JP2009089541A - 系統連系インバータ装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】フルブリッジインバータの出力電流に生じるリプルをその出力電流の平均値が零となる辺りで小さくすることができ、これにより直流から交流への変換効率の向上およびノイズの低減が図れ、さらに、直流電源回路への電流の逆流を防ぎ、直流電源回路の負側出力端の電位の変動幅を小さく抑えて漏洩電流を低減することができる系統連系インバータ装置を提供する。
【解決手段】フルブリッジインバータ10と単相三線式電源系統との間の電源ラインLa,Lbを短絡するための電源ライン短絡回路が設けられ、フルブリッジインバータ10に対する駆動パルス信号がオフ期間でフルブリッジインバータ10の出力電流が下降するときに、電源ライン短絡回路が作動して電源ラインLa,Lbの相互間が短絡される。
【選択図】 図1
【解決手段】フルブリッジインバータ10と単相三線式電源系統との間の電源ラインLa,Lbを短絡するための電源ライン短絡回路が設けられ、フルブリッジインバータ10に対する駆動パルス信号がオフ期間でフルブリッジインバータ10の出力電流が下降するときに、電源ライン短絡回路が作動して電源ラインLa,Lbの相互間が短絡される。
【選択図】 図1
Description
この発明は、直流電圧をフルブリッジインバータで交流電圧に変換して電源系統に連系出力する系統連系インバータ装置に関する。
直流電圧をフルブリッジインバータで単相交流電圧に変換し、それを商用の単相三線式電源系統に連系出力する系統連系インバータ装置がある。このような系統連系インバータ装置の例を図4と図7にそれぞれ示す。
(1)まず、図4の系統連系インバータ装置について説明する。
1は太陽電池(PV)で、家屋の屋根等に設置されており、光を受けることで直流電圧を出力する。この出力電圧がコンバータたとえば昇圧チョッパ2に供給される。昇圧チョッパは、直流リアクタ3、スイッチング素子たとえばMOSFET4、逆流防止用ダイオード5、およびコンデンサ6からなるいわゆるDC−DCコンバータであり、制御部20から供給される所定周期の駆動パルス信号に応じてMOSFET4がオン,オフすることにより、太陽電池1の出力電圧を目標レベルの直流電圧に昇圧して出力する。目標レベルとして、当該系統連系インバータ装置の良好なインバータ効率を得るための最適なレベルが予め定められている。
1は太陽電池(PV)で、家屋の屋根等に設置されており、光を受けることで直流電圧を出力する。この出力電圧がコンバータたとえば昇圧チョッパ2に供給される。昇圧チョッパは、直流リアクタ3、スイッチング素子たとえばMOSFET4、逆流防止用ダイオード5、およびコンデンサ6からなるいわゆるDC−DCコンバータであり、制御部20から供給される所定周期の駆動パルス信号に応じてMOSFET4がオン,オフすることにより、太陽電池1の出力電圧を目標レベルの直流電圧に昇圧して出力する。目標レベルとして、当該系統連系インバータ装置の良好なインバータ効率を得るための最適なレベルが予め定められている。
この太陽電池1および昇圧チョッパ2からなる直流電源20の出力電圧(昇圧電圧)Vdcが、フルブリッジインバータ10に供給される。フルブリッジインバータ10は、スイッチング素子SHaとスイッチング素子SLaの直列回路、およびスイッチング素子SHbとスイッチング素子SLbの直列回路を有し、これらスイッチング素子SHa,SLa,SHb,SLbのオン,オフ(スイッチング)により上記直流電源回路の出力電圧Vdcを単相交流電圧に変換して出力する。なお、スイッチング素子SHa,SLa,SHb,SLbとしては、逆並列にダイオードが接続されたIGBTや還流ダイオード(寄生ダイオードともいう)Dを有するMOSFETが用いられている。
このフルブリッジインバータ10の出力端に、電源ラインLa,Lbを介して総電圧200Vの単相三線式電源系統が接続される。この単相三線式電源系統は、2つの交流電源ACa,ACbを備え、これら交流電源ACa,ACbの相互接続点(中性点)NをグラウンドG接続してなり、交流電源ACa,ACbからそれぞれ単相100Vの交流電圧を出力する。また、交流電源ACa,ACb間では単相交流200Vが出力されるようになっている。
そして、フルブリッジインバータ10と単相三線式電源系統との間の電源ラインLa,Lbに一対のリアクタLLa,LLbが設けられ、これらリアクタLLa,LLbから単相三線式電源系統にかけての同電源ラインLa,Lbの相互間にコンデンサCが接続されている。このリアクタLLa,LLbおよびコンデンサCにより、電源ラインLa,Lbの高周波成分を除去するためのフィルタが構成されている。
制御部20は、スイッチング素子SHa,SLbをオン,オフするためのパルス幅変調形の駆動パルス信号PWMを出力するとともに、スイッチング素子SHb,SLaをオン,オフするためのパルス幅変調形の駆動パルス信号PWM−Xを出力する。
駆動パルス信号PWMは、図5に示すように、後述の正弦波信号V1の正側半サイクル期間においてオン,オフデューティが徐々に大きくなって徐々に小さくなり、正弦波信号V1の負側半サイクル期間では駆動パルス信号PWM−Xと逆の位相(相補の関係)を持つ。駆動パルス信号PWM−Xは、正弦波信号V1の正側半サイクル期間において駆動パルス信号PWMと逆の位相(相補の関係)を持ち、正弦波信号V1の負側半サイクル期間ではオン,オフデューティが徐々に大きくなって徐々に小さくなる。この駆動パルス信号PWM,PWM−Xは、図6に示す正弦波信号V1と三角波信号V2との電圧比較に基づくパルス幅変調(PWM)により生成されるもので、スイッチング素子SHa,SLaの同時オンによる短絡路が形成されないよう、かつスイッチング素子SHb,SLbの同時オンによる短絡路が形成されないよう、オン,オフの互いの切換タイミングにわずかなずれを有する。正弦波信号V1は、単相三線式電源系統の交流電圧とほぼ同じ周波数を持つ。
この駆動パルス信号PWM,PWM−Xの出力により、図6に示すように、平均値が正弦波状に変化する電流Iaがフルブリッジインバータ10から出力される。正側半サイクル期間について見ると、スイッチング素子SHa,SLbが共にオンのとき、昇圧チョッパ2の正側出力端、スイッチング素子SHa、リアクタLLa、交流電源ACa,ACb、リアクタLLb、スイッチング素子SLb、直流電源20の負側出力端の経路で電流が流れる。このスイッチング素子SHa,SLbのオン期間が徐々に長くなって徐々に短くなっていくことにより、出力電流Iaの平均値が正側レベルにおいて徐々に増大して徐々に減少する。負側半サイクル期間について見ると、スイッチング素子SHb,SLaが共にオンのとき、直流電源20の正側出力端、スイッチング素子SHb、リアクタLLb、交流電源ACb,ACa、リアクタLLa、スイッチング素子SLa、直流電源20の負側出力端の経路で電流が流れる。このスイッチング素子SHb,SLaのオン期間が徐々に長くなって徐々に短くなっていくことにより、出力電流Iaの平均値が負側レベルにおいて徐々に増大して徐々に減少する。
ただし、正側半サイクル期間において、スイッチング素子SHa,SLbがオフしたとき(スイッチング素子SHb,SLaはまだオフ状態)、それまでリアクタLLa,LLbに蓄えられたエネルギに基づくリアクタ電流が、直流電源20の負側出力端、スイッチング素子SLaの還流ダイオードD、リアクタLLa、交流電源ACa,ACb、リアクタLLb、スイッチング素子SHbの還流ダイオードD、昇圧チョッパ2の正側出力端の経路で還流する。。また、負側半サイクル期間において、スイッチング素子SHb,SLaがオフしたとき(スイッチング素子SHa,SLbはまだオフ状態)、それまでリアクタLLb,LLaに蓄えられたエネルギに基づくリアクタ電流が、直流電源20の負側出力端、スイッチング素子SLbの還流ダイオードD、リアクタLLb、交流電源ACb,ACa、リアクタLLa、スイッチング素子SHaの還流ダイオードD、昇圧チョッパ2の正側出力端の経路で還流する。。
すなわち、リアクタLLa,LLbに蓄えられたエネルギに基づく逆起電力が直流電源20の出力電圧に相当するレベルVdcまで上昇し、直流電源20の正側出力端の電位(グラウンドGから見た電位)が中間電位の+Vdc/2、直流電源20の負側出力端の電位(グラウンドGから見た電位)が中間電位の−Vdc/2となる。このため直流電源20からフルブリッジインバータ10への出力電流Iは、図6のように、正負に大きく変動する。このリプル電流は、電流実効値を増大させ、回路損失の原因となる。また、この電流経路が発生させる磁気ノイズが増大する。また、図6に示すように出力電流Iaが零およびその付近となるところでも大きな振幅のまま残り、リアクタLLa,LLbのコアの高周波損失が増加し、直流から交流への変換効率の低下を招くとともに、ノイズの増大を招くという問題がある。
(2)上記の不具合を解消するものとして、図7に示す系統連系インバータ装置が知られている(例えば特許文献1)。
この系統連系インバータ装置は、制御部30を備える。制御部30は、フルブリッジインバータ10のスイッチング素子SHaをオン,オフするための駆動パルス信号PWM−H、スイッチング素子SLaをオン,オフするための駆動パルス信号PWM−XH、スイッチング素子SHbをオン,オフするための駆動パルス信号PWM−L、スイッチング素子SLbをオン,オフするための駆動パルス信号PWM−XLを出力する。この4つの駆動パルス信号PWM−H,PWM−XH,PWM−L,PWM−XLの波形を図8に示している。
この系統連系インバータ装置は、制御部30を備える。制御部30は、フルブリッジインバータ10のスイッチング素子SHaをオン,オフするための駆動パルス信号PWM−H、スイッチング素子SLaをオン,オフするための駆動パルス信号PWM−XH、スイッチング素子SHbをオン,オフするための駆動パルス信号PWM−L、スイッチング素子SLbをオン,オフするための駆動パルス信号PWM−XLを出力する。この4つの駆動パルス信号PWM−H,PWM−XH,PWM−L,PWM−XLの波形を図8に示している。
駆動パルス信号PWM−Hは、図9に示す正弦波信号V1と三角波信号V2aとの電圧比較に基づくパルス幅変調(PWM)により生成されるもので、正弦波信号V1の正側半サイクル期間ではオン,オフデューティが徐々に大きくなって徐々に小さくなり、負側半サイクル期間でオフ(0V)となる。駆動パルス信号PWM−XHは、PWM−Hと逆の位相(相補の関係)を持ち、負側半サイクル期間でオン(1V)となる。
駆動パルス信号PWM−Lは、同様に図9に示す正弦波信号V1と三角波信号V2bとの電圧比較に基づくパルス幅変調(PWM)により生成されるもので、正弦波信号V1の正側半サイクル期間でオフ(0V)となり、負側半サイクル期間ではオン,オフデューティが徐々に大きくなって徐々に小さくなる。駆動パルス信号PWM−XLは、駆動パルス信号PWM−Lと逆の位相(相補の関係)を持つ。
他の構成は図4の系統連系インバータ装置と同じである。
このような構成によれば、駆動パルス信号PWM−H,PWM−XH,PWM−L,PWM−XLの出力により、図9に示すように、平均値が正弦波状に変化する電流Iaがフルブリッジインバータ10から出力される。
正弦波信号V1の正側半サイクル期間について見ると、スイッチング素子SHaがオンのとき(スイッチング素子SLbはオン状態)、直流電源20の正側出力端、スイッチング素子SHa、リアクタLLa、交流電源ACa,ACb、リアクタLLb、スイッチング素子SLb、直流電源20の負側出力端の経路で電流が流れる。そして、スイッチング素子SHaのオン期間が徐々に長くなって徐々に短くなることにより、出力電流Iaの平均値が正側において徐々に増大して徐々に減少する。負側半サイクル期間について見ると、スイッチング素子SHbがオンのとき(スイッチング素子SLaはオン状態)、直流電源20の正側出力端、スイッチング素子SHb、リアクタLLb、交流電源ACb,ACa、リアクタLLa、スイッチング素子SLa、直流電源20の負側出力端の経路で電流が流れる。そして、スイッチング素子SHbのオン期間が徐々に長くなって徐々に短くなることにより、出力電流Iaの平均値が負側において徐々に増大して徐々に減少する。この場合の直流電源20の正側出力端の電位(グラウンドGから見た電位)は+Vdc/2、負側出力端の電位(グラウンドGから見た電位)は−Vdc/2となる。
一方、正側半サイクル期間において、スイッチング素子SHaがオフしてスイッチング素子SLaがオンしたとき(スイッチング素子SLbはオン状態)、それまでリアクタLLa,LLbに蓄えられたエネルギに基づくリアクタ電流が、スイッチング素子SLb、スイッチング素子SLaの還流ダイオードD、リアクタLLa、交流電源ACa,ACb、リアクタLLbの経路で還流する。この還流により、リアクタLLa,LLbの逆起電力は、交流電源ACa,ACb各相の電圧で値は等しい。このため、直流電源20の負側出力端の電位(グラウンドGから見た電位)は両交流電源ACa,ACbの等分割電位となり、零となる。負側半サイクル期間では、スイッチング素子SHbがオフしてスイッチング素子SLaがオンしたとき(スイッチング素子SLaはオン状態)、それまでリアクタLLb,LLaに蓄えられたエネルギに基づくリアクタ電流が、スイッチング素子SLa、スイッチング素子SLb、リアクタLLa、交流電源ACb,ACa、リアクタLLaの経路で還流する。この場合も正側半サイクル期間と同様に、直流電源20の負側出力端の電位(グラウンドGから見た電位)は零となる。
フルブリッジインバータ10によりリアクタLLa,LLbの還流経路が形成され、太陽電池1および昇圧チョッパ2からなる直流電源回路への電流の逆流を防ぐことができる。
また、フルブリッジインバータ10の出力電流Iaにスイッチングに伴うリプルが生じるが、上記したようにリアクタLLa,LLbに蓄えられたエネルギに基づく逆起電力が消費されるので、図9から分かるように、出力電流Iaが零となる辺りのリプルは小さくなってほぼ零となる。これにより、直流から交流への変換効率が向上するとともに、ノイズの低減が図れる。
特開平9―308263号公報
図7の系統連系インバータ装置では、正側半サイクル期間においてオン期間が徐々に変化するスイッチング素子SHaのオン時、および負側半サイクル期間においてオン期間が徐々に変化するスイッチング素子SHbのオン時、直流電源20の負側出力端の電位が−Vdc/2となる。しかしながら、正側半サイクル期間でスイッチング素子SHaがオフしているとき、および負側半サイクル期間でスイッチング素子SHbがオフしているとき、直流電源20の負側出力端の電位が零となる。
つまり、直流電源20の負側出力端の電位は、スイッチング素子のオン,オフに伴って−Vdc/2と零との間で大きく変動する。この変動幅は、Vdcが300V程度であるとすると、150Vにも達する。この大きな電位の変動は、漏洩電流を引き起こし、保護用の漏電遮断器が頻繁に作動するなどの不具合を生じてしまう。
この発明は上記の事情を考慮したもので、その目的は、フルブリッジインバータの出力電流に生じるリプルをその出力電流の平均値が零となる辺りで小さくすることができ、これにより直流から交流への変換効率の向上およびノイズの低減が図れ、さらには、直流電源回路の負側出力端の電位の変動幅を小さく抑えることができ、漏洩電流を低減したすぐれた系統連系インバータ装置を提供することである。
請求項1に係る発明の系統連系インバータ装置は、フルブリッジインバータの出力をリアクタを介して電源系統に連系出力するものであって、フルブリッジインバータとリアクタとの間で、フルブリッジインバータの出力を短絡する短絡手段と、フルブリッジインバータに対する駆動用のパルス信号がオフ期間でフルブリッジインバータの出力電流が減少するときに上記短絡手段を動作させる制御手段と、を備える。
この発明の系統連系インバータ装置によれば、フルブリッジインバータの出力電流に生じるリプルをその出力電流の平均値が零となる辺りで小さくすることができ、これにより直流から交流への変換効率の向上およびノイズの低減が図れる。さらに、直流電源回路の負側出力端の電位の変動幅を小さく抑えることで漏洩電流を低減できる安全性が向上する。
以下、この発明の一実施形態について図面を参照して説明する。なお、図面において図4および図7と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
図1に示すように、フルブリッジインバータ10とフィルタとの間の電源ラインLa,Lbの相互間に電源ライン短絡回路が接続されている。電源ライン短絡回路は、電源ラインLaから電源ラインLbへの方向の電流径路を形成するための第1スイッチ素子Saと、電源ラインLbから電源ラインLaへの方向の電流径路を形成するための第2スイッチ素子Sbとを直列に接続して構成されている。スイッチ素子Sa,Sbには、逆並列接続された還流ダイオードD(寄生ダイオード)を有する低オン抵抗特性を有するスーパージャンクションMOSFETが用いられている。
第1スイッチ素子SaのMOSFETは、オフ時に電源ラインLaから電源ラインLbに電流が流れない方向に接続され、第2スイッチ素子Sbは、オフ時に電源ラインLbから電源ラインLaに電流が流れない方向に接続されている。すなわち、電源ラインLaから電源ラインLb方向に電流が流れる時(図1中A方向)には、第1スイッチ素子Saがオンすると第2のスイッチ素子Sbのオン、オフにかかわらずスイッチ素子Sbの還流ダイオードDを通って電源ラインLaから電源ラインLbの方向に電流が流れ、第1のスイッチ素子Saがオフでは電源ラインLaから電源ラインLbの方向に電流が流れない。なお、電源ラインLaから電源ラインLbの方向に電流が流れている時にスイッチ素子Sa、Sbの両方をオンすると第2スイッチ素子Sbの還流ダイオードDよりもMOSFETからなる第2スイッチ素子Sbの方が抵抗が小さいため、両電源ライン間の電流は、両スイッチ素子Sa、Sbを通して流すことができ、効率が向上する。
一方、電源ラインLbから電源ラインLaの方向に電流が流れる時(図1中B方向)には、第2スイッチ素子Sbがオンすると第1スイッチ素子Sbの還流ダイオードDを通って両電源ライン間が短絡され、第2スイッチ素子Sbがオフでは両電源ライン間は短絡されない。なお、電源ラインLbから電源ラインLaの方向に電流が流れている時にスイッチ素子Sa、Sbの両方をオンすると電流は両スイッチ素子Sa、Sbを通って流れ、効率が向上する。
なお、フルブリッジインバータ10の第1スイッチング素子SHa、第2スイッチング素子SLa、第3スイッチング素子SHb、および第4スイッチング素子SLbにも、低いオン抵抗特性を有するスーパージャンクションMOSFETが用いられている。
制御部40は、図9に示した正弦波信号V1と三角波信号V2aとの電圧比較に基づくパルス幅変調(PWM)により、第1スイッチング素子SHaおよび第4スイッチング素子SLbを正弦波の正側半サイクル期間において共にオン,オフし負側半サイクル期間においてオフする第1駆動パルス信号PWM−Hを出力し、図9に示した正弦波信号V1と三角波信号V2bとの電圧比較に基づくパルス幅変調(PWM)により、第3スイッチング素子SHbおよび第2スイッチング素子SLaを正弦波の正側半サイクル期間においてオフし負側半サイクル期間において共にオン,オフする第2駆動パルス信号PWM−Lを出力するとともに、上記第1駆動パルス信号PWM−Hと逆の位相で第1スイッチ素子Saをオン,オフする第4駆動パルス信号PWM−XHを出力し、上記生成した第2駆動パルス信号PWM−Lと逆の位相で第2スイッチ素子Sbをオン,オフする第3駆動パルス信号PWM−XLを出力する。この結果、第4駆動パルス信号PWM−XHによって第1スイッチ素子Saは第1スイッチング素子SHaと相補的にオン、オフし、第3駆動パルス信号PWM−XLによって第2スイッチ素子Sbは第3スイッチング素子SHbと相補的にオン、オフする。この制御部40から出力される駆動パルス信号PWM−H,PWM−XH,PWM−L,PWM−XLは、図7の系統連系インバータ装置と同じく図8に示す波形を有する。
すなわち、第1駆動パルス信号PWM−Hは、正弦波信号V1の正側半サイクル期間においてオン,オフデューティが徐々に大きくなって徐々に小さくなり、正弦波信号V1の負側半サイクル期間でオフ(0V)となる。第4駆動パルス信号PWM−XHは、正弦波信号V1の正側半サイクル期間において駆動パルス信号PWM−Hと逆の位相(相補の関係)を持ち、正弦波信号V1の負側半サイクル期間でオン(1V)となる。
第2駆動パルス信号PWM−Lは、正弦波信号V1の正側半サイクル期間でオフ(0V)となり、負側半サイクル期間においてオン,オフデューティが徐々に大きくなって徐々に小さくなる。第3駆動パルス信号PWM−XLは、正弦波信号V1の正側半サイクル期間でオン(1V)となり、正弦波信号V1の負側半サイクル期間では駆動パルス信号PWM−Lと逆の位相(相補の関係)を持つ。
なお、厳密には、第4駆動パルス信号PWM−XHは、第1スイッチ素子Saと第1スイッチング素子SHaが同時にオンして直流電源間が短絡されないように第1駆動パルス信号PWM−Hとの間でオン,オフの互いの切換タイミングにわずかなずれが設けられている。同様に、第3駆動パルス信号PWM−XLは、第2スイッチ素子Sbと第1スイッチング素子SHbが同時にオンして直流電源間が短絡されないように第1駆動パルス信号PWM−Lとの間で、オン,オフの互いの切換タイミングにわずかなずれが設けられている。
このような構成によれば、駆動パルス信号PWM−H,PWM−Lにより、フルブリッジインバータ10から図9に示すように、平均値が正弦波状に変化する電流Iaが出力される。
正弦波信号V1の正側半サイクル期間について見ると、スイッチング素子SHa,SLbが共にオフからオンに切換わって、出力電流Iaが上昇するとき、昇圧チョッパ2の正側出力端、スイッチング素子SHa、リアクタLLa、交流電源ACa,ACb、リアクタLLb、スイッチング素子SLb、昇圧チョッパ2の負側出力端の経路で電流が流れる。そして、スイッチング素子SHaのオン期間が徐々に長くなって徐々に短くなることにより、出力電流Iaの平均値が正側レベルにおいて徐々に増大して徐々に減少する。スイッチング素子SHa,SLbがオンの時には、出力電流Iaが増加し、PWM−XHがオフ、PWM−XLがオンとなっているため、第1スイッチ素子Saはオフし、第2スイッチ素子Sbはオンとなっている。この状態では電源ラインLa側がLb側よりも高電位となっているが、第1スイッチ素子Saがオフしているため、電源ラインLa,Lb間は短絡されない。
一方、正側半サイクル期間において、スイッチング素子SHa,SLbがオンからオフに切換わり、出力電流Iaが減少するとき、それまでリアクタLLa,LLbに流れるタ電流が、それまでの出力電流Iaと同じ方向に流れようとする。このため、電源ラインLb側がLa側よりも高電位となり、図中B方向の還流電流が生じる。切換わり直後は、PWM−XLはオンを継続しているため、第2スイッチ素子Sbもオンを継続し、この時点ではPWM−XHは、若干オンまでに遅れがあるため、オフ状態にある。そのため、第2スイッチ素子Sbがオン、第1スイッチ素子Saがオフの状態にあるので、B方向の還流電流は、リアクタLLa、交流電源ACa,ACb、リアクタLLb、スイッチ素子Sb、スイッチ素子Saの還流ダイオードD、リアクタLLaの経路で還流する。つまり、電源ラインLa,Lbの相互間が電源ライン短絡回路によって短絡された状態となる。この場合、直流電源20の電位(グラウンドGから見た電位)は不定(ハイインピーダンス)となる。実際には、静電容量が存在するため、直流電源20の負側出力端の電位(グラウンドGから見た電位)は、切換わり直前の−Vdc/2に近い値をそのまま保持していると考えられる。
その後、PWM−XHがオンし、第1、第2の両スイッチ素子Sa,Sbがオンとなり、B方向の還流電流は、リアクタLLa、交流電源ACa,ACb、リアクタLLb、スイッチ素子Sb、スイッチ素子Sa、リアクタLLaの経路で還流する。この際、還流ダイオードよりもスイッチ素子Saの抵抗値が低いため、電力ロスが小さくなる。
正側半サイクル期間でスイッチング素子SHa,SLbがオンのときに、本実施形態の系統連系インバータ装置、従来の図4の系統連系インバータ装置、従来の図7の系統連系インバータ装置において電流がどのような経路で流れるか、直流電源20の負側出力端の電位がどうなるかを、図2の“全てのインバータ装置”という項目のところに示している。また、正側半サイクル期間でスイッチング素子SHa,SLbがオフのときに、本実施形態の系統連系インバータ装置、従来の図4の系統連系インバータ装置、従来の図7の系統連系インバータ装置において電流がどのような経路で流れるか、直流電源20の負側出力端の電位がどうなるかを、図2の“本実施形態のインバータ装置”“図4のインバータ装置”“図7のインバータ装置”という項目のところにそれぞれ対比的に示している。
なお、図2中の「SaのD/Sa」は、還流電流が、最初はスイッチ素子Saの還流ダイオードDを経由し、その後、スイッチ素子Saがオンしたところで、スイッチ素子Saを流れることを意味している。
一方、負側半サイクル期間について見ると、スイッチング素子SHb,SLaが共にオフからオンに切換わって、出力電流Iaが負側レベルで上昇するとき、昇圧チョッパ2の正側出力端、スイッチング素子SHb、リアクタLLb、交流電源ACb,ACa、リアクタLLa、スイッチング素子SLa、昇圧チョッパ2の負側出力端の経路で電流が流れる。そして、スイッチング素子SHbのオン期間が徐々に長くなって徐々に短くなることにより、出力電流Iaの平均値が負側において徐々に増大して徐々に減少する。スイッチング素子SHb,SLaが共にオンの状態では、直流電源20の正側出力端の電位(グラウンドGから見た電位)は+Vdc/2、負側出力端の電位(グラウンドGから見た電位)は−Vdc/2となる。なお、この時、PWM−XHはオン、PWM−XLはオフとなっているため、第1スイッチ素子Saはオン、第2スイッチ素子Sbはオフとなっている。この状態では電源ラインLb側がLa側よりも高電位となっているが、第2スイッチ素子Sbがオフしているため、電源ラインLb、La間は短絡電流が流れない。
続いて負側半サイクル期間で、スイッチング素子SHb,SLaがオンからオフに切換わり、出力電流Iaが負側レベルにおいて減少するとき、それまでリアクタLLb,LLaに流れていた電流が、それまでの出力電流Iaと同じ方向に流れようとする。切換わり直後では、PWM−XHはオン、PWM−XLがオフのままで、電源ライン短絡回路のスイッチ素子Saがオン、スイッチ素子Sbがオフの状態にあるので、図中A方向の還流電流が生じ、この還流電流は、リアクタLLb、交流電源ACb,ACa、リアクタLLa、スイッチ素子Sa、スイッチ素子Sbの還流ダイオードD、リアクタLLbの経路で還流する。つまり、電源ラインLb,Laの相互間が電源ライン短絡回路によって短絡された状態となる。その後、PWM−XLがオンに変ると、スイッチ素子SbがONし、スイッチ素子Sbの還流ダイオードDに流れていた電流がスイッチ素子Sb本体に流れるようになる。この還流により、直流電源20の電位は不定(ハイインピーダンス)となる。この場合も、実際には直流電源20の負側出力端の電位(グラウンドGから見た電位)は、静電容量により、切換わり直前の−Vdc/2に近い値をそのまま保持していると考えられる。
負側半サイクル期間でスイッチング素子SHb,SLaがオンのときに、本実施形態の系統連系インバータ装置、従来の図4の系統連系インバータ装置、従来の図7の系統連系インバータ装置において電流がどのような経路で流れるか、直流電源20の負側出力端の電位がどうなるかを、図3の“全てのインバータ装置”という項目のところに示している。また、負側半サイクル期間でスイッチング素子SHb,SLaがオフのときに、本実施形態の系統連系インバータ装置、従来の図4の系統連系インバータ装置、従来の図7の系統連系インバータ装置において電流がどのような経路で流れるか、直流電源20の負側出力端の電位がどうなるかを、図3の“本実施形態のインバータ装置”“図4のインバータ装置”“図7のインバータ装置”という項目のところにそれぞれ対比的に示している。図3中の「SaのD/Sa」は、還流電流が、最初はスイッチ素子Saの還流ダイオードDを経由し、その後、スイッチ素子Saがオンしたところで、スイッチ素子Saを流れることを意味している。
いずれの状態においても、還流電流が発生する状況にある時にはその還流電流が流れる方向に電源ライン短絡回路が電源ライン間を短絡するため、フルブリッジインバータ10のスイッチング素子側での還流電流の流れは生じない。
このように、逆起電力が電源ライン短絡回路を流れるため、フルブリッジインバータ10のスイッチング素子の動作にかかわらず、直流電源20の負側出力端の電位が−Vdc/2またはそれに近い値に保持されて大きく変動しないので、直流電源2からの漏洩電流を防ぐことができ、保護用の漏電遮断器(図示していない)が作動するといった不具合を解消することができる。よって、安全性および信頼性の向上が図れる。
また、フルブリッジインバータ10の出力電流Iaにスイッチングに伴うリプルが生じるが、上記したようにリアクタLLa,LLbに蓄えられたエネルギに基づく逆起電力が消費されるので、図9から分かるように、出力電流Iaの平均値が零となる辺りのリプルは小さくなってほぼ零となる。これにより、直流から交流への変換効率が向上するとともに、ノイズの低減が図れる。
しかも、リアクタ電流の還流経路が電源ライン短絡回路、フィルタ、および単相三線式電源系統を通して形成され、フルブリッジインバータ10のスイッチング素子の還流ダイオードDを通してリアクタ電流が流れないので、還流ダイオードDでの電力損失が生じない。これは、フルブリッジインバータ10のスイッチング素子として用いたスーパージャンクションMOSFETの低オン抵抗特性の効果を最大限に発揮できることにつながり、上記した直流から交流への変換効率の向上と合せて、電力変換効率の大幅な向上が図れる。
なお、上記実施形態では、電力ロス低減のため、還流電流の流れ始めは、各スイッチ素子の還流ダイオードDを介して還流電流を流し、その後、スイッチ素子本体に電流が流れるようにスイッチ素子をオンしたが、還流ダイオードDとスイッチ素子本体での電力ロスの差はそれほど大きくない。そのため、上記実施形態において、正側半サイクル期間全体にわたりスイッチ素子Sbをオン、スイッチ素子Saをオフのままとし、負側半サイクル期間中はスイッチ素子Saをオン、スイッチ素子Sbをオフのままとしてもよい。要するに還流電流が流れる時にのみ電源ライン間を短絡できれば、効率向上及び漏洩電流の低減は可能となる。
また、上記実施形態では、正側半サイクル期間全体にわたりスイッチ素子Sbをオンさせたが、還流電流が流れる時、すなわち前記正弦波の正側半サイクル期間中の少なくとも第1スイッチング素子のオフ期間のみスイッチ素子Sbをオンさせ、負側半サイクル期間中は第3スイッチング素子のオフ期間のみスイッチ素子Saをオンさせてもよい。
なお、上記実施形態では、太陽電池1および昇圧チョッパ2からなる直流電源回路を例に説明したが、その直流電源の構成について限定はない。その他、この発明は上記実施形態に限定されるものではなく、要旨を代えない範囲で種々変形実施可能である。
1…太陽電池、2…昇圧チョッパ、10…フルブリッジインバータ、SHa,SLa,SHb,SLb…スイッチング素子(スーパージャンクションMOSFET)、D…還流ダイオード、LLa,LLb…リアクタ、C…コンデンサ、La,Lb…電源ライン、ACa,ACb…交流電源、G…グラウンド、Sa,Sb…スイッチ素子(MOSFET)、40…制御部(制御手段)
Claims (5)
- フルブリッジインバータの出力をリアクタを介して電源系統に連系出力する系統連系インバータ装置において、
前記フルブリッジインバータと前記リアクタとの間で、前記フルブリッジインバータの出力を短絡する短絡手段と、
前記フルブリッジインバータに対する駆動用のパルス信号がオフ期間で前記フルブリッジインバータの出力電流が減少するときに前記短絡手段を動作させる制御手段と、
を備えることを特徴とする系統連系インバータ装置。 - フルブリッジインバータの出力をリアクタを介して電源系統に連系出力する系統連系インバータ装置において、
前記フルブリッジインバータと前記リアクタとの間で、前記フルブリッジインバータの出力を短絡する短絡手段と、
前記フルブリッジインバータの出力に還流電流が生じるときに前記短絡手段を動作させる制御手段と、
を備えることを特徴とする系統連系インバータ装置。 - 直流電圧を出力する直流電源回路と、
第1スイッチング素子と第2スイッチング素子の直列回路、および第3スイッチング素子と第4スイッチング素子の直列回路を有し、各スイッチング素子のオン,オフにより前記直流電源回路の出力電圧を単相交流電圧に変換して出力するフルブリッジインバータと、
を備え、前記フルブリッジインバータから出力される単相交流電圧を単相三線式電源系統に連系出力する系統連系インバータ装置において、
前記フルブリッジインバータと前記単相三線式電源系統との間の一対の電源ラインのそれぞれに設けられた一対のリアクタと、
前記電源ラインの相互間に接続され、一方の電源ラインから他方の電源ラインへの方向の電流径路を形成する第1スイッチ、および他方の電源ラインから一方の電源ラインへの方向の電流径路を形成する第2スイッチを有する電源ライン短絡回路と、
前記第1スイッチング素子を正弦波の正側半サイクル期間においてオン,オフし負側半サイクル期間においてオフするパルス幅変調形の第1駆動パルス信号、前記第3スイッチング素子を前記正弦波の正側半サイクル期間においてオフし、負側半サイクル期間においてオン,オフするパルス幅変調形の第2駆動パルス信号、前記正弦波の正側半サイクル期間中の少なくとも前記第1スイッチング素子のオフ期間に前記第2スイッチをオンする第3駆動パルス信号、前記正弦波の負側半サイクル期間中の少なくとも前記第3スイッチング素子のオフ期間において前記第1スイッチをオンする第4駆動パルス信号を出力する制御手段と、
を備えることを特徴とする系統連系インバータ装置。 - 前記第1スイッチと前記第2スイッチは、一方の電源ラインと他方の電源ライン間に直列に接続された逆方向の2つのMOSFET及び各MOSFETに逆並列接続されたダイオードからなり、前記第3駆動パルス信号と前記第4駆動パルス信号は、それぞれ前記第2駆動パルス信号と前記第1駆動パルス信号に対して相補的に動作するとともに、前記第3駆動パルス信号は、前記第3スイッチング素子と前記第2スイッチが同時にオン状態とならないよう、オン,オフの互いの切換タイミングにわずかなずれを有し、前記第4駆動パルス信号は、前記第1スイッチング素子と前記第1スイッチが同時にオン状態とならないよう、オン,オフの互いの切換タイミングにわずかなずれを有することを特徴とする請求項3に記載の系統連系インバータ装置。
- 前記フルブリッジインバータの各スイッチング素子は、低いオン抵抗特性を有するスーパージャンクションMOSFETであり、
前記電源ライン短絡回路の各スイッチ素子は、還流ダイオードを有するMOSFETである、
ことを特徴とする請求項3または請求項4に記載の系統連系インバータ装置。
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