JP7066040B2 - 電源装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、電源から供給される電力を昇圧して負荷に供給する電源装置、当該電源装置を備えたモータ駆動装置、当該モータ駆動装置を備えた送風機及び圧縮機、並びに、当該送風機又は当該圧縮機を備えた空気調和機に関する。

下記特許文献１には、１つのコンバータモジュールに２つの逆流阻止ダイオード、２つのスイッチング素子、及び２つの電流検出器を備え、コンバータモジュールの外部に、コンバータモジュールの負極端子がバイパス回路を介して交流電源に接続されるインターリーブ方式の電源装置が開示されている。

特開２０１３－２４７７８８号公報

上記特許文献１の技術は、電源電流の全電流がバイパス回路を介して交流電源に流れ込む構成である。このため、コンバータモジュールには大容量の端子を設ける必要がなく、コンバータモジュールを含む電源装置の小型化が可能になるとされている。

しかしながら、特許文献１では、スイッチング素子のそれぞれに電流検出器を有する構成であり、スイッチング素子と同数の電流検出器が必要となる。従って、インターリーブの相数を増やすためにスイッチング素子の数を増加させると、これに伴って電流検出器の数も増加する。このため、装置が大型化するという課題が生じる。また、部品点数の増加に伴ってコストが増加し、装置の信頼性も低下するという課題も生じる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電流検出器の数を抑制しつつ、スイッチング素子に流れ得る過電流を検出することができる電源装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る電源装置は、リアクトル、スイッチング素子及び逆流阻止ダイオードを有する昇圧回路を偶数有し、電源から出力される電圧を昇圧するコンバータ回路を備える。また、電源装置は、電源とコンバータ回路との間に流れる第１電流を検出する第１電流の検出器と、偶数の昇圧回路のうちの複数の昇圧回路ごとに設けられ、当該複数の昇圧回路の各スイッチング素子に流れる電流の合算電流である第２電流を検出する少なくとも１つの第２電流の検出器とを備える。更に、電源装置は、第２電流の検出器の数に対応して設けられ、それぞれが第２電流の検出値に基づいて第２電流が過電流であるか否かを判定する少なくとも１つの過電流判定部を備える。昇圧回路は、昇圧回路に対応する過電流判定部の判定結果が過電流である場合に動作を停止する。

本発明に係る電源装置によれば、電流検出器の数を抑制しつつ、スイッチング素子に流れ得る過電流を検出することができるという効果を奏する。

実施の形態１に係る電源装置の構成例を示す図 実施の形態１における過電流判定部の動作の説明に供するフローチャート 実施の形態１に係る電源装置の第１の変形例を示す図 実施の形態１に係る電源装置の第２の変形例を示す図 実施の形態２におけるスイッチングパターンの一例を示す図 図５に示す実施の形態２のスイッチングパターンと対比させた比較例としてのスイッチングパターンを示す図 実施の形態２の動作説明に使用する電源装置の等価回路を示す図 実施の形態２の動作説明に使用する電源装置の簡略回路を示す図 実施の形態３の動作説明に使用するスイッチングパターンを示す図 実施の形態４に係るモータ駆動装置の構成例を示す図 図１０に示したモータ駆動装置を空気調和機に適用した例を示す図

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電源装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続を単に「接続」と称して説明する。また、以下では、２素子入りのモジュールを一例として説明するが、モジュールという用語は、複数個のディスクリート、又は複数素子入りのモジュールを含む概念とする。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電源装置１００の構成例を示す図である。実施の形態１に係る電源装置１００は、電源１から供給される直流電力の電圧を昇圧して負荷７に供給する電源装置である。負荷７は、電源装置１００からの電力が供給されるインバータ、及びインバータによって駆動されるモータを含むものである。なお、図１は、電源１が直流電力の場合を例示しているが、この例に限定されない。電源１が交流電力である場合、当該交流電力を例えばダイオードブリッジを用いて整流し、整流後の直流電力を電源装置１００に供給すればよい。

次に、実施の形態１に係る電源装置１００の構成について説明する。図１において、電源装置１００は、コンバータ回路２と、平滑コンデンサ６と、制御部１６と、駆動回路であるゲート駆動回路１９と、を備える。また、電源装置１００は、電流検出器８と、電流検出器９と、電流検出器１４と、を備える。更に、電源装置１００は、過電流判定部１５ａと、過電流判定部１５ｂと、を備える。

コンバータ回路２は、電源１から出力される第１電圧を第２電圧に昇圧する。平滑コンデンサ６は、第２電圧を平滑する。平滑コンデンサ６によって平滑された電圧は、負荷７に印加される。

コンバータ回路２は、昇圧回路２ａ～２ｄを有する。昇圧回路２ａは、リアクトルＬ１と、逆流阻止ダイオードＤ１と、スイッチング素子１０とを有する。昇圧回路２ｂは、リアクトルＬ２と、逆流阻止ダイオードＤ２と、スイッチング素子１１とを有する。昇圧回路２ｃは、リアクトルＬ３と、逆流阻止ダイオードＤ３と、スイッチング素子１２とを有する。昇圧回路２ｄは、リアクトルＬ４と、逆流阻止ダイオードＤ４と、スイッチング素子１３とを有する。コンバータ回路２は、昇圧回路２ａと、昇圧回路２ｂと、昇圧回路２ｃと、昇圧回路２ｄとが並列に接続されて構成される。

昇圧回路２ａにおいて、リアクトルＬ１の一端は、直流母線１７ａを介して電源１の正極側端子に接続され、リアクトルＬ１の他端は、逆流阻止ダイオードＤ１のアノードに接続される。直流母線１７ａは、電源１と電源装置１００とを接続する電気配線である母線のうちの高電位側の母線であり、リアクトルＬ１の一端側の接続点１８ａよりも電源１側の母線のことを指している。

また、昇圧回路２ａにおいて、逆流阻止ダイオードＤ１のカソードは、平滑コンデンサ６の正極側端子に接続される。リアクトルＬ１と逆流阻止ダイオードＤ１との接続点は、スイッチング素子１０の一端に接続される。他の昇圧回路２ｂ，２ｃ，２ｄも、昇圧回路２ａと同様に構成される。また、昇圧回路２ａ～２ｄにおいて、リアクトルＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の一端同士は接続点１８ａで接続され、逆流阻止ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４のカソード同士も接続される。

コンバータ回路２において、昇圧回路２ａのスイッチング素子１０及び昇圧回路２ｂのスイッチング素子１１は、２素子入りの第１のモジュール３として構成されている。また、昇圧回路２ｃのスイッチング素子１２及び昇圧回路２ｄのスイッチング素子１３は、２素子入りの第２のモジュール４として構成されている。また第１のモジュール３には逆流阻止ダイオードＤ１，Ｄ２が含まれていてもよく、第２のモジュール４には逆流阻止ダイオードＤ３，Ｄ４が含まれていてもよい。

スイッチング素子１０～１３の一例は、図示の金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：以下「ＭＯＳＦＥＴ」と表記）である。ＭＯＳＦＥＴに代えて、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）を用いてもよい。

スイッチング素子１０～１３のそれぞれは、ドレインとソースとの間に逆並列に接続されるダイオードを備えている。逆並列の接続とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインとダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースとダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。

また、スイッチング素子１０～１３のうちの少なくとも１つは、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。

一般的にワイドバンドギャップ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、スイッチング素子１０～１３のうちの少なくとも一つにワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。

第１のモジュール３には、過電流検出用の電流検出器８が直列に接続されている。また、第２のモジュール４には、過電流検出用の電流検出器９が直列に接続されている。電流検出器８の一端は、スイッチング素子１０，１１のソース同士の接続点に接続され、他端は直流母線１７ｂに接続される。また、電流検出器９の一端は、スイッチング素子１２，１３のソース同士の接続点に接続され、他端は直流母線１７ｂに接続される。直流母線１７ｂは、電源１と電源装置１００とを接続する電気配線である母線のうちの低電位側の母線であり、電流検出器８の他端側の接続点１８ｂよりも電源１側の母線のことを指している。

電流検出器１４は、直流母線１７ｂに配置される。電流検出器１４は、電源１の負極側端子と接続点１８ｂとの間に流れる直流電流を検出する。なお、図１において、電流検出器１４は、直流母線１７ｂに配置されているが、直流母線１７ａに配置されていてもよい。この場合、電流検出器１４は、接続点１８ａと電源１の正極側端子との間に流れる直流電流を検出する。

昇圧回路２ａ又は昇圧回路２ｂが動作するとき、電流検出器８には、第１のモジュール３を通して電流が流れる。また、昇圧回路２ｃ又は昇圧回路２ｄが動作するとき、電流検出器９には、第２のモジュール４を通して電流が流れる。また、昇圧回路２ａ～２ｄのうちの少なくとも１つが動作するとき、電流検出器１４には電流が流れる。なお、以下の説明において、電流検出器１４に流れる電流を「電源電流」、「第１電流」又は「全電流」と呼ぶ場合がある。また、電流検出器８，９に流れる電流のそれぞれを、共に「第２電流」と呼ぶ場合がある。また、電流検出器１４を「第１電流の検出器」と呼び、電流検出器８，９のそれぞれを「第２電流の検出器」と呼ぶ場合がある。更に、電流検出器８を「第２電流の第１検出器」と呼び、電流検出器９を「第２電流の第２検出器」と呼ぶ場合がある。

電流検出器１４は、電流検出器１４に流れる第１電流を検出する。電流検出器８は、電流検出器８に流れる第２電流を検出する。電流検出器８に流れる第２電流は、スイッチング素子１０に流れる電流と、スイッチング素子１１に流れる電流とが合算された合算電流である。電流検出器９は、電流検出器９に流れる第２電流を検出する。電流検出器９に流れる第２電流は、スイッチング素子１２に流れる電流と、スイッチング素子１３に流れる電流とが合算された合算電流である。過電流判定部１５ａは、電流検出器８に流れる第２電流が過電流であるか否かを判定する。過電流判定部１５ｂは、電流検出器９に流れる第２電流が過電流であるか否かを判定する。

制御部１６は、プロセッサ１６ａと、メモリ１６ｂとを備えている。制御部１６は、電流検出器１４から第１電流の検出値Ｉａを受信する。制御部１６は、検出値Ｉａに基づいて、第１のモジュール３及び第２のモジュール４の各スイッチング素子を制御するための制御信号Ｓ１～Ｓ４を生成する。制御信号Ｓ１は、スイッチング素子１０を制御するための制御信号である。以下、同様に、制御信号Ｓ２は、スイッチング素子１１を制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ３は、スイッチング素子１２を制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ４は、スイッチング素子１３を制御するための制御信号である。制御部１６によって生成された制御信号Ｓ１～Ｓ４は、ゲート駆動回路１９の入力ポート１９ａに入力される。制御部１６は、第１のモジュール３及び第２のモジュール４を制御する役割を果たしており、過電流遮断を行うためのみのものではない。

制御部１６において、プロセッサ１６ａは、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段である。メモリ１６ｂは、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリである。

メモリ１６ｂには、上述した制御部１６の機能、及び後述する制御部１６の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ１６ａは、図示しないアナログディジタル変換器及びディジタルアナログ変換器を含むインタフェースを介して必要な情報を授受し、メモリ１６ｂに格納されたプログラムをプロセッサ１６ａが実行することにより、所要の処理を行う。プロセッサ１６ａによる演算結果は、メモリ１６ｂに記憶される。

ゲート駆動回路１９は、制御信号Ｓ１～Ｓ４に基づいて、第１のモジュール３及び第２のモジュール４の各スイッチング素子を駆動するための駆動パルスＧ１～Ｇ４を生成する。駆動パルスＧ１は、スイッチング素子１０を駆動するための駆動パルスである。以下、同様に、駆動パルスＧ２は、スイッチング素子１１を駆動するための駆動パルスであり、駆動パルスＧ３は、スイッチング素子１２を駆動するための駆動パルスであり、駆動パルスＧ４は、スイッチング素子１３を駆動するための駆動パルスである。

第１のモジュール３及び第２のモジュール４の各スイッチング素子の何れかが制御され、スイッチング動作すると、電源１から供給される直流電力が対応するリアクトルに蓄積される。制御部１６は、コンバータ回路２から出力される第２電圧が所望の昇圧電圧となるように、予め決められたデューティで各スイッチング素子をスイッチング動作させるスイッチング制御を行う。コンバータ回路２は、平滑コンデンサ６及び負荷７に昇圧した第２電圧を印加することで、所要の電力を負荷７に送電する。

コンバータ回路２において、昇圧回路２ａ～２ｄは、予め決められた周期に従って順番に動作する。この周期を「インターリーブ周期」と呼ぶ。また、１つのリアクトルと、１つのスイッチング素子との組み合わせを１相と数える。実施の形態１で定義した昇圧回路の数は、ここで定義した相数と一致する。図１は４相の例であり、４相インターリーブ方式の構成であるが、この構成のみに限定されない。Ｎを１以上の整数とするとき、相数は２Ｎであればよい。即ち、実施の形態１に係る電源装置１００は、偶数相（２相、４相、６相、８相、……）のインターリーブ方式の構成であればよい。なお、２相のインターリーブ方式の場合では、１つのモジュールと、当該１つのモジュールに接続される電流検出器を有する構成となる。

また、図１では、４相インターリーブ方式の構成において、１つのモジュール内に２つのスイッチング素子を有する構成について例示したが、この構成に限定されない。例えば、６相インターリーブ方式の場合、２つのモジュールを備え、それぞれのモジュール内に３つのスイッチング素子を有する構成でもよい。

次に、実施の形態１に係る電源装置１００における要部の動作について、図１及び図２を参照して説明する。図２は、実施の形態１における過電流判定部の動作の説明に供するフローチャートである。なお、図２は、過電流判定部１５ａの動作に対応させたフローチャートになっている。

過電流判定部１５ａは、電流検出器８によって検出された第２電流の検出値ＩＳ１に基づいて、第２電流が過電流であるか否かを判定する（ステップＳ１０１）。過電流の判定には、第１の閾値である閾値Ａが用いられる。過電流判定部１５ａは、第２電流の検出値ＩＳ１が閾値Ａ以下である場合（ステップＳ１０１，Ｎｏ）、当該第２電流は過電流ではないと判定し、ステップＳ１０１の判定処理を継続する。一方、第２電流の検出値ＩＳ１が閾値Ａよりも大きい場合（ステップＳ１０１，Ｙｅｓ）、過電流判定部１５ａは、当該第２電流が過電流であると判定し、第１のモジュール３に停止信号ＣＳ１を送信する（ステップＳ１０２）。この処理により、第１のモジュール３のスイッチング素子１０，１１は、動作を停止する。以降、ステップＳ１０１に戻り、ステップＳ１０１からの判定処理が継続される。

なお、ステップＳ１０１の判定処理において、過電流判定部１５ａは、第２電流の検出値ＩＳ１が閾値Ａと等しい場合を「過電流ではない」と判定しているが、「過電流である」と判定してもよい。

過電流判定部１５ｂの動作についても同様に説明する。過電流判定部１５ｂは、電流検出器９によって検出された第２電流の検出値ＩＳ２に基づいて、第２電流が過電流であるか否かを判定する。過電流の判定には、過電流判定部１５ａと同様に閾値Ａが用いられる。過電流判定部１５ｂは、第２電流の検出値ＩＳ２が閾値Ａ以下である場合、当該第２電流は過電流ではないと判定する。一方、第２電流の検出値ＩＳ２が閾値Ａよりも大きい場合、過電流判定部１５ｂは、当該第２電流が過電流であると判定し、第２のモジュール４に停止信号ＣＳ２を送信する。この処理により、第２のモジュール４のスイッチング素子１２，１３は、動作を停止する。なお、本判定処理において、過電流判定部１５ｂは、第２電流の検出値ＩＳ２が閾値Ａと等しい場合を「過電流ではない」と判定しているが、「過電流である」と判定してもよい。

過電流判定部１５ａ，１５ｂは、集積回路（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ：ＩＣ）を用いて構成することができる。なお、過電流判定部１５ａは、電流検出器８に過電流が流れた際に、第１のモジュール３の動作を強制的に停止させる機能を有しているが、第１のモジュール３のスイッチング素子１０，１１を直接的に制御する機能は有していない。また、過電流判定部１５ｂは、電流検出器９に過電流が流れた際に、第２のモジュール４の動作を強制的に停止させる機能を有しているが、第２のモジュール４のスイッチング素子１２，１３を直接的に制御する機能は有していない。なお、第１のモジュール３及び第２のモジュール４の動作を停止させるには、どのような手法を用いてもよい。スイッチング素子への電源供給を強制的に断にしてもよいし、スイッチング素子への制御信号ラインをスイッチ等で電気的に断にしてもよい。

次に、制御部１６の動作について説明する。制御部１６は、電流検出器１４から受信した第１電流の検出値Ｉａに基づいて、第１電流が過電流であるか否かを判定する。過電流の判定には、第２の閾値である閾値Ｂが用いられる。第１電流の検出値Ｉａが閾値Ｂ以下である場合、制御部１６は、当該第１電流は過電流ではないと判定し、通常の制御を行う。一方、第１電流の検出値Ｉａが閾値Ｂよりも大きい場合、制御部１６は、当該第１電流が過電流であると判定し、ゲート駆動回路１９に停止信号を送信し、スイッチング素子を駆動するための駆動パルスＧ１～Ｇ４の出力を停止する。これにより、第１のモジュール３及び第２のモジュール４の動作は停止する。なお、本判定処理では、第１電流の検出値Ｉａが閾値Ｂと等しい場合を「過電流ではない」と判定しているが、「過電流である」と判定してもよい。また、ゲート駆動回路１９への停止信号の送信は、どのような手法を用いてもよい。ゲート駆動回路１９への制御信号Ｓ１～Ｓ４の信号レベルによって、ゲート駆動回路１９に停止信号であることを認識させてもよいし、制御信号Ｓ１～Ｓ４とは異なる信号をゲート駆動回路１９へ出力し、駆動パルスＧ１～Ｇ４の出力を強制的に停止させてもよい。

以上の制御により、過電流判定部１５ａの判定結果が過電流である場合は、第１のモジュール３のスイッチング素子１０，１１がスイッチング動作を停止し、過電流判定部１５ｂの判定結果が過電流である場合は、第２のモジュール４のスイッチング素子１２，１３がスイッチング動作を停止する。そして、制御部１６の判定結果が過電流である場合には、全てのスイッチング素子１０～１３がスイッチング動作を停止する。

過電流判定部１５ａ又は過電流判定部１５ｂを用いた停止制御（以下、適宜「第１の停止制御」と呼ぶ）は、過電流が流れているときだけ実施される。また、第１の停止制御は、電流検出器１４による第１電流の検出値Ｉａに基づいた制御部１６による停止制御（以下、適宜「第２の停止制御」と呼ぶ）に先行して実施される。一方、第２の停止制御は、一度でも過電流が検出された場合には、継続的に実施される。このため、第１の停止制御と第２の停止制御とを並行して実施すれば、スイッチング素子の故障が拡大するのを確実に抑止することが可能となる。

前述の通り、電流検出器８，９，１４のうち、電流検出器８，９は過電流の検出及び遮断のみに使用する。このため、電流検出器８，９は、電流検出器１４よりも安価で低精度のものでよい。一方、異常発生時においては、上述した第１の停止制御を速やかに実施する必要がある。このため、電流検出器８，９の応答速度は、電流検出器１４よりも速いものがよい。電流検出器８，９の一例は、シャント抵抗である。

過電流判定部１５ａ，１５ｂは、制御部１６及びゲート駆動回路１９を介さずに、第１のモジュール３及び第２のモジュール４に停止信号を送信する。このため、過電流であると判定されたモジュールの動作を、素早く停止させることができる。

また、電流検出器１４は、スイッチング素子１０～１３の制御と、スイッチング素子１０～１３のそれぞれに流れる全電流の検出のために設けられている。即ち、制御部１６は、電流検出器１４で検出された第１電流の検出値Ｉａによってスイッチング素子１０～１３のそれぞれを制御している。電流検出器１４に流れる第１電流は、電流検出器８に流れる第２電流と、電流検出器９に流れる第２電流との合算電流であるため、第１電流は第２電流よりも周波数が低くなる。このため、電流検出器１４の応答速度は、電流検出器８又は電流検出器９の応答速度よりも遅くてもよい。一方、電流検出器１４は、スイッチング素子１０～１３を制御するため、電流検出器８又は電流検出器９よりも、高精度のものがよい。電流検出器１４の一例は、変流器（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：ＣＴ）である。

以上説明したように、実施の形態１に係る電源装置によれば、複数の昇圧回路ごとに設けられ、当該複数の昇圧回路の各スイッチング素子に流れる電流の合算電流である第２電流を検出する１又は複数の第２電流検出器と、第２電流検出器の数に対応して設けられ、それぞれが第２電流の検出値に基づいて第２電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、を備える。そして、昇圧回路は、昇圧回路に対応して設けられる過電流判定部の判定結果が過電流である場合に動作を停止する。これにより、電流検出器の数を抑制しつつ、スイッチング素子に流れ得る過電流を検出することが可能となる。また、電流検出器の数を抑制できるので、コストの削減が可能となる。更に、実装面積を小さくできるので、電源装置の小型化を図ることができる。

なお、図１では、第１の停止制御を過電流判定部１５ａ，１５ｂによって実施する構成であるが、この構成に限定されない。具体的に、図１の構成に代えて、図３のように構成してもよい。図３は、実施の形態１に係る電源装置の第１の変形例を示す図である。

図３において、実施の形態１の第１の変形例に係る電源装置１００Ａでは、図１に示す電源装置１００の構成において、過電流判定部１５ａ，１５ｂが、それぞれ過電流判定部１５ａ１，１５ｂ１に置き替えられ、制御部１６が制御部１６Ａに置き替えられている。その他の構成については、図１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。

図３において、過電流判定部１５ａ１は、電流検出器８によって検出された第２電流の検出値ＩＳ１が閾値Ａよりも大きい場合、当該第２電流が過電流であると判定し、過電流である旨の判定結果ＯＣ１を制御部１６Ａに出力する。また、過電流判定部１５ｂ１は、電流検出器９によって検出された第２電流の検出値ＩＳ２が閾値Ａよりも大きい場合、当該第２電流が過電流であると判定し、過電流である旨の判定結果ＯＣ２を制御部１６Ａに出力する。制御部１６Ａは、判定結果ＯＣ１，ＯＣ２に基づいて、ゲート駆動回路１９に停止信号を送信する。以降の動作は、前述の通りである。

図３の構成によれば、過電流判定部１５ａ１において、停止信号ＣＳ１を判定結果ＯＣ１に変更することができる。また、過電流判定部１５ｂ１において、停止信号ＣＳ２を判定結果ＯＣ２に変更することができる。判定結果ＯＣ１，ＯＣ２は、プロセッサとＩＣ間の通信であるため、通信の構築が容易であるという効果がある。なお、図３の構成を採用する場合、図１のものよりも、処理能力の高いプロセッサ１６ａを使用し、また、処理速度の速いゲート駆動回路１９を使用することが好ましい。

また、図１の構成に代えて、図４のように構成してもよい。図４は、実施の形態１に係る電源装置の第２の変形例を示す図である。

図４において、実施の形態１の第２の変形例に係る電源装置１００Ｂでは、図１に示す電源装置１００の構成において、過電流判定部１５ａ，１５ｂが、それぞれ過電流判定部１５ａ１，１５ｂ１に置き替えられ、ゲート駆動回路１９がゲート駆動回路１９Ａに置き替えられている。また、ゲート駆動回路１９Ａには、入力ポート１９ｂ，１９ｃが設けられている。その他の構成については、図１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。

図４において、過電流判定部１５ａ１は、電流検出器８によって検出された第２電流の検出値ＩＳ１が閾値Ａよりも大きい場合、当該第２電流が過電流であると判定し、過電流である旨の判定結果ＯＣ１をゲート駆動回路１９Ａの入力ポート１９ｂに出力する。また、過電流判定部１５ｂ１は、電流検出器９によって検出された第２電流の検出値ＩＳ２が閾値Ａよりも大きい場合、当該第２電流が過電流であると判定し、過電流である旨の判定結果ＯＣ２をゲート駆動回路１９Ａの入力ポート１９ｃに出力する。ゲート駆動回路１９Ａは、判定結果ＯＣ１に基づいて第１のモジュール３のスイッチング素子１０，１１に対する第１の停止制御を実施し、判定結果ＯＣ２に基づいて第２のモジュール４のスイッチング素子１２，１３に対する第１の停止制御を実施する。以降の動作は、前述の通りである。

図４の構成によれば、過電流判定部１５ａ１において、停止信号ＣＳ１を判定結果ＯＣ１に変更することができる。また、過電流判定部１５ｂ１において、停止信号ＣＳ２を判定結果ＯＣ２に変更することができる。判定結果ＯＣ１，ＯＣ２は、回路間の通信であるため、通信の構築が容易であるという効果がある。なお、図４の構成を採用する場合、図１のものよりも、処理速度の速いゲート駆動回路１９を使用することが好ましい。また、図３の構成と比較すると、プロセッサ１６ａ処理能力は低くてもよい。

実施の形態２．
実施の形態２では、スイッチング素子１０～１３を駆動する際のスイッチングパターン、並びに当該スイッチングパターンによる動作及び効果について、図５から図８の図面を参照して説明する。図５は、実施の形態２におけるスイッチングパターンの一例を示す図である。図６は、図５に示す実施の形態２のスイッチングパターンと対比させた比較例としてのスイッチングパターンを示す図である。図７は、実施の形態２の動作説明に使用する電源装置の等価回路を示す図である。図８は、実施の形態２の動作説明に使用する電源装置の簡略回路を示す図である。なお、実施の形態２に係る電源装置の基本的な構成は、実施の形態１と同様であり、構成の説明は省略する。

まず、図６に示す比較例のスイッチングパターンについて説明する。図６では、上段側から、スイッチング素子１０、スイッチング素子１１、スイッチング素子１２及びスイッチング素子１３の順でそれぞれのスイッチングパターンが示されている。ハッチングで示した部分が、オン期間である。横軸は位相を示している。Ｔはスイッチングの制御周期であり、制御周期Ｔの１周期を３６０度で示している。制御周期Ｔは、各スイッチング素子をスイッチング制御するときの繰り返し周期である。

図６の例では、まず、第１のモジュール３内のスイッチング素子１０がオンに制御される。その後、第１のモジュール３内のスイッチング素子１１、第２のモジュール４内のスイッチング素子１２、第２のモジュール４内のスイッチング素子１３の順でオンに制御されている。ここで、各スイッチング素子がオンに制御されるオン期間をＴ０とするとき、オン期間Ｔ０を制御周期Ｔで除した「Ｔ０／Ｔ」の値をデューティと定義する。

また、Ｎを１以上の整数とするとき、２Ｎ相インターリーブ方式では、各スイッチング素子のオン期間が重ならない位相角差は、３６０／（２Ｎ）［度］で一般化される。ここで、３６０［度］は、０［度］を基準とする１制御周期の位相角であり、“２Ｎ”は相数である。具体的に、４相インターリーブ方式の場合、各スイッチング素子のオン期間が重ならない位相角差は９０度であり、そのときのデューティは２５％である。

図６には、スイッチング制御のデューティが制御周期Ｔの２５％を超えた例が示されている。この場合、同一モジュール内のスイッチング素子が同時オンとなる現象が生起する。具体的に図６の例では、位相θ１－θ２の区間で、第１のモジュール３のスイッチング素子１０と、スイッチング素子１１とが同時オンとなっている。また、位相θ３－θ４の区間で、第２のモジュール４のスイッチング素子１２と、スイッチング素子１３とが同時オンとなっている。

各モジュール内のスイッチング素子が同時オンした場合、各モジュールでは、各モジュール全体の合算電流が各電流検出器に流れる。ゼロクロス付近で同時オンしても問題ないが、電流ピーク付近で同時オンすると、装置に設定している遮断値（以下「設定遮断値」と呼ぶ）を超えるおそれがある。この場合、故障異常ではなく、通常運転時において過電流エラーとなってしまうことにつながるので、通常運転時の安定性低下が懸念される。

次に、スイッチング制御のデューティが制御周期の２５％までの範囲で制御できる昇圧比について、図７を参照して説明する。図７には、図１に示す電源装置１００における１つの昇圧回路の部分を簡略化して示している。図７において、Ｖｓは電源１の出力電圧（上述した「第１電圧」）、Ｖｄｃは平滑コンデンサ６に保持される昇圧電圧（上述した「第２電圧」）である。ＳＷは、スイッチング素子１０～１３のうちの一つを表している。Ｌはリアクトルのインダクタンス、Δｔｏｎはスイッチング素子ＳＷのオン時間、Ｔは上述した制御周期、Ｄｕｔｙは、デューティをパーセント（％）で表した値である。

まず、スイッチング素子ＳＷがオンの期間に流れるオン電流ΔＩｏｎは、以下に示す関係式から求めることができる。

Ｖｓ＝Ｌ＊ΔＩｏｎ／Δｔｏｎ
ΔＩｏｎ＝Ｖｓ＊Δｔｏｎ／Ｌ
…（１）

上記（１）式におけるオン電流ΔＩｏｎは、スイッチング素子ＳＷがオンの期間にリアクトルに流れる電流である。

また、スイッチング素子ＳＷがオフの期間に流れるオフ電流ΔＩｏｆｆは、以下に示す関係式から求めることができる。

Ｖｄｃ＝Ｌ＊ΔＩｏｆｆ／（Ｔ－Δｔｏｎ）＋Ｖｓ
ΔＩｏｆｆ＝（Ｖｄｃ－Ｖｓ）＊（Ｔ－Δｔｏｎ）／Ｌ
…（２）

上記（２）式におけるオフ電流ΔＩｏｆｆは、スイッチング素子ＳＷがオフの期間にダイオードに流れる電流である。

ここで、ΔＩｏｎ＝ΔＩｏｆｆであれば昇圧可能である。この関係は、以下のように表すことができる。

Ｖｓ＊Δｔｏｎ／Ｌ＝（Ｖｄｃ－Ｖｓ）＊（Ｔ－Δｔｏｎ）／Ｌ
Ｖｓ＝Ｖｄｃ＊（Ｔ－Δｔｏｎ）／Ｔ
…（３）

ここで、Δｔｏｎ＝Ｔ＊Ｄｕｔｙの関係があるため、上記（３）式の第２式は、以下の（４）式で表すことができる。

Ｖｓ＝Ｖｄｃ＊（１－Ｄｕｔｙ）
…（４）

上記（４）式に、Ｄｕｔｙ＝２５％を代入すると、以下の（５）式が得られる。

Ｖｓ＝Ｖｄｃ＊（１－０．２５）＝０．７５Ｖｄｃ
Ｖｄｃ＝（１／０．７５）＊Ｖｓ＝１．３Ｖｄｃ
…（５）

よって、図６に示すスイッチングパターンの場合、Ｄｕｔｙ＝２５％以下で制御できる昇圧比の範囲は、上記（５）式の第２式から１．３倍までであることが分かる。即ち、図６に示すスイッチングパターンの場合、１．３倍以上の昇圧比を得る場合には、Ｄｕｔｙを２５％以上に設定する必要があり、同一モジュール内のスイッチング素子の同時オンを回避できないことを意味している。

そこで、スイッチングパターンを図５のように変更する。図５では、まず、第１のモジュール３内のスイッチング素子１０をオンに制御する。次に、第２のモジュール４内のスイッチング素子１２をオンに制御する。その後、第１のモジュール３内のスイッチング素子１１、第２のモジュール４内のスイッチング素子１３の順でオンに制御する。

上記のようにスイッチング制御することで、Ｄｕｔｙ＝５０％までは、同じモジュール内で同時オンが起こらない。このとき、Ｄｕｔｙ＝５０％で制御可能な受電電圧は、以下の（６）式で表される。

Ｖｓ＝Ｖｄｃ＊（１－０．５）＝０．５Ｖｄｃ
Ｖｄｃ＝（１／０．５）＊Ｖｓ＝２Ｖｓ
…（６）

上記（６）式の第２式から、昇圧比２倍までは制御可能となる。従って、実施の形態２で提案する方式のスイッチングパターンの場合、１．３倍を超え、２倍までの昇圧比までは、同一モジュール内のスイッチング素子の同時オンを回避できることを意味している。これにより、実施の形態２で提案する方式のスイッチングパターンの場合、通常運転時の過電流エラーが起こる可能性を減少させることができる。

上述したように、図６のスイッチングパターンにおける位相角差は、相数に基づいて定められる。これに対し、図５に示す実施の形態２のスイッチングパターンは、同一モジュール内のスイッチング素子がオンに制御されるときのスイッチング素子間の位相角差は、スイッチング素子の数に基づいて定められる。ここで、同一モジュール内のスイッチング素子数をＫとし、Ｋを２以上の整数とする。このとき、図５のスイッチングパターンは、同一モジュール内のスイッチング素子がオンに制御されるときのスイッチング素子間の位相角差は、１制御周期の位相角３６０度を同一モジュール内のスイッチング素子数で除した値であると一般化できる。図１の構成の場合、各モジュール内のスイッチング素子数は“２”であり、位相角差は３６０／２＝１８０度になる。なお、後述するように、同一モジュール内のスイッチング素子数は３以上でもよく、例えば同一モジュール内のスイッチング素子数が３の場合、位相角差は３６０／３＝１２０度になる。

また、図５に示す実施の形態２のスイッチングパターンでは、モジュール間のスイッチング制御の位相角差は、モジュール内のスイッチング制御の位相角差とは異なる。具体的に図５の例の場合、第１のモジュール３のスイッチング素子１０と、第２のモジュール４のスイッチング素子１２との間のスイッチング制御の位相角差は、３６０／４＝９０度になる。ここで、各モジュール間において、基準となるスイッチング素子（図１の構成であれば、スイッチング素子１０及びスイッチング素子１２、又はスイッチング素子１１及びスイッチング素子１３）がオンに制御されるときのスイッチング素子間の位相角差を、「隣接モジュール間のスイッチング制御の位相角差」と定義する。この定義を使用すると、モジュール間のスイッチング制御の位相角差は、１制御周期の位相角３６０度をインターリーブの相数２Ｎで除した値であると一般化できる。例えば、インターリーブの相数が８の場合において、同一モジュール内のスイッチング素子数が２の場合（この場合、モジュール数＝４）、同一モジュール内のスイッチング素子数が４の場合（この場合、モジュール数＝２）が考えられるが、何れの場合も、モジュール間のスイッチング制御の位相角差は、３６０／８＝４５度となる。

次に、実施の形態２におけるスイッチングパターンによって得られる更なる効果について説明する。図８には、図１に示す電源装置１００における昇圧回路が簡略化されて示されている。具体的には、第１のモジュール３のスイッチング素子１０，１１のみが示されている。従って、ここでの説明は、２相インターリーブ方式での動作となる。

図８では、スイッチング素子１０をオンしたときに流れる電流を「Ｉｓｗ１」と表記し、スイッチング素子１１をオンしたときに流れる電流を「Ｉｓｗ２」と表記し、電流検出器８に流れる電流を「Ｉｓｗ」と表記している。これらの電流Ｉｓｗ１、電流Ｉｓｗ２及び電流Ｉｓｗの間には、Ｉｓｗ＝Ｉｓｗ１＋Ｉｓｗ２の関係がある。

図８において、まず、スイッチング素子１０をオンしたときに流れる電流Ｉｓｗ１の実効値がＸ［Ａｒｍｓ］だとする。“ｒｍｓ”は、実効値（ｒｏｏｔ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ）の意味である。また、スイッチング素子１１もスイッチング素子１０と同じ特性であると仮定し、オン時の電流Ｉｓｗ２の実効値を同じＸ［Ａｒｍｓ］とする。従って、電流検出器８の設定遮断値は、Ｘ［Ａｒｍｓ］以上に設定されなければならない。一方、この値は、スイッチング素子１０，１１の同時オンを考慮しない場合の値である。仮に、スイッチング素子１０，１１が同時オンすると、スイッチング素子１０，１１には、それぞれＸ［Ａｒｍｓ］の電流が流れるため、第１のモジュール３全体では、２Ｘ［Ａｒｍｓ］の電流が流れてしまう。従って、スイッチング素子１０，１１の同時オンを考慮すると、電流検出器８の設定遮断値を２Ｘ［Ａｒｍｓ］以上に設定しなければならない。電流検出器１４にも２Ｘ［Ａｒｍｓ］の電流が流れるため、同様に定格値を２Ｘ［Ａｒｍｓ］以上にしなければならない。

上記のように、同一モジュール内のスイッチング素子の同時オンを考慮すると、回路全体の素子の電流容量を底上げする必要があり、装置のコストが増加し、装置のサイズが増大するという課題が生じる。

これに対し、実施の形態２で提案するスイッチングパターンによれば、同一モジュールに流れる電流を減少させることができる。これにより、回路全体の素子の電流容量を小さくでき、コスト及びサイズの低減が可能となる。

また、図６のスイッチングパターンでは、昇圧比１．３倍のＤｕｔｙ＝２５％を超えると同一モジュール内のスイッチング素子による同時オンが生じる。これにより、通常運転時において、過電流エラーが起こる可能性のあるデューティの範囲は１－０．２５＝７５％である。これに対し、実施の形態２で提案するスイッチングパターンによれば、同一モジュール内のスイッチング素子による同時オンが、昇圧比２倍のＤｕｔｙ＝５０％までは生じない。これにより、通常運転時において、過電流エラーが起こる可能性のあるデューティの範囲は１－０．５＝５０％である。従って、実施の形態２で提案するスイッチングパターンによれば、過電流エラーが起こる可能性のあるデューティの範囲を従来よりも低減することができる。

また、同一モジュール内の同時オンが生起する場合、同時オンが生起しない場合と比べて、同一モジュール内に流れる電流が相対的に小さくなるので、モジュールの発熱を抑えることができる。これにより、従来よりもヒートシンク等の放熱部の材料を少なくしても、必要な放熱性能を確保できる。従って、放熱部の材料のコストを下げることができ、また、放熱部を小さくできるため、放熱部の空間に占める体積の割合を削減することができる。

以上説明したように、実施の形態２に係る電源装置によれば、同一のモジュール内の複数のスイッチング素子がオンに制御されるときのスイッチング素子間の位相角差は、１制御周期の位相角を同一のモジュール内のスイッチング素子の数で除した値に設定される。これにより、過電流エラーが起こる可能性のあるデューティの範囲の低減が可能となる。

実施の形態３．
実施の形態３では、実施の形態２で提案したスイッチングパターンによる制御を利用した運転制御及び当該運転制御による効果について説明する。図９は、実施の形態３の動作説明に使用するスイッチングパターンを示す図である。なお、図９に示すスイッチングパターンは、図５のものと同じである。

まず、実施の形態１で説明した過電流遮断の機能により、第１のモジュール３及び第２のモジュール４のうちの何れか一方の動作が停止したとする。このとき、例えば図６に示されるスイッチングパターンで動作させるとすると、片方のモジュールが停止した段階で、電源装置１００の動作が困難となる。

そこで、実施の形態２で説明した図５のスイッチングパターンで動作させる。図９では、第２のモジュール４の動作が停止している状態を示している。図９において、停止していない第１のモジュール３のスイッチングパターンだけを見ると、１８０度の位相角差で動作する２相インターリーブ方式による動作になっていることが分かる。従って、第２のモジュール４に過電流が流れ、第２のモジュール４が過電流遮断によって停止しても、停止していない第１のモジュール３によって、運転を継続することができる。即ち、図９の例の場合、通常時は、４相インターリーブ方式で動作させ、第２のモジュール４が過電流によって動作停止した過電流遮断時には、第１のモジュール３を使用して、２相インターリーブ方式で動作させる。このような動作モードを電源装置１００に具備させることにより、装置全体の動作が過電流遮断によっては停止せず、動作の安定性の向上を図ることができる。

なお、上記では、第１のモジュール３で運転を継続することについて説明したが、この例に限定されない。別な例として、第１のモジュール３のみで、ある出力の閾値まで出力を抑えながら運転し、装置が瞬間的に停止するのを防止して、安定した状態に移行させてから、装置を停止するようにしてもよい。

また、上記では、図１の電源装置１００の構成に合わせて、２つのモジュールの場合の動作について説明したが、３つ以上のモジュールを有する構成に適用できることは言うまでもない。モジュールの数をＭ個（Ｍは２以上の整数）とし、過電流遮断によって動作停止しているモジュールの数をＬ個（Ｌは１以上、Ｍ未満の整数）とする。また、同一モジュール内のスイッチング素子数をここでは“２”とする。この例の場合、Ｌ個のモジュールが過電流遮断によって停止しても、停止していない（Ｍ－Ｌ）個のモジュールによって、動作を継続することができる。また、この例の場合、通常時は、２Ｍ相インターリーブ方式で動作し、過電流遮断時には、２（Ｍ－Ｌ）相インターリーブ方式で動作する。なお、同一モジュール内のスイッチング素子数が３以上の場合でも、このような縮退動作が可能である。

また、上記では、モジュールの過電流遮断について説明したが、モジュールが故障した場合にも適用できることは言うまでもない。

以上説明したように、実施の形態３に係る電源装置によれば、複数のモジュールのうちの一部が過電流遮断によって停止した場合でも、複数のモジュールのうちで停止していないモジュールが動作を継続する。これにより、装置全体の動作が過電流遮断によって停止することを回避でき、電源装置の動作の安定性の向上を図ることができる。

実施の形態４．
図１０は、実施の形態４に係るモータ駆動装置の構成例を示す図である。図１０に示すように、実施の形態１で説明した電源装置１００は、インバータに直流電力を供給するモータ駆動装置に適用することができる。以下、実施の形態１で説明した電源装置１００のモータ駆動装置への適用例を説明する。

図１０に示す実施の形態４に係るモータ駆動装置１５０は、図１に示す電源装置１００と、インバータ７ａとを有する。前述の通り、電源装置１００は、交流電力を直流電力に変換する装置である。インバータ７ａは、電源装置１００から出力される直流電力を交流電力に変換する装置である。

インバータ７ａの出力側には、モータ７ｂが接続されている。インバータ７ａは、変換した交流電力をモータ７ｂに供給することでモータ７ｂを駆動する。

図１０に示すモータ駆動装置１５０は、送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品に適用することが可能である。

図１１は、図１０に示したモータ駆動装置１５０を空気調和機に適用した例を示す図である。モータ駆動装置１５０の出力側にはモータ７ｂが接続されており、モータ７ｂは、圧縮要素５０４に連結されている。圧縮機５０５は、モータ７ｂと圧縮要素５０４とを備える。冷凍サイクル部５０６は、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ及び室外熱交換器５０６ｄを含む態様で構成されている。

空気調和機の内部を循環する冷媒の流路は、圧縮要素５０４から、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ、室外熱交換器５０６ｄを経由し、再び四方弁５０６ａを経由して、圧縮要素５０４へ戻る態様で構成されている。モータ駆動装置１５０は、電源１より電力の供給を受け、モータ７ｂを回転させる。圧縮要素５０４は、モータ７ｂが回転することによって、冷媒の圧縮動作を実行し、冷媒を冷凍サイクル部５０６の内部で循環させることができる。

実施の形態４に係るモータ駆動装置によれば、実施の形態１から３に係る電源装置を備えて構成される。これにより、実施の形態４に係るモータ駆動装置を適用した送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品において、実施の形態１から３で説明した効果を享受することができる。

また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 電源、２ コンバータ回路、２ａ～２ｄ 昇圧回路、３ 第１のモジュール、４ 第２のモジュール、６ 平滑コンデンサ、７ 負荷、７ａ インバータ、７ｂ モータ、８，９，１４ 電流検出器、１０～１３ スイッチング素子、１５ａ，１５ｂ，１５ａ１，１５ｂ１ 過電流判定部、１６，１６Ａ 制御部、１６ａ プロセッサ、１６ｂ メモリ、１７ａ，１７ｂ 直流母線、１８ａ，１８ｂ 接続点、１９，１９Ａ ゲート駆動回路、１９ａ，１９ｂ，１９ｃ 入力ポート、１００，１００Ａ，１００Ｂ 電源装置、１５０ モータ駆動装置、５０４ 圧縮要素、５０５ 圧縮機、５０６ 冷凍サイクル部、５０６ａ 四方弁、５０６ｂ 室内熱交換器、５０６ｃ 膨張弁、５０６ｄ 室外熱交換器、Ｄ１～Ｄ４ 逆流阻止ダイオード、Ｌ１～Ｌ４ リアクトル。

Claims (14)

1. リアクトル、スイッチング素子及び逆流阻止ダイオードを有する昇圧回路を偶数有し、電源から出力される電圧を昇圧するコンバータ回路と、
   前記電源と前記コンバータ回路との間に流れる第１電流を検出する第１電流の検出器と、
   前記偶数の昇圧回路のうちの複数の昇圧回路ごとに設けられ、前記複数の昇圧回路の各スイッチング素子に流れる電流の合算電流である第２電流を検出する少なくとも１つの第２電流の検出器と、
   前記第２電流の検出器の数に対応して設けられ、前記第２電流の検出値に基づいて前記第２電流が過電流であるか否かを判定する少なくとも１つの過電流判定部と、
   を備え、
   前記第２電流の検出器は過電流の検出器であり、
   前記第２電流の検出器が前記第２電流を検出する検出速度は、前記第１電流の検出器が前記第１電流を検出する検出速度よりも速く、
   前記昇圧回路は、前記昇圧回路に対応する前記過電流判定部の判定結果が過電流である場合に動作を停止する
   電源装置。
2. リアクトル、スイッチング素子及び逆流阻止ダイオードを有する昇圧回路を偶数有し、電源から出力される電圧を昇圧するコンバータ回路と、
   前記電源と前記コンバータ回路との間に流れる第１電流を検出する第１電流の検出器と、
   前記偶数の昇圧回路のうちの複数の昇圧回路ごとに設けられ、前記複数の昇圧回路の各スイッチング素子に流れる電流の合算電流である第２電流を検出する少なくとも１つの第２電流の検出器と、
   前記第２電流の検出器の数に対応して設けられ、前記第２電流の検出値に基づいて前記第２電流が過電流であるか否かを判定する少なくとも１つの過電流判定部と、
   を備え、
   前記第２電流の検出器は過電流の検出器であり、
   前記第２電流の検出器が前記第２電流を検出する検出精度は、前記第１電流の検出器が前記第１電流を検出する検出精度よりも低く、
   前記昇圧回路は、前記昇圧回路に対応する前記過電流判定部の判定結果が過電流である場合に動作を停止する
   電源装置。
3. リアクトル、スイッチング素子及び逆流阻止ダイオードを有する昇圧回路を偶数有し、電源から出力される電圧を昇圧するコンバータ回路と、
   前記電源と前記コンバータ回路との間に流れる第１電流を検出する第１電流の検出器と、
   前記偶数の昇圧回路のうちの複数の昇圧回路ごとに設けられ、前記複数の昇圧回路の各スイッチング素子に流れる電流の合算電流である第２電流を検出する少なくとも１つの第２電流の検出器と、
   前記第２電流の検出器の数に対応して設けられ、前記第２電流の検出値に基づいて前記第２電流が過電流であるか否かを判定する少なくとも１つの過電流判定部と、
   を備え、
   前記コンバータ回路では、複数の前記スイッチング素子が並列に接続されて１つのモジュールを構成し、
   １つの前記モジュールごとに１つの前記第２電流の検出器が接続される
   電源装置。
4. 複数の前記スイッチング素子を駆動する駆動回路を備え、
   前記駆動回路は、前記過電流判定部の判定結果が過電流である場合に前記過電流が流れているスイッチングモジュールにおける前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する
   請求項１から３の何れか１項に記載の電源装置。
5. 前記第１電流の検出値に基づいて、複数の前記スイッチング素子を制御する制御部を備え、
   前記制御部は、前記過電流判定部の判定結果が過電流である場合に前記スイッチング素子を制御する制御信号の生成を停止する
   請求項１から４の何れか１項に記載の電源装置。
6. 複数の前記モジュールのうちの一部が過電流遮断によって停止した場合でも、複数の前記モジュールのうちで停止していない前記モジュールが動作を継続する
   請求項３に記載の電源装置。
7. 前記昇圧回路の数は４以上の偶数であり、
   同一の前記モジュール内の複数の前記スイッチング素子がオンに制御されるときの前記スイッチング素子間の位相角差は、１制御周期の位相角を同一の前記モジュール内の前記スイッチング素子の数で除した値であり、
   前記１制御周期は、前記スイッチング素子をスイッチング制御するときの繰り返し周期である
   請求項３又は６に記載の電源装置。
8. 複数の前記モジュール間において、隣接モジュール間のスイッチング制御の位相角差は、前記１制御周期の位相角をインターリーブの相数で除した値である
   請求項７に記載の電源装置。
9. 複数の前記スイッチング素子のうちの少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体により形成されている
   請求項１から８の何れか１項に記載の電源装置。
10. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
    請求項９に記載の電源装置。
11. 請求項１から１０の何れか１項に記載の電源装置と、
    前記電源装置から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータと、を備える
    モータ駆動装置。
12. 請求項１１に記載のモータ駆動装置を備える
    送風機。
13. 請求項１１に記載のモータ駆動装置を備える
    圧縮機。
14. 請求項１２に記載の送風機及び請求項１３に記載の圧縮機の少なくとも一方を備える
    空気調和機。

Images