JP5958531B2 - インバータ装置 - Google Patents

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Description

本発明は、入力された直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ装置に関する。
特許文献１には、二つのインバータ回路を備えた交流電源装置が開示されている。特許文献１に記載の交流電源装置は、二つのインバータ回路をそれぞれ交互に駆動して正弦波の半波電圧を作り、一方のインバータ回路から正電圧を出力し、他方のインバータ回路から負電圧を出力して、交流電圧を出力している。換言すれば、特許文献１に記載の交流電源装置は、二つのインバータ回路を用いて、出力する交流電圧の正の半周期と負の半周期とを生成している。
特開昭６１−２５１４８０号公報
ところで、特許文献１に記載の交流電源装置も含む一般的なインバータ装置においては、インバータ回路の前段（入力側）に平滑コンデンサが設けられている。インバータ回路を介して交流負荷に流れる電流が商用電源周波数の２倍の周波数の全波整流波形となって、これに伴いインバータ回路への入力電圧に前記周波数のリップルが生じる。入力電圧が変動すると、インバータ回路の制御が困難になるだけでなく、交流負荷が電力系統（グリッド）である場合、電力系統に正弦波電流が伝送できなくなり、電圧波形歪が生じる原因となる。前記平滑コンデンサは入力電圧のリップルを抑制するために設けられる。この入力電圧のリップルを抑制しようとするほど大容量のコンデンサが必要となり、例えば電解コンデンサが用いられることになる。しかしながら、電解コンデンサは寿命が短いため、装置の寿命も制限されるといった問題がある。このため、大容量のコンデンサ、例えば電解コンデンサを用いないで、経年変化が小さい例えばフィルムコンデンサなどの小容量のコンデンサを平滑用のコンデンサとして用いることが望まれる。しかし、フィルムコンデンサなどの小容量のコンデンサを平滑コンデンサとして用いても充分なリップル抑制効果が得られない。
そこで、本発明の目的は、大容量の平滑コンデンサを用いることなく入力電流のリップルを充分に抑制できるようにしたインバータ装置を提供することにある。
本発明に係るインバータ装置は、入力電源の直流電圧を昇圧及び平滑するアクティブフィルタ回路と、前記アクティブフィルタ回路が昇圧及び平滑した直流電圧を交流電圧へ変換するインバータ回路と、を備え、前記アクティブフィルタ回路は、入力部と出力部との間に接続されたバッファコンデンサと、整流素子と、第１端が前記入力部に接続され、第２端が整流素子を介して前記出力部に接続されたインダクタと、前記インダクタの前記第２端と低電位側ラインとの間に接続されたスイッチ素子と、前記スイッチ素子のスイッチング制御回路と、を有し、前記インダクタは、前記スイッチ素子の導通時にエネルギーを蓄積し、前記スイッチ素子の遮断時にエネルギーを放出し、前記整流素子は、前記インダクタの蓄積エネルギーを放出する方向に導通するものであることを特徴とする。
この構成によれば、インバータ装置から出力される交流電圧が零付近の期間であっても、スイッチ素子のスイッチングによりインダクタにエネルギーを蓄積させ、それをバッファコンデンサの充電電圧として入力電源の直流電圧が充電される。そして、インバータ装置から出力される交流電圧が最大値付近の期間であるときに、コンデンサの電荷が放電される。このアクティブフィルタの作用によって、入力電流のリップルが低減されるため、アクティブフィルタ回路の前段（入力側）に接続される平滑コンデンサの容量を小さくすることができる。したがって、大容量の平滑コンデンサを必要とせず、例えば、電解コンデンサではなく経年変化が小さい例えばフィルムコンデンサ等を用いることができる。また、交流負荷に流れる電流が零付近の期間であっても入力電源から電流を入力され、交流負荷に流れる電流が最大値付近の期間では、バッファコンデンサからインバータ回路を介して交流負荷へ電流が出力される、したがって、入力電源から直流電力を有効に取り出せる。
前記スイッチング制御回路は、前記アクティブフィルタ回路の出力電圧の電圧リップルが抑制されるように、前記スイッチ素子のＰＷＭ制御により前記バッファコンデンサの充電電圧を制御するものであることが好ましい。
アクティブフィルタ回路からインバータ回路を介して交流負荷へ供給される電流に応じて、アクティブフィルタ回路の入力部に設けられている平滑コンデンサの電圧は変動するが、前記スイッチ素子をＰＷＭ制御によりオン／オフすることにより、アクティブフィルタ回路の出力電圧、すなわちインバータ回路への入力電圧変動が抑制される。
前記整流素子がダイオードであれば、スイッチング制御が不要であるので、回路構成が簡素化できる。
前記整流素子がＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であれば、導通損失が低減できる。
前記スイッチ素子がＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴであれば、導通損失が低減できる。特に、ＩＧＢＴを用いることで、高速動作が可能で、破壊耐量が大きいため、高信頼性化できる。
前記整流素子及び前記スイッチ素子がＩＰＭ（Intelligent Power Module）に内蔵される複数の電力スイッチ素子の一部であれば、実装部品点数が少なくなり、且つ部品コストが下がるので、小型、低コスト化が図れる。
前記インバータ回路がブリッジ接続された４つのスイッチ素子を備え、これらのスイッチ素子が前記ＩＰＭに内蔵される電力スイッチ素子であれば、さらに実装部品点数が少なくなり、且つ部品コストが下がるので、さらなる小型、低コスト化が図れる。
前記アクティブフィルタ回路と前記入力電源との間に絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを備えてもよい。この構成により、入力電源とインバータ回路とを絶縁できる。
本発明によれば、アクティブフィルタの作用によって、インバータ回路への入力電圧のリップルが低減されるため、アクティブフィルタ回路の前段（入力側）に接続される平滑コンデンサの容量を小さくすることができる。
実施形態１に係るインバータ装置の回路図 第１制御回路の構成図 第２制御回路の構成図 インバータ装置の出力電圧の波形を示す図 出力電圧の位相角が０°における各スイッチのゲート信号波形を示す図 出力電圧の位相角が４５°における各スイッチのゲート信号波形を示す図 出力電圧の位相角が９０°における各スイッチのゲート信号波形を示す図 シミュレーション条件及び結果の数値を示す図 条件（１）のシミュレーション結果の電流波形図 条件（１）のシミュレーション結果の電圧波形図 は条件（２）のシミュレーション結果の電流波形図 条件（２）のシミュレーション結果の電圧波形図 条件（３）のシミュレーション結果の電流波形図 条件（３）のシミュレーション結果の電圧波形図 実施形態２に係るインバータ装置の回路図 実施形態３に係るインバータ装置の回路図
（実施形態１）
図１は実施形態１に係るインバータ装置の回路図である。本実施形態に係るインバータ装置１は、例えば太陽光発電システムに用いられる。インバータ装置１の出力端子Ｐ０（＋），Ｐ０（−）は、例えば系統負荷に接続される。インバータ装置１は、太陽光エネルギーから変換された直流電力を交流電力に変換し、交流負荷へ出力する。本実施形態に係るインバータ装置１は、周波数５０Ｈｚの２００Ｖの交流電圧を交流負荷へ出力する。
インバータ装置１はアクティブフィルタ回路１０及びインバータ回路２０を備えている。アクティブフィルタ回路１０の前段（入力側）には直流電源Ｖdc及び平滑コンデンサＣ１が接続されている。直流電源Ｖdcは、例えば太陽電池パネルである。以下では、直流電源Ｖdcからアクティブフィルタ回路１０への入力電圧をＶinで表す。コンデンサＣ１はＶinを平滑する。
アクティブフィルタ回路１０は、入力部と出力部との間に接続されたバッファコンデンサＣdc（以下、単にコンデンサＣdcという。）と、整流素子１１Ｓを備えている。ここで入力部とは直流電源Ｖdcとアクティブフィルタ回路１０との高電位側の接続点であり、出力部とはアクティブフィルタ回路１０とインバータ回路２０との高電位側の接続点である。また、第１端が入力部に接続され、第２端が整流素子１１Ｓを介して出力部に接続されたインダクタＬ１と、インダクタＬ１の第２端とグランドラインとの間に接続されたスイッチ素子１２Ｓと、スイッチ素子１２Ｓのスイッチング制御回路である第１制御回路３０とを備えている。
本実施形態に係る整流素子１１Ｓ及びスイッチ素子１２ＳはＩＧＢＴであり、それぞれコレクタ−エミッタ間にダイオードが接続されている。コンデンサＣdcの出力側に整流素子１１Ｓのコレクタが接続されている。インダクタＬ１は、コンデンサＣdcの入力側及び整流素子１１Ｓのエミッタに接続されている。スイッチ素子１２Ｓは、コレクタが整流素子１１Ｓのエミッタに接続され、エミッタがアクティブフィルタ回路１０の低電位側ラインに接続されている。低電位側ラインとは直流電源Ｖdcの低電位側に接続されるラインである。整流素子１１Ｓ及びスイッチ素子１２Ｓは第１制御回路３０によりＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御される。
整流素子１１Ｓ及びスイッチ素子１２Ｓは第１制御回路３０により交互に（相補的に）オン／オフされる。スイッチ素子１２Ｓがオン、整流素子１１Ｓがオフの場合、インダクタＬ１及びスイッチ素子１２Ｓの経路を電流Ｉ１１が流れる。この電流Ｉ１１により、インダクタＬ１にはエネルギーが蓄えられる。スイッチ素子１２Ｓがオフ、整流素子１１Ｓがオンとなると、インダクタＬ１、整流素子１１Ｓ及びコンデンサＣdcの閉ループを電流Ｉ１２が流れる。この電流Ｉ１２により、コンデンサＣdcは充電される。コンデンサＣdcの充電電圧をＶcdc、アクティブフィルタ回路１０の出力電圧をＶout1で表すと、出力電圧Ｖout1は入力電圧Ｖinに充電電圧Ｖcdcが加算された電圧である。
インバータ回路２０はアクティブフィルタ回路１０の後段（出力側）に接続され、アクティブフィルタ回路１０からの出力電圧Ｖout1から、交流電圧の正の半周期と負の半周期を生成して出力する。インバータ回路２０は、スイッチ素子２１Ｓ及びスイッチ素子２２Ｓの直列回路と、スイッチ素子２３Ｓ及びスイッチ素子２４Ｓの直列回路とが並列接続されている。そして、これらの直列回路は、スイッチ素子２１Ｓ，２３Ｓがハイサイド、スイッチ素子２２Ｓ，２４Ｓがローサイドとなるように、高電位側ラインと低電位側ラインとの間に接続されている。スイッチ素子２１Ｓ，２２Ｓ，２３Ｓ，２４Ｓのそれぞれは第２制御回路４０によりＰＷＭ制御される。また、スイッチ素子２１Ｓ，２２Ｓ，２３Ｓ，２４Ｓのそれぞれは、コレクタ−エミッタ間にダイオードが接続されている。
また、スイッチ素子２１Ｓ，２２Ｓの接続点はインダクタＬ２を介して出力端子Ｐ０（＋）に接続されている。スイッチ素子２３Ｓ，２４Ｓは出力端子Ｐ０（−）に接続されている。出力端子Ｐ０（＋），Ｐ０（−）には交流負荷が接続され、インバータ装置１から出力される交流電圧が交流負荷に印加される。
インバータ回路２０は、アクティブフィルタ回路１０からの出力電圧Ｖout1を電源電圧とし、スイッチ素子２１Ｓ及びスイッチ素子２４Ｓをオンオフし、また、スイッチ素子２２Ｓ及びスイッチ素子２３Ｓをオンオフすることで、正負の交流電圧を出力する。具体的には、スイッチ素子２１Ｓ及びスイッチ素子２４Ｓがオンで、スイッチ素子２２Ｓ及びスイッチ素子２３Ｓがオフのとき、交流負荷に電流Ｉ２＋が流れる。スイッチ素子２２Ｓ及びスイッチ素子２３Ｓがオンで、スイッチ素子２１Ｓ及びスイッチ素子２４Ｓがオフのとき、交流負荷に電流Ｉ２−が流れる。
以下に、第１制御回路３０及び第２制御回路４０について説明する。
図２は第１制御回路３０の構成図である。以下、インダクタＬ１に流れる電流はＩＬ１とする。第１制御回路３０は、コンデンサＣdcの充電電圧Ｖcdcが指令電圧（目標電圧）Ｖcdc*となるように、周波数１０ｋＨｚで整流素子１１Ｓ及びスイッチ素子１２ＳをＰＷＭ制御する。
減算器３１は、コンデンサＣdcの充電電圧Ｖcdcと指令電圧Ｖcdc*との誤差を算出する。ＰＩ制御器３２は、減算器３１が算出した誤差に基づくＰＩ制御（比例積分制御）により、インダクタＬ１に流れるべき指令電流ＩＬ１*を算出する。減算器３３は、目標電流ＩＬ１*とインダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１との誤差を算出する。ＰＩ制御器３４は、減算器３３が算出した誤差に基づくＰＩ制御により、インダクタＬ１に印加されるべき指令電圧ＶＬ１*を算出する。コンパレータ３５は、ＰＩ制御器３４による結果と、周波数１０ｋＨｚの三角波とを比較してＰＷＭ波を出力する。整流素子１１Ｓには、コンパレータ３５が出力したＰＷＭ波が入力される。スイッチ素子１２Ｓには、コンパレータ３５が出力したＰＷＭ波が反転器３６により反転されたＰＷＭ波が入力される。
図３は第２制御回路４０の構成図である。第２制御回路４０は、インバータ回路２０の出力電流Ｉout2が指令電流（目標電流）Ｉout2*となるように、５ｋＨｚの周波数でスイッチ素子２１Ｓ，２２Ｓ，２３Ｓ，２４ＳをＰＷＭ制御する。
乗算器４１は、指令電流Ｉout2*と、設定すべき周波数（本実施形態では交流負荷の周波数５０Ｈｚ）とを乗算し、減算器４２へ出力する。減算器４２は、乗算器４１の出力と、インバータ回路２０からの出力電流Ｉout2との誤差を算出し、ＰＩ制御器４３へ出力する。ＰＩ制御器４３は、この誤差に基づくＰＩ制御により指令電流ＩＬ２*を求める。指令電流ＩＬ２*は、インダクタＬ２に流そうとする電流である。
コンパレータ４４は、交流電圧の正の半周期を生成するためのＰＷＭ波を出力する。コンパレータ４４は、ＰＩ制御器４３の出力と、周波数５ｋＨｚの三角波とを比較してＰＷＭ波を生成する。スイッチ素子２１Ｓには、コンパレータ４４が出力したＰＷＭ波が入力される。スイッチ素子２４Ｓには、コンパレータ４４が出力したＰＷＭ波が反転器４５により反転されたＰＷＭ波が入力される。
コンパレータ４７は、ＰＷＭ波を出力する。乗算器４６は、ＰＩ制御器４３の出力と−１とを乗算してコンパレータ４７へ出力する。従って、コンパレータ４７には、乗算器４６の出力信号が入力される。そして、コンパレータ４７は、乗算器４６の出力信号と、周波数５ｋＨｚの三角波とを比較してＰＷＭ波を生成する。スイッチ素子２３Ｓには、コンパレータ４７が出力したＰＷＭ波が入力される。スイッチ素子２２Ｓには、コンパレータ４７が出力したＰＷＭ波が反転器４８により反転されたＰＷＭ波が入力される。
以下に、第１制御回路３０が整流素子１１Ｓ及びスイッチ素子１２Ｓへ出力するゲート信号、及び第２制御回路４０がスイッチ素子２１Ｓ，２２Ｓ，２３Ｓ，２４Ｓへ出力するゲート信号について説明する。
図４は、インバータ装置１の出力電圧Ｖout2の波形図である。本実施形態では、第１制御回路３０及び第２制御回路４０は電圧Ｖout2の位相角φに応じて異なるデューティ比のＰＷＭ制御を行う。以下、図４に示す電圧Ｖout2の波形の位相角φが０°、４５°、９０°の各付近におけるＰＷＭ制御について説明する。
図５は、出力電圧Ｖout2の位相角φが０°付近における各スイッチ素子のゲート信号波形を示す図である。図６は、出力電圧Ｖout2の位相角φが４５°付近における各スイッチ素子のゲート信号波形を示す図である。図７は、出力電圧Ｖout2の位相角φが９０°付近における各スイッチ素子のゲート信号波形を示す図である。図５、図６及び図７において、縦軸はゲートへ印加される電圧、横軸は時間である。
上述したように、第１制御回路３０が整流素子１１Ｓ及びスイッチ素子１２Ｓへ出力するゲート信号（ＰＷＭ波）は、指令電圧Ｖcdc*及び入力電圧Ｖinに応じてデューティ比が変化する。図５、図６及び図７に示す波形では、指令電圧Ｖcdc*の振幅（Peak to Peak）が９５．５［Ｖ］となるよう設定されている。このシミュレーションでは、入力電圧Ｖinを一定にし、入力電流Ｉinのリップルの程度を確認している。実際には、入力電源の内部抵抗、平滑コンデンサＣ１の容量及び入力電流Ｉinに応じてＶinが変動するが、入力電流Ｉinのリップルが抑制されていることで、入力電圧Ｖinの変動の抑制効果を確認できる。このシミュレーションでは上述のとおり入力電圧Ｖinを一定にしているので、指令電圧Ｖcdc*に応じたデューティ比の変化量は少なく、ほぼ同じデューティ比となっている。そのため、図５、図６及び図７に示す整流素子１１Ｓ及びスイッチ素子１２Ｓへのゲート信号電圧波形はほぼ同じである。
また、位相角φ＝０°付近の場合、インバータ回路２０のスイッチ素子２１Ｓ，２３Ｓのオンデューティ比と、スイッチ素子２２Ｓ，２４Ｓのオンデューティ比とは略同じとなる。位相角φが４５°、９０°と大きくなるに伴い、インバータ回路２０のスイッチ素子２１Ｓ，２３Ｓのオンデューティ比は、スイッチ素子２２Ｓ，２４Ｓのオンデューティ比より大きくなっている。
次に、上述のように構成され、各スイッチ素子がＰＷＭ制御されたインバータ装置１の電流波形及び電圧波形を説明する。以下では、インバータ装置１で行ったシミュレーションの結果を示す。シミュレーションの条件として、アクティブフィルタ回路１０の出力電圧Ｖout1は平均４００［Ｖ］、インバータ回路２０の出力電圧Ｖout2は、周波数５０［Ｈｚ］の交流電圧２４０［Ｖ］となるようにした。また、図１のコンデンサＣ１を１００［μＦ］、コンデンサＣdcを５０［μＦ］、インダクタＬ１を６［ｍＨ］、インダクタＬ２を３６［ｍＨ］とする。そして、周波数１０ｋＨｚで整流素子１１Ｓ及びスイッチ素子１２ＳそれぞれをＰＷＭ制御し、周波数５ｋＨｚでスイッチ素子２１Ｓ，２２Ｓ，２３Ｓ，２４ＳそれぞれをＰＷＭ制御している。
図８はシミュレーション条件及び結果の数値を示す図である。図８では、条件（１）、条件（２）、条件（３）それぞれの場合のシミュレーション条件及び結果の数値を示す。図９Ａは条件（１）のシミュレーション結果の電流波形図であり、図９Ｂは条件（１）のシミュレーション結果の電圧波形図である。図１０Ａは条件（２）のシミュレーション結果の電流波形図であり、図１０Ｂは条件（２）のシミュレーション結果の電圧波形図である。図１１Ａは条件（３）のシミュレーション結果の電流波形図であり、図１１Ｂは条件（３）のシミュレーション結果の電圧波形図である。
図８において、シミュレーション条件として、入力電圧Ｖin、コンデンサＣdcの充電電圧Ｖcdcの平均値Ｖcdcave、コンデンサＣｄｃの充電電圧Ｖcdcの振幅（Peak To Peak）ΔＶcdc、アクティブフィルタ回路１０の出力電力Ｐout［Ｗ］を与えている。シミュレーション結果として、Ｉcdc［Ａ］は、コンデンサＣdcを流れる電流であり、ＩＬ１はインダクタＬ１を流れる電流である。図９、図１０及び図１１の各グラフの横軸は時間［ｓ］である。
条件（１）では、１５０［Ｖ］の入力電圧Ｖinがアクティブフィルタ回路１０に入力されている。この場合、アクティブフィルタ回路１０への入力電流Ｉinは平均２．０［Ａ］とする脈動を含んだ電流となる。また、整流素子１１Ｓ及びスイッチ素子１２Ｓがオンオフ制御されることにより、電流Icdc、電流ＩＬ１及び出力電流Ｉout1それぞれは脈動を含んだ電流となる。電流Icdcは最大１．２６［Ａ］（図８参照）の電流であり、スイッチ素子１２Ｓのスイッチングによって脈動を含んだ電流が流れる。電流ＩＬ１は最大約４．１［Ａ］（図８参照）であり、常に同方向に流れる。電流Ｉout1は、電流Icdcと同じ最大約１．２６［Ａ］である。また、オンオフ制御されたスイッチ素子２１Ｓ，２２Ｓ，２３Ｓ，２４Ｓにより、アクティブフィルタ回路１０の出力から正の半周期及び負の半周期からなる交流電流が生成されて、インバータ回路２０から電流Ｉout2が出力される。
また、条件（１）では、インダクタＬ１には−１５０［Ｖ］から約２００［Ｖ］までの電圧が印加される。コンデンサＣdcには、約２５０［Ｖ］の電圧Ｖcdcが印加される。具体的には、電圧Ｖcdcは、２５０［Ｖ］を中心に、振幅７６．４［Ｖ］（図８参照）とする交流波形となる。アクティブフィルタ回路１０の出力電圧Ｖout1は、電圧Ｖinと電圧Ｖcdcとが加算された電圧となる。すなわち、電圧Ｖout1は、約４００［Ｖ］となる。また、オンオフ制御されたスイッチ素子２１Ｓ，２２Ｓ，２３Ｓ，２４Ｓにより、アクティブフィルタ回路１０の出力から正の半周期及び負の半周期からなる交流電圧が生成されて、インバータ回路２０から電圧Ｖout2が出力される。
条件（２）では、２００［Ｖ］の入力電圧Ｖinがアクティブフィルタ回路１０に入力されている。この場合、アクティブフィルタ回路１０への入力電流Ｉinは平均１．５［Ａ］とする脈動を含んだ電流となる。また、整流素子１１Ｓ及びスイッチ素子１２Ｓがオンオフ制御されることにより、電流Icdc、電流ＩＬ１及び出力電流Ｉout1それぞれは脈動を含んだ電流となる。電流Icdcは最大１．５［Ａ］（図８参照）の電流であり、スイッチ素子１２Ｓのスイッチングによって脈動を含んだ電流が流れる。電流ＩＬ１は最大約４．０［Ａ］（図８参照）であり、常に同方向に流れる。電流Ｉout1は、電流Icdcと同じ最大約１．５［Ａ］である。また、オンオフ制御されたスイッチ素子２１Ｓ，２２Ｓ，２３Ｓ，２４Ｓにより、アクティブフィルタ回路１０の出力から正の半周期及び負の半周期からなる交流電流が生成されて、インバータ回路２０から電流Ｉout2が出力される。
また、条件（２）では、インダクタＬ１には−２００［Ｖ］から約２００［Ｖ］までの電圧が印加される。コンデンサＣdcには、約２００［Ｖ］の電圧Ｖcdcが印加される。具体的には、電圧Ｖcdcは２００［Ｖ］を中心に、振幅９５．５［Ｖ］（図８参照）とする交流波形となる。アクティブフィルタ回路１０の出力電圧Ｖout1は、電圧Ｖinと電圧Ｖcdcとが加算された電圧となる。すなわち、電圧Ｖout1は、約４００［Ｖ］となる。また、オンオフ制御されたスイッチ素子２１Ｓ，２２Ｓ，２３Ｓ，２４Ｓにより、アクティブフィルタ回路１０の出力から正の半周期及び負の半周期からなる交流電圧が生成されて、インバータ回路２０から電圧Ｖout2が出力される。
条件（３）では、２５０［Ｖ］の入力電圧Ｖinがアクティブフィルタ回路１０に入力されている。この場合、アクティブフィルタ回路１０への入力電流Ｉinは平均１．２５［Ａ］とする脈動を含んだ電流となる。整流素子１１Ｓ及びスイッチ素子１２Ｓがオンオフ制御されることにより、電流Icdc、電流ＩＬ１及び出力電流Ｉout1それぞれは脈動を含んだ電流となる。電流Icdcは最大１．６［Ａ］（図８参照）の電流であり、スイッチ素子１２Ｓのスイッチングによって脈動を含んだ電流が流れる。電流ＩＬ１は最大約３．７［Ａ］（図８参照）であり、常に同方向に流れる。電流Ｉout1は、電流Icdcと同じ最大約１．６［Ａ］である。また、オンオフ制御されたスイッチ素子２１Ｓ，２２Ｓ，２３Ｓ，２４Ｓにより、アクティブフィルタ回路１０の出力から正の半周期及び負の半周期からなる交流電流が生成されて、インバータ回路２０から電流Ｉout2が出力される。
また、条件（３）では、インダクタＬ１には−２５０［Ｖ］から約２００［Ｖ］までの電圧が印加される。コンデンサＣdcには、約１５０［Ｖ］の電圧Ｖcdcが印加される。具体的には、電圧Ｖcdcは１５０［Ｖ］を中心に、振幅１２７．３２［Ｖ］（図８参照）とする交流波形となる。アクティブフィルタ回路１０の出力電圧Ｖout1は、電圧Ｖinと電圧Ｖcdcとが加算された電圧となる。すなわち、電圧Ｖout1は、約４００［Ｖ］となる。また、オンオフ制御されたスイッチ素子２１Ｓ，２２Ｓ，２３Ｓ，２４Ｓにより、アクティブフィルタ回路１０の出力から正の半周期及び負の半周期からなる交流電圧が生成されて、インバータ回路２０から電圧Ｖout2が出力される。
以上のシミュレーション結果の各波形から判るように、アクティブフィルタ回路１０のコンデンサＣdcの電圧を適切に制御することで、入力電流Ｉinの脈動を低減している。これは、アクティブフィルタ回路１０のインダクタＬ１及びコンデンサＣdcでのエネルギーの移動（バッファリング作用）によるものである。従って、アクティブフィルタ回路１０に入力される直流電流のリップルを低減するために、平滑コンデンサＣ１の容量を大きくする必要がない。また、Ｉout1が０付近の位相角でもＩinが流れるので、直流電源Ｖdcから有効に電力を取り出せる。すなわち、直流電源Ｖdcが太陽電池パネルである場合に、太陽光エネルギーから直流電力を有効に利用することができる。
なお、本実施形態において、６個のＩＧＢＴが一つのモジュールとして構成されたＩＰＭ（Intelligent Power Module）を用いることができる。すなわち、６個のＩＧＢＴのうち４個をインバータ回路のスイッチ素子２１Ｓ，２２Ｓ，２３Ｓ，２４Ｓとして用い、残り２個をアクティブフィルタ回路の整流素子１１Ｓとスイッチ素子１２Ｓとして用いることができる。
（実施形態２）
以下に、本発明の実施形態２について説明する。実施形態２は、実施形態１に係る整流素子１１Ｓをダイオードで構成している点、及び各スイッチ素子をＭＯＳＦＥＴで構成している点で相違する。
図１２は実施形態２に係るインバータ装置の回路図である。実施形態２に係るインバータ装置１Ａは、アクティブフィルタ回路１１及びインバータ回路２１を備えている。アクティブフィルタ回路１１は、コンデンサＣdc、インダクタＬ１、ダイオード（本発明の整流素子）Ｄ１及びスイッチ素子３Ｓを備えている。コンデンサＣdcは、アクティブフィルタ回路１０の高電位側ラインに直列接続されている。コンデンサＣdcの出力側には、ダイオードＤ１のカソードが接続されている。インダクタＬ１は、コンデンサＣdcの入力側及びダイオードＤ１のアノードの間に接続されている。スイッチ素子３Ｓは、ドレインがダイオードＤ１のアノードに接続され、ソースがアクティブフィルタ回路１０の低電位側ラインに接続されている。スイッチ素子３Ｓは第１制御回路３０ＡによりＰＷＭ制御される。
スイッチ素子３Ｓのオンオフ制御は、実施形態１に係るスイッチ素子１２Ｓと同様である。スイッチ素子３Ｓが第１制御回路３０ＡによりＰＷＭ制御されることで、コンデンサＣdcは充電される。スイッチ素子３Ｓがオンの場合、インダクタＬ１及びスイッチ素子３Ｓの経路を電流Ｉ１１が流れる。この電流Ｉ１１により、インダクタＬ１には電気エネルギーが蓄えられる。スイッチ素子３Ｓがオフとなると、インダクタＬ１、ダイオードＤ１及びコンデンサＣdcの閉ループ経路を電流Ｉ１２が流れる。電流Ｉ１２には、電気エネルギーが蓄えられたインダクタＬ１から出力される電流が加算される。この電流Ｉ１２により、コンデンサＣdcは充電される。
インバータ回路２１は、直列接続されたスイッチ素子４１Ｓ及びスイッチ素子４２Ｓと、直列接続されたスイッチ素子４３Ｓ及びスイッチ素子４４Ｓとが並列接続されている。詳しくは、スイッチ素子４１Ｓはドレインがインバータ回路２０の高電位側ラインに接続され、ソースがスイッチ素子４２Ｓのドレインに接続されている。スイッチ素子４２Ｓはソースがインバータ回路２０の低電位側ラインに接続されている。また、スイッチ素子４３Ｓはドレインがインバータ回路２０の高電位側ラインに接続され、ソースがスイッチ素子４４Ｓのドレインに接続されている。スイッチ素子４４Ｓはソースがインバータ回路２０の低電位側ラインに接続されている。スイッチ素子４１Ｓ、スイッチ素子４２Ｓ、スイッチ素子４３Ｓ及びスイッチ素子４４Ｓそれぞれは、第２制御回路４０ＡによりＰＷＭ制御される。各スイッチ素子４１Ｓ，４２Ｓ，４３Ｓ，４４Ｓのオンオフ制御は、実施形態１に係るスイッチ素子２１Ｓ，２２Ｓ，２３Ｓ，２４Ｓと同様である。
このように、スイッチ素子にＭＯＳＦＥＴを用いても、実施形態１と同様の効果が得られる。また、整流素子にダイオードＤ１を用いることで、そのスイッチング制御が不要となるので、回路構成が簡素化できる。
なお、本実施形態において、ダイオードＤ１に替えてＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。この場合、６個のＭＯＳＦＥＴの素子で一つのモジュールとして構成されたＩＰＭ(Intelligent Power Module)を用いることができる。すなわち、６個のＭＯＳＦＥＴの４個をインバータ回路のスイッチ素子に用い、残り２個をアクティブフィルタ回路の整流素子とスイッチ素子として用いることができる。
以下に、本発明の実施形態３について説明する。本実施形態に係るインバータ装置は、実施形態２の平滑コンデンサＣ１の前段（入力側）と、直流電源Ｖdcとの間に絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが設けられたものである。
図１３は実施形態３に係るインバータ装置の回路図である。インバータ装置１Ｂが備えるアクティブフィルタ回路１１及びインバータ回路２１は実施形態２と同様である。なお、インバータ装置１Ｂは、実施形態１に係るアクティブフィルタ回路１０及びインバータ回路２０を備える構成であってもよい。
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の１次側には、ＭＯＳＦＥＴによるスイッチ素子５１Ｓ，５２Ｓ，５３Ｓ，５４Ｓでフルブリッジ回路が構成されている。各スイッチ素子５１Ｓ，５２Ｓ，５３Ｓ，５４Ｓのゲートには制御回路が接続され、ＰＷＭ制御される。
フルブリッジ回路の出力にはコンデンサＣ３を介して絶縁トランスＴの一次巻線ｎｐが接続されている。このコンデンサＣ３と一次巻線ｎｐとで共振回路が構成されている。絶縁トランスＴの二次側には、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４によるダイオードブリッジ整流回路が接続されている。このようにして共振形フルブリッジコンバータが構成されている。そして、この絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の後段に、インダクタＬ３、平滑コンデンサＣ１及びアクティブフィルタ回路１１が接続されている。
このインバータ装置１Ｂにおいて、フルブリッジ回路のスイッチ素子５１Ｓ，５４Ｓの組合せ及びスイッチ素子５３Ｓ，５２Ｓの組合せの一方が同時にオン、他方が同時にオフとなる状態が繰り返されることで、コンデンサＣ３等で構成される共振回路による共振電流が、絶縁トランスＴの一次巻線ｎｐに流れる。絶縁トランスＴの一次巻線ｎｐに電流が流れると、絶縁トランスＴの二次巻線ｎｓに起電力が生じ、絶縁トランスＴの二次側へ電力が伝達される。二次側に伝達された電力は、ダイオードブリッジ整流回路により整流されて、平滑コンデンサＣ１へ出力される。アクティブフィルタ回路１１及びインバータ回路２１の動作は、実施形態１，２と同じである。
本実施形態では、直流電源Ｖdcの出力電圧が絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３を介して、コンデンサＣ１へ入力されることで、コンデンサＣ１に直流電源Ｖdcを直接接続した場合と比べて、アクティブフィルタ回路１１へ安定した電圧の供給が可能となる。
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ（共振形フルブリッジコンバータ）１３を無制御で動作させる、つまりデッドタイムを挟んでほぼデューティ比５０％でスイッチ素子を駆動させることで、最大電力制御（MPPT制御：Max Power Point Tracking）ができる。すなわち、入力電源が太陽電池パネルである場合に、太陽電池から最大電力を取り出すためには、電流と電圧の積が最大になるように電圧を制御する必要がある。このＩ−Ｖ(電流−電圧)特性は、日射強度やモジュール温度によって変化してしまうため、最大電力を得るためには常に最適な電圧を自動で追従することが重要である。そこで、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３が最大電力制御（MPPT制御）することで、太陽電池から最大電力を取り出すことができる。
なお、上述した各実施形態に係るインバータ装置の具体的構成などは、適宜設計変更可能であり、例えば、マルチレベルであれば、中間電圧クランプ方式やフライングキャパシタ方式、カスケード方式など種々の形態をとりうる。上述の実施形態に記載された作用及び効果は、本発明から生じる最も好適な作用及び効果を列挙したに過ぎず、本発明による作用及び効果は、上述の実施形態に記載されたものに限定されるものではない。
１−インバータ装置
１０−アクティブフィルタ回路
１１Ｓ−整流素子
１２Ｓ−スイッチ素子
２１Ｓ，２２Ｓ，２３Ｓ，２４Ｓ−スイッチ素子
２０−インバータ回路
３０−第１制御回路
４０−第２制御回路
Ｃ１−平滑コンデンサ
Ｃdc−コンデンサ
Ｄ１−ダイオード
Ｌ１，Ｌ２−インダクタ
Ｖdc−直流電源
Ｐ０（＋），Ｐ０（−）−出力端子

Claims (8)

  1. 入力電源の直流電圧を昇圧及び平滑するアクティブフィルタ回路と、前記アクティブフィルタ回路が昇圧及び平滑した直流電圧を交流電圧へ変換するインバータ回路と、を備え、
    前記アクティブフィルタ回路は、
    入力部と出力部との間に接続されたバッファコンデンサと、
    整流素子と、
    第１端が前記入力部に接続され、第２端が整流素子を介して前記出力部に接続されたインダクタと、
    前記インダクタの前記第２端と低電位側ラインとの間に接続されたスイッチ素子と、
    前記スイッチ素子のスイッチング制御回路と、を有し、
    前記インダクタは、前記スイッチ素子の導通時にエネルギーを蓄積し、前記スイッチ素子の遮断時にエネルギーを放出し、前記整流素子は、前記インダクタの蓄積エネルギーを放出する方向に導通するものであって、
    前記スイッチ素子のオンオフ動作を制御することで、前記バッファコンデンサの両端電圧を制御し、前記アクティブフィルタの入力電流リップルを抑制する、
    インバータ装置。
  2. 前記スイッチング制御回路は、前記スイッチ素子のＰＷＭ制御により前記バッファコンデンサの両端電圧を制御する、請求項１に記載のインバータ装置。
  3. 前記整流素子はダイオードである、請求項１又は２に記載のインバータ装置。
  4. 前記整流素子はＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ(Insulated GateBipolar Transistor)であり、前記スイッチング制御回路は前記整流素子と前記スイッチ素子とを相補的に駆動する、請求項１又は２に記載のインバータ装置。
  5. 前記スイッチ素子はＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴである、請求項１から４の何れかに記載のインバータ装置。
  6. 前記整流素子及び前記スイッチ素子はＩＰＭ（Intelligent PowerModule）に内蔵される複数の電力スイッチ素子の一部である、請求項１又は２に記載のインバータ装置。
  7. 前記インバータ回路はブリッジ接続された４つのスイッチ素子を備え、これらのスイッチ素子は前記ＩＰＭに内蔵される電力スイッチ素子である、請求項６に記載のインバータ装置。
  8. 前記アクティブフィルタ回路と前記入力電源との間に接続された絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータをさらに備える、請求項１から７の何れかに記載のインバータ装置。
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