JP6569839B1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

本発明に係る電力変換装置は、半導体スイッチング素子およびリンクコンデンサを有し、交流電源から入力される交流入力電圧を直流電圧へ変換する主回路と、半導体スイッチング素子を有し、交流入力電圧の2倍の周波数成分を有する脈動電圧を補償するアクティブフィルタ回路と、主回路およびアクティブフィルタ回路を制御する制御回路と、を備え、制御回路は、主回路のスイッチング動作に対応させてアクティブフィルタ回路のスイッチング動作を制御すること、を特徴とする。これにより、リンクコンデンサに発生する交流電圧の2倍の周波数成分による脈動電圧を補償しながら、リンクコンデンサに流入するリプル電流を低減することが可能となる。

Description

この発明は、入力した交流電圧を直流電圧に変換して出力する電力変換装置に関する。
交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置、例えば、商用系統からバッテリを充電する際に用いられる充電器などの電力変換装置では、系統電力の力率改善(Power Factor Correction)を行うためのAC−DCコンバータと、バッテリの充電制御を行うためのDC−DCコンバータの2段で構成される場合がある。このような構成の電力変換装置では、AC−DCコンバータの出力端で交流電圧の2倍の周波数成分による脈動電圧が発生するため、これを平滑化するために大容量のリンクコンデンサを直流母線間に接続する必要がある。大容量のリンクコンデンサは装置小型化の妨げとなり、大きなリプル電流による急激な寿命劣化に課題がある。
リンクコンデンサの容量を低減するために、少なくとも2つの半導体素子と1つのインダクタと1つのコンデンサを備えたアクティブフィルタ回路を用いる電力変換装置がある(特許文献1、非特許文献1参照)。従来の電力変換装置では、アクティブフィルタ回路を用いることによってリンクコンデンサに加わる交流電圧の2倍の周波数成分による脈動電圧を補償することにより、コンデンサ容量を低減している。
国際公開第2014/069900号
北野達也、松井幹彦、「DCアクティブフィルタ機能を備えた単相PWMコンバータのコンデンサ容量低減」、平成8年電気学会全国大会、1996年、No.715、p.4-10〜p.4-11
しかし、特許文献1および非特許文献1に示される従来技術では、リンクコンデンサに発生する交流電圧の2倍の周波数成分による脈動電圧のみしか補償できず、電力変換装置を構成するAC−DCコンバータやDC−DCコンバータのスイッチング動作に起因する高調波のリプル成分を除去することができない。そのため、リンクコンデンサに流入するリプル電流を低減できず、発熱および寿命の観点から、電解コンデンサを使用するためには並列数が増加してしまう。部品点数の増加は、装置の信頼性の低下や装置の大型化を引き起こすため、課題となる。
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたものであって、リンクコンデンサに発生する交流電圧の2倍の周波数成分による脈動電圧を補償しながら、リンクコンデンサに流入するリプル電流を低減することが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
本発明に係る電力変換装置は、半導体スイッチング素子およびリンクコンデンサを有し、交流電源から入力される交流入力電圧を直流電圧へ変換する主回路と、半導体スイッチング素子を有し、交流入力電圧の2倍の周波数成分を有する脈動電圧を補償するアクティブフィルタ回路と、主回路およびアクティブフィルタ回路を制御する制御回路と、を備え、主回路は、交流電源より入力される交流入力電圧を直流電圧に変換するAC−DCコンバータと、AC−DCコンバータにより変換された直流電圧を所望の直流電圧に変換するDC−DCコンバータと、を備えており、制御回路は、DC−DCコンバータの半導体スイッチング素子がオン状態である場合にのみ、アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子がオンとなるようにアクティブフィルタ回路のスイッチング動作を制御すること、を特徴とする。
また、本発明に係る電力変換装置は、半導体スイッチング素子およびリンクコンデンサを有し、交流電源から入力される交流入力電圧を直流電圧へ変換する主回路と、半導体スイッチング素子を有し、交流入力電圧の2倍の周波数成分を有する脈動電圧を補償するアクティブフィルタ回路と、主回路およびアクティブフィルタ回路を制御する制御回路と、主回路を流れる直流電流を検出する電流センサと、を備え、制御回路は、電流センサにより検出された直流電流の値が一定値以上である場合にのみ、アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子がオンとなるようにアクティブフィルタ回路のスイッチング動作を制御すること、を特徴とする。
また、本発明に係る電力変換装置は、半導体スイッチング素子およびリンクコンデンサを有し、交流電源から入力される交流入力電圧を直流電圧へ変換する主回路と、半導体スイッチング素子を有し、交流入力電圧の2倍の周波数成分を有する脈動電圧を補償するアクティブフィルタ回路と、主回路およびアクティブフィルタ回路を制御する制御回路と、を備え、制御回路は、主回路の有する半導体スイッチング素子を制御する制御信号に基づいて、主回路の半導体スイッチング素子がオン状態である場合にのみ、アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子がオンとなるようにアクティブフィルタ回路のスイッチング動作を制御すること、を特徴とする。
また、本発明に係る電力変換装置は、半導体スイッチング素子およびリンクコンデンサを有し、交流電源から入力される交流入力電圧を直流電圧へ変換するAC−DCコンバータ、およびAC−DCコンバータの直流端子に接続される直流母線を有する主回路と、半導体スイッチング素子を有し、交流入力電圧の2倍の周波数成分を有する脈動電圧を補償するアクティブフィルタ回路と、主回路およびアクティブフィルタ回路を制御する制御回路と、を備え、アクティブフィルタ回路は、少なくとも2つの半導体スイッチング素子と、リアクトルと、コンデンサと、を備えるとともに、アクティブフィルタ回路の各端子は直流母線にのみ接続され、制御回路は、主回路の半導体スイッチング素子がオン状態である場合にのみ、アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子がオンとなるようにアクティブフィルタ回路のスイッチング動作を制御すること、を特徴とする。
この発明の電力変換装置によれば、リンクコンデンサに発生する交流電圧の2倍の周波数成分による脈動電圧を補償しながら、リンクコンデンサに流入するリプル電流を低減することが可能となる。
この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の回路図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の制御回路の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の制御回路の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置のAC−DCコンバータの動作波形とスイッチング信号の概念図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の力率制御演算器の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の出力制御演算器の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の入力交流電圧・電流波形とリンクコンデンサのリプル電圧波形を示す図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の入力交流電圧・電流波形と、リンクコンデンサのリプル電圧波形と、アクティブコンデンサの電圧・電流波形を示す図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の回路電流波形を示す図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の脈動電力補償演算器の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の同期パルス演算器の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の同期パルス演算器の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置のリンクコンデンサ電流波形をFFT(Fast Fourier Transform)した結果を示したグラフである。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の回路図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の回路図である。 この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の回路図である。 この発明の実施の形態2に係る電力変換装置の回路図である。 この発明の実施の形態2に係る電力変換装置の制御回路の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態2に係る電力変換装置の制御回路の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態2に係る電力変換装置の回路電流波形示す図である。 この発明の実施の形態2に係る電力変換装置の同期パルス演算器の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態2に係る電力変換装置の同期パルス演算器の制御ブロックである。 この発明の実施の形態2に係る電力変換装置のリンクコンデンサ電流波形をFFT(Fast Fourier Transform)した結果を示したグラフである。 この発明の実施の形態3に係る電力変換装置の回路図である。 この発明の実施の形態3に係る電力変換装置の脈動電力補償演算器の制御ブロックである。 この発明の実施の形態3に係る電力変換装置の回路図である。
実施の形態1.
この発明の実施の形態1に係る電力変換装置について図面を用いて説明する。図1に、この発明の実施の形態1に係る電力変換装置の回路図を示す。図1において、電力変換装置1は、交流電源2および負荷3に接続されている。また、電力変換装置1は、交流電源2から入力される交流入力電圧を所望の電圧の直流電圧に変換して負荷3に出力する主回路4と、主回路4に接続され交流入力電圧の2倍の周波数成分を有する脈動電圧を補償するアクティブフィルタ回路40と、主回路4およびアクティブフィルタ回路40を制御する制御回路50と、を備えている。
主回路4は、AC−DCコンバータ10、リンクコンデンサ20、およびDC−DCコンバータ30を備えている。図1に示す電力変換装置において、AC−DCコンバータ10は、一端が交流電源2に接続されており、他端が直流母線を介してDC−DCコンバータ30の一端と接続されている。また、DC−DCコンバータ30の他端は、負荷3と接続されている。リンクコンデンサ20は、両端がAC−DCコンバータ10とDC−DCコンバータ30とを接続する直流母線間に接続されている。
AC−DCコンバータ10は、交流電源2から入力される交流入力電圧を直流電圧に変換して出力するとともに、力率制御を行う。AC−DCコンバータ10は、本実施の形態に示すAC−DCコンバータ10は、セミブリッジレス回路で構成されており、第1の半導体スイッチング素子11、第2の半導体スイッチング素子12、第1のダイオード素子13、第2のダイオード素子14、および限流用リアクトル15を備えている。第1の半導体スイッチング素子11および第1のダイオード素子13は直列接続されており、第1の半導体スイッチング素子11と第1のダイオード素子13との接続点は、限流用リアクトル15を介して交流電源2の一方の端子に接続されている。また、第2の半導体スイッチング素子12および第2のダイオード素子14は、直列接続されており、第2の半導体スイッチング素子12と第2のダイオード素子14との接続点は、交流電源2の他方の端子に接続されている。限流用リアクトル15は、一方の端部が交流電源2の一方の端子に接続され、他方の端部が第1の半導体スイッチング素子11と第1のダイオード素子13との接続点に接続される。また、第1の半導体スイッチング素子11および第2の半導体スイッチング素子12のダイオード素子と接続される端部と反対側の端部が、直流母線のN側に接続されている。同様に、第1のダイオード素子13および第2のダイオード素子14の半導体スイッチング素子と接続される端部と反対側の端部が、直流母線のP側に接続されている。なお、AC−DCコンバータ10は、上述の構成に限ったものではない。
DC−DCコンバータ30は、AC−DCコンバータ10により変換された直流電圧を所望の直流電圧に変換し、負荷3に出力する。本実施の形態に示す電力変換装置では、DC−DCコンバータ30として、フルブリッジ構成のインバータ31と、トランス32と、フルブリッジ構成の整流回路33と、平滑リアクトル34および平滑コンデンサ35を有する出力フィルタと、を備える絶縁型のDC−DCコンバータを用いる場合について示す。なお、DC−DCコンバータ30は、上述の構成に限ったものではない。
インバータ31は、第3〜第6の半導体スイッチング素子31a〜31dを備えており、2つの上側アーム(第3の半導体スイッチング素子31a、第5の半導体スイッチング素子31c)と2つの下側アーム(第4の半導体スイッチング素子31b、第6の半導体スイッチング素子31d)の素子がそれぞれ直列接続された構成である2つのレグを並列接続した回路である。第3〜第6の半導体スイッチング素子31a〜31dは、対角に位置する半導体スイッチング素子同士が同じタイミングで動作するため、対角素子は制御回路50から入力される同じ信号で駆動する。本実施の形態に示す電力変換装置では、左レグの上側アームである第3の半導体スイッチング素子31aと、右レグの下側アームにある第6の半導体スイッチング素子31dが同じタイミングでスイッチング動作を行う。また、左レグの下側にある第4の半導体スイッチング素子31bと左レグの上側にある第5の半導体スイッチング素子31cが、同じタイミングでスイッチング動作を行う。
トランス32は、磁気的に結合する一次側巻線と二次側巻線とを有しており、一次側巻線はインバータ31に接続されている。すなわち、一次側巻線の一方の端子が、第3の半導体スイッチング素子31aと第4の半導体スイッチング素子31bとの接続点に接続されており、トランス32の一次側巻線の他方の端子は、第5の半導体スイッチング素子31cと第6の半導体スイッチング素子31dとの接続点に接続される。また、トランス32の二次側巻線は整流回路33に接続されている。
整流回路33は、フルブリッジ構成に接続された第3〜第6のダイオード素子33a〜33dを備えており、2つの上側アーム(第3のダイオード素子33a、第5のダイオード素子33c)と2つの下側アーム(第4のダイオード素子33b、第6のダイオード素子33d)とがそれぞれ直列接続された構成である2つのレグを並列接続した回路である。また、整流回路33は、交流側端子がトランス32の二次側巻線に接続されており、直流側端子が出力フィルタを介して負荷3に接続されている。すなわち、第3のダイオード素子33aと第4のダイオード素子33bとの接続点が、トランス32の二次側巻線の一方の端子と接続されており、第5のダイオード素子33cと第6のダイオード素子33dとの接続点が、トランス32の二次側巻線の他方の端子と接続されている。また、整流回路33の左右レグの上側アームの端部は、平滑リアクトル34の一端に接続される。また、左右レグの下側アームの端部は負荷3のN側端子と接続される。
出力フィルタは、平滑リアクトル34および平滑コンデンサ35を有しており、負荷3に出力される出力電圧の高周波成分を除去する。平滑リアクトル34の一端は、整流回路33の直流端子のP側に接続されており、平滑リアクトル34の他端は負荷3の一端に接続されている。また、平滑コンデンサ35は、負荷3と並列に接続されており、一端が平滑リアクトル34の他端および負荷3のP側端子に接続される。また、平滑コンデンサ35の他端は、整流回路33の直流端子のN側および負荷3のN側端子に接続される。
リンクコンデンサ20のP側端子は、AC−DCコンバータ10とDC−DCコンバータ30とを接続する直流母線のP側に接続され、リンクコンデンサ20のN側端子は、直流母線のN側に接続される。リンクコンデンサ20は、アルミ電解コンデンサ、フィルムコンデンサなどで構成することができる。
アクティブフィルタ回路40は、両端がAC−DCコンバータ10とDC−DCコンバータ30とを接続する直流母線間に接続されており、リンクコンデンサ20と並列に接続されている。アクティブフィルタ回路40は、2つの半導体スイッチング素子を有するハーフブリッジインバータであり、第7の半導体スイッチング素子41、第8の半導体スイッチング素子42、アクティブリアクトル43、およびアクティブコンデンサ44を備える。第7の半導体スイッチング素子41と第8の半導体スイッチング素子42とは、直列に接続されており、その両端がAC−DCコンバータ10とDC−DCコンバータ30とを接続する直流母線のP側およびN側に接続されている。すなわち、第7の半導体スイッチング素子41の一端はP側直流母線に接続され、他端は第8の半導体スイッチング素子42の一端に接続されている。また、第8の半導体スイッチング素子42の他端はN側直流母線に接続されている。
アクティブリアクトル43およびアクティブコンデンサ44は直列に接続されており、アクティブリアクトル43の一方の端部は、第7の半導体スイッチング素子41と第8の半導体スイッチング素子42との接続点に接続され、他方の端部は、アクティブコンデンサ44の一方の端部に接続される。また、アクティブコンデンサ44の他方の端部は、第8の半導体スイッチング素子42の他方の端子と接続される。
なお、AC−DCコンバータ10、DC−DCコンバータ30、およびアクティブフィルタ回路40に用いられる半導体スイッチング素子は、ダイオードが逆並列に接続されたIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)や、ソース・ドレイン間にダイオードが接続されたMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)などを用いることが好ましい。また、帰還ダイオードはIGBTやMOSFETに内蔵されたダイオードを用いても良く、外付けに別途ダイオードを設けても良い。
負荷3は、例えば、電力変換装置1から直流電力を供給される抵抗負荷、またはバッテリ負荷である。なお、負荷3は、上述したものに限られるものではない。
本実施の形態に示す電力変換装置は、装置内の各箇所の電圧を検出する電流センサおよび電圧センサを備えている。すなわち、本実施の形態に示す電力変換装置は、交流電源2より入力される交流入力電圧vacを検出する第1の電圧センサ61、リンクコンデンサ電圧VC1を検出する第2の電圧センサ62、平滑コンデンサ35の電圧である出力電圧Voutを検出する第3の電圧センサ63を備えている。また、本実施の形態に示す電力変換装置は、主回路を流れる交流または直流電流を検出する電流センサを備えている。すなわち、電力変換装置は、限流用リアクトル15に流れる交流入力電流iacを検出する第1の電流センサ71、アクティブリアクトル43に流れるアクティブリアクトル電流iを検出する第2の電流センサ72、DC−DCコンバータ30に入力される直流電流Idcを検出する第3の電流センサ73、および出力フィルタ用リアクトル19に流れる出力直流電流Ioutを検出する第4の電流センサ74を備える。各電流センサおよび電圧センサにより検出された電流値および電圧値は、制御回路50に入力される。制御回路50では、入力された電圧値および電流値に基づいて、各スイッチング素子を制御するゲート信号を生成して、AC−DCコンバータ10、DC−DCコンバータ30、およびアクティブフィルタ回路40へ出力し、それぞれの回路を制御する。
制御回路50の構成を、図2を用いて説明する。
制御回路50は、力率制御すなわち交流入力電流iacの制御、およびリンクコンデンサ電圧VC1を所望の値に制御を行う力率制御演算器51と、出力直流電流Ioutおよび出力電圧Voutの少なくとも一方を所望の値に制御する出力制御演算器52と、リンクコンデンサ20の脈動電圧およびリプル電流を低減するためのリプル制御演算器53と、を備える。また、制御回路50は、上述の電圧センサおよび電流センサにより検出した信号を用いて、AC−DCコンバータ10、DC−DCコンバータ30、およびアクティブフィルタ回路40の制御信号を生成する。
力率制御演算器51は、第1の電流センサ71により検出された交流入力電流iacと、第1の電圧センサ61により検出された交流入力電圧vacと、第2の電圧センサ62により検出されたリンクコンデンサ電圧VC1と、に基づいて第1の半導体スイッチング素子11および第2の半導体スイッチング素子12へ出力する制御信号G11、G12を生成する。
出力制御演算器52は、第3の電圧センサ63により検出された出力電圧Voutおよび第4の電流センサ74により検出された出力直流電流Ioutに基づいて、インバータ31の第3〜第6の半導体スイッチング素子31a〜31dへ出力する制御信号G31a、G31bを演算する。
リプル制御演算器53は、交流入力電圧vacの2倍の周波数成分を持つ脈動電圧を補償するための脈動補償演算器54と、リンクコンデンサ20に流入するDC−DCコンバータ30のスイッチング動作に起因するリプル電流を低減するための同期パルス演算器55と、を備える。脈動補償演算器54は、第1の電圧センサ61により検出された交流入力電圧vacと、力率制御演算器51で演算される交流入力電流の瞬時指令値iac*および交流入力電流iacの電流指令実効値Iac*と、第2の電流センサ72により検出されたアクティブリアクトル43に流れるアクティブリアクトル電流iの値と、に基づいて交流電圧の2倍の周波数成分による脈動電力を補償する信号を生成し、同期パルス演算器55へ出力する。
同期パルス演算器55は、脈動補償演算器54の出力信号と、第3の電流センサにより検出されるDC−DCコンバータ30に入力される直流電流Idcと、に基づいて第7の半導体スイッチング素子41および第8の半導体スイッチング素子42へ出力する制御信号G41,G42を演算する。すなわち、同期パルス演算器55は、第3の電流センサにより検出される直流電流Idcに基づいて制御信号G41,G42を生成することにより、出力される制御信号G41,G42は、DC−DCコンバータ30のスイッチング動作と対応した制御信号となり、DC−DCコンバータ30およびアクティブフィルタ回路40のスイッチング動作を対応させることができる。制御の詳細については後述する。
なお、図2に示す同期パルス演算器55では、DC−DCコンバータ30に入力される直流電流Idcを用いているが、図3に示すように出力制御演算器52により生成される制御信号G31a,G31bを用いてもよい。
次に、本実施の形態に係る電力変換装置1の制御動作について説明する。
電力変換装置1は、AC−DCコンバータ10に、交流電源2から入力される交流入力電圧を、力率制御を行いつつ直流電圧に変換し、変換した直流電圧に重畳される交流入力電圧の2倍の周波数成分による脈動電圧を、リンクコンデンサ20およびアクティブフィルタ回路40にて平滑化し、DC−DCコンバータ30において絶縁しながら昇圧または降圧して、負荷3に直流電圧を供給する。
AC−DCコンバータ10の動作について、図4を用いて説明する。
図4において、SW1,SW2は、第1の半導体スイッチング素子11および第2の半導体スイッチング素子12のスイッチング状態を示す。また、交流電源2の交流周期の1周期をTとする。時刻0〜T/2において、電力変換装置1に入力される交流入力電圧vacは正極性であり、制御回路50は、第2の半導体スイッチング素子12をオン状態に制御するとともに、第1の半導体スイッチング素子11を、PWM制御を用いて制御する。また、時刻T/2〜Tにおいて、交流入力電圧vacは負極性であり、制御回路50は、第1の半導体スイッチング素子11をオン状態とし、第2の半導体スイッチング素子12を、PWM制御を用いて制御する。以下に、その制御について詳述する。
力率制御演算器51における制御について、図5に示す制御ブロックを用いて説明する。力率制御演算器51は、AC−DCコンバータ10の第1および第2の半導体スイッチング素子11、12の制御信号G11,G12の生成を行う。力率制御演算器51は、交流電源2から入力される交流入力電流iacを、交流電源2の交流入力電圧vacに対して高力率すなわち力率が1に近づくように制御し、さらにリンクコンデンサ20の電圧制御を行う。力率制御演算器51では、図5に示すように、あらかじめ定められたリンクコンデンサ電圧指令値VC1*と、第2の電圧センサ62により検出されたリンクコンデンサ電圧VC1との偏差を、PI制御器511においてPI制御を行って電流指令実効値Iac*を算出する。算出した電流指令実効値Iac*と、PLL(Phase Locked Loop)制御器512により生成された交流入力電圧vacと同位相の正弦波信号sin(ωt)および√2とを乗算して交流入力電流の瞬時指令値iac*を演算する。なお、AC−DCコンバータ10の制御において、リンクコンデンサ20の電圧制御を行わず、交流入力電流iacの高力率制御のみ行う場合は、あらかじめ定められた電流指令実効値Iac*を用いてもよい。
演算された交流入力電流の瞬時指令値iac*と、第1の電流センサ71により検出された交流入力電流iacとの偏差を、PI制御器513においてPI制御を行った後、第2の電圧センサ62により検出したリンクコンデンサ電圧VC1で割ることでデューティ比を算出する。そして、PWM制御器513において、算出したデューティ比に基づき、AC−DCコンバータ10のPWM制御のためのAC−DCゲート信号を生成する。PWM制御器514では、キャリア周波数は任意に調整でき、キャリア波は三角波またはのこぎり波などを用いる。
PWM制御器514において生成されたAC−DCゲート信号は、第1の半導体スイッチング素子11用の選択器516と、第2の半導体スイッチング素子12用の選択器517とに、それぞれ入力される。極性判定器515は、交流入力電圧vacの極性を判定して、交流入力電圧vacが正の場合に1を、負の場合に0を出力する。選択器516では、極性判定器515の出力が1の場合にAC−DCゲート信号を、極性判定器515の出力が0の場合にオン信号を、制御信号G11として第1の半導体スイッチング素子11に出力する。また、選択器517では、極性判定器515の出力が1の場合にオン信号を、極性判定器515の出力が0の場合にAC−DCゲート信号を、制御信号G12として第2の半導体スイッチング素子12に出力する。制御回路50は、上述のような制御を行うことにより、AC−DCコンバータ10を図4に示すスイッチング動作を行うよう制御し、交流入力電流iacの高力率制御を行うと共に、リンクコンデンサ電圧VC1の定電圧制御を行う。
次に、DC−DCコンバータ30の動作について説明する。
DC−DCコンバータ30は、インバータ31、トランス32、整流回路33、および出力フィルタを備える。インバータ31は、出力制御演算器52から入力される制御信号G31a,G31bに基づきスイッチング素子をオン/オフ動作し、インバータ31に入力される直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ31により変換された交流電圧は、トランス32で電気的に絶縁されながら、1次側に入力された交流電圧をトランスの巻線比に応じた電圧に変換され2次側に出力される。トランス32から出力された交流電圧は、整流回路33により直流電圧へと整流される。整流回路33から出力された直流電圧は、平滑リアクトル34と平滑コンデンサ35により、高周波成分を除去され、負荷3に供給される。DC−DCコンバータ30では、出力制御演算器52で生成される制御信号G31a,G31bによって、負荷3への出力直流電流Ioutおよび出力電圧Voutを制御する。
出力制御演算器52における制御を、図6に示す制御ブロックを用いて説明する。図6は、DC−DCコンバータ30の制御信号G31a,G31bの生成に関する制御ブロック図である。出力制御演算器52は、DC−DCコンバータ30の各半導体スイッチング素子のデューティ比を制御することにより、出力直流電流Ioutおよび出力電圧Voutの制御を行う。
出力制御演算器52は、あらかじめ定められた出力電圧指令値Vout*と、第3の電圧センサ63により検出された出力電圧Voutとの偏差を、PI制御器521においてPI制御を行って出力電流指令値Iout*を演算する。なお、DC−DCコンバータ30の制御において、平滑リアクトル34を流れる出力直流電流Ioutの制御のみ行う場合は、あらかじめ定められた出力電流指令値Iout*を用いて制御を行う。次に、出力制御演算器52は、PI制御器521において演算された出力電流指令値Iout*と、第4の電流センサ74により検出された平滑リアクトル34に流れる出力直流電流Ioutとの偏差をPI制御器522においてPI制御を行った後、出力電圧Voutで割ることでデューティ比を演算し、DC−DCゲート信号が生成される。PWM制御器523は、演算されたデューティ比に基づき、DC−DCコンバータ30のPWM制御のためのDC−DCゲート信号を生成する。PWM制御器522では、キャリア周波数は任意に調整でき、キャリア波は三角波またはのこぎり波などを用いる。
PWM制御器523において生成されたDC−DCゲート信号は、DT生成器525,526へ入力される。このとき、信号反転器524により、DT生成器526に入力されるDC−DCゲート信号を反転させ、DT生成器525に入力されるDC−DCゲート信号とはオンとオフが逆の信号に変換する。また、DT生成器525,526では、制御信号G31aと制御信号G31bが同時にオン状態となり、インバータ31がアーム短絡しないように、デッドタイムを設ける。DC−DCゲート信号がオフからオンに切り替わるときに、あらかじめ定められた追加のオフ期間をデッドタイムとして加えることで、両方のゲート信号が同時にオンとなることを防いでいる。通常、デッドタイムはDC−DCコンバータ30のスイッチング周期よりも十分小さい値とする。
DT生成器525から出力された信号は制御信号G31aとして、DT生成器526から出力された信号は制御信号G31bとして、インバータ31の各半導体スイッチング素子に入力される。対角の半導体スイッチング素子である第3の半導体スイッチング素子31aと第6の半導体スイッチング素子31d、第4の半導体スイッチング素子31bと第5の半導体スイッチング素子31cは同じ動作を行うため、前者には制御信号G31aを、後者には制御信号G31bを入力する。
上述のような制御を行うことにより、DC−DCコンバータ30は出力直流電流Ioutおよび出力電圧Voutの制御を行う。
AC−DCコンバータ10およびDC−DCコンバータ30が上述した動作を行う場合において、リンクコンデンサ20に流入する電流は、DC−DCコンバータ30のスイッチング周期に対しては不連続であるが、交流電源2の周期Tに対しては平均的に連続した電流とみなすことができる。リンクコンデンサ20の流入電流をiinとして、DC−DCコンバータ30に入力される直流電流をIdcとすると、リンクコンデンサ20の電圧関係式は以下の式(1)で表すことができる。ここで、リンクコンデンサ20の静電容量をCdc、リンクコンデンサ20の交流電圧成分(脈動電圧)をvCripとする。交流入力電流iacは高力率制御されていることを前提とすると、交流入力電圧vacと同一周波数且つ同位相の波形となるため、iacとvacは、交流入力電流iacの実効値をIac、交流入力電圧vacの実効値をVacとするとそれぞれ式(2)と式(3)で表される。式(1)から式(3)を用いて、リンクコンデンサ電圧の交流電圧成分である脈動電圧vCripについて解くと、式(4)が導出される。
dc(dvCrip/dt)
=iin−Idc
=(vac/Vdc)iac−Idc (1)
ac=(√2)Iac・sin(ωt) (2)
ac=(√2)Vac・sin(ωt) (3)
Crip=(2Vac・Iac/2ωCdc・Vdc)sin(2ωt)
(4)
式(4)は、DC−DCコンバータ30に入力される電流が直流電流であれば、交流電源2に接続されたAC−DCコンバータ10が行う高力率制御によって、交流電圧の2倍の周波数成分による脈動電圧vCripがリンクコンデンサ20に必然的に発生することを示す。脈動電圧vCrip、交流入力電圧vac、および交流入力電流iacの波形の関係を図7に示す。図7に示すように、脈動電圧vCripは、交流入力電圧vacの2倍の周波数で大きく変動する。AC−DCコンバータ10とDC−DCコンバータ30との2段構成である電力変換装置では、この脈動電圧vCripを低減させるために、リンクコンデンサ20と並列にアクティブフィルタ回路40を設ける。
アクティブフィルタ回路40の動作について説明する。アクティブフィルタ回路40では、リプル制御演算器53で生成される制御信号G41,G42に基づき、第7の半導体スイッチング素子41および第8の半導体スイッチング素子42のオン/オフ動作を行う。これにより、アクティブフィルタ回路40に流れる電流を、脈動電圧vCripと同じ周波数かつ90度位相の異なる正弦波となるように制御する。
アクティブフィルタ回路40は、リンクコンデンサ20に入力される交流入力電圧の2倍の周波数成分による電力脈動を低減させることができる。これにより、リンクコンデンサ電圧VC1に重畳する脈動電圧が低減され、リンクコンデンサ20の容量を低減させることができる。図8に、アクティブフィルタ回路40を挿入した場合の動作波形を示す。図8において、図7と同一の記号については、同じ個所の電流または電圧波形を示す。また、iはアクティブリアクトル43を流れるアクティブリアクトル電流、vC2ripはアクティブコンデンサ電圧VC2のリプル電圧である。図8に示すように、アクティブフィルタ回路40で交流入力電圧の2倍の周波数成分による脈動電圧を補償することにより、リンクコンデンサ20に印加される脈動電圧vCripのピーク値を低減させている。
上述の動作に加え、本実施の形態に示す電力変換装置では、アクティブフィルタ回路40のスイッチング動作を、DC−DCコンバータ30のスイッチング動作に対応させて制御する。本実施の形態に示す電力変換装置では、制御回路50は、DC−DCコンバータ30の半導体スイッチング素子がオン状態の時にのみアクティブフィルタ回路40の半導体スイッチング素子をオン状態となるように制御する。なお、それぞれの回路のスイッチング動作の立ち上がり、すなわち半導体スイッチング素子がオンからオフまたはオフからオンになるタイミングが同じであっても、異なっていてもよい。また、それぞれの回路のスイッチング周波数が同一であっても、異なっていてもよい。なお、以下の説明において、DC−DCコンバータ30の半導体スイッチング素子がオン状態の時にのみアクティブフィルタ回路40の半導体スイッチング素子をオン状態となるように制御することを、アクティブフィルタ回路40の半導体スイッチング素子をDC−DCコンバータ30の半導体スイッチング素子に同期させる、という表現を用いて説明する場合がある。上述の動作により、従来、リンクコンデンサ20から出力されてDC−DCコンバータ30に入力される直流電流Idcを、リンクコンデンサ20を介さずにアクティブフィルタ回路40から直接的にDC−DCコンバータ30へ入力することができる。これにより、リンクコンデンサ20に流入出するDC−DCコンバータ30のスイッチング動作に起因するリプル電流を低減させることができる。
DC−DCコンバータ30に入力される直流電流Idcは、一定振幅のパルスであるのに対し、アクティブフィルタ回路40の出力電流は、アクティブリアクトル電流iと同様に正弦波状の振幅パルスになるため、零点付近の位相ではアクティブフィルタ回路40から直接DC−DCコンバータ30に入力する電流がなく、リンクコンデンサ20から電流を出力する必要がある。そのため、リンクコンデンサ20に含まれる高周波電流成分を完全に除去することはできない。
図9に、本実施の形態に示す制御を実施しない場合(図9(a))と実施した場合(図9(b))の回路電流波形の概略図を示す。図9において、iac_outはAC−DCコンバータ10の出力電流、IdcはDC−DCコンバータ30に入力する直流電流、iactはアクティブフィルタ回路40の入力電流、iinはリンクコンデンサ20の入力電流を示す。iinは、以下の式(5)で表されるため、図9(a)に示すようにアクティブフィルタ回路40の半導体スイッチング素子をDC−DCコンバータ30の半導体スイッチング素子に同期させない場合は、リンクコンデンサ20にはAC−DCコンバータ10と、DC−DCコンバータ30と、アクティブフィルタ回路40とで発生する高調波スイッチングリプルが全て合算された電流が流れることになる。そのため、全ての回路で発生するスイッチング周波数のリプル成分がリンクコンデンサ20にかかることになる。一方、図中(b)のようにDC−DCコンバータ30とアクティブフィルタ回路40とのスイッチング動作を同期させる場合には、Idcの電流パルス波形に合わせてiactが流れるため、互いに打ち消しあうことになり、DC−DCコンバータ30とアクティブフィルタ回路40から発生するリプル電流を低減させることができる。
in=iac_out+Idc−iact (5)
上述したアクティブフィルタ回路40の動作を行うための制御を、図10および図11に示す制御ブロックを用いて説明する。図10は、脈動補償演算器54の制御ブロックであり、図11は同期パルス演算器55の制御ブロックである。
脈動補償演算器54は、交流入力電圧の2倍の周波数成分による脈動電力を補償するために、アクティブリアクトル電流iの制御を行う。第1の電圧センサ61により検出された交流入力電圧の実効値Vacと、電流指令実効値Iac*とを乗算して入力電力実効値Pac*を演算する。また、第1の電圧センサ61により検出された交流入力電圧vacと交流入力電流の瞬時指令値iac*を乗算して入力電力瞬時値pac*を演算する。入力電力実効値Pac*と入力電力瞬時値pac*との偏差に対して、補償量調整器541にてあらかじめ定められた補償量Kを乗算する。選択器542では、検出された交流入力電圧の実効値Vacの値に応じて補償量を乗算した項を選定し、出力する。これにより、交流入力電圧の実効値に応じて、脈動電圧の補償量を可変させることができる。
リンクコンデンサ20のリプル電圧量ΔVC1は、以下の式(6)で表されるため、上述の制御を行うことにより、交流入力電圧の実効値Vacに応じて可変するリンクコンデンサ20のリプル電圧量に対して、アクティブフィルタ回路40が適切な電力を補償することができ、アクティブフィルタ回路40の発生損失を動作条件に応じて抑制することができる。
ΔVC1=Vac・Iac/(2ωCdc・VC1) (6)
選択器542からの出力値を、アクティブコンデンサ44の電圧指令値VC2*で割ることによりアクティブリアクトル電流指令値i*を演算し、アクティブリアクトル電流指令値i*と第2の電流センサ72によりに検出されたアクティブリアクトル電流iとの偏差をとることでデューティ比を演算する。PWM制御器543は、演算されたデューティ比に基づき、アクティブフィルタ回路40のPWM制御のための基本ゲート信号を生成し、脈動補償信号として同期パルス演算器55へ出力する。PWM制御器543では、キャリア周波数は任意に調整でき、キャリア波は三角波またはのこぎり波などを用いる。
次に、同期パルス演算器55の制御について図11を用いて説明する。同期パルス演算器55は、DC−DCコンバータ30のスイッチング動作に起因するリプル電流を補償するために、アクティブフィルタ回路40を制御する制御信号G41,G42の生成を行う。脈動補償演算器54において生成された脈動補償信号と、第3の電流センサ73により検出したDC−DCコンバータ30に入力される直流電流Idcに基づいて、AND回路551を用いてDC−DCコンバータ30に入力される直流電流Idcに対応したアクティブフィルタ回路40の制御信号を演算する。すなわち、DC−DCコンバータ30に入力される直流電流Idcが一定値以上である場合にのみ、脈動補償信号が出力される。
また、比較器552では、第2の電流センサ72により検出されたアクティブリアクトル電流iの絶対値をとったものと、あらかじめ定められた電流設定値との大小比較を行い、アクティブリアクトル電流iの絶対値の方がIoutよりも大きい場合には1を、小さい場合には0を出力する。ここでは、あらかじめ設定された電流設定値を第4の電流センサ74により検出された出力直流電流Ioutとしている。この信号を基に、選択器553では脈動補償信号をそのまま制御信号G41,G42として出力するか、DC−DCコンバータ30のスイッチング動作と同期させた脈動補償信号を制御信号G41,G42とするかを選択する。選択器553に1が入力されると、DC−DCコンバータ30のスイッチング動作と同期させた脈動補償信号が出力され、選択器553に0が入力されると、脈動補償信号がそのまま出力される。これにより、アクティブリアクトル電流iの波形が零点付近のときにおいても制御性を落とすことなくアクティブリアクトル電流iの制御を行うことができる。
次に、選択器553から出力された信号は、DT生成器555,556に入力される。DT生成器555に入力された信号は、DT生成器48によりデッドタイムが付加され、第7の半導体スイッチング素子41の制御信号G41として出力される。また、DT生成器556に入力される信号は、信号反転器554によりオンとオフを反転させた上で、DT生成器556にてデッドタイムが付加され、第8の半導体スイッチング素子42の制御信号G42として出力される。
なお、図11ではDC−DCコンバータ30に入力される直流電流Idcを用いてDC−DCコンバータ30のスイッチング動作と同期させた脈動補償信号を生成したが、図12に示すように出力制御演算器52から得たDC−DCコンバータ30の制御信号G31a、G31bを用いて、DC−DCコンバータ30のスイッチング動作に対応したアクティブフィルタ回路40の制御信号を生成しても良い。この場合、DC−DCコンバータ30に入力される直流電流Idcを検出する必要がないため、DC−DCコンバータ30に入力される直流電流Idcを検出する電流センサを設ける必要がなくなり、部品点数の低減が可能となる。
図12の制御ブロックでは、図11のDC−DCコンバータ30に入力される直流電流Idcと同じ周期のパルス信号を生成するため、OR回路557にて制御信号G31a、G31bの合成パルスを生成している。これは、本実施の形態に示す電力変換装置のようにDC−DCコンバータ30の1次側回路がフルブリッジインバータ構成の場合、左右のレグが交互にスイッチングを行うことで、DC−DCコンバータ30に入力される直流電流IdcにDC−DCコンバータ30の2倍スイッチング周波数のパルスが発生するためである。
上述の制御動作によりアクティブフィルタ回路40を駆動することにより、アクティブフィルタ回路40のスイッチング動作をDC−DCコンバータ30のスイッチング動作に対応させない場合よりも高周波のリプル成分を低減することができる。実際にアクティブフィルタ回路40を本発明の制御で動作させた際のリンクコンデンサ20の電流iinをFFT(Fast Fourier Transform)した結果を図13に示す。図13中の(a)はアクティブフィルタ回路なしの場合、(b)はアクティブフィルタあり・同期なしの場合、(c)はアクティブフィルタ回路あり・同期ありの場合である。図13に示すように、同期なしの場合には交流電圧の2倍の周波数成分によるリプル成分しか低減することができておらず、パルス同期を行うことによって、DC−DCコンバータ30のスイッチング周波数のリプル成分も低減できていることがわかる。
また、コンデンサ寿命は、コンデンサに流入するリプル電流と、コンデンサの等価直列抵抗による発熱に大きく依存することとなる。コンデンサに流入するリプル電流Iripは、式(7)で表される。ここで、Ibaseはリプル電流の基本波成分であり、Ihfnはリプル電流のn次高調波成分である。式(7)より、リプル電流Iripは各周波数成分の電流値を2乗する演算を行うため、1つの周波数成分が低くなるよりも個々の周波数成分が低くなる方がIripを低減させるために効果的となる。
rip=√(Ibase +Σ(Ihf1 +・・・Ihfn ))
(7)
本実施の形態に係る電力変換装置では、以上のような構成及び制御動作を行うことにより、アクティブフィルタ回路を備えない電力変換装置よりもリンクコンデンサ20の容量を低減できる。また、アクティブフィルタ回路のスイッチング動作をDC−DCコンバータのスイッチング動作と対応させることにより、従来の電力変換装置に比べリプル電流を低減させることできる。これにより、高電力密度の電解コンデンサを少ない並列数で使用できるため、リンクコンデンサの小型化を実現できる。
なお、本実施の形態では、セミブリッジレス回路方式のAC−DCコンバータ10を用いた場合について示したが、これに限るものでなく、力率改善(PFC)回路であればどのような回路であってもよい。一例として、図14に1石型のPFCコンバータであるAC−DCコンバータ10aを用いた電力変換装置1aを示す。AC−DCコンバータ10aは、整流用のダイオードブリッジ16と、限流用リアクトル15と、半導体スイッチング素子17とダイオード18と、を備える。また、半導体スイッチング素子17にはダイオードが逆並列接続されている。なお、図14において、AC−DCコンバータ10a以外の構成は、図1に示す構成と同様であり、説明を省略する。
本構成では、図1に示した電力変換装置と同様に、制御回路50において、入力される電圧電流情報に基づいて各制御信号を生成して、AC−DCコンバータ10a、DC−DCコンバータ30、およびアクティブフィルタ回路40を制御する。本構成においても、アクティブフィルタ回路40の制御動作については、上述した場合と同様であり、制御回路50は、アクティブフィルタ回路40のスイッチング動作をDC−DCコンバータ30のスイッチング動作に対応させることにより、DC−DCコンバータ30のスイッチング動作に起因するリップル電流を低減できるという効果を得ることができる。
また、本実施の形態1では、DC−DCコンバータとしてフルブリッジ回路方式の絶縁型DC−DCコンバータを用いたがこれに限るものでなく、入力電圧に対して昇圧または降圧した電圧を出力できる回路であれば適用可能である。一例として、図15に非絶縁形の昇圧チョッパ回路方式であるDC−DCコンバータ30aを用いた電力変換装置1bを示す。DC−DCコンバータ30aは、半導体スイッチング素子36とダイオード37と平滑リアクトル34と平滑コンデンサ35とで構成される。なお、図中の番号において、図1の構成と同様の機能を持つものに同一の番号を当てている。
本構成では、制御回路50で、入力される電圧および電流情報に基づいて制御信号(各半導体スイッチング素子への制御信号G17、G36、G41、G42)を生成して、AC−DCコンバータ10a、DC−DCコンバータ30a、およびアクティブフィルタ回路40を制御する。制御回路50の構成は上述の電力変換装置1や電力変換装置1aと同様である。この場合も、上述の電力変換装置1と同様の制御により同様の効果を得ることができる。
これらの例のように、力率改善(PFC)を行うためのAC−DCコンバータと、直流電力を制御するためのDC−DCコンバータの2段で構成された電力変換装置であれば、どのような回路構成においても本発明は適用できる。
また、アクティブフィルタ回路40の構成は、図1のハーフブリッジ構成でもよく、図16に示すようにフルブリッジ構成でもよい。4つのアクティブ素子で構成されるフルブリッジ方式では、対角の素子を同一のゲート信号でスイッチングさせることで所望の動作を得る。
実施の形態2.
この発明の実施の形態2に係る電力変換装置について、図面を用いて説明する。
図17は、この発明の実施の形態2に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。実施の形態1では、主回路をAC−DCコンバータおよびDC−DCコンバータの2段で構成された電力変換装置について示したが、実施の形態2では、主回路をAC−DCコンバータの1段構成とした電力変換装置について示す。また、実施の形態1に係る電力変換装置では、アクティブフィルタ回路のスイッチング動作を、DC−DCコンバータのスイッチング動作と対応させて制御したが、実施の形態2に係る電力変換装置では、アクティブフィルタ回路のスイッチング動作を、AC−DCコンバータのスイッチング動作と対応させて制御する。
図17に示すように、実施の形態2に係る電力変換装置1dは、実施の形態1と同様に、交流電源2および負荷3に接続されており、主回路4、アクティブフィルタ回路40、および制御回路50を備えている。また、主回路4は、力率改善(PFC)を行うためのAC−DCコンバータ10と、AC−DCコンバータ10の出力にリンクコンデンサ20を備えており、アクティブフィルタ回路40は、リンクコンデンサ20に並列に接続されている。AC−DCコンバータ10およびアクティブフィルタ回路40の構成は、実施の形態1と同様であり、説明を省略する。本実施の形態では、交流電源2からAC−DCコンバータ10を用いて負荷3へと電力供給する電力変換装置となる。
実施の形態1に示す電力変換装置と同様に、第1の電圧センサ61により検出される交流電源2からの交流入力電圧vac、第2の電圧センサ62により検出されるリンクコンデンサ電圧VC1、第1の電流センサ71により検出された交流電源2の交流入力電流iac、および第2の電流センサ72により検出されるアクティブリアクトル43に流れるアクティブリアクトル電流iが制御回路50aに入力される。本実施の形態に示す電力変換装置では、AC−DCコンバータ10の出力電流Iac_outを検出する第5の電流センサ75を備えており、第5の電流センサ75により検出されたAC−DCコンバータ10の出力電流Iac_outが制御回路50aに入力される。
制御回路50aでは、入力される電圧および電流情報に基づいて制御信号を生成して、AC−DCコンバータ10およびアクティブフィルタ回路40へ出力し、それぞれの回路を制御する。制御回路50aの構成を、図18を用いて説明する。制御回路50aは、図2に示した制御回路50から、DC−DCコンバータの制御に関する出力制御演算器52を除いた構成であり、DC−DCコンバータ30に入力される直流電流Idcの代わりに、AC−DCコンバータ10の出力電流Iac_outを同期信号として、アクティブフィルタ回路40のスイッチング動作をAC−DCコンバータ10のスイッチング動作に対応させて制御する。
力率制御演算器51は、実施の形態1に示すものと同様の構成であるため説明は省略する。リプル制御演算器53aは、実施の形態1と構成する要素が一部異なり、脈動補償演算器54の後段のブロックが、AC−DCコンバータ10のスイッチング動作に基づいてアクティブフィルタ回路40の制御信号を生成する同期パルス演算器55aとなる。なお、同期パルス演算器55aにおいて、AC−DCコンバータ10のスイッチング動作とさせるために、図19に示すように力率制御演算器51から生成される制御信号G11,G12を用いてもよい。
次に、本実施の形態2による電力変換装置1dの動作を説明する。電力変換装置1dは、交流電源2から入力される交流電圧を、AC−DCコンバータ10で交流入力電流を高力率に制御しながら直流電圧に変換する。変換した直流電圧に重畳される交流入力電圧の2倍の周波数成分による脈動電圧を、リンクコンデンサ20とアクティブフィルタ回路40にて平滑化して、負荷3に直流電圧を供給する。AC−DCコンバータ10の動作は、実施の形態1と同様であるため、説明は省略する。
また、アクティブフィルタ回路40の動作は、半導体スイッチング素子11、12がオンするタイミングをAC−DCコンバータ10と対応させることにより、本来、リンクコンデンサ20に流入するAC−DCコンバータ10の出力電流の余剰分を、アクティブフィルタ回路40で吸収し、リンクコンデンサ20に流入するAC−DCコンバータ10のスイッチング動作に起因するリプル電流成分を低減する。本実施の形態において、アクティブフィルタ回路40のスイッチング動作をAC−DCコンバータ10のスイッチング動作に対応させるとは、実施の形態1と同様で、AC−DCコンバータ10のスイッチング波形がオンの時にのみ、アクティブフィルタ回路40のスイッチング波形をオン状態に制御させることをいう。なお、それぞれの回路のスイッチングの立ち上がりが同じでも異なっていてもよく、それぞれの回路のスイッチング周波数が同一でも異なっていてもよい。
AC−DCコンバータ10と対応させた動作を行う場合と行わない場合の回路電流波形の概略図を図20に示す。図20において、iac_outはAC−DCコンバータ10の出力電流、iactはアクティブフィルタ回路40の入力電流、iinはリンクコンデンサ20の電流である。iinは、実施の形態1と同様の考え方により、式(8)で表されるため、図中(b)のようにAC−DCコンバータ10とアクティブフィルタ回路40のスイッチングが対応している場合、iac_outの電流パルス波形に合わせてiactが流れるため、AC−DCコンバータ10と、アクティブフィルタ回路40のスイッチングにより発生する高調波リプルを低減させることができる。
in=iac_out−iact (8)
本実施の形態におけるリプル制御演算器53aの制御を説明する。脈動補償演算器54の制御は、図10に示す制御ブロックと同様の制御であり、説明は省略する。同期パルス演算器55aの制御を、図21を用いて説明する。同期パルス演算器55aは、リンクコンデンサ20に流入するAC−DCコンバータ10のスイッチング動作に起因する電流リプル成分を低減するためのスイッチングパルス生成を行う。脈動補償演算器54で生成された脈動補償信号と検出されたAC−DCコンバータ10の出力電流Iac_outとを、AND回路58を用いてAC−DCコンバータ10の出力電流iac_outに対応したアクティブフィルタ回路40のゲート信号を演算する。すなわち、AC−DCコンバータ10の出力電流Iac_outが一定値以上の場合にのみ脈動補償信号が出力される。これにより、脈動補償演算器54で生成された脈動補償信号のうち、AC−DCコンバータ10の半導体スイッチング素子11,12のいずれかオン状態である場合の信号が出力されることととなり、アクティブフィルタ回路40のスイッチング動作をAC−DCコンバータ10のスイッチング動作に対応させて制御することができる。
また、比較器59では、検出してきた交流入力電流iacの絶対値と、あらかじめ定められた電流設定値との大小関係を判定し、iacが大きい場合には1を、小さい場合には0を出力する。この信号を基に、選択器46では脈動補償信号をそのまま制御信号G41,G42とするか、AC−DCコンバータ10の出力電流iac_outに同期した信号を制御信号G41,G42とするかを選択する。選択器46に1が入力されると、脈動補償信号をそのまま出力され、選択器46に0が入力されると、AC−DCコンバータ10の出力電流iac_outに同期した信号が出力される。これにより、出力電流iac_outの波形が零点付近のときに同期することによる制御応答の低下を防ぐことができる。なお、本実施の形態では、あらかじめ定められた電流設定値を、交流入力電流実効値Iacとしている。
選択器533から出力された信号は、一方が、DT生成器555にてデッドタイムが付加された信号となり、第7の半導体スイッチング素子41の制御信号G41として出力される。また、もう一方が、信号反転器47でオンとオフを反転させた上で、DT生成器556にてデッドタイムが付加された信号となり、第8の半導体スイッチング素子42の制御信号G42として出力される。
なお、図21ではAC−DCコンバータ10の出力電流iac_outを用いて制御信号を生成したが、図22に示すようにAC−DCコンバータ10の制御信号G11、G12を用いて同期信号を生成しても良い。この場合、AC−DCコンバータ10の出力電流iac_outを検出する必要がないため、電流センサを装置に備える必要がなくなり、部品点数の低減が可能となる。図22に示す制御ブロックでは、図21のAC−DCコンバータ10の出力電流iac_outに信号を生成するため、OR回路60にて制御信号G11,G12の合成パルスを生成している。
上述した制御を行うことにより、高周波のリプル成分を低減することができる。アクティブフィルタ回路40を、本発明の制御で動作させた際のリンクコンデンサ20の電流iinをFFT(Fast Fourier Transform)した結果を図23に示す。図23中の(a)はアクティブフィルタなしの結果、(b)はアクティブフィルタあり同期なしの結果、(c)はアクティブフィルタあり同期ありの結果である。図23に示すように、同期なしに比べて同期した方が、交流電圧の2倍の周波数成分によるリプル成分のみならず、AC−DCコンバータ10のスイッチング周波数のリプル成分も低減できていることがわかる。
以上のように、実施の形態2に係る電力変換装置では、アクティブフィルタ回路をAC−DCコンバータのスイッチング動作と対応させて制御することにより、本制御を行わない電力変換装置よりもリンクコンデンサ20の容量を低減できる。さらに、従来特許技術よりもリプル電流を低減することで、高電力密度の電解コンデンサを少ない並列数で使用できるため、リンクコンデンサ20の小型化を実現できる。なお、実施の形態2においても、実施の形態1と同様に、セミブリッジレス回路方式のAC−DCコンバータ10に限るものでなく、力率改善(PFC)回路であれば適用可能となる。また、実施の形態1と同様にAC−DCコンバータ10の後段にDC−DCコンバータが接続された電力変換装置であっても本発明は同様の効果を発揮する。
実施の形態3.
この発明の実施の形態3に係る電力変換装置について、図面を用いて説明する。
図24は、この発明の実施の形態3に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。実施の形態3に係る電力変換装置は、実施の形態1に係る電力変換装置と比較して、アクティブフィルタ回路40の構成および制御方法が異なる。その他の構成要素については実施の形態1に係る電力変換装置と同様であるため説明は省略する。
本実施の形態に係る電力変換装置では、アクティブフィルタ回路40の構成を昇圧回路構成としている。すなわち、アクティブフィルタ回路40は、2つの半導体スイッチング素子を有するハーフブリッジインバータであり、第7の半導体スイッチング素子41、第8の半導体スイッチング素子42と、アクティブリアクトル43と、アクティブコンデンサ44と、を備える。アクティブリアクトル43の一方の端部は、AC−DCコンバータ10とDC−DCコンバータ30とを接続する直流母線のP側に接続され、アクティブリアクトル43の他方の端部は、第7の半導体スイッチング素子41と第8の半導体スイッチング素子42との接続点に接続される。また、第8の半導体スイッチング素子42の一方端部は、直流母線のN側に接続される。アクティブコンデンサ44は、第7の半導体スイッチング素子41の端部と第8の半導体スイッチング素子42との接続点に接続される。
なお、AC−DCコンバータ10、DC−DCコンバータ30、およびアクティブフィルタ回路40に用いられる半導体スイッチング素子はダイオードが逆並列に接続されたIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)や、ソース・ドレイン間にダイオードが接続されたMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)などを用いることが好ましい。また、帰還ダイオードはIGBTやMOSFETに内蔵されたダイオードを用いても良く、外付けに別途ダイオードを設けても良い。
また、実施の形態1に係る電力変換装置と同様に、交流電源2の交流入力電圧vacを検出する第1の電圧センサ61、リンクコンデンサ電圧VC1を検出する第2の電圧センサ62、平滑コンデンサ35の電圧である出力電圧Voutを検出する第3の電圧センサ63、を備えている。加えて、アクティブコンデンサ電圧VC2を検出する第4の電圧センサ64を備えており、それぞれ電圧センサにより検出された電圧値は制御回路50に入力される。また、交流電源2からの交流入力電流iacを検出する第1の電流センサ71、アクティブリアクトル43に流れるアクティブリアクトル電流iを検出する第2の電流センサ72、および出力フィルタ用リアクトル19の電流である出力直流電流Ioutを検出する第4の電流センサ74が設けられている。加えて、本実施の形態に係る電力変換装置は、AC−DCコンバータ10の出力電流Iac_outを検出する第5の電流センサ75を備えており、それぞれ電流センサにより検出された電流値は、制御回路50に入力される。
制御回路50は、入力される電圧および電流検出値に基づいて各半導体スイッチング素子の制御信号を生成して、AC−DCコンバータ10、DC−DCコンバータ30、およびアクティブフィルタ回路40へ出力し、それぞれの回路を制御する。制御回路50の構成は、実施の形態1と同様であり、図2または図3と同じ構成をとる。また、リプル制御演算器25の構成を、実施の形態2のリプル制御演算器57のような構成とし、同期させる対象をAC−DCコンバータ10としても良い。
次に、本実施の形態3による電力変換装置1eの動作について説明する。電力変換装置1eの基本動作は、実施の形態1と同様であり、交流電源2から入力される交流電圧を、AC−DCコンバータ10で交流入力電流を高力率に制御しながら直流電圧に変換し、変換した直流電圧に重畳される交流入力電圧の2倍の周波数成分による脈動電圧を、リンクコンデンサ20とアクティブフィルタ回路40にて平滑化する。また、DC−DCコンバータ30で絶縁しながら昇圧または降圧を行って、負荷3に直流電圧を供給する。そのため、AC−DCコンバータ10およびDC−DCコンバータ30の動作は、実施の形態1と同様であり、説明は省略する。
アクティブフィルタ回路40の動作について説明する。本実施の形態に係る電力変換装置では、アクティブフィルタ回路40を昇圧構成とすることで、アクティブコンデンサ電圧VC2がリンクコンデンサ電圧VC1の2倍となる。アクティブフィルタ回路40が補償出来るリプル電圧は式(9)で表されるため、アクティブフィルタ回路40が降圧構成の時よりも、低いコンデンサ容量で同等のリプル電圧を実現できる。
ΔVC1=Vac・Iac/(2ωCdc・2VC1) (9)
アクティブフィルタ回路40における交流電圧の2倍の周波数成分による電力脈動補償制御を、図25の制御ブロックを用いて説明する。アクティブフィルタ回路40が昇圧回路となることで、脈動補償演算器54の制御ブロックが実施の形態1とは異なる。本実施の形態3の脈動補償演算器54の制御を、図25を用いて説明する。図25に示す制御ブロックで、入力電力実効値Pac*と入力電力瞬時値pac*を演算し、アクティブコンデンサ44の電圧指令値VC2*から演算したアクティブリアクトル電流指令値i*と検出されたアクティブリアクトル電流iとの偏差をとり、デューティ比の演算までは、図10に示したものと動作は同様であるため説明を省略する。その後、アクティブコンデンサ44の電圧指令値VC2*と検出されたアクティブコンデンサ電圧VC2との偏差をPI制御器544にてPI制御したものをアクティブコンデンサ44の電圧指令値VC2*で規格化したデューティ比を加える。そして、昇圧チョッパ回路の理論デューティに基づき、1からデューティ比を減算する。
PWM制御器543で、デューティ比に基づき、アクティブフィルタ回路40のPWM制御のための基本ゲート信号を生成し、脈動補償信号を出力する。PWM制御器543では、キャリア周波数は任意に調整でき、キャリア波は三角波またはのこぎり波などを用いる。なお、同期パルス演算器55の動作は、実施の形態1もしくは実施の形態2で説明したとおりである。
回路動作波形は、実施の形態1と同様で、iac_outの電流パルス波形に合わせてiactが流れるため、互いに打ち消しあうことなり、各コンバータで発生する高調波スイッチングリプルを低減させることができる。したがって、本発明を用いることにより、アクティブフィルタ回路を備えない電力変換装置よりもリンクコンデンサ20の容量を低減できる。さらに、従来特許技術よりもリプル電流を低減することができ、少ない本数でリンクコンデンサ20を構成することができ、小型化を実現できる。
なお、本実施の形態3においても、実施の形態1と同様に、セミブリッジレス回路方式のAC−DCコンバータ10に限るものでなく、力率改善(PFC)回路であれば適用可能となる。また、DC−DCコンバータ30についても、フルブリッジ回路方式の絶縁型DC−DCコンバータに限るものでなく、入力電圧に対して昇降圧した電圧を出力できる回路であれば適用可能となる。
力率改善(PFC)を行うためのAC−DCコンバータと、直流電力を制御するためのDC−DCコンバータの2段で構成された電力変換装置であれば、どのような回路構成においても本発明は適用できる。また、アクティブフィルタ回路40の構成は、図24に示すハーフブリッジ構成でもよく、図26のフルブリッジ構成でもよい。4つのアクティブ素子で構成されるフルブリッジ方式では、対角の素子を同一のゲート信号でスイッチングさせることで所望の動作を得る。
1 電力変換装置、2 交流電源、3 負荷、4 主回路、10 AC−DCコンバータ、11 第1の半導体スイッチング素子、12 第2の半導体スイッチング素子、13 第1のダイオード素子、14 第2のダイオード素子、15 限流用リアクトル、20 リンクコンデンサ、30 DC−DCコンバータ、31 インバータ、31a 第3の半導体スイッチング素子、31b 第4の半導体スイッチング素子、31c 第5の半導体スイッチング素子、31d 第6の半導体スイッチング素子、32 トランス、33 整流回路、33a 第3のダイオード素子、33b 第4のダイオード素子、33c 第5のダイオード素子、33d 第6のダイオード素子、34 平滑リアクトル、35 平滑コンデンサ、40 アクティブフィルタ回路、41 第7の半導体スイッチング素子、42 第8の半導体スイッチング素子、43 アクティブリアクトル、44 アクティブコンデンサ、50 制御回路、61 第1の電圧センサ、62 第2の電圧センサ、63 第3の電圧センサ、71 第1の電流センサ、72 第2の電流センサ、73 第3の電流センサ、74 第4の電流センサ、vac 交流入力電圧、Vac 交流入力電圧の実効値、VC1 リンクコンデンサ電圧、VC1* リンクコンデンサ電圧指令値、VC2 アクティブコンデンサ電圧、VC2* アクティブコンデンサの電圧指令値、Vout 出力電圧、vCrip 脈動電圧、iac 交流入力電流、iac* 交流入力電流の瞬時指令値、Iac 交流入力電流実効値、Iac* 電流指令実効値、Idc 直流電流、i アクティブリアクトル電流、i* アクティブリアクトル電流指令値、Iout 出力直流電流、Iout* 出力電流指令値、Irip リプル電流、pac* 入力電力瞬時値、Pac* 入力電力実効値

Claims (13)

  1. 半導体スイッチング素子およびリンクコンデンサを有し、交流電源から入力される交流入力電圧を直流電圧へ変換する主回路と、
    半導体スイッチング素子を有し、前記交流入力電圧の2倍の周波数成分を有する脈動電圧を補償するアクティブフィルタ回路と、
    前記主回路および前記アクティブフィルタ回路を制御する制御回路と、
    を備え、
    前記主回路は、
    前記交流電源より入力される交流入力電圧を直流電圧に変換するAC−DCコンバータと、
    前記AC−DCコンバータにより変換された直流電圧を所望の直流電圧に変換するDC−DCコンバータと、
    を備えており、
    前記制御回路は、前記DC−DCコンバータの半導体スイッチング素子がオン状態である場合にのみ、前記アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子がオンとなるように前記アクティブフィルタ回路のスイッチング動作を制御すること、
    を特徴とする電力変換装置。
  2. 半導体スイッチング素子およびリンクコンデンサを有し、交流電源から入力される交流入力電圧を直流電圧へ変換する主回路と、
    半導体スイッチング素子を有し、前記交流入力電圧の2倍の周波数成分を有する脈動電圧を補償するアクティブフィルタ回路と、
    前記主回路および前記アクティブフィルタ回路を制御する制御回路と、
    前記主回路を流れる直流電流を検出する電流センサと、
    を備え、
    前記制御回路は、
    前記電流センサにより検出された直流電流の値が一定値以上である場合にのみ、前記アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子がオンとなるように前記アクティブフィルタ回路のスイッチング動作を制御すること、
    を特徴とする電力変換装置。
  3. 半導体スイッチング素子およびリンクコンデンサを有し、交流電源から入力される交流入力電圧を直流電圧へ変換する主回路と、
    半導体スイッチング素子を有し、前記交流入力電圧の2倍の周波数成分を有する脈動電圧を補償するアクティブフィルタ回路と、
    前記主回路および前記アクティブフィルタ回路を制御する制御回路と、
    を備え、
    前記制御回路は、
    前記主回路の有する半導体スイッチング素子を制御する制御信号に基づいて、前記主回路の半導体スイッチング素子がオン状態である場合にのみ、前記アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子がオンとなるように前記アクティブフィルタ回路のスイッチング動作を制御すること、
    を特徴とする電力変換装置。
  4. 半導体スイッチング素子およびリンクコンデンサを有し、交流電源から入力される交流入力電圧を直流電圧へ変換する主回路と、
    半導体スイッチング素子を有し、前記交流入力電圧の2倍の周波数成分を有する脈動電圧を補償するアクティブフィルタ回路と、
    前記主回路および前記アクティブフィルタ回路を制御する制御回路と、
    を備え、
    前記制御回路は、
    前記主回路の半導体スイッチング素子がオン状態である場合にのみ、前記アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子がオンとなるように前記アクティブフィルタ回路のスイッチング動作を制御すること、
    を特徴とする電力変換装置。
  5. 前記主回路は、前記交流電源より入力される交流入力電圧を直流電圧に変換するAC−DCコンバータを備えるとともに、
    前記電流センサは、前記AC−DCコンバータから出力される直流電流を検出する第2の電流センサを備え、
    前記制御回路は、
    前記第2の電流センサにより検出された直流電流の値が一定値以上である場合にのみ、前記アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子がオンとなるように制御すること、
    を特徴とする請求項2に記載の電力変換装置。
  6. 前記主回路は、
    前記交流電源より入力される交流入力電圧を直流電圧に変換するAC−DCコンバータと、
    前記AC−DCコンバータにより変換された直流電圧を所望の直流電圧に変換するDC−DCコンバータと、
    を備えるとともに、
    前記電流センサは、前記DC−DCコンバータに入力される直流電流を検出する第3の電流センサを備え、
    前記制御回路は、
    前記第3の電流センサにより検出された直流電流の値が一定値以上である場合にのみ、前記アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子がオンとなるように制御すること、
    を特徴とする請求項2に記載の電力変換装置。
  7. 前記主回路は、前記交流電源より入力される交流入力電圧を直流電圧に変換するAC−DCコンバータを備え、
    前記制御回路は、
    前記AC−DCコンバータの有する半導体スイッチング素子を制御する制御信号がオン状態である場合にのみ、前記アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子がオンとなるように制御すること、
    を特徴とする請求項3に記載の電力変換装置。
  8. 前記主回路は、
    前記交流電源から入力される交流入力電圧を直流電圧に変換するAC−DCコンバータと、
    前記AC−DCコンバータにより変換された直流電圧を所望の直流電圧に変換するDC−DCコンバータと、
    を備え、
    前記制御回路は、
    前記DC−DCコンバータの有する半導体スイッチング素子を制御する制御信号がオン状態である場合にのみ、前記アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子がオンとなるように制御すること、
    を特徴とする請求項3に記載の電力変換装置。
  9. 半導体スイッチング素子およびリンクコンデンサを有し、交流電源から入力される交流入力電圧を直流電圧へ変換するAC−DCコンバータ、および前記AC−DCコンバータの直流端子に接続される直流母線を有する主回路と、
    半導体スイッチング素子を有し、前記交流入力電圧の2倍の周波数成分を有する脈動電圧を補償するアクティブフィルタ回路と、
    前記主回路および前記アクティブフィルタ回路を制御する制御回路と、
    を備え、
    前記アクティブフィルタ回路は、少なくとも2つの半導体スイッチング素子と、リアクトルと、コンデンサと、を備えるとともに、前記アクティブフィルタ回路の各端子は前記直流母線にのみ接続され、
    前記制御回路は、前記主回路の半導体スイッチング素子がオン状態である場合にのみ、前記アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子がオンとなるように前記アクティブフィルタ回路のスイッチング動作を制御すること、
    を特徴とする電力変換装置。
  10. 前記アクティブフィルタ回路は、少なくとも2つの半導体スイッチング素子と、リアクトルと、コンデンサと、を備えるとともに、
    前記電力変換装置は、
    前記リアクトルに流れる電流を検出する第2の電流センサと、
    前記DC−DCコンバータから出力される出力電流を検出する第4の電流センサと、を備え、
    前記制御回路は、
    前記第2の電流センサにより検出された電流値の絶対値と、前記第4の電流センサにより検出された電流値との大小関係を比較し、比較結果に基づいて前記アクティブフィルタ回路を前記主回路の半導体スイッチング素子の動作と対応させたスイッチング動作を行うかどうかを選択すること、
    を特徴とする請求項6または8のいずれかに記載の電力変換装置。
  11. 前記AC−DCコンバータに入力される交流入力電流を検出する第1の電流センサを備え、
    前記制御回路は、
    前記第1の電流センサにより検出された交流入力電流の絶対値と、あらかじめ定められた電流設定値との大小関係を比較し、比較結果に基づいて前記アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子を、前記主回路の半導体スイッチング素子の動作と対応させた制御を行うかどうかを選択すること、
    を特徴とする請求項5または7のいずれかに記載の電力変換装置。
  12. 前記あらかじめ定められた電流設定値は、前記交流入力電流の実効値であること、
    を特徴とする請求項11に記載の電力変換装置。
  13. 前記制御回路は、前記交流入力電圧の実効値に応じて、脈動電力の補償量を可変すること、
    を特徴とする請求項1〜12のいずれか1項に記載の電力変換装置。
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