JP6921335B2 - 直流電源装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する直流電源装置、当該直流電装置を備えたモータ駆動装置、当該モータ駆動装置を備えた送風機及び圧縮機、並びに、当該送風機又は当該圧縮機を備えた空気調和機に関する。

直流電源装置においては、装置に流れ得る過電流を検出する機能が必要とされる。下記特許文献１に記載の装置では、過電流を検出するため、過電流が流れ得る電流経路内の異なる２箇所にシャント抵抗を１つずつ挿入する構成が開示されている。

特開２０１８−７３２８号公報

上記の通り、特許文献１の技術では、通常の制御に用いる電流検出部品に加えて、過電流の検出のために、電流経路内の異なる２箇所に電流検出部品であるシャント抵抗を１つずつ追加する必要があった。このため、部品点数の増加に伴ってコストが増加し、また２つの電流検出部品の追加によって、装置の信頼性が低下するという課題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電流検出部品の追加数を抑制しつつ、直流電源装置に流れ得る過電流を検出することができる直流電源装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る直流電源装置は、一端が交流電源に接続されるリアクトルと、リアクトルの他端に接続され、交流電源から出力される交流の第１電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路と、ブリッジ回路の直流側の電圧である第２電圧を平滑するコンデンサと、を備える。また、直流電源装置は、交流電源とブリッジ回路との間に流れる交流の第１電流を検出する第１の電流検出器と、ブリッジ回路とコンデンサとの間に流れる直流の第２電流を検出する第２の電流検出器と、を備える。更に、直流電源装置は、第１電流の検出値に基づいて第１電流が過電流であるか否かを判定する第１の過電流判定部と、第２電流の検出値に基づいて第２電流が過電流であるか否かを判定する第２の過電流判定部と、を備える。ブリッジ回路は、第１の過電流判定部及び第２の過電流判定部のうちの何れかの判定結果が過電流である場合に動作を停止する。

本発明に係る直流電源装置によれば、電流検出部品の追加数を抑制しつつ、直流電源装置に流れ得る過電流を検出することができるという効果を奏する。

実施の形態１に係る直流電源装置の構成を示す回路図 実施の形態１に係る直流電源装置の動作モードの説明に供する図 実施の形態１のブリッジ回路におけるパッシブ同期整流モード時の電流経路の１つを示す図 一般的なスイッチング素子における電流−損失特性を模式的に示す図 実施の形態１のブリッジ回路における簡易スイッチングモード時の電流経路の１つを示す図 実施の形態１のブリッジ回路に過電流が流れる原因の説明に供する第１の図 実施の形態１のブリッジ回路に過電流が流れる原因の説明に供する第２の図 実施の形態１のブリッジ回路に流れる過電流の経路の説明に供する第１の図 実施の形態１のブリッジ回路に流れる過電流の経路の説明に供する第２の図 実施の形態１における第２の電流検出器に求められる検出精度及び検出速度の説明に供する図 実施の形態１における第１の電流検出器に求められる検出精度及び検出速度の説明に供する図 実施の形態１における制御部及び第１の過電流判定部の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態１における第２の過電流判定部の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態２に係るモータ駆動装置への適用例を示す図 図１４に示したモータ駆動装置を空気調和機に適用した例を示す図

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る直流電源装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続を単に「接続」と称して説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る直流電源装置１００の構成を示す回路図である。実施の形態１に係る直流電源装置１００は、単相の交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷５００に供給する電源装置である。実施の形態１に係る直流電源装置１００は、図１に示すように、リアクトル２と、ブリッジ回路３と、コンデンサ４と、制御部８と、駆動回路であるゲート駆動回路１５とを備える。また、直流電源装置１００は、第１の電圧検出器である電圧検出器５と、第１の電流検出器である電流検出器６と、第２の電圧検出器である電圧検出器７と、第２の電流検出器である電流検出器９と、を備える。更に、直流電源装置１００は、第１の過電流判定部である過電流判定部１１と、第２の過電流判定部である過電流判定部１２と、論理和回路１６と、を備える。

図１において、負荷５００の例は、送風機、圧縮機又は空気調和機に内蔵されるモータである。交流電源１と直流電源装置１００との間には、直流電源装置１００を保護するための配線用遮断器であるブレーカ１０が設けられている。

リアクトル２の一端は、ブレーカ１０を介して交流電源１に接続され、リアクトルの他端は、ブリッジ回路３に接続される。ブリッジ回路３は、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換する。

ブリッジ回路３は、第１のレグ３１と、第２のレグ３２とを備える。第１のレグ３１と第２のレグ３２とは、並列に接続されている。第１のレグ３１では、第１の上アーム素子３１１と、第１の下アーム素子３１２とが直列に接続されている。第２のレグ３２では、第２の上アーム素子３２１と、第２の下アーム素子３２２とが直列に接続されている。リアクトル２の他端は、第１のレグ３１における第１の上アーム素子３１１と第１の下アーム素子３１２との接続点３ａに接続されている。第２の上アーム素子３２１と第２の下アーム素子３２２との接続点３ｂは、交流電源１の他端に接続されている。ブリッジ回路３において、接続点３ａ，３ｂは、交流端子を構成する。

なお、図１において、リアクトル２は、交流電源１の一端と、接続点３ａとの間に接続されているが、交流電源１の別の一端と、接続点３ｂとの間に接続されていてもよい。

ブリッジ回路３において、接続点３ａ，３ｂがある側を「交流側」と呼ぶ。また、交流電源１から出力される交流電圧を「電源電圧」と呼び、電源電圧の周期を「電源周期」と呼ぶ。なお、電源電圧を「第１電圧」と呼ぶ場合がある。

第１の上アーム素子３１１は、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１に逆並列に接続されるダイオードＤ１とを含む。第１の下アーム素子３１２は、スイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ２に逆並列に接続されるダイオードＤ２とを含む。第２の上アーム素子３２１は、スイッチング素子Ｑ３と、スイッチング素子Ｑ３に逆並列に接続されるダイオードＤ３とを含む。第２の下アーム素子３２２は、スイッチング素子Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ４に逆並列に接続されるダイオードＤ４とを含む。

図１では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のそれぞれに金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）を例示しているが、ＭＯＳＦＥＴに限定されない。ＭＯＳＦＥＴは、ドレインとソースとの間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子である。ドレインに相当する第１端子とソースに相当する第２端子との間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子、即ち双方向素子であれば、どのようなスイッチング素子でもよい。

また、逆並列とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインに相当する第１端子とダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースに相当する第２端子とダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。

また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のうちの少なくとも１つは、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。

一般的にワイドバンドギャップ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のうちの少なくとも一つにワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。

コンデンサ４の一端は、高電位側の直流母線１６ａに接続されている。直流母線１６ａは、第１のレグ３１における第１の上アーム素子３１１と、第２のレグ３２における第２の上アーム素子３２１との接続点３ｃから引き出されている。コンデンサ４の他端は、低電位側の直流母線１６ｂに接続されている。直流母線１６ｂは、第１のレグ３１における第１の下アーム素子３１２と、第２のレグ３２における第２の下アーム素子３２２との接続点３ｄから引き出されている。ブリッジ回路３において、接続点３ｃ，３ｄは、直流端子を構成する。また、ブリッジ回路３において、接続点３ｃ，３ｄがある側を「直流側」と呼ぶ。

ブリッジ回路３の出力電圧は、コンデンサ４の両端に印加される。コンデンサ４は、ブリッジ回路３の出力電圧を平滑する。コンデンサ４は、直流母線１６ａ，１６ｂに接続されている。コンデンサ４で平滑された電圧を「母線電圧」と呼ぶ。なお、母線電圧を「第２電圧」と呼ぶ場合がある。母線電圧は、負荷５００への印加電圧でもある。

電圧検出器５は、電源電圧を検出し、電源電圧の検出値Ｖｓを制御部８に出力する。電源電圧は、交流電源１の瞬時電圧の絶対値である。なお、瞬時電圧の実効値を、電源電圧としてもよい。

電流検出器６は、交流電源１とブリッジ回路３との間に流れる交流電流を検出し、交流電流の検出値Ｉｓを制御部８及び過電流判定部１１に出力する。電流検出器６の一例は、変流器（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：ＣＴ）である。なお、交流電源１とブリッジ回路３との間に流れる交流電流を「第１電流」と呼ぶ場合がある。

電圧検出器７は、母線電圧を検出し、母線電圧の検出値Ｖｄｃを制御部８に出力する。

電流検出器９は、直流母線１６ｂに配置される。電流検出器９は、コンデンサ４の負極側端子とブリッジ回路３の接続点３ｄとの間に流れる直流電流を検出し、直流電流の検出値Ｉｄを過電流判定部１２に出力する。電流検出器９の一例は、シャント抵抗である。なお、ブリッジ回路３とコンデンサ４との間に流れる直流電流を「第２電流」と呼ぶ場合がある。また、図１において、電流検出器９は、直流母線１６ｂに配置されているが、直流母線１６ａに配置されていてもよい。この場合、電流検出器９は、ブリッジ回路３の接続点３ｃとコンデンサ４の正極側端子との間に流れる直流電流を検出する。

制御部８は、電圧検出器５の検出値Ｖｓ、電流検出器６の検出値Ｉｓ、及び電圧検出器７の検出値Ｖｄｃに基づいて、ブリッジ回路３を構成する各スイッチング素子を制御するための制御信号Ｓ３１１〜Ｓ３２２を生成する。制御信号Ｓ３１１は、スイッチング素子Ｑ１を制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ３２２は、スイッチング素子Ｑ４を制御するための制御信号である。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３も制御部８からの制御信号によって制御される。制御部８によって生成された制御信号Ｓ３１１〜Ｓ３２２は、ゲート駆動回路１５の入力ポート１５ａに入力される。

ゲート駆動回路１５は、制御信号Ｓ３１１〜Ｓ３２２に基づいて、ブリッジ回路３を構成する各スイッチング素子を駆動するための駆動パルスＧ３１１〜Ｇ３２２を生成する。駆動パルスＧ３１１は、スイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動パルスであり、駆動パルスＧ３２２は、スイッチング素子Ｑ４を駆動するための駆動パルスである。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３もゲート駆動回路１５からの駆動パルスによって駆動される。

過電流判定部１１は、交流電流の検出値Ｉｓに基づいて、当該交流電流が過電流であるか否かを判定し、判定結果ＯＣ１を制御部８と、論理和回路１６とに出力する。過電流の判定には、第１の閾値である閾値Ａが用いられる。過電流判定部１１は、交流電流の検出値Ｉｓが閾値Ａよりも大きい場合、当該交流電流が過電流であると判定し、判定結果ＯＣ１を論理値“１”とする。一方、交流電流の検出値Ｉｓが閾値Ａ以下である場合、過電流判定部１１は、当該交流電流は過電流ではないと判定し、判定結果ＯＣ１を論理値“０”とする。なお、本判定処理では、検出値Ｉｓが閾値Ａと等しい場合を「過電流ではない」と判定しているが、「過電流である」と判定してもよい。

過電流判定部１２は、直流電流の検出値Ｉｄに基づいて、当該直流電流が過電流であるか否かを判定し、判定結果ＯＣ２を制御部８と、論理和回路１６とに出力する。過電流の判定には、第２の閾値である閾値Ｂが用いられる。過電流判定部１２は、直流電流の検出値Ｉｄが閾値Ｂよりも大きい場合、当該直流電流は過電流であると判定し、判定結果ＯＣ２を論理値“１”とする。一方、直流電流の検出値Ｉｄが閾値Ｂ以下である場合、過電流判定部１２は、当該直流電流は過電流ではないと判定し、判定結果ＯＣ２を論理値“０”とする。なお、本判定処理では、検出値Ｉｄが閾値Ｂと等しい場合を「過電流ではない」と判定しているが、「過電流である」と判定してもよい。

論理和回路１６は、判定結果ＯＣ１と判定結果ＯＣ２との論理和を演算する。具体的に、論理和回路１６は、判定結果ＯＣ１及び判定結果ＯＣ２の少なくとも１つが論理値“１”である場合、演算値ＯＣ３を論理値“１”とする。一方、判定結果ＯＣ１及び判定結果ＯＣ２の何れも論理値“０”である場合、論理和回路１６は、演算値ＯＣ３を論理値“０”とする。論理和回路１６によって演算された演算値ＯＣ３は、過電流の検出結果を表している。演算値ＯＣ３は、ゲート駆動回路１５の入力ポート１５ｂに入力される。

ゲート駆動回路１５は、演算値ＯＣ３が論理値“１”である場合、ブリッジ回路３の各スイッチング素子を駆動するための駆動パルスＧ３１１〜Ｇ３２２の出力を停止する。即ち、入力ポート１５ｂに演算値ＯＣ３から論理値“１”が入力されている場合、入力ポート１５ａに制御部８からの制御信号Ｓ３１１〜Ｓ３２２が入力されている場合であっても、ブリッジ回路３への駆動パルスＧ３１１〜Ｇ３２２の出力は遮断される。

また、演算値ＯＣ３が論理値“０”である場合、ゲート駆動回路１５は、通常の動作を行う。即ち、ゲート駆動回路１５は、入力ポート１５ａに制御部８からの制御信号Ｓ３１１〜Ｓ３２２が入力されている場合には、制御信号Ｓ３１１〜Ｓ３２２に基づいて駆動パルスＧ３１１〜Ｇ３２２を生成し、生成した駆動パルスＧ３１１〜Ｇ３２２をブリッジ回路３に出力する。

以上の制御により、ブリッジ回路３は、過電流判定部１１及び過電流判定部１２のうちの何れかの判定結果が過電流である場合には、全てのスイッチング素子のスイッチング動作を停止する。

また、制御部８は、判定結果ＯＣ１及び判定結果ＯＣ２を受信し、判定結果ＯＣ１及び判定結果ＯＣ２のうちの少なくとも１つが論理値“１”である場合、制御信号Ｓ３１１〜Ｓ３２２の生成を停止する。その結果、制御信号Ｓ３１１〜Ｓ３２２は、ゲート駆動回路１５には入力されず、駆動パルスＧ３１１〜Ｇ３２２のブリッジ回路３への出力も停止する。

過電流判定部１１、過電流判定部１２及び論理和回路１６を用いた停止制御（以下、適宜「第１の停止制御」と呼ぶ）は、過電流が流れているときだけ実施される。また、第１の停止制御は、過電流判定部１１及び過電流判定部１２の判定結果に基づいた制御部８による停止制御（以下、適宜「第２の停止制御」と呼ぶ）に先行して実施される。一方、第２の停止制御は、一度でも過電流が検出された場合には、継続的に実施される。このため、第１の停止制御と第２の停止制御とを並行して実施すれば、スイッチング素子の故障が拡大するのを確実に抑止することが可能となる。

上述したように、実施の形態１の構成において、ブリッジ回路３の各スイッチング素子の制御に用いる検出部品は、電圧検出器５、電流検出器６及び電圧検出器７の３つである。また、過電流の検出に用いる検出部品は、電流検出器６及び電流検出器９の２つである。ここで、実施の形態１の構成において、電流検出器６は、スイッチング素子の制御と過電流の検出とに共用されるので、新たに追加する検出部品は、電流検出器９のみでよい。このため、実施の形態１の構成によれば、検出部品の追加数を抑制することが可能となる。

次に、実施の形態１に係る直流電源装置１００における要部の回路動作について、図１から図５の図面を参照して説明する。

図２は、実施の形態１に係る直流電源装置１００の動作モードの説明に供する図である。図２には、パッシブ同期整流モード、簡易スイッチングモード及びパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）制御モードという３つの動作モードが示されている。図３は、実施の形態１のブリッジ回路３におけるパッシブ同期整流モード時の電流経路の１つを示す図である。図４は、一般的なスイッチング素子における電流−損失特性を模式的に示す図である。図５は、実施の形態１のブリッジ回路３における簡易スイッチングモード時の電流経路の１つを示す図である。

図２の上段部には、パッシブ同期整流モード時の電源電圧及び電源電流が示されている。この動作モードは、非昇圧で同期整流を行うモードである。非昇圧とは、電源短絡動作を行わないことを意味する。なお、電源短絡動作については、後述する。また、同期整流とは、電流がダイオードに流れるタイミングに合わせ、ダイオードに逆並列に接続されるスイッチング素子をＯＮ動作させる制御手法である。

図３には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行うときのコンデンサ４に対する充電経路が示されている。図３に示すように、交流電源１における上側の端子がプラス電位のときを電源電圧の極性が正であるとする。また、交流電源１における上側の端子がマイナス電位のときを電源電圧の極性が負であるとする。

図３において、交流電源１から供給される電流によってコンデンサ４が充電される場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をＯＮ動作させない場合、交流電源１、リアクトル２、ダイオードＤ１、コンデンサ４、ダイオードＤ４、交流電源１の順で電流が流れる。ダイオードは、電流が流れる方向、即ち順方向に電圧降下分の電圧が印加されないと導通しない。このため、図２の上段部に示すように、電源電圧が正の半周期Ｔ１の期間において、半周期Ｔ１よりも短い期間Ｔ２で電流が流れる。パッシブ同期整流モードでは、期間Ｔ２において、ダイオードＤ１，Ｄ４の導通タイミングに合わせてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がＯＮに制御される。従って、期間Ｔ２では、交流電源１、リアクトル２、スイッチング素子Ｑ１、コンデンサ４、スイッチング素子Ｑ４、交流電源１の順で電流が流れる。

電源電圧が負の半周期も同様な動作が行われる。但し、電源電圧が負の半周期における期間Ｔ３では、ダイオードＤ２，Ｄ３の導通タイミングに合わせてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がＯＮに制御される。

図４には、ダイオードの損失特性と、スイッチング素子のオン時の損失特性とが示されている。図４に示すように、電流値Ｉ０よりも電流が小さい領域Ａでは、スイッチング素子の損失よりも、ダイオードの損失の方が大きい。この特性を利用し、電流がダイオードに流れるタイミングに合わせ、ダイオードに逆並列に接続されるスイッチング素子をＯＮ動作させるのが同期整流である。同期整流を利用すれば、装置を高効率に動作させることができる。

また、図２の中段部には、簡易スイッチングモード時の電源電圧及び電源電流が示されている。この動作モードは、電源電圧の半周期の期間において、１又は数回の電源短絡動作を行う動作モードである。なお、図２の中段部の例では、電源電圧の半周期の期間に１回の電源短絡動作が行われている。

図５には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行うときのリアクトル２を介した交流電源１の短絡経路が示されている。図５に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を期間Ｔ４でＯＮ動作させる。このようにすれば、交流電源１、リアクトル２、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ３、交流電源１の順で電流が流れ、リアクトル２に電気エネルギーが蓄積される。

期間Ｔ４の後、図２の上段部で示したパッシブ同期整流モード時の動作となる。期間Ｔ４の直後では、交流電源１の電圧とリアクトル２に生じる電圧との和が、ブリッジ回路３に印加される。このため、ブリッジ回路３のダイオードＤ１，Ｄ４は導通する。そして、ダイオードＤ１，Ｄ４の導通タイミングに合わせてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がＯＮ動作し、電源電流が流れる。

なお、図５では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をＯＮ動作させているが、これに代えて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をＯＮ動作させてもよい。この場合、交流電源１、リアクトル２、スイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ４、交流電源１の順で電流が流れる。

負の半周期においても同様であり、１又は数回の電源短絡動作の後に、パッシブ同期整流動作となる。電源短絡動作では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をＯＮ動作させてもよいし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をＯＮ動作させてもよい。

また、図２の下段部には、ＰＷＭ制御モード時の電源電圧及び電源電流が示されている。この動作モードでは、リアクトル２に電気エネルギーを蓄積する電源短絡動作と、リアクトル２に蓄積した電気エネルギーを使用してコンデンサ４を充電する充電動作とが交互に繰り返される。電源短絡動作と充電動作との切り替えは、数ｋＨｚから数十ｋＨｚの高周波で行われる。これにより、図２の下段部に示されるように、電源電流は、正弦波状の電流に制御される。

上述した３つのモードは、負荷条件に応じて切り替えられる。これにより、直流電源装置１００を、高効率に運転することが可能となる。

次に、実施の形態１のブリッジ回路３に過電流が流れる原因と、そのときの過電流の経路について、図６から図９の図面を参照して説明する。図６は、実施の形態１のブリッジ回路３に過電流が流れる原因の説明に供する第１の図である。図７は、実施の形態１のブリッジ回路３に過電流が流れる原因の説明に供する第２の図である。図８は、実施の形態１のブリッジ回路３に流れる過電流の経路の説明に供する第１の図である。図９は、実施の形態１のブリッジ回路３に流れる過電流の経路の説明に供する第２の図である。

図６には、図１のブリッジ回路３におけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の状態の一例が示されている。図６の例では、上述したパッシブ同期整流モードにおいて、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を電源電圧の周期で交互にＯＮ制御及びＯＦＦ制御し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を同期整流のためにＯＮ制御した場合の動作状態が示されている。なお、ＯＮと記載されている以外の期間は、ＯＦＦの状態である。

図７は、図６の状態図において、スイッチング素子Ｑ４がショート故障を起こした場合の動作状態を示している。図７のように、スイッチング素子Ｑ４がある期間においてショート故障を起こした場合、ショート故障を起こした後の次の半周期では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が同時に導通してしまう上下アーム短絡が起こる。図８には、このときの電流経路が示されている。なお、図８に示す電流経路を生じさせるモードを便宜的に「短絡モード１」と呼ぶ。

ここで、交流電源１とブリッジ回路３との間に流れる電流は、２つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を介するものの、直流電圧の短絡になる。このため、短絡モード１では、数マイクロ秒の時間に数百アンペアといった大きな短絡電流が流れる。この短絡電流が、上述した「ブリッジ回路３とコンデンサ４との間に流れる過電流」の原因となる。このため、この短絡電流が過電流であるか否かについて、電流検出器９、過電流判定部１２及び論理和回路１６によって検出される。

また、図７において、スイッチング素子Ｑ２がＯＮとなるタイミングでは、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４が導通してしまう電源短絡が起こる。図９には、このときの電流経路が示されている。なお、図９に示す電流経路を生じさせるモードを便宜的に「短絡モード２」と呼ぶ。

短絡モード２による電流は、リアクトル２を介して流れる短絡電流である。このため、短絡モード２では、数ミリ秒の時間に十数アンペア程度の短絡電流が流れる。この短絡電流が、上述した「交流電源１とブリッジ回路３との間に流れる過電流」の原因となる。このため、この短絡電流が過電流であるか否かについて、電流検出器６、過電流判定部１１及び論理和回路１６によって検出される。

なお、上記では、スイッチング素子Ｑ４がショート故障を起こした場合の例で説明したが、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のうちの少なくとも１つがショート故障した場合にも、同様な短絡モード１，２の状態が生起する。

また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がショート故障を起こしていない場合でも、外来ノイズによってスイッチング素子が誤動作し、同様な短絡モード１，２の状態が生起し得る。実施の形態１に係る直流電源装置１００は、このような場合の短絡電流も検出でき、直流電源装置１００の保護に有効である。

次に、過電流の検出を行うための電流検出部品である電流検出器６，９に求められる検出精度及び検出速度について説明する。図１０は、実施の形態１における電流検出器９に求められる検出精度及び検出速度の説明に供する図である。図１１は、実施の形態１における電流検出器６に求められる検出精度及び検出速度の説明に供する図である。

図１０において、実線で示す曲線ｋ１は、短絡モード１において流れる電流の立ち上がり特性を表している。一方、図１１において、実線で示す曲線ｋ４は、短絡モード２において流れる電流の立ち上がり特性を表している。なお、図１０及び図１１は模式的な図であり、横軸の時間及び縦軸の電流共に、各軸のスケールは異なっている。

図１０及び図１１に示すように、短絡モード１において流れる電流は、短絡モード２において流れる電流よりも立ち上がり特性が急峻である。このため、電流検出器９は、電流検出器６よりも、検出速度が速いものが要求される。従って、曲線ｋ１に対する電流検出の遅れ時間Δｔ１は、曲線ｋ４に対する電流検出の遅れ時間Δｔ２よりも短くする必要がある。一例を挙げると、遅れ時間Δｔ１は０．１〜１μｓ程度であり、遅れ時間Δｔ２は１０〜１００μｓ程度である。

図１０において、破線で示す曲線ｋ２は、曲線ｋ１を時間軸の正方向にΔｔ１だけシフトさせたものであり、太実線で示す階段状の曲線ｋ３は、曲線ｋ２の電流値を一定の処理時間で検出するときの離散的な検出値を表している。同様に、図１１において、破線で示す曲線ｋ５は、曲線ｋ４を時間軸の正方向にΔｔ２だけシフトさせたものであり、太実線で示す階段状の曲線ｋ６は、曲線ｋ５の電流値を一定の処理時間で検出するときの離散的な検出値を表している。

図１０の曲線ｋ３と図１１の曲線ｋ６とにおいて、一例を挙げると、曲線ｋ３における分解能ΔＩ１は１０〜１００アンペア程度であり、曲線ｋ６における分解能ΔＩ２は０．０１〜１アンペア程度である。即ち、電流検出器９における検出値の分解能ΔＩ２は、電流検出器６における検出値の分解能ΔＩ１よりも低くてよい。

上述したように、電流検出器６は、電流検出器９に比べて電流検出速度は低速でよい。このため、ブリッジ回路３の各スイッチング素子を制御するために設けられている既設の電流検出部品と共用することができる。これにより、新たな電流検出部品を追加する必要がなく、コスト削減が可能となり、直流電源装置１００の信頼性が低下するのを抑止することができる。

また、電流検出器９は、高速性能は要求されるものの、十数アンペア程度の誤差は許容可能であり、検出値の分解能は、電流検出器６よりも低くてもよい。このため、電流検出器９は、電流検出器６に比べて安価に構成することができる。これにより、新たな電流検出部品が必要となる場合であっても、コストの増加を抑制したシステム構成とすることができる。

なお、上述した通り、短絡モード１による電流Ｉｓ１と、短絡モード２による電流Ｉｓ２との間には、Ｉｓ１＞Ｉｓ２の関係がある。このため、短絡モード２による過電流を判定する過電流判定部１１における判定閾値である閾値Ａと、短絡モード１による過電流を判定する過電流判定部１２における判定閾値である閾値Ｂとは、閾値Ａ＜閾値Ｂの関係に設定される。

また、閾値Ａは、ブレーカ１０の容量値よりも小さい値に設定することが好ましい。閾値Ａをブレーカ１０の容量値よりも小さい値に設定すれば、ブレーカ１０が動作する前にスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作を停止することができる。これにより、ショート故障しているスイッチング素子以外のスイッチング素子が故障するのを抑止することができる。即ち、スイッチング素子の故障拡大を抑止することができる。

次に、実施の形態１における制御部８及び過電流判定部１１，１２の機能を実現するためのハードウェア構成について、図１２及び図１３の図面を参照して説明する。図１２は、実施の形態１における制御部８及び過電流判定部１１の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図１３は、実施の形態１における過電流判定部１２の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。

実施の形態１における制御部８の機能を実現する場合には、図１２に示すように、演算を行うプロセッサ３００、プロセッサ３００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ３０２、及び信号の入出力を行うインタフェース３０４を含む構成とすることができる。

プロセッサ３００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ３０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）を例示することができる。

メモリ３０２には、実施の形態１における制御部８及び過電流判定部１１の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ３００は、インタフェース３０４を介して必要な情報を授受し、メモリ３０２に格納されたプログラムをプロセッサ３００が実行し、メモリ３０２に格納されたテーブルをプロセッサ３００が参照することにより、上述した処理を行うことができる。プロセッサ３００による演算結果は、メモリ３０２に記憶することができる。

また、実施の形態１における過電流判定部１２の機能を実現する場合には、図１２に示す処理回路３０５を用いることができる。処理回路３０５は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。処理回路３０５に入力する情報、及び処理回路３０５から出力する情報は、インタフェース３０６を介して行うことができる。

上述したように、過電流判定部１２は、立ち上がり特性が急峻な短絡モード１によって流れる電流の検出値に基づいて過電流を判定する。このため、プロセッサ３００を用いずに、処理回路３０５を用いた処理とすることが好ましい。

なお、制御部８及び過電流判定部１１における一部の処理は、図１３に示す構成の処理回路３０５で実施してもよい。

以上説明したように、実施の形態１に係る直流電源装置によれば、第１の過電流判定部によって、交流電源とブリッジ回路との間に流れる交流の第１電流の検出値に基づいて第１電流が過電流であるか否かが判定され、第２の過電流判定部によって、ブリッジ回路とコンデンサとの間に流れる直流の第２電流の検出値に基づいて第２電流が過電流であるか否かが判定される。第１電流の検出値は、既設の電流検出部品の検出値を利用することができる。これにより、電流検出部品の追加数を抑制しつつ、直流電源装置に流れ得る過電流を検出することが可能となる。

また、実施の形態１に係る直流電源装置によれば、第１の過電流判定部及び第２の過電流判定部のうちの何れかの判定結果が過電流である場合に、ブリッジ回路の各スイッチング素子は、スイッチング動作を停止する。これにより、ショート故障しているスイッチング素子以外のスイッチング素子が故障するのを抑止することができる。即ち、スイッチング素子の故障拡大を抑止することができる。

実施の形態２．
図１４は、実施の形態２に係るモータ駆動装置への適用例を示す図である。実施の形態１で説明した直流電源装置１００は、インバータに直流電力を供給するモータ駆動装置に適用することができる。以下、実施の形態１で説明した直流電源装置１００のモータ駆動装置への適用例を説明する。

図１４に示す実施の形態２に係るモータ駆動装置１０１は、実施の形態１に係る直流電源装置１００と、インバータ５００ａとを有する。前述の通り、直流電源装置１００は、交流電力を直流電力に変換する装置である。インバータ５００ａは、直流電源装置１００から出力される直流電力を交流電力に変換する装置である。

インバータ５００ａの出力側には、モータ５００ｂが接続されている。インバータ５００ａは、変換した交流電力をモータ５００ｂに供給することでモータ５００ｂを駆動する。

図１４に示すモータ駆動装置１０１は、送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品に適用することが可能である。

図１５は、図１４に示したモータ駆動装置１０１を空気調和機に適用した例を示す図である。モータ駆動装置１０１の出力側にはモータ５００ｂが接続されており、モータ５００ｂは、圧縮要素５０４に連結されている。圧縮機５０５は、モータ５００ｂと圧縮要素５０４とを備える。冷凍サイクル部５０６は、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ及び室外熱交換器５０６ｄを含む態様で構成されている。

空気調和機の内部を循環する冷媒の流路は、圧縮要素５０４から、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ、室外熱交換器５０６ｄを経由し、再び四方弁５０６ａを経由して、圧縮要素５０４へ戻る態様で構成されている。モータ駆動装置１０１は、交流電源１より交流電力の供給を受け、モータ５００ｂを回転させる。圧縮要素５０４は、モータ５００ｂが回転することによって、冷媒の圧縮動作を実行し、冷媒を冷凍サイクル部５０６の内部で循環させることができる。

実施の形態２に係るモータ駆動装置によれば、実施の形態１に係る直流電源装置を備えて構成される。これにより、実施の形態２に係るモータ駆動装置を適用した送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品において、実施の形態１で説明した効果を享受することができる。

また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電源、２ リアクトル、３ ブリッジ回路、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ 接続点、４ コンデンサ、５，７ 電圧検出器、６，９ 電流検出器、８ 制御部、１０ ブレーカ、１１，１２ 過電流判定部、１５ ゲート駆動回路、１５ａ，１５ｂ 入力ポート、１６ 論理和回路、１６ａ，１６ｂ 直流母線、３１ 第１のレグ、３２ 第２のレグ、１００ 直流電源装置、１０１ モータ駆動装置、３００ プロセッサ、３０２ メモリ、３０４，３０６ インタフェース、３０５ 処理回路、３１１ 第１の上アーム素子、３１２ 第１の下アーム素子、３２１ 第２の上アーム素子、３２２ 第２の下アーム素子、５００ 負荷、５００ａ インバータ、５００ｂ モータ、５０４ 圧縮要素、５０５ 圧縮機、５０６ 冷凍サイクル部、５０６ａ 四方弁、５０６ｂ 室内熱交換器、５０６ｃ 膨張弁、５０６ｄ 室外熱交換器、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子。

Claims (13)

1. 一端が交流電源に接続されるリアクトルと、
   前記リアクトルの他端に接続され、前記交流電源から出力される交流の第１電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路と、
   前記ブリッジ回路の直流側の電圧である第２電圧を平滑するコンデンサと、
   前記交流電源と前記ブリッジ回路との間に流れる交流の第１電流を検出する第１の電流検出器と、
   前記ブリッジ回路と前記コンデンサとの間に流れる直流の第２電流を検出する第２の電流検出器と、
   前記第１電流の検出値に基づいて前記第１電流が過電流であるか否かを判定する第１の過電流判定部と、
   前記第２電流の検出値に基づいて前記第２電流が過電流であるか否かを判定する第２の過電流判定部と、
   を備え、
   前記第１の過電流判定部が過電流を検出するときの閾値は、前記第２の過電流判定部が過電流を検出するときの閾値よりも小さく、
   前記ブリッジ回路は、前記第１の過電流判定部及び前記第２の過電流判定部のうちの何れかの判定結果が過電流である場合に動作を停止する
   直流電源装置。
2. 前記第２の電流検出器が前記第２電流を検出する検出速度は、前記第１の電流検出器が前記第１電流を検出する検出速度よりも速い
   請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記第２の電流検出器が前記第２電流を検出するときの電流検出の遅れ時間は、前記第１の電流検出器が前記第１電流を検出するときの電流検出の遅れ時間よりも短い
   請求項１又は２に記載の直流電源装置。
4. 前記ブリッジ回路は、複数のスイッチング素子を有し、
   複数の前記スイッチング素子を駆動する駆動回路を備え、
   前記駆動回路は、前記第１の過電流判定部及び前記第２の過電流判定部のうちの何れかの判定結果が過電流である場合に全ての前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する
   請求項１から３の何れか１項に記載の直流電源装置。
5. 複数の前記スイッチング素子のうちの少なくとも２つは上下アームのスイッチング素子であり、前記第２の過電流判定部によって前記上下アームのスイッチング素子のうちの１つのスイッチング素子がショート故障を起こすことによって生起する上下アーム短絡が検出される
   請求項４に記載の直流電源装置。
6. 複数の前記スイッチング素子のうちの少なくとも２つは上アームのスイッチング素子同士又は下アームのスイッチング素子同士であり、前記第１の過電流判定部によって前記上アームのスイッチング素子同士又は前記下アームのスイッチング素子同士のうちの１つのスイッチング素子がショート故障を起こすことによって生起する電源短絡が検出される
   請求項４又は５に記載の直流電源装置。
7. 前記第１電圧を検出する第１の電圧検出器と、
   前記ブリッジ回路の直流側の電圧である第２電圧を検出する第２の電圧検出器と、
   前記第１電圧の検出値、前記第２電圧の検出値、及び前記第１電流の検出値に基づいて、前記ブリッジ回路を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記第１の過電流判定部及び前記第２の過電流判定部のうちの何れかの判定結果が過電流である場合に前記スイッチング素子を制御する制御信号の生成を停止する
   請求項４から６の何れか１項に記載の直流電源装置。
8. 複数の前記スイッチング素子のうちの少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体により形成されている
   請求項４から７の何れか１項に記載の直流電源装置。
9. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
   請求項８に記載の直流電源装置。
10. 請求項１から９の何れか１項に記載の直流電源装置と、
    前記直流電源装置から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータと、を備える
    モータ駆動装置。
11. 請求項１０に記載のモータ駆動装置を備える
    送風機。
12. 請求項１０に記載のモータ駆動装置を備える
    圧縮機。
13. 請求項１１に記載の送風機及び請求項１２に記載の圧縮機の少なくとも一方を備える
    空気調和機。

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