CN102474200B - 电力转换装置、电力网互连装置及电力网互连系统 - Google Patents

电力转换装置、电力网互连装置及电力网互连系统 Download PDF

Info

Publication number
CN102474200B
CN102474200B CN201180002658.0A CN201180002658A CN102474200B CN 102474200 B CN102474200 B CN 102474200B CN 201180002658 A CN201180002658 A CN 201180002658A CN 102474200 B CN102474200 B CN 102474200B
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
switch element
inverter
short
power
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN201180002658.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102474200A (zh
Inventor
江阪纮一郎
伊藤和雄
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sanyo Electric Co Ltd
Original Assignee
Sanyo Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sanyo Electric Co Ltd filed Critical Sanyo Electric Co Ltd
Publication of CN102474200A publication Critical patent/CN102474200A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102474200B publication Critical patent/CN102474200B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H02J3/381—Dispersed generators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/126—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output using passive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明提供一种电力转换装置、电力网互连装置及电力网互连系统。电力转换装置具备逆变器电路、输出短路电路和控制电路。逆变器电路具有：第1逆变器开关，其构成为根据直流电压生成第1极性电压；和第2逆变器开关，其构成为根据直流电压生成第2极性电压。输出短路电路具有：第1短路开关，其构成为使一对电源线中的输出第1极性电压的电源线短路；和第2短路开关，其构成为使一对电源线中的输出第2极性电压的电源线短路。控制电路在从第1极性向第2极性切换的切换过程中，在使第2逆变器开关导通的定时之前使第1短路开关断开。

Description

电力转换装置、电力网互连装置及电力网互连系统
技术领域
本发明涉及将来自太阳能电池或燃料电池等直流电源的直流电压转换成交流电压的电力转换装置、电力网互连装置(grid connectionapparatus)及电力网互连系统。
背景技术
以往，这种电力转换装置具有：直流-直流转换电路，其将来自直流电源的直流电压进行升压；逆变器电路，其将直流-直流转换电路的输出电压转换成交流电压，并将交流电压输出给一对电源线；滤波器电路，其除去逆变器电路的输出电压中所包含的高频分量；以及控制电路，其对逆变器电路及输出短路电路进行控制。
近年来，提出一种设置了构成为使上述一对电源线短路的输出短路电路来谋求逆变器电路的转换效率、噪声、泄露电流的改善的电路方式(参照专利文献1)。
在这种电力转换装置中，输出短路电路具有连接于一对电源线之间的2个开关元件A、B，逆变器电路具有2组开关元件对A、B。开关元件A与开关元件对A相对应，开关元件B与开关元件对B相对应。
在电力转换装置的输出电压的极性为正的期间内，输出短路电路的开关元件A确保为导通状态，逆变器电路的开关元件对A进行开关动作。这里，在开关元件对A为导通状态时，输出短路电路不使电源线之间短路；在开关元件对A为断开状态时，因为形成了电流从负侧电源线流向正侧电源线的方向的电流路径A，所以开关元件A使电源线之间短路。
另外，在电力转换装置的输出电压的极性为负的期间内，输出短路电路的开关元件B确保为导通状态，逆变器电路的开关元件对B进行开关动作。这里，在开关元件对B为导通状态时，输出短路电路不使电源线之间短路；在开关元件对B为断开状态时，因为形成了电流从正侧电源线流向负侧电源线的方向的电流路径B，所以开关元件B使电源线之间短路。
在设置有输出短路电路的电力转换装置中，在输出电压的极性从正切换为负时，由于逆变器电路的开关元件对B开始开关动作并且输出短路电路的开关元件A从导通状态切换为断开状态，因而开关元件对B和开关元件A可同时处于导通状态。其结果，在输出电压的极性从正切换为负时，存在着由开关元件A形成电流路径A，电源线之间会短路的问题。
同样地，在输出电压的极性从负切换为正时，由于逆变器电路的开关元件对A开始开关动作并且输出短路电路的开关元件B从导通状态切换为断开状态，因而开关元件对A和开关元件B可同时处于导通状态。其结果，在输出电压的极性从负切换为正时，存在着由开关元件B形成电流路径B，电源线之间会短路的问题。
这样，设置有输出短路电路的电力转换装置在应该切换逆变器电路的输出电压的极性的定时、即零交叉点的附近，由于逆变器电路的输出电压会产生异常，因而存在着可靠性低的问题。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：JP特开2009-89541号公报
发明内容
第1特征涉及的一种电力转换装置，具备：逆变器电路(逆变器电路3)，其构成为将直流电压转换成交流电压，并将所述交流电压输出给一对电源线(电源线Lp、Ln)；输出短路电路(输出短路电路4)，其构成为使所述一对电源线短路；和控制电路(控制电路20)，其构成为控制所述逆变器电路及所述输出短路电路。所述逆变器电路具有：第1逆变器开关(开关元件对Q1、Q4)，其构成为根据所述直流电压生成第1极性电压；和第2逆变器开关(开关元件对Q2、Q3)，其构成为根据所述直流电压生成第2极性电压。所述输出短路电路具有：第1短路开关(开关元件Q5)，在输出第1极性电压的情况下使所述一对电源线短路；和第2短路开关(开关元件Q6)，在输出第2极性电压的情况下使所述一对电源线短路。所述控制电路在从第1极性向第2极性切换的切换过程中，在使所述第2逆变器开关导通的定时之前使所述第1短路开关断开。
根据这种特征，通过在使第2逆变器开关导通的定时之前使第1短路开关断开，从而在零交叉点(极性切换点T0)附近也不会使电源线之间短路，故能够提高电力转换装置的可靠性。
在第1特征中，所述控制电路在从第1极性向第2极性切换的切换过程中，在使所述第1逆变器开关断开从而使得在所述输出短路电路的后级设置的电抗器中蓄积的能量变为规定水平以下的定时之后，使所述第1短路开关断开。
根据这种特征，由于在电抗器中蓄积的能量变为规定水平以下的定时之后使所述第1短路开关断开，因而能够抑制因电抗器中残存较大的能量导致浪涌电压的产生，故能够提高电力转换装置的可靠性。
在第1特征中，所述控制电路在规定脉冲周期内反复执行对所述第1逆变器开关及所述第2逆变器开关的导通时间进行控制的处理。所述控制电路在从第1极性向第2极性切换的切换过程中，按照在使所述第1逆变器开关断开之后到使所述第2逆变器开关导通为止的时间比所述规定脉冲周期长的方式，对所述第1逆变器开关及所述第2逆变器开关进行控制。
根据这种特征，由于在从使第1逆变器开关断开之后到使第2逆变器开关导通为止的时间比规定脉冲周期长，因而能够在使第2逆变器开关导通的定时之前容易使第1短路开关断开。
在第2特征涉及的电力网互连装置中，所述电力转换装置构成为使直流电源与配电系统互连。电力网互连装置具备第1特征涉及的电力转换装置。
在第3特征涉及的电力网互连系统中，构成为使直流电源与配电系统互连。电力网互连系统具备第1特征涉及的电力转换装置。
附图说明
图1是表示具备第1实施方式涉及的电力网互连装置的电力网互连系统的结构的图。
图2是用于说明第1实施方式涉及的电力网互连装置的动作的图。
图3是用于说明第1实施方式涉及的电力网互连装置的动作的时序图。
图4是用于说明第1实施方式涉及的电力网互连装置的动作的时序图。
图5是用于说明第1实施方式涉及的电力网互连装置的动作的详细时序图。
图6是用于说明第2实施方式涉及的电力网互连装置的图。
图7是用于说明浪涌电压的图。
图8是用于说明第2实施方式涉及的电力网互连装置的动作的时序图。
图9是表示具备第3实施方式涉及的电力网互连装置的电力网互连系统的结构的图。
图10是表示具备第4实施方式涉及的电力网互连装置的电力网互连系统的结构的图。
图11是表示具备第5实施方式涉及的电力网互连装置的电力网互连系统的结构的图。
图12是用于说明第6实施方式涉及的电力网互连装置的动作的时序图。
图13是用于说明第6实施方式涉及的电力网互连装置的动作的时序图。
图14是用于说明第6实施方式涉及的电力网互连装置的动作的时序图。
图15是用于说明第6实施方式涉及的电力网互连装置的动作的时序图。
图16是用于说明第6实施方式涉及的电力网互连装置的动作的时序图。
图17是用于说明第6实施方式涉及的电力网互连装置的动作的时序图。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的第1实施方式～第5实施方式及其他实施方式进行说明。在下面的各实施方式中，说明将本发明涉及的电力转换装置应用于电力网互连装置的情形。在下面的各实施方式的附图中，对相同或类似部分赋予相同或类似的符号。
(1)第1实施方式
在第1实施方式中，按(1.1)电力网互连装置的结构、(1.2)电力网互连装置的动作、(1.3)作用·效果的顺序进行说明。
(1.1)电力网互连装置的结构
图1是表示具备第1实施方式涉及的电力网互连装置的电力网互连系统的结构图。在本实施方式中，以无变压器方式的电力网互连装置为例进行说明。此外，在图1中，虽然图示出地线(GND)记号相同，但是应该注意：这些地线并未互相连接，且电位不同。
如图1所示，电力网互连系统具有连接于直流电源1与配电系统10之间的电力网互连装置。作为直流电源1，例如能够使用作为分散型直流电源之一的太阳能电池。太阳能电池通过与所照射的太阳光相应的发电来输出直流电力。
电力网互连装置具有：升压电路2、连接于升压电路2后级的逆变器电路3、连接于逆变器电路3后级的输出短路电路4、连接于输出短路电路4后级的滤波器电路5、控制电路20和驱动电路31～33。此外，前级是指直流电源1一侧，后级是指配电系统10一侧。
电力网互连装置将来自直流电源1的直流电力转换成商用频率(例如，50或60Hz)的交流电力。在电力网互连装置与配电系统10之间，连接有用户设置的负载(未图示)。电力网互连装置进行从电力网互连装置及配电系统10双方向负载提供交流电力的互连运转。
升压电路2通过高频开关将来自直流电源1的输入电压进行升压。升压电路2具有电抗器L1、开关元件Q7、二极管D7及电容器C1。在第1实施方式中，作为开关元件Q7而使用功率MOSFET。
电抗器L1连接于直流电源1的正极与二极管D7的阳极之间。二极管D7的阴极与逆变器电路3相连。
开关元件Q7由功率MOSFET构成，其漏极与二极管D7的阳极相连，栅极与驱动电路32相连，源极与直流电源1的负极相连。开关元件Q7与二极管D反并联连接。
电容器C1连接于二极管D7的阴极与直流电源1的负极之间。开关元件Q7根据从控制电路20经由驱动电路32给栅极施加的栅极信号，来进行开关动作。电容器C1是用于维持稳定的输出电压的能量缓冲器。电容器C1两端之间的电压作为升压电路2的输出电压被输出至逆变器电路3。
逆变器电路3将升压电路2输出的直流电压转换成交流。在第1实施方式中，逆变器电路3具有被全桥连接的开关元件Q1、开关元件Q2、开关元件Q3及开关元件Q4。在第1实施方式中，作为开关元件Q1～开关元件Q4而使用功率MOSFET。
开关元件Q1的漏极与二极管D7的阴极相连，栅极与驱动电路31相连，源极与驱动电路31及开关元件Q2的漏极相连。开关元件Q1与二极管D1反并联连接。也就是说，二极管D1的阳极与开关元件Q1的源极相连，阴极与开关元件Q1的漏极相连。开关元件Q2的漏极与开关元件Q1的源极相连，栅极与驱动电路32相连，源极与直流电源1的负极相连。开关元件Q2与二极管D2反并联连接。开关元件Q3的漏极与二极管D7的阴极相连，栅极与驱动电路33相连，源极与驱动电路33及开关元件Q4的漏极相连。开关元件Q3与二极管D3反并联连接。开关元件Q4的漏极与开关元件Q3的源极相连，栅极与驱动电路32相连，源极与直流电源1的负极相连。开关元件Q4与二极管D4反并联连接。
开关元件Q1根据从控制电路20经由驱动电路31给栅极施加的栅极信号来进行开关动作。开关元件Q2、Q4根据从控制电路20经由驱动电路32给各栅极施加的栅极信号来进行开关动作。开关元件Q3根据从控制电路20经由驱动电路33给栅极施加的栅极信号来进行开关动作。
输出短路电路4构成为：使从逆变器电路3延伸的一对电源线Lp、Ln短路。输出短路电路4具有开关元件Q5、开关元件Q6、二极管D5及二极管D6。输出短路电路4具有串联连接于从逆变器电路3延伸的一对电源线Lp、Ln之间的开关元件Q5、Q6。开关元件Q5的漏极与开关元件Q6的漏极相连，栅极与驱动电路31相连，源极与开关元件Q1的源极相连。开关元件Q5与二极管D5反并联连接。开关元件Q5在输出正极性的电压时，使一对电源线Lp、Ln短路。详细而言，开关元件Q5在生成正极性的电压的期间内，在开关元件Q1、Q4断开时，按照图1所示的自下而上的方向使一对电源线Lp、Ln短路。开关元件Q6的漏极与开关元件Q5的漏极相连，栅极与驱动电路33相连，源极与开关元件Q3的源极相连。开关元件Q6与二极管D6反并联连接。开关元件Q6在输出负极性的电压时，使一对电源线Lp、Ln短路。详细而言，开关元件Q6在生成负极性的电压的期间内，在开关元件Q2、Q3断开时，按照图1所示的自上而下的方向使一对电源线Lp、Ln短路。
另外，应该注意：输出短路电路4的结构并不限定于此，构成输出短路电路4的2组元件的配置等可以任意地变更。
滤波器电路5将逆变器电路3输出的交流电力的高频分量除去然后输出至配电系统10(及负载)。配电系统10例如为单相200V的配电系统。滤波器电路5具有电抗器L2、L3及电容器C2。电抗器L2设置于电源线Lp上，电抗器L3设置于电源线Ln上。电容器C2连接于电源线Lp、Ln之间。
控制电路20例如由微计算机构成，对电力网互连装置的整体进行控制。驱动电路31在控制电路20的控制下对开关元件Q1、Q5进行驱动。驱动电路32在控制电路20的控制下对开关元件Q7、Q2、Q4进行驱动。驱动电路33在控制电路20的控制下对开关元件Q3、Q5进行驱动。
(1.2)电力网互连装置的动作
接下来，对于第1实施方式涉及的电力网互连装置的动作，按(1.2.1)正期间及负期间的动作、(1.2.2)极性切换时的顺序进行说明。
(1.2.1)正期间及负期间的动作
首先说明电力网互连装置输出正电压的期间的动作。图2(a)是表示升压电路2、逆变器电路3及输出短路电路4的各自的开关元件的动作的时序图。
如图2(a)所示，控制电路20按照升压电路2的输出电压、即电容器C1两端电压成为目标值的方式，由PWM脉冲对升压电路2的开关元件Q7进行驱动。在电力网互连装置输出正电压的期间内，控制电路20由PWM脉冲对逆变器电路3的开关元件对Q1、Q4进行驱动，将逆变器电路3的开关元件对Q2、Q3确保为断开状态。控制电路20同步地进行开关元件对Q1、Q4的开关动作。
另外，在电力网互连装置输出正电压的期间内，控制电路20将输出短路电路4的开关元件Q5确保为导通(ON)状态，将输出短路电路4的开关元件Q6确保为断开(OFF)状态。在这种状态下，虽然电流经由输出短路电路4从电源线Ln流向电源线Lp，但是电流却未从电源线Lp流向电源线Ln。
图2(b)是表示在逆变器电路3的开关元件对Q1、Q4均为导通状态时电流流动的方向的图。图2(c)是表示在逆变器电路3的开关元件对Q1、Q4均为断开状态时电流流动的方向的图。图2(d)是表示逆变器电路3的输出电压波形、具体而言为输出短路电路4的开关元件Q5、Q6的各源极之间的电压波形的图。
如图2(b)所示，在逆变器电路3的开关元件对Q1、Q4均为导通状态时，电流从直流电源1侧经由电抗器L1、二极管D7、开关元件Q1及电抗器L2而流向配电系统10侧。另外，电流从配电系统10侧经由电抗器L3及开关元件Q4而流向直流电源1。若将电容器C1的两端电压设为Vc1，则如图2(d)所示，逆变器电路3的输出电压大致为+Vc1。此外，电位基准设为开关元件Q6的源极。
如图2(c)所示，在逆变器电路3的开关元件对Q1、Q4均为断开状态时，电流从配电系统10侧经由电抗器L3、二极管D6、开关元件Q5及电抗器L2而流向配电系统10侧。此时，由于电源线Lp、Ln电短路，因而如图2(d)所示，逆变器电路3的输出电压变为0V。另外，虽然给逆变器电路3施加了电容器C1的两端电压Vc1，但是因被二极管D1、D3阻拦，导致在逆变器电路3中没有电流流动。
逆变器电路3的开关元件对Q1、Q4通过使导通状态和断开状态反复，从而如图2(d)所示，逆变器电路3的输出电压波形成为正侧半周期的矩形波波形。逆变器电路3的输出电压波形被由电抗器L2、L3及电容器C2构成的滤波器电路5平滑化，成为正侧半周期的正弦波。
此外，在电力网互连装置输出负电压的期间内，控制电路20将逆变器电路3的开关元件对Q1、Q4确保为断开状态，由PWM脉冲对逆变器电路3的开关元件对Q2、Q3进行驱动。控制电路20同步地进行开关元件对Q2、Q3的开关动作。
另外，在电力网互连装置输出负电压的期间内，控制电路20将输出短路电路4的开关元件Q5确保为断开状态，将输出短路电路4的开关元件Q6确保为导通状态。在这种状态下，虽然电流经由输出短路电路4从电源线Lp流向电源线Ln，但是电流却未从电源线Ln流向电源线Lp。
在电力网互连装置输出负电压的期间内，基于这种控制，使得逆变器电路3的输出电压波形成为具有0～-Vc1的振幅的负侧半周期的矩形波波形。逆变器电路3的输出电压波形被由电抗器L2、L3及电容器C2构成的滤波器电路5平滑化，成为负侧半周期的正弦波。
(1.2.2)极性切换时的动作
在设置有输出短路电路4的电力网互连装置中，如图3所示，在输出电压Vo(参照图1)的极性从正切换为负时，由于逆变器电路3的开关元件对Q2、Q3开始开关动作并且输出短路电路4的开关元件Q5从导通状态切换为断开状态，因而开关元件对Q2、Q3和开关元件Q5可同时处于导通状态。其结果，因开关元件Q5导致电源线Lp、Ln之间会短路。
同样地，在输出电压Vo的极性从负切换为正时，由于逆变器电路3的开关元件对Q1、Q4开始开关动作并且输出短路电路4的开关元件Q6从导通状态切换为断开状态，因而开关元件对Q1、Q4和开关元件Q6可同时处于导通状态。其结果，因开关元件Q6导致电源线Lp、Ln之间会短路。
因此，第1实施方式涉及的控制电路20以比切换逆变器电路3的输出电压Vo的极性的定时即极性切换点T0靠前的定时，将输出短路电路4的开关元件Q5、Q6从导通状态切换为断开状态。
具体而言，控制电路20如图4所示，在输出电压Vo的极性从正切换为负时，以比极性切换点T0靠前的定时T1(第1定时)，将输出短路电路4的开关元件Q5从导通状态切换为断开状态。由于开关元件具有从导通状态向断开状态转变的转变时间，因而控制电路20优选按照使定时T1比性切换点T0至少超前开关元件Q5从导通状态向断开状态转变的转变时间的方式，将开关元件Q5从导通状态切换为断开状态。
在第1实施方式中，控制电路20如图5所示，设定将开关元件Q5从导通状态切换为断开状态的定时T1和使开关元件对Q1、Q4的开关动作停止的定时相等。此外，在图5所示的例子中，在将开关元件Q5从导通状态切换为断开状态的定时T1与极性切换点T0之间，设置使开关元件Q5从导通状态向断开状态转变的转变时间以上的时间差。该时间差例如可规定为开关周期的n周期。
另外，控制电路20在输出电压Vo的极性从负切换为正时，以比极性切换点T0靠前的定时(第1定时)，将输出短路电路4的开关元件Q6从导通状态切换为断开状态。控制电路20优选按照使切换定时比从负向正的零交叉点至少超前开关元件Q6从导通状态向断开状态转变的转变时间的方式，将开关元件Q6从导通状态切换为断开状态。
在第1实施方式中，控制电路20如图5所示，设定将开关元件Q6从导通状态切换为断开状态的定时与使开关元件对Q2、Q3的开关动作停止的定时相等。
(1.3)作用·效果
如以上说明，根据第1实施方式，控制电路20通过以比零交叉点靠前的定时将输出短路电路4的开关元件Q5、Q6从导通状态切换为断开状态，从而能够使得在零交叉点附近电源线Lp、Ln之间不短路，故能够提高电力网互连装置的可靠性。
在第1实施方式中，控制电路20以如下方式进行控制，即：使开关元件Q5、Q6从导通状态切换为断开状态的定时比零交叉点靠前至少输出短路电路4的开关元件Q5、Q6从导通状态向断开状态转变的转变时间。由此，在零交叉点附近能可靠地确保电源线Lp、Ln之间不短路，故能够进一步提高电力网互连装置的可靠性。
此外，在第1实施方式中，在输出短路电路4所设置的开关元件Q5的源极通过与逆变器电路3所设置的开关元件Q1的源极相连，从而能够使得开关元件Q1及开关元件Q5的各自的源极确保为相同电位。由此，可使用共同的驱动用电源来驱动开关元件Q1及开关元件Q5各个开关元件。
另外，在输出短路电路4所设置的开关元件Q6的源极通过与在逆变器电路3所设置的开关元件Q4的源极相连，从而能够使得开关元件Q4及开关元件Q6的各自的源极确保为相同电位。由此，可使用共同的驱动用电源来驱动开关元件Q4及开关元件Q6的各个开关元件。
(2)第2实施方式
接下来，对第2实施方式进行说明。在下面的第2实施方式～第5实施方式中，说明与第1实施方式不同之处。
在上述的第1实施方式中，以比零交叉点靠前的定时将输出短路电路4的开关元件Q5、Q6从导通状态切换为断开状态，但是通过进行该控制，导致在将开关元件Q5、Q6切换为断开状态之后会产生浪涌电压(surgevoltage)。
参照图6，以输出电压Vo的极性从正切换为负时的动作为例，对上述问题进行说明。图6(a)是表示将开关元件Q5切换为断开状态之前的电流流动的图，图6(b)是表示将开关元件Q5切换为断开状态之后的电流流动的图，图6(c)是浪涌电压产生时的时序图。
如图6(a)所示，在将开关元件Q5切换为断开状态之前，开关元件对Q1、Q4为断开状态，通过经由电抗器L3、二极管D6、开关元件Q5及电抗器L2的电流路径，电流流向配电系统10侧。此时，在开关元件对Q1、Q4为导通状态时电抗器L2、L3所蓄积的能量被上述电流路径释放出来。因此，如图6(c)所示，在零交叉点附近，电流IQ5流过开关元件Q5。
若在这种状态下将开关元件Q5切换为断开状态，则尽管在电抗器L2、L3中所蓄积的能量未被充分释放出来，但由于上述电流路径被切断，因而通过图6(b)所示的路径流过电流。其结果，如图6(c)及图7所示，在将开关元件Q5切换为断开状态之后，在输出短路电路4的两端(输出电压Vo)产生浪涌电压。若产生浪涌电压，则会引起转换效率的低下或器件故障。
因此，在第2实施方式中，通过在使开关元件对Q1、Q4的开关动作停止的定时与将开关元件Q5切换为断开状态的定时之间，设置释放电抗器L2、L3中所蓄积的能量所需的充分时间差，来抑制浪涌电压的产生。
(2.1)极性切换时的动作
图8是用于说明第2实施方式涉及的电力网互连装置的动作的时序图。图8(a)表示作为比较例的第1实施方式涉及的电力网互连装置的动作例，图8(b)表示第2实施方式涉及的电力网互连装置的动作例1，图8(c)表示第2实施方式涉及的电力网互连装置的动作例2，图8(d)表示第2实施方式涉及的电力网互连装置的动作例3。
如图8(b)所示，在第2实施方式涉及的动作例1中，控制电路20将使开关元件对Q1、Q4的开关动作停止的定时设定得与第1实施方式相同，将使开关元件Q5从导通状态切换为断开状态的定时设定得比第1实施方式延迟。在使开关元件对Q1、Q4的开关动作停止的定时与将开关元件Q5从导通状态切换为断开状态的定时之间，设置在电抗器L2、L3中蓄积的能量被释放到没有问题的水平为止的释放时间以上的时间差。该时间差例如可规定为开关周期的n周期。
如图8(c)所示，在第2实施方式涉及的动作例2中，控制电路20将使开关元件Q5从导通状态切换为断开状态的定时设定得与第1实施方式相同，将使开关元件对Q1、Q4的开关动作停止的定时设定得比第1实施方式还早。在使开关元件对Q1、Q4的开关动作停止的定时与将开关元件Q5从导通状态切换为断开状态的定时之间，设置在电抗器L2、L3中蓄积的能量被释放到没有问题的水平为止的释放时间以上的时间差。
如图8(d)所示，在第2实施方式涉及的动作例3中，控制电路20将使开关元件Q5从导通状态切换为断开状态的定时设定得比第1实施方式延迟，并且将使开关元件对Q1、Q4的开关动作停止的定时设定得比第1实施方式还早。在使开关元件对Q1、Q4的开关动作停止的定时与将开关元件Q5从导通状态切换为断开状态的定时之间，设置在电抗器L2、L3中蓄积的能量被释放到没有问题的水平为止的释放时间以上的时间差。
根据上述动作例1～动作例3，由于在使开关元件对Q1、Q4的开关动作停止的定时与将开关元件Q5从导通状态切换为断开状态的定时之间所设置的时间差，能够等待在电抗器L2、L3中所蓄积的能量被释放到不出问题的水平为止之后，将开关元件Q5从导通状态切换为断开状态。
(2.2)作用·效果
如以上说明，根据第2实施方式，由于在等待电抗器L2、L3中所蓄积的能量被释放到不出问题的水平为止之后，将开关元件Q5从导通状态切换为断开状态，因而能够抑制浪涌电压的产生，能够提高电力网互连装置的可靠性。
(3)第3实施方式
接下来，对第3实施方式进行说明。在上述的第1实施方式及第2实施方式中，由于将使逆变器电路3的开关元件的开关动作停止的定时与将输出短路电路4的开关元件从导通状态切换为断开状态的定时设定得比零交叉点靠前，因而经由输出短路电路4的开关元件提供给负载的电流减少了。但是，该减少量能够由滤波器电路5的电容器C2供给，因而在电路动作上不成问题。
利用这种性质，在第3实施方式中，如图9所示设置对滤波器电路5的输出侧的电流进行检测的电流检测器11，控制电路20基于电流检测器11检测出的电流进行控制。由此，即便在将使逆变器电路3的开关元件的开关动作停止的定时与将输出短路电路4的开关元件从导通状态切换为断开状态的定时设定得比零交叉点靠前的情况下，也能够进行良好的控制。
(4)第4实施方式
接下来，对第4实施方式进行说明。第4实施方式涉及的电力网互连装置与第1实施方式的不同之处在于，在升压电路2、逆变器电路3及输出短路电路4各自中使用的开关元件的种类为IGBT。图10是表示具备第4实施方式涉及的电力网互连装置的电力网互连系统的结构的图。
如图10所示，开关元件Q1的集电极与二极管D7的阴极相连，栅极与驱动电路31相连，发射极与驱动电路31及开关元件Q2的集电极相连。开关元件Q2的集电极与开关元件Q1的发射极相连，栅极与驱动电路32相连，发射极与直流电源1的负极相连。开关元件Q3的集电极与二极管D7的阴极相连，栅极与驱动电路33相连，发射极与驱动电路33及开关元件Q4的集电极相连。开关元件Q4的集电极与开关元件Q3的发射极相连，栅极与驱动电路32相连，发射极与直流电源1的负极相连。
另外，开关元件Q5的集电极与开关元件Q6的集电极相连，栅极与驱动电路31相连，发射极与开关元件Q1的发射极相连。开关元件Q5与二极管D5反并联连接。开关元件Q6的集电极与开关元件Q5的集电极相连，栅极与驱动电路33相连，发射极与开关元件Q3的发射极相连。开关元件Q6与二极管D6反并联连接。
(5)第5实施方式
接下来，对第5实施方式进行说明。第5实施方式涉及的电力网互连装置的输出短路电路4的结构与第1实施方式不同。图11是表示具备第5实施方式涉及的电力网互连装置的电力网互连系统的结构的图。
如图11所示，输出短路电路4采用双臂结构，即具有并联连接于从逆变器电路3延伸的一对电源线Lp、Ln之间的2个臂电路。
第1臂电路具有串联连接于电源线Lp、Ln之间的开关元件Q5及二极管D8。第2臂电路具有在电源线Lp、Ln之间与所述第1臂电路反向地串联连接的开关元件Q6及二极管D9。
开关元件Q5的漏极与二极管D8的阴极相连，栅极与驱动电路31相连，源极与开关元件Q1的源极相连。开关元件Q5与二极管D5反并联连接。二极管D8的阳极与电源线Ln相连。开关元件Q6的漏极与二极管D9的阴极相连，栅极与驱动电路33相连，源极与开关元件Q3的源极相连。开关元件Q6与二极管D6反并联连接。二极管D9的阳极与电源线Lp相连。
在第5实施方式中，二极管D8、D9能够使用独立的二极管，而不利用MOSFET的寄生二极管、或者内置于IGBT的二极管。也就是说，二极管的选择的自由度得到了提高，能够进行更适当的电路设计。
(6)第6实施方式
在第6实施方式中，说明在从第1极性向第2极性切换的切换过程中第1逆变器开关(开关元件Q1、Q4)、第2逆变器开关(开关元件Q2、Q3)、第1短路开关(开关元件Q5)及第2短路开关(开关元件Q6)的开关定时。
此外，在第6实施方式中，说明从正极性向负极性的切换。但是，关于从负极性向正极性的转换，当然也与第6实施方式相同。
以下，应该注意：开关元件Q1～Q4在规定脉冲周期T内控制导通时间。规定脉冲周期T也可认为是由CPU(未图示)生成的时钟频率。
此外，应该注意：在以下所示的所有开关定时中，使第1短路开关(开关元件Q5)断开的定时比使第2逆变器开关(开关元件Q2、Q3)导通的定时靠前。
(6.1)开关定时1
在作为从正极性向负极性切换的切换间隔而以1脉冲周期(T×1)为基准进行使用的情况下，如图12所示，只要在从使开关元件Q1、Q4自最后起第2次导通的定时TM1到使开关元件Q2、Q3首次导通的定时TM2为止的期间内，使开关元件Q5断开即可。此外，使开关元件Q6导通的定时是任意的。
另外，在图12中，为了说明的方便，图示了开关元件Q1、Q4的最后的脉冲，但是实际上最后的脉冲是不存在的。
(6.2)开关定时2
在作为从正极性向负极性切换的切换间隔而以2脉冲周期(T×2)为基准进行使用的情况下，如图13所示，只要在使开关元件Q1、Q4自最后起第3次导通的定时TM1到使开关元件Q2、Q3首次导通的定时TM2为止的期间内，使开关元件Q5断开即可。此外，使开关元件Q6导通的定时是任意的。
另外，在图13中，为了说明的方便，图示了开关元件Q1、Q4的最后脉冲及从最后起第2个脉冲，但是实际上最后脉冲及从最后起第2个脉冲是不存在的。
(6.3)开关定时3
在作为从正极性向负极性切换的切换间隔而以2脉冲周期(T×2)为基准进行使用的情况下，如图14所示，在比使开关元件Q2、Q3最初导通的定时TM2靠前规定时间的定时TM3，使开关元件Q6导通。在这种情形下，只要在使开关元件Q1、Q4从最后起第3次导通的定时TM1到使开关元件Q6导通的定时TM3为止的期间内，使开关元件Q5断开即可。
另外，在图14中，为了说明的方便，图示了开关元件Q1、Q4的最后脉冲及从最后起第2个脉冲，但是实际上最后脉冲及从最后起第2个脉冲是不存在的。
(6.4)开关定时4
在作为从正极性向负极性切换的切换间隔而以2脉冲周期(T×2)为基准进行使用的情况下，如图15所示，只要在比使开关元件Q6导通的定时TM3靠前规定时间的定时TM4之前，使开关元件Q5断开即可。也就是说，只要在使开关元件Q1、Q4从最后起第3次导通的定时TM1到比使开关元件Q6导通的定时TM3靠前规定时间的定时TM4为止的期间内，使开关元件Q5断开即可。
另外，使开关元件Q6导通的定时是任意的。但是，如上述，应该注意：需要使开关元件Q5断开的定时在使开关元件Q2、Q3导通的定时TM2之前。
另外，使开关元件Q6导通的定时TM3与定时TM4之间的间隔是：从在开关元件Q5的栅极信号中输入断开之后到栅极信号变得比第1阈值低为止的时间(turn-off时间)与从在开关元件Q6的栅极信号中输入导通之后到栅极信号变得比第2阈值高为止的时间(turn-on时间)之间的差值。
另外，在图15中，为了说明的方便，图示了开关元件Q1、Q4的最后脉冲和从最后起第2个脉冲，但是实际上最后脉冲和从最后起第2个脉冲是不存在的。
(6.5)开关定时5
在从正极性向负极性切换的切换过程中，从使开关元件Q1、Q4最后导通之后到使开关元件Q2、Q3最初导通为止的时间T2，如图16所示，比规定脉冲周期T1长。也就是说，时间T2比控制开关元件Q1～Q4的导通时间的规定脉冲周期T1长。
由此，在使开关元件Q2、Q3导通的定时TM2之前，容易使开关元件Q5断开。
(6.6)开关定时6
在作为从正极性向负极性切换的切换间隔而未设置脉冲周期的情况下，如图17所示，只要在从使开关元件Q1、Q4最后导通的定时TM1到使开关元件Q2、Q3最初导通的定时TM2为止的期间内，使开关元件Q5断开即可。此外，使开关元件Q6导通的定时是任意的。
(7)其他实施方式
如上述，本发明通过实施方式进行了记载，但是不应该理解成构成本发明一部分的论述及附图限定了本发明。根据本发明，对于本领域技术人员来说，各种代替实施方式、实施例及运用技术是明了的。
例如，上述的各实施方式既可以分别实施，也可以相互组合进行实施。
在上述的各实施方式中，虽然逆变器电路3具有4个开关元件、且输出短路电路4具有2个开关元件，但是并不限于这种电路结构，也可以采用逆变器电路3只具有2个开关元件的结构、输出短路电路4只具有1个开关元件的结构。
在上述的各实施方式中，虽然使用了升压电路2，但是在直流电源的电压比配电系统的电压高的情形下，也可替代升压电路2而使用降压电路。
进而，也并不限于升压电路或降压电路介于直流电源1与逆变器电路3之间的结构，也可采用不经由升压电路或降压电路而将直流电源1的输出电压直接作为逆变器电路3的输入的结构。
在上述的各实施方式中，虽然作为直流电源1而举出了太阳能电池的例子，但是并不限于太阳能电池，也可使用燃料电池或蓄电池等其他直流电源。
以上，说明了将本发明的电力转换装置应用于电力网互连装置的实施方式，但是并不限定于将本发明的电力转换装置应用于电力网互连装置的情况，只要是具有将直流转换为交流的电流结构的装置，则也可应用于电力网互连装置以外的装置中。
图1、图6等所示的二极管D7也可置换为FET或IGBT等开关元件。在这种情形下，电力转换装置不仅用于从直流电源1输出电力的控制，也可用于向直流电源1输入电力的控制。在这种情形下，当然逆变器电路3作为降压电路发挥功能。
在实施方式中，例示了设置了具有电抗器L3的滤波器电路5的情形。但是，实施方式并不限定于此。例如，也可在输出短路电路4后级所设置的负载上设置电抗器。例如，在电动机等具有绕组部的负载被设置于输出短路电路4的后级的情况下，绕组部(线圈)为电抗器。在这种情形下，控制电路120在绕组部(线圈)中所蓄积的能量变为规定水平以下的定时之后，使短路开关(开关元件Q5或开关元件Q5)断开。
这样，本发明应该理解成也包括在此未记载的各种实施方式等。因此，本发明根据该记载只由恰当的权利要求书的发明特定事项进行限定。
此外，参照日本专利申请第2010-042484号(2010年2月26日申请)的全部内容，并将其援引于本申请说明书中。
产业上的可利用性
根据本发明，能够提供一种在设置有输出短路电路的电路方式中可靠性得到了提高的电力转换装置、电力网互连装置及电力网互连系统。

Claims (4)

1.一种电力转换装置，其具备：逆变器电路，其构成为将直流电压转换成交流电压，并将所述交流电压输出给设有电抗器的一对电源线；输出短路电路，其构成为使所述一对电源线短路；和控制电路，其构成为控制所述逆变器电路及所述输出短路电路，
所述电力转换装置的特征在于：
所述逆变器电路具有：第1逆变器开关，在从所述直流电压生成第1极性电压时在规定脉冲周期内导通时间被控制从而使导通状态断开状态反复，并且在从所述直流电压生成第2极性电压时确保为断开状态；和第2逆变器开关，在从所述直流电压生成第2极性电压时在所述规定脉冲周期内导通时间被控制从而使导通状态断开状态反复，并且在从所述直流电压生成第1极性电压时确保为断开状态，
所述输出短路电路具有：第1短路开关，构成为在输出第1极性电压的情况下使所述一对电源线短路；和第2短路开关，构成为在输出第2极性电压的情况下使所述一对电源线短路，
所述控制电路在从第1极性向第2极性切换的切换过程中，将使所述第1逆变器开关处于断开状态之后到所述第2逆变器开关反复导通状态断开状态且所述第2短路开关被短路为止的时间设定得比所述规定脉冲周期长，在所述第2短路开关被短路之前使所述第1短路开关断开。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制电路在从第1极性向第2极性切换的切换过程中，在使所述第1逆变器开关断开从而使得在所述输出短路电路的后级设置的所述电抗器中蓄积的能量变为规定水平以下的定时之后，使所述第1短路开关断开。
3.一种电力网互连装置，其构成为使直流电源与配电系统互连，
所述电力网互连装置特征在于，具备权利要求1或2所述的电力转换装置。
4.一种电力网互连系统，其构成为使直流电源与配电系统互连，
所述电力网互连系统特征在于，具备权利要求1或2所述的电力转换装置。
CN201180002658.0A 2010-02-26 2011-02-25 电力转换装置、电力网互连装置及电力网互连系统 Expired - Fee Related CN102474200B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010042484 2010-02-26
JP2010-042484 2010-02-26
PCT/JP2011/054402 WO2011105588A1 (ja) 2010-02-26 2011-02-25 電力変換装置、系統連系装置及び系統連系システム

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102474200A CN102474200A (zh) 2012-05-23
CN102474200B true CN102474200B (zh) 2014-10-22

Family

ID=44506985

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201180002658.0A Expired - Fee Related CN102474200B (zh) 2010-02-26 2011-02-25 电力转换装置、电力网互连装置及电力网互连系统

Country Status (5)

Country Link
US (1) US20120155141A1 (zh)
EP (1) EP2541749A4 (zh)
JP (1) JP5842108B2 (zh)
CN (1) CN102474200B (zh)
WO (1) WO2011105588A1 (zh)

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102007030577A1 (de) * 2007-06-29 2009-01-02 Sma Solar Technology Ag Wechselrichter zur Einspeisung elektrischer Energie in ein Energieversorgungsnetz
GB2517336A (en) * 2012-05-23 2015-02-18 Sunedison Inc Photovoltaic DC-AC converter with soft switching
JP6025045B2 (ja) * 2012-12-04 2016-11-16 富士電機株式会社 インバータ
CN104052085B (zh) * 2013-03-11 2016-09-07 深圳硕日新能源科技有限公司 一种带短路保护的太阳能控制器驱动电路
WO2014156003A1 (ja) * 2013-03-28 2014-10-02 パナソニック株式会社 インバータ装置
TWI488421B (zh) * 2013-04-03 2015-06-11 Delta Electronics Inc 直流轉交流電源轉換系統及其操作方法
CN104810823B (zh) * 2014-01-24 2017-07-14 国际商业机器公司 产生变电站负荷转供控制参数的方法、设备及系统
DE102014102000B3 (de) * 2014-02-18 2014-09-11 Sma Solar Technology Ag Verfahren zum Betreiben eines blindleistungsfähigen Wechselrichters mit Polwender und blindleistungsfähiger Wechselrichter mit Polwender
JP2015188299A (ja) * 2014-03-11 2015-10-29 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換装置
CN104092277A (zh) * 2014-04-23 2014-10-08 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 包含双向直流变换器的电源电路及其控制方法
JP6550972B2 (ja) * 2015-06-30 2019-07-31 オムロン株式会社 インバータ回路及び電力変換装置
JP6671017B2 (ja) * 2016-01-13 2020-03-25 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換システム及び電力変換装置
JP6394760B1 (ja) * 2017-07-27 2018-09-26 オムロン株式会社 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007159290A (ja) * 2005-12-06 2007-06-21 Toshiba Kyaria Kk 電力変換装置
CN101128974A (zh) * 2005-02-25 2008-02-20 三菱电机株式会社 电力转换装置
JP2009089541A (ja) * 2007-10-01 2009-04-23 Toshiba Carrier Corp 系統連系インバータ装置
JP2009303380A (ja) * 2008-06-12 2009-12-24 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04344179A (ja) * 1991-05-17 1992-11-30 Hirotami Nakano 交流電源の絶縁方法，スイッチング電源装置　　　　　　　　及びスイッチング電源装置における絶縁方法
US6025999A (en) * 1998-11-12 2000-02-15 Lucent Technologies Inc. Dual output power supply and method of operation thereof
US6714424B2 (en) * 2001-11-30 2004-03-30 Ballard Power Systems Corporation Dead-time compensation with narrow pulse elimination in solid- state switch devices
JP4389446B2 (ja) * 2003-01-15 2009-12-24 富士電機システムズ株式会社 電力変換装置
US7046534B2 (en) * 2004-02-09 2006-05-16 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e. V. DC/AC converter to convert direct electric voltage into alternating voltage or into alternating current
CN1953631A (zh) * 2005-10-17 2007-04-25 美国芯源系统股份有限公司 一种适合冷阴极荧光灯背光应用的直流/交流电源装置
JP4885603B2 (ja) * 2006-04-26 2012-02-29 シャープ株式会社 直流電源装置
JP2008048483A (ja) * 2006-08-11 2008-02-28 Toyota Industries Corp 直流交流変換装置
DE102008050765A1 (de) * 2008-02-08 2009-08-20 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Wechselrichteranordnung zum Einspeisen von photovoltaisch gewonnener Energie in ein öffentliches Netz
JP5202179B2 (ja) 2008-08-14 2013-06-05 株式会社森精機製作所 ねじ研削方法及びねじ研削盤

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101128974A (zh) * 2005-02-25 2008-02-20 三菱电机株式会社 电力转换装置
JP2007159290A (ja) * 2005-12-06 2007-06-21 Toshiba Kyaria Kk 電力変換装置
JP2009089541A (ja) * 2007-10-01 2009-04-23 Toshiba Carrier Corp 系統連系インバータ装置
JP2009303380A (ja) * 2008-06-12 2009-12-24 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20120155141A1 (en) 2012-06-21
WO2011105588A1 (ja) 2011-09-01
EP2541749A1 (en) 2013-01-02
EP2541749A4 (en) 2017-12-13
JPWO2011105588A1 (ja) 2013-06-20
JP5842108B2 (ja) 2016-01-13
CN102474200A (zh) 2012-05-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102474200B (zh) 电力转换装置、电力网互连装置及电力网互连系统
CN102055364B (zh) 三电平转换器的操作
EP2637292B1 (en) Direct current link circuit
JP5556677B2 (ja) バッテリ充電回路
JP6284081B2 (ja) インバータ装置
CN101667789B (zh) 用于太阳能光伏并网的逆变电路及其装置
CN102684525B (zh) 逆变器电路及逆变器电路的控制方法
EP2568562A2 (en) Direct current link circuit
CN101946392A (zh) 光伏逆变器接口装置、系统和方法
CN102751895A (zh) 一种多电平电路、并网逆变器及其调制方法
CN102780384A (zh) 高性能低成本igbt 负压自举驱动电路
CN103534924B (zh) 系统互连逆变器装置和具有系统互连逆变器装置的分散型电源系统
CN107787548B (zh) 电动机驱动和蓄电池充电共用的逆变器
KR20140085555A (ko) 재생 가능한 에너지원들을 위한 전력 컨버전 시스템 및 방법
US20140119088A1 (en) Three-level inverter and power supply equipment
CN103427637B (zh) 功率转换电路
CN111835221A (zh) 一种dc/ac电力变换装置
CN111277131A (zh) 一种升压功率变换电路及其控制方法
CN102710133B (zh) 一种七电平电路、并网逆变器及其调制方法和装置
CN103718444A (zh) 全桥电力变换装置
CN102710162B (zh) 一种七电平电路、并网逆变器及其调制方法和装置
CN202183738U (zh) 自生成级联电源的级联型多电平逆变电路
CN102403884B (zh) 一种双Buck电路的调制方法及装置
CN211908650U (zh) 一种升压功率变换电路
CN212588279U (zh) 一种dc/ac电力变换装置结构

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20141022

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee