JP4527767B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に分散電源を系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関するものである。

従来のパワーコンディショナでは、例えばソーラパワーコンディショナに示されるように、太陽電池である分散電源からチョッパを用いて昇圧し、その後段にＰＷＭ制御のインバータを挿入して、出力の交流電圧を発生している。
このような従来のパワーコンディショナの基本的な動作を以下に示す。太陽電池から出力される直流電力は、パワーコンディショナの内部制御電源を駆動し内部回路が動作可能になる。内部回路は、チョッパ回路とインバータ部とを備え、チョッパ回路は太陽電池の電圧を、系統へ連系するのに必要となる電圧まで昇圧する。インバータ部は４つのスイッチから構成され、系統電圧に同期した位相の出力電流となるようＰＷＭスイッチングを行う。このように出力に短冊状の波形を出力し、出力する時間比率を変えることによって出力の平均電圧をコントロールし、出力された電圧は出力側に設けられた平滑フィルタによって平均化され、系統へは交流電力が出力される（例えば、非特許文献１参照）。

「ソーラーパワーコンディショナ形ＫＰ４０Ｆの開発」OMRON TECHNICS Vol.42 No.2(通巻142号)２００２年

太陽光電圧を系統に連系させるパワーコンディショナにおいて、太陽光を発生させる太陽光パネルは、アースに対して大きな浮遊容量を有し、太陽光パネルの電位が変動するとこの浮遊容量に大きな充電電流が流れる。このため、従来のパワーコンディショナでは、太陽光パネルの電位の変動を抑えるように、インバータを必ず両極２レベルにて動作させ、正と負の電圧の時間比率を変えることによって出力の平均電圧を制御して出力していた。このため、スイッチング損失を増加し、パワーコンディショナ全体の効率が低下してしまうという問題があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、太陽光などの直流電源からの電力を交流に変換して系統や負荷に出力する電力変換装置において、直流電源側の電位変動を抑制でき、しかも変換効率の向上を図ることを目的とする。

この発明による電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する複数台の単相インバータの交流側を直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を制御する。上記複数台の単相インバータは、上記直流電源のうち電圧が最大である第１の直流電源を入力とする第１のインバータと、該第１のインバータの交流側第１の端子に接続された１台以上の第２のインバータと、該第１のインバータの交流側第２の端子に接続された１台以上の第３のインバータとから成る。そして、上記第２のインバータの総出力電圧は、上記第３のインバータの総出力電圧と概同等である。

この発明による電力変換装置は、電圧が最大である第１の直流電源を入力とする第１のインバータの交流側第１の端子側に接続されたインバータと、交流側第２の端子側に接続されたインバータとの総出力電圧が概同等であるため、第１の直流電源の中間点電位を電力変換装置の出力電圧の中間電位と略同等にできる。このため、損失を増加させることなく、第１のインバータの直流母線の電位変動を抑制でき、信頼性および効率の高い電力変換装置を得られる。

この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。 この発明の実施の形態１による各単相インバータの出力電圧波形を示す図である。 この発明の実施の形態４によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。 この発明の実施の形態４によるバイパス回路の構成図である。 この発明の実施の形態４によるバイパス回路の別例による構成図である。 この発明の実施の形態４によるバイパス回路の第２の別例による構成図である。

符号の説明

２ 第２の直流電源（太陽光）
３ 昇圧回路としてのチョッパ回路
４ ＤＣ／ＤＣコンバータ
５ 系統
７ バイパス回路
７ａ リレー
3B-INV 第１のインバータ
1B-INV 第２のインバータ
2B-INV 第３のインバータ
Ｖ_３Ｂ 第１の直流電源
Ｖ_１Ｂ，Ｖ_２Ｂ 直流電源
Ｑｘ，Ｑｙ 短絡用スイッチ（半導体スイッチ）

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置（以下、パワーコンディショナと称す）を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。図１に示すように、複数（この場合３個）の単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVの交流側を直列に接続して単相多重変換器であるインバータユニット１を構成する。各単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVは、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成され、第１の直流電源Ｖ_３Ｂを入力とする単相インバータ（第１のインバータ）3B-INVの交流側両端子の一方に単相インバータ（第２のインバータ）1B-INVが、他方に単相インバータ（第３のインバータ）2B-INVが接続される。また、第１のインバータ3B-INVの交流側両端子間を短絡させる短絡用スイッチとしてダイオードを逆並列に接続した２個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子Ｑｘ、Ｑｙが、第１のインバータ3B-INVに並列に接続される。

また、第２の直流電源としての太陽光による直流電源２の後段に、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子（以下、スイッチと称す）３ａ、リアクトル３ｂおよびダイオード３ｃから成る昇圧回路としてのチョッパ回路３が設置されている。チョッパ回路３は直流電源２で得られた直流電圧Ｖ_Ｏを昇圧し、第１の直流電源Ｖ_３Ｂとなる平滑コンデンサに充電される電圧（電位Ｖ_Ｃ）が得られる。
各単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVは、各直流電源Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂ、Ｖ_１Ｂの直流電力を交流電力に変換して出力し、それぞれの入力の直流電源部分は双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４にて接続される。なお、各直流電源Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂ、Ｖ_１Ｂの電圧は、便宜上、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂ、Ｖ_１Ｂと記載する。

第１のインバータ3B-INVの入力となる直流電源Ｖ_３Ｂの電圧は、他の単相インバータ2B-INV、1B-INVの入力となる直流電源Ｖ_２Ｂ、Ｖ_１Ｂの電圧よりも大きく、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂ、Ｖ_１Ｂは所定の電圧比になるようにＤＣ／ＤＣコンバータ４にて制御される。ここでは、Ｖ_１Ｂ＝Ｖ_２Ｂ≧（２／９）・Ｖ_３Ｂとする。即ち、第２、第３のインバータ1B-INV、2B-INVの直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂの電圧が等しくかつ、両者の合計が（４／９）・Ｖ_３Ｂより等しいか大きい。
これらの単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVは出力として正負およびゼロの電圧を発生することができ、インバータユニット１は、これらの発生電圧を組み合わせた総和としての電圧Ｖ_Ａを階調制御により出力する。この出力電圧Ｖ_Ａはリアクトル６ａおよびコンデンサ６ｂから成る平滑フィルタ６により平滑され、交流電圧Ｖ_ｏｕｔを系統５に供給する。なお、系統５は柱状トランスにて中点Ｒを接地しているものとする。

各単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVの出力電圧波形を図２に示す。図に示すように第２のインバータ1B-INVの出力と第３のインバータ2B-INVの出力とは等しく、第２、第３のインバータ1B-INV、2B-INVは、目標の出力電圧と第１のインバータ3B-INVの出力電圧との差分を補うようにＰＷＭ制御により出力される。実際には、系統５に電流を流し込むように制御されることになるが、出力のリアクトル６ａが小さい場合には、インバータユニット１の出力電圧Ｖ_Ａを平均化した電圧と系統電圧との間の差は小さくなり、ほぼ同じと考えても差し支えない。

各単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVの上記のような動作により、第１のインバータ3B-INVのスイッチング素子Ｑ３１、Ｑ３２がオンしている期間およびスイッチング素子Ｑ３３、Ｑ３４がオンしている期間、即ち、第１のインバータ3B-INVが正負いずれかの電圧を出力している期間では、第１のインバータ3B-INVの直流電源Ｖ_３Ｂの中間点Ｘは、パワーコンディショナの出力電圧Ｖ_ｏｕｔの中間電位に等しくなる。出力電圧Ｖ_ｏｕｔは系統電圧とほぼ同じであるので、上記期間では直流電源Ｖ_３Ｂの中間点Ｘは、系統５の中間電位（中点Ｒの電位）であるアース電位と等しくなる。

第１のインバータ3B-INVの出力電圧が０である期間では、第１のインバータ3B-INVの交流側両端子間を短絡させる半導体スイッチＱｘ、Ｑｙをオンして導通状態にすると共に、第１のインバータ3B-INV内の全ての半導体スイッチＱ３１〜Ｑ３４をオフ状態にする。仮に半導体スイッチＱ３１〜Ｑ３４のどれかをオンして導通させると、直流電源Ｖ_３Ｂの電位が系統電圧の変動により変動するものであるが、上記のように全ての半導体スイッチＱ３１〜Ｑ３４をオフ状態にして直流電源Ｖ_３Ｂと系統５（交流出力用電力線）とを遮断することにより、直流電源Ｖ_３Ｂの電位が系統電圧の変動による影響を受けることはない。これにより直流電源Ｖ_３Ｂの中間点Ｘの電位は、それまでの電位、すなわちアース電位を保持することができる。
このように、直流電源Ｖ_３Ｂの中間点Ｘの電位は常にアース電位となり、直流電源Ｖ_３Ｂの正極、負極側はそれぞれアース電位から一定の直流電位を維持できる。

上述したように、太陽光を発生させる太陽光パネル（直流電源２）は、アースに対して大きな浮遊容量を有し、太陽光パネル２の電位が変動するとこの浮遊容量に大きな充電電流が流れるものであるが、太陽光電圧Ｖ_Ｏを昇圧して生成した直流電源Ｖ_３Ｂの中間点電位をアース電位に固定できるため、太陽光パネル２の電位変動が抑制でき、浮遊容量に流れる電流も抑制できる。

上記のようにこの実施の形態では、太陽光電圧Ｖ_Ｏをチョッパ回路３で昇圧した直流電圧Ｖ_３Ｂを直流源とした単相インバータ（第１のインバータ）3B-INVと、他の単相インバータ2B-INV、1B-INVとの交流側を直列に接続して、各インバータの発生電圧の総和にて出力電圧を得るようにパワーコンディショナを構成したため、チョッパ回路３で昇圧した直流電圧Ｖ_３Ｂよりも高い電圧を出力でき、パワーコンディショナの効率が向上できる。さらに、第１のインバータ3B-INVの交流側両端子の一方に第２のインバータ1B-INVが、他方に第３のインバータ2B-INVが接続され、第２、第３のインバータ1B-INV、2B-INVの出力を等しくなるように制御したため、直流電源Ｖ_３Ｂの中間点電位をパワーコンディショナの出力電圧Ｖ_ｏｕｔの中間電位と同等にできる。即ち、中点を接地した系統５に供給する場合、直流電源Ｖ_３Ｂの中間点電位をアース電位にすることができ、太陽光パネル２の電位変動が抑制できる。
各直流電源Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂ、Ｖ_１ＢはＤＣ／ＤＣコンバータ４にて接続されて各電圧が制御されているため、各単相インバータから所望の出力電圧を発生でき、上記効果が効率よく確実に得られる。

また、第１のインバータ3B-INVの交流側両端子間を短絡させる半導体スイッチＱｘ、Ｑｙを備えて、第１のインバータ3B-INVの出力電圧が０である期間では、半導体スイッチＱｘ、Ｑｙオンして第１のインバータ3B-INVをバイパスさせるため、第１のインバータ3B-INVの直流電源Ｖ_３Ｂの電位変動を抑制する。さらに、その期間では、第１のインバータ3B-INV内の全ての半導体スイッチＱ３１〜Ｑ３４をオフ状態にして直流電源Ｖ_３Ｂと系統５とを遮断することにより、直流電源Ｖ_３Ｂの中間点電位を常にアース電位にすることができ、太陽光パネル２の電位変動が信頼性よく抑制できる。

なお、この場合パワーコンディショナは出力電力を系統５に供給するものを示したが、負荷に供給する場合でも、直流電源Ｖ_３Ｂの中間点電位をパワーコンディショナの出力電圧Ｖ_ｏｕｔの中間電位と同等にでき、第１のインバータ3B-INVのインバータの直流母線の電位変動も抑制できる。

また、この実施の形態では、第１のインバータ3B-INVを挟んで両側に接続された第２、第３のインバータ1B-INV、2B-INVは、ＰＷＭ制御により電圧波形を精度良くコントロールしたものを示したが、例えば、Ｖ_１Ｂ＝Ｖ_２Ｂ＝（２／９）・Ｖ_３ＢとしてＰＷＭ制御をしなくても良い。
また、各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂの電圧を互いに等しいものとしたが、第２、第３のインバータ1B-INV、2B-INVの出力が等しければ、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂの電圧は異なっていても良い。 さらに、第１のインバータ3B-INVを挟んで両側に接続される第２、第３のインバータは、それぞれ複数個でも良く、各出力電圧の総和が両側で等しいものであれば良い。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、第１のインバータ3B-INVの交流側両端子間を短絡させる半導体スイッチＱｘ、Ｑｙを設けたが、この半導体スイッチＱｘ、Ｑｙは無くても良い。
この場合も、各単相インバータ2B-INV、3B-INV、1B-INVの出力電圧波形を図２に示したものと同様で、第２のインバータ1B-INVの出力と第３のインバータ2B-INVの出力とは等しく、第２、第３のインバータ1B-INV、2B-INVは、目標の出力電圧と第１のインバータ3B-INVの出力電圧との差分を補うように出力される。このため、第１のインバータ3B-INVが正負いずれかの電圧を出力している期間では、第１のインバータ3B-INVの直流電源Ｖ_３Ｂの中間点Ｘは、パワーコンディショナの出力電圧Ｖ_ｏｕｔの中間電位に等しくなる。
そして、第１のインバータ3B-INVの出力電圧が０である期間では、第１のインバータ3B-INV内の半導体スイッチＱ３１、Ｑ３３の同時導通と半導体スイッチＱ３２、Ｑ３４の同時導通とが交互になるようにスイッチングする。これにより、第１のインバータ3B-INVの直流電源Ｖ_３Ｂの中間点Ｘは、平均的にはパワーコンディショナの出力電圧Ｖ_ｏｕｔの中間電位に等しくなる。

このため、第１のインバータ3B-INVの出力電圧が正負、０のいずれの期間でも、直流電源Ｖ_３Ｂの中間点Ｘをパワーコンディショナの出力電圧Ｖ_ｏｕｔの中間電位と等しくなり、系統５の中間電位（中点Ｒの電位）であるアース電位と等しくなる。このため、上記実施の形態１と同様に、太陽光パネル２の電位変動が抑制でき、浮遊容量に流れる電流も抑制できる。

実施の形態３．
次に、上記実施の形態１の図１で示した同様の回路構成であるパワーコンディショナにおいて、チョッパ回路３の効率を向上したものについて以下に示す。
ところで、２００Ｖの交流出力に必要な最大出力電圧は約２８２Ｖであり、インバータユニット１の出力電圧Ｖ_Ａは、最大でＶ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂまで出力できる。このためＶ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂが約２８２Ｖ以上であれば、パワーコンディショナは２００Ｖの交流出力が可能になる。Ｖ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂは、チョッパ回路３で昇圧された電圧であるＶ_３Ｂより大きく、例えば、Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの関係が２：２：９の場合、Ｖ_３Ｂの１３／９倍となる。即ち、Ｖ_３Ｂが約１９５Ｖ以上のときＶ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂは２８２Ｖ以上となり、これが交流出力の条件となる。

太陽光電圧Ｖ_Ｏが１９５Ｖ以上であれば、チョッパ回路３による昇圧動作をしなくてもＶ_３Ｂが約１９５Ｖ以上となり、所定の交流出力を得ることができる。このため、この実施の形態では、直流電源２で得られた直流電圧（太陽光電圧）Ｖ_Ｏが、所定の電圧Ｖ_ｍ１（１９５Ｖ）までＩＧＢＴスイッチ３ａをオンオフして該電圧Ｖ_ｍ１に昇圧し、所定の電圧Ｖ_ｍ１を超えるとＩＧＢＴスイッチ３ａを停止してチョッパ回路３の昇圧動作を停止する。
太陽光電圧Ｖ_Ｏの増加と共に昇圧率が低下してチョッパ回路３の効率が良くなるが、ＩＧＢＴスイッチ３ａを停止すると損失が大幅に低下し、ダイオード３ｃの導通損失のみとなる。さらに太陽光電圧Ｖ_Ｏの増加に伴い電流が低下しダイオード３ｃでの導通損失が低下する。

この実施の形態では、太陽光電圧Ｖ_Ｏが所定の電圧Ｖ_ｍ１（１９５Ｖ）を超えるとき、ＩＧＢＴスイッチ３ａを停止して昇圧動作を停止するため、上述したように昇圧に係る損失を大きく低減することができ、変換効率の高いパワーコンデショナが得られる。

実施の形態４．
図３は、この発明の実施の形態４によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。この実施の形態によるパワーコンディショナは、上記実施の形態１の図１に示すパワーコンディショナに、チョッパ回路３をバイパスするバイパス回路７を備えたものである。
図３に示すように、チョッパ回路３は直流電源２で得られた直流電圧Ｖ_Ｏを昇圧し、第１の直流電源となる平滑コンデンサ４に充電される電圧Ｖ_Ｃが得られる。また、昇圧停止時にチョッパ回路３をバイパスするため、例えばリレー７ａから成るバイパス回路７が、チョッパ回路３に並列に接続される。

チョッパ回路３では、上記実施の形態３と同様に、入力となる直流電源２で得られた直流電圧（太陽光電圧）Ｖ_Ｏが所定の電圧Ｖ_ｍ１（１９５Ｖ）までＩＧＢＴスイッチ３ａをオンオフして該電圧Ｖ_ｍ１に昇圧する。この間、バイパス回路７のリレー７ａは開放されている。そして、所定の電圧Ｖ_ｍ１を超えるとＩＧＢＴスイッチ３ａを停止する。このとき、バイパス回路７のリレー７ａを閉じてバイパス回路７側に電流を流し、チョッパ回路３のリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃをバイパスする。

太陽光電圧Ｖ_Ｏが所定の電圧Ｖ_ｍ１以下の範囲では、チョッパ回路３は出力電圧Ｖ_３Ｂが一定電圧Ｖ_ｍ１となるように昇圧するため、太陽光電圧Ｖ_Ｏの増加と共に昇圧率が低下し、チョッパ回路３の効率が良くなる。太陽光電圧Ｖ_Ｏが所定の電圧Ｖ_ｍ１を超えると、昇圧動作を停止し、バイパス回路７のリレー７ａを閉じてバイパス回路７側に電流を流すため、損失がほとんど無くなる。このため太陽光電圧Ｖ_Ｏが電圧Ｖ_ｍ１を境にチョッパ回路の効率が急に増加する。

なお、昇圧動作を停止する所定の電圧Ｖ_ｍ１は約１９５Ｖ以上であれば良いが、より低い電圧とした方がチョッパ回路３の損失をより低減できる。そして昇圧動作を停止後は、ＩＧＢＴスイッチ３ａの停止による大幅な損失低減だけでなく、チョッパ回路３内のリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃをバイパスさせることで、リアクトル３ｂおよびダイオード３ｃの導通損失も無くすことができて、チョッパ回路３における損失はほぼ無くなる。このため、変換効率の高いパワーコンディショナが得られる。

上記実施の形態４におけるバイパス回路７の詳細について、図４〜図６に基づいて以下に示す。
バイパス回路７はリレー７ａで構成され、チョッパ回路３内の直列接続されたリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃのいずれか一方、あるいは双方をバイパスする。
図４は、上記実施の形態４の図３で示したように、リレー７ａでリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃをバイパスするバイパス回路７を示す。図５は、別例によるバイパス回路７を示し、リレー７ａでダイオード３ｃのみをバイパスする。図６は、第２の別例によるバイパス回路７を示し、リレー７ａでリアクトル３ｂのみをバイパスする。

また、リレー７ａには、並列に自己消弧型の半導体スイッチ７ｂが接続される。リレー７ａは、一般にゼロ電流にて開放するか、もしくは低い電圧で開放するため、直流電流は遮断しにくいものであるが、このように半導体スイッチ７ｂを並列に備えることにより容易に遮断できる。その場合、リレー７ａを開放するのと同時に半導体スイッチ７ｂをオンさせ、一旦電流を半導体スイッチ７ｂに移す。これによりリレー７ａを流れる電流が遮断され、その後半導体スイッチ７ｂをオフする。

いずれの場合も、太陽光電圧Ｖ_Ｏが所定の電圧Ｖ_ｍ１を超えると、ＩＧＢＴスイッチ３ａを停止して昇圧動作を停止し、バイパス回路７のリレー７ａを閉じてバイパス回路７側に電流を流す。
図４の場合では、チョッパ回路３内のリアクトル３ｂおよびダイオード３ｃをバイパスさせることで、リアクトル３ｂおよびダイオード３ｃの導通損失を無くすことができて、パワーコンディショナ全体の効率を増加する。
図５の場合では、チョッパ回路３内のダイオード３ｃのみをバイパスさせることで、ダイオード３ｃの導通損失を無くすことができて、パワーコンディショナ全体の効率を増加する。この場合、リアクトル３ｂをバイパスしないため、リアクトル３ｂをフィルタとして利用できる。

図４、図５では、ダイオード３ｃをバイパスさせるため、直流電源Ｖ_３Ｂが太陽光電圧Ｖ_Ｏより高くなると電流の逆流やさらには直流電源２である太陽光パネルへの逆電圧が掛かり、パネルの損傷を招くおそれが有る。このため、リレー７ａを流れる電流を検出し、該電流が一定値以下になるとリレー７ａを開放し、リアクトル３ｂおよびダイオード３ｃを介した電流経路に切り換えるように構成する。このようにリレー７ａを開放してダイオード３ｃの機能を有効にする事で、逆流防止とさらには太陽光パネルの逆電圧保護機能を備える。
なお、リレー７ａを開放する際、検出の遅れなどにより既に逆電流が発生していたとしても、一旦電流を半導体スイッチ７ｂに移すことにより確実に遮断できる。

図６の場合では、チョッパ回路３内のリアクトル３ｂのみをバイパスさせることで、リアクトル３ｂの導通損失を無くすことができて、パワーコンディショナ全体の効率を増加する。また、ダイオード３ｃをバイパスしないため、ダイオード３ｃにより逆流防止および太陽光パネルの逆電圧保護ができ、信頼性が容易に向上できる。この場合、半導体スイッチ７ｂを設けなくてもリレー７ａは遮断できるが、半導体スイッチ７ｂを設けることで、ダイオード３ｃの異常などの場合にも遮断できる。

太陽光などの分散電源の直流電圧を必要な電圧まで昇圧した後、交流に変換して系統に連系させる無停電電源装置、あるいは変換後の交流電力を負荷に供給するインバータ装置に広く適用できる。

Claims (9)

1. 直流電源の直流電力を交流電力に変換する複数台の単相インバータの交流側を直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を制御する電力変換装置において、
   上記複数台の単相インバータは、上記直流電源のうち電圧が最大である第１の直流電源を入力とする第１のインバータと、該第１のインバータの交流側第１の端子に接続された１台以上の第２のインバータと、該第１のインバータの交流側第２の端子に接続された１台以上の第３のインバータとから成り、
   上記第２のインバータの総出力電圧は、上記第３のインバータの総出力電圧と概同等であることを特徴とする電力変換装置。
2. 上記第１のインバータの交流側両端子間を短絡させる短絡スイッチを該第１のインバータに並列に接続し、上記第１のインバータの発生電圧を０とするとき、上記短絡スイッチを導通して上記第１のインバータをバイパスすることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 上記第１のインバータの発生電圧を０とするとき、上記短絡スイッチを導通すると共に、上記第１の直流電源と該電力変換装置の交流出力用電力線とが遮断されるように上記第１のインバータのスイッチング状態を制御することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 上記第２、第３の各インバータの入力となる各直流電源と上記第１の直流電源とは、ＤＣ／ＤＣコンバータを介して接続されたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
5. 上記第１の直流電源は昇圧回路を介して第２の直流電源から生成されたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
6. 上記第２の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスイッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止することを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
7. 上記昇圧回路をバイパスさせるバイパス回路を備え、
   上記第２の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスイッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止すると共に、上記バイパス回路により該昇圧回路をバイパスすることを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
8. 上記バイパス回路はリレーで構成したことを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
9. 所定の交流電圧、交流電流を出力して負荷に供給する、あるいは該所定の交流出力を系統に並列に接続し、上記第２の電源を該系統に連系させることを特徴とした請求項５記載の電力変換装置。

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