と各駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）の各オン期間（Ｔａｏｎ，Ｔｂｏｎ）との関係が一致していればよい。
　例えば、モータ制御などに使われる汎用のマイコンには、三相インバータの相補ＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）を生成する機能を持つものがある。三相インバータの各スイッチング素子のオンデューティに対応したタイマ値に基づき各相の上下のスイッチング素子の駆動パルスを生成する場合に、上記三相インバータの相補ＰＷＭの生成機能を用いて、上述したような位相が半周期異なる二つの駆動パルスを生成してもよい。図５は、三相インバータの相補ＰＷＭ生成機能を用いて各スイッチング素子の駆動パルスを生成する場合の各信号の関係および波形、すなわち、キャリア信号とタイマ値との関係および各駆動パルスの各波形を示す図である。
　図５に示すように、三相インバータの相補ＰＷＭ生成機能を用いた場合、三相のうちの任意の二相のタイマ値を、上述したα，β（＝１－α）の関係を用いて設定すれば、一方の相（図５に示す例ではＡ相）のアームの上側（あるいは下側）のスイッチング素子のオンデューティＤａｏｎに対応したタイマ値αに基づいて生成された上側（あるいは下側）のスイッチング素子用の駆動パルスと、他方の相（図５に示す例ではＢ相）のアームの下側（あるいは上側）のスイッチング素子のオンデューティＤｂｏｎに対応したタイマ値β（＝１－α）に基づいて生成された下側（あるいは上側）のスイッチング素子用の駆動パルスとは、位相が半周期異なる関係となる。この三相インバータの相補ＰＷＭを生成する機能を用いることにより、各駆動パルスを生成する際のキャリア信号と各タイマ値との大小関係と各駆動パルスの「Ｈｉｇｈ」、「Ｌｏｗ」との条件を変更することなく、ソフトウェア上においてタイマ値を設定すれば、位相が半周期異なる関係の駆動パルスを簡易に生成することができる。
　ここで基準相切替部２３の動作について説明する。基準相切替部２３では整流電圧Ｖｄｓを監視することにより得られる電源電圧の周期情報に基づいた周期にて基準相切替信号ｐｓｗを出力する。電源電圧の周波数が５０Ｈｚの場合、基準相切替部２３は、５００周期を検出すると（約１０秒経過すると）、各駆動パルス（ｐｕｌｓｅ＿ａ，ｐｕｌｓｅ＿ｂ）の基準相を切り替える。すなわち、基準相切替部２３は、電源電圧周期に基づいて一定時間の経過を検出し、一定時間の経過を検出するごとに基準相切替信号ｐｓｗを出力する。図４，図５に示した例の場合、Ａ相すなわちスイッチング素子５ａの駆動パルスが基準相であるため、基準相切替部２３は、一定時間の経過を検出すると基準相をＢ相に切り替える。
　参照のために、基準相切替部２３がない場合、すなわち基準相の切り替えを行わない場合について、図６および図７を用いて説明する。基準相をＡ相とした場合、図６における期間６１での各相スイッチングと電流の関係は図７に示したものとなる。周波数が高周波であるほど影響は小さくなるが、基準として制御されるＡ相（マスター相）の位相情報にて駆動パルスを生成するため、Ｂ相に関してはキャリア半周期ずれた電源電圧にて制御（スレーブ制御）される。この結果、Ｂ相には目的の電流と異なる電流が流れる。
　そのため、各相に流れる電流がアンバランスとなり、素子の発熱がアンバランスしてしまうといった問題が発生する。これにより、片側相の素子温度の上昇が大きくなり先に温度保護レベルに到達してしまうため、運転条件および範囲が制限されてしまう恐れがある。また、その放熱対策費用の増加が懸念される。
　これに対して、本実施の形態にかかる電力変換装置１００は、スイッチング制御部１０内に基準相切替部２３を備え、基準位相であるマスター相を切り替え可能な構成としたことにより、上記問題を解決している。具体的には、基準相切替部２３は、上述したように、電源電圧の周期情報に基づく一定の周期で、基準位相の切り替えを指示する基準相切替信号ｐｓｗを駆動パルス生成部２４へ出力する。駆動パルス生成部２４は、基準相切替信号ｐｓｗに基づいて制御する基準相を切り替える。駆動パルス生成部２４は、図７に示した状態すなわちＡ相を基準相とした制御を行って駆動パルスを生成している状態において、基準相切替信号ｐｓｗにより基準相の切り替えが指示された場合、図８に示したように、基準相をＢ相に切り替える。これにより、Ｂ相がマスター相として制御され、Ａ相がスレーブ制御されるようになるため、電流のアンバランス作用の関係が逆転する。なお、図６の期間６２では基準相をＢ相として制御を行っており、図８は、図６における期間６２での各相スイッチングと電流の関係を示している。その後、駆動パルス生成部２４は、基準相切替信号ｐｓｗにより基準相の切り替えが再度指示されると、基準相をＡ相に切り替える。
　基準相切替部２３は、基準相の切り替えを指示する場合にＨｉｇｈレベルとなり、基準相の切り替えを指示しない場合にはＬｏｗレベルとなる信号を基準相切替信号（ｐｓｗ）として生成する。なお、逆の極性、すなわち基準相の切り替えを指示する場合にＬｏｗレベル、指示しない場合にはＨｉｇｈレベルとなる信号を基準相切替部２３が生成するようにしてもよい。
　上記のような基準相を周期的に切り替える制御を実施することにより、各チョッパ回路におけるスイッチング素子の発熱の偏りを抑制する事が可能であり、放熱対策費用の抑制、運転条件および範囲の拡大が可能である。
　基準相切替部２３が基準相切替信号を出力するタイミングとしては電源電圧ゼロクロス付近にて出力する事が望ましい。それにより、基準相切り替えによる電源電流制御への影響を極力小さくする事が可能であり、信頼性の高い装置を得ることができる。
　なお、基準相切替部２３は非常に簡易な制御にて実施可能であるため、他の手法に比べて電流等の検出回路の追加の必要がなく、制御パターンの引き回しの追加によるノイズ増加等も抑制可能である。そのため、コストアップを抑制しつつ、信頼性の高い装置を実現可能である。また、マイコンの処理負荷の増加も抑制する事が可能であるため、コストアップの抑制も可能である。
　なお、本実施の形態では整流電圧を監視することにより得られる電源電圧周期の情報に基づいて基準相の切替タイミングを判断しているが、他の方法で切替タイミングを判断するようにしてもよい。例えば、発熱に対する運転条件が最も厳しい素子すなわち温度が保護レベルに達しやすい素子、アンバランスの影響を最も受ける素子の温度を検出し、検出した温度と予め決められた基準温度との温度差が一定の値に達した場合、もしくは検出した温度が予め決められた規定値に達した場合に基準相を切り替えるようにしてもよい。
　このように、基準相切替部２３は、電源電圧周期のカウント数が一定の値に達した場合に基準相を切り替える、特定の素子の温度と基準温度との差が一定の値に達した場合に基準相を切り替えるなど、規定条件を満たした場合に基準相を切り替える。
　また、各リアクタの各インダクタンス値の比率を用いてオンデューティの補正を行う等の相間のアンバランスを抑制する制御と組合せて上記基準相の切り替え制御を実施する事で、素子発熱のアンバランスをさらに抑制する事が可能である。各リアクタの各インダクタンス値の比率を用いてオンデューティの補正を行うことによりアンバランスを抑制する制御とは、各リアクタのインダクタンス値が異なる場合、各リアクタに対応するスイッチング素子をオンさせる時間の長さを同じとした場合には各チョッパ回路に流れる電流が異なる。この各チョッパ回路に流れる電流のアンバランスを抑制するために行う制御が、各リアクタの各インダクタンス値の比率を用いてオンデューティの補正を行うことによりアンバランスを抑制する制御、に該当する。すなわち、この制御では、１周期あたりに各チョッパ回路に流れる電流が同じとなるように、各リアクタのインダクタンス値に基づいて、各リアクタに対応するスイッチング素子のオンデューティを調整する。
　また、本実施の形態にかかる電力変換装置１００の電流検出部では直流電流である母線電流Ｉｄｃを検出しており、各リアクタの電流を検出する場合に比べて電流検出部の数を抑制でき、コストの増加の抑制が可能である。なお、各リアクタの電流を検出するようにしたとしても前述の効果を得られることは言うまでもない。
　つぎに、各チョッパ回路３ａ，３ｂの各スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング動作モードについて、図９を参照して説明する。図９は、実施の形態にかかる電力変換装置のスイッチング動作モードを示す図である。
　各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流は、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオン／オフに合わせ、上述した（２）、（３）、（５）、（６）式に表されるように、直線的に増加、減少を繰り返す。整流電圧Ｖｄｓが低く、各スイッチング素子５ａ，５ｂがオフした後に各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流ＩＬａ，ＩＬｂが減少する傾きが大きい場合、および、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間よりもオフ期間の方が長い場合には、図９（ａ）に示すように、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオフ期間中において各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流ＩＬａ，ＩＬｂがゼロに達することがある。各リアクタ４ａ，４ｂには負の電流は流れないため、各スイッチング素子５ａ，５ｂがオフした後に各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流ＩＬａ，ＩＬｂがゼロに達すると、次に各スイッチング素子５ａ，５ｂがオンするまで、各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流ＩＬａ，ＩＬｂはゼロのままとなる。このように、各スイッチング素子５ａ，５ｂに対する各駆動パルスの１周期中において各リアクタ４ａ，４ｂに流れる電流ＩＬａ，ＩＬｂが減少してゼロとなる期間、すなわち母線電流Ｉｄｃがゼロとなる区間が存在する動作状態を不連続モードと呼ぶ。
　一方、整流電圧Ｖｄｓが高く、各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流ＩＬａ，ＩＬｂが減少する傾きが小さい場合、および、各スイッチング素子５ａ，５ｂの各オン期間よりもオフ期間の方が短い場合には、図９（ｂ）に示すように、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオフ期間中において各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流ＩＬａ，ＩＬｂがゼロに達せず、次に各スイッチング素子５ａ，５ｂがオンするまで、各リアクタ４ａ，４ｂに正のリアクタ電流ＩＬａ，ＩＬｂが連続して流れ続ける。このように、各スイッチング素子５ａ，５ｂに対する各駆動パルスの１周期中において各リアクタ４ａ，４ｂに流れる電流ＩＬａ，ＩＬｂがゼロとなる期間が存在しない、すなわち母線電流Ｉｄｃがゼロとならない動作状態を連続モードと呼ぶ。
　そして、図９（ｃ）に示すように、各スイッチング素子５ａ，５ｂのオフ期間中において各リアクタ４ａ，４ｂに流れるリアクタ電流ＩＬａ，ＩＬｂがゼロになった瞬間に、各スイッチング素子５ａ，５ｂがオンする動作状態を、連続モードと不連続モードとの境界という意味で臨界モードと呼ぶ。
　他の手法を用いた場合、図９に示した動作モードごとに制御方法およびパラメータを変更する必要があるが、本実施の形態にかかる制御動作を適用した場合、スイッチング動作モードによらず同様の制御にて上述した効果を得ることが可能である。
　本実施の形態では整流電圧を検出し、検出した情報に基づいて基準相を切り替えることとしたが、電源電圧、もしくは電源電圧のゼロクロス情報を検出し、検出した情報に基づいて基準相を切り替える構成としても問題ない。
　図１０は、本実施の形態にかかる電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置の構成例を示す図である。図１０に示したように、モータ駆動制御装置は、本実施の形態にかかる電力変換装置１００と、電力変換装置１００から出力された直流電圧を交流電圧に変換してモータ駆動用の電圧を生成するインバータ３１と、インバータ３１を制御するインバータ制御部３３とを備える。
　電力変換装置１００は図１に示した電力変換装置１００であり、電力変換装置１００には負荷としてのインバータ３１が接続されている。また、インバータ３１にはモータ３２が接続されている。
　インバータ３１は、例えば、ＩＧＢＴのようなスイッチング素子を三相ブリッジ構成もしくは二相ブリッジ構成とする。インバータ制御部３３は、例えば、インバータ３１からモータ３２に流れる電流を検出するモータ電流検出部３４を用いて、モータ３２が所望の回転数にて回転するような電圧指令を演算して、インバータ３１内のスイッチング素子を駆動するパルスを生成する。
　インバータ制御部３３によるインバータ３１の制御は、図２に示したスイッチング制御部１０と同様に、マイコンなどの演算手段を用いて実現すればよい。
　図１０に示したモータ駆動制御装置、すなわち、図１の本実施の形態にかかる電力変換装置１００にインバータ３１が負荷として接続された構成のモータ駆動制御装置では、電力変換装置１００への電力負荷に応じて、必要な母線電圧（Ｖｏ）が異なるという特色がある。
　一般に、モータ３２の回転数が高回転になるほど、インバータ３１からの出力電圧は高くする必要があるが、このインバータ３１からの出力電圧の上限は、インバータ３１への入力電圧、すなわち、電力変換装置１００の出力である母線電圧Ｖｏにより制限される。インバータ３１からの出力電圧が、母線電圧Ｖｏにより制限された上限を超えて飽和する領域を過変調領域と呼ぶ。
　このようなモータ駆動制御装置においては、モータ３２が低回転である範囲、すなわち過変調領域に到達しない範囲では、母線電圧Ｖｏを昇圧する必要はなく、モータ３２が高回転となった場合には、母線電圧Ｖｏを昇圧することで、過変調領域をより高回転側にすることができる。これにより、モータ３２の運転範囲を高回転側に拡大できる。
　また、モータ３２の運転範囲を拡大する必要がなければ、その分モータ３２の固定子巻線を高巻数化することができる。このとき、低回転数の領域では、モータ電圧が高くなる分、電流が少なくなり、インバータ３１での損失低減が見込まれる。モータ３２の運転範囲拡大および低回転数領域の損失改善の双方の効果を得るため、モータ３２の高巻数化の程度を適切に設計してもよい。
　本実施の形態にかかる電力変換装置では、電力変換装置への電力負荷が小さく、必要な母線電圧Ｖｏが小さい場合には、上述した不連続モードまたは臨界モードで動作させ、電力変換装置への電力負荷が大きく、必要な母線電圧Ｖｏが大きい場合には、連続モードで動作させればよい。このとき、不連続モードおよび臨界モードでは、上述した基準相の切り替え制御を行わず、連続モードでのみ基準相の切り替え制御を行うようにしてもよい。また、連続モードにおいて、全運転領域を対象として基準相の切り替え制御を実施するのでなく、温度上昇が厳しくなる条件でのみ基準相の切り替え制御を行うようにしてもよい。この場合、基準相の切り替えによる影響を極力抑制する事ができ、信頼性の高いシステムを実現できる。また、ソフトウェアの演算負荷が少ないため、例えば、図１，図２に示したスイッチング制御部１０と図１０に示したインバータ制御部３３とを１つのマイコンで構成する等、モータ駆動制御装置の低コスト化が可能となる。
　また、図１０に示した本実施の形態にかかるモータ駆動制御装置を空気調和機に適用した場合にも同様の効果が得られる。すなわち、空気調和機の送風機または圧縮機を構成しているモータの少なくとも１つを本実施の形態にかかるモータ駆動制御装置を使用して駆動させた場合、素子発熱のアンバランスの抑制が可能な空気調和機を装置構成が複雑化するのを防止して低コストで実現できる。
　図１１は、本実施の形態にかかるモータ駆動制御装置を備えた空気調和機の構成例を示す図である。図１１に示した空気調和機は、室外ユニット４０および室内ユニット５０を備え、室外ユニット４０と室内ユニット５０とは冷媒管で接続されている。室外ユニット４０は、図１０に示したモータ駆動制御装置であるモータ駆動制御装置４１と、送風機４２と、圧縮機４３と、を備える。モータ駆動制御装置４１は、送風機４２に使用されるモータ、または圧縮機４３に使用されるモータ、の少なくとも一方を対象として、上述したモータ駆動制御を行う。なお、図１１では、記載を省略しているが、モータ駆動制御装置４１は、送風機４２および圧縮機４３と配線等により接続されている。図１０に記載のモータ駆動制御装置を室内ユニット５０に対して適用してもよい。すなわち、室内ユニット５０の図示を省略している送風機に対して図１０に記載のモータ駆動制御装置を適用してもよい。
　以上のように、本実施の形態にかかる電力変換装置は、複数のチョッパ回路と、各チョッパ回路のスイッチング素子を制御するスイッチング制御部とを備え、スイッチング制御部は、複数のチョッパ回路の中の１つを基準として、この基準のチョッパ回路を構成する第１のスイッチング素子の制御を行い、残りのチョッパ回路を構成する第２のスイッチング素子については第１のスイッチング素子の制御タイミングに基づくタイミングで制御する。また、スイッチング制御部は、規定条件を満たした場合に基準のチョッパ回路を切り替える。これにより、装置構成が複雑化するのを防止しつつ素子発熱のアンバランスを抑制可能な電力変換装置を実現できる。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　単相交流電源、２　単相整流器、２ａから２ｄ　整流ダイオード、３　チョッパ回路部、３ａ，３ｂ　チョッパ回路、４ａ，４ｂ　リアクタ、５ａ，５ｂ　スイッチング素子、６ａ，６ｂ　逆流防止素子、７　平滑コンデンサ、８　母線電流検出部、９　母線電圧検出部、１０　スイッチング制御部、１１　整流電圧検出部、２０　オンデューティ算出部、２１　母線電流指令値制御部、２２　オンデューティ制御部、２３　基準相切替部、２４　駆動パルス生成部、３１　インバータ、３２　モータ、３３　インバータ制御部、３４　モータ電流検出部、４０　室外ユニット、４１　モータ駆動制御装置、４２　送風機、４３　圧縮機、５０　室内ユニット、１００　電力変換装置。

Claims (10)

  1. 　交流電源からの交流電圧を整流する整流器と、
    　スイッチング素子を有し、前記整流器の出力をチョッピングする複数のチョッパ回路と、
    　前記複数のチョッパ回路の中の１つを基準として当該基準のチョッパ回路のスイッチング素子である第１のスイッチング素子を制御するとともに、前記基準以外のチョッパ回路のスイッチング素子である第２のスイッチング素子を前記第１のスイッチング素子の制御タイミングに基づくタイミングで制御し、規定条件を満たした場合に前記基準とするチョッパ回路を切り替えるスイッチング制御部と、
    　を備える電力変換装置。
  2. 　前記スイッチング制御部は、前記基準とするチョッパ回路を切り替えてから一定時間が経過すると前記規定条件が満たされたと判断する請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記スイッチング制御部は、前記整流器の出力に基づいて前記一定時間を検出する請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記スイッチング制御部は、特定の素子の温度が規定値に達すると前記規定条件が満たされたと判断する請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 　前記スイッチング制御部は、
    　母線電圧と母線電流とに基づいて、複数の前記スイッチング素子に対する各駆動パルスの基準オンデューティを算出するオンデューティ算出部と、
    　前記規定条件を満たした場合に前記基準とするチョッパ回路の切り替えを指示する基準相切替信号を生成する基準相切替部と、
    　前記基準オンデューティと前記基準相切替信号とに基づいて前記各駆動パルスを生成する駆動パルス生成部と、
    　を備える請求項１から４のいずれか一つに記載の電力変換装置。
  6. 　前記スイッチング素子をインテリジェントパワーモジュールで構成する請求項１から５のいずれか一つに記載の電力変換装置。
  7. 　請求項１から６のいずれか一つに記載の電力変換装置と、
    　前記電力変換装置から出力された直流電圧を交流電圧に変換してモータ駆動用の電圧を生成するインバータと、
    　を備えるモータ駆動制御装置。
  8. 　請求項７に記載のモータ駆動制御装置と、
    　前記モータ駆動制御装置により駆動されるモータと、
    　を備える送風機。
  9. 　請求項７に記載のモータ駆動制御装置と、
    　前記モータ駆動制御装置により駆動されるモータと、
    　を備える圧縮機。
  10. 　請求項８に記載の送風機または請求項９に記載の圧縮機のうち、少なくとも一方を備える空気調和機。
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