JP5748804B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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本発明は電力変換装置に関し、特に、スイッチング制御によって電流制御を行い、交流入力電力を直流出力電力に変換する電力変換装置に関する。
従来の電力変換装置は、交流入力を整流する後段回路に、半導体スイッチング素子および直流電圧源を含む単相インバータで構成されたインバータ回路の交流側が直列に接続され、さらに後段に、整流ダイオードを介して接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサをバイパスさせる短絡用スイッチとを備えた構成を採っている。
そして、例えば、特許文献1の図8には、短絡用スイッチがゼロクロス位相を中央とする短絡位相範囲でのみオン状態となるように制御され、平滑コンデンサの直流電圧を目標電圧に追従させ、入力力率を改善するように、インバータ回路を制御する構成が開示されている。また、短絡用スイッチのオン・オフに応じてインバータ回路の出力電圧指令に対して補正電圧を加算するフィードフォワード制御により、電流制御の制御性を向上させている。
特開2011−229347号公報
上述したように、従来の電力変換装置では、フィードフォワード制御によって電流制御のためにインバータ回路の出力電圧指令を補正しており、その補正には入力電圧センサや平滑コンデンサの電圧センサなどに係る電圧測定値を用いる。しかし、インバータ回路が出力電圧指令の通りに出力したとしても、回路中を電流が流れることで生じる電圧降下やセンサ誤差により、電流の制御性は低下する。
また、ダイオードの順方向電圧等に係る電圧降下についてはフィードフォワード制御によって予め考慮できるが、発熱や部品のバラつきに係る誤差を考慮することができない。
このような場合に、電流制御のために一般的な比例積分制御を導入し、交流電流制御に影響を与えない程度の長い積分時間で制御することにより、電圧降下によって生じる定常偏差を補償し、電流制御性を改善することができる。
しかし、短絡用スイッチのオン・オフにより電流導通経路が変化し、電圧降下する値に変化を生じるため、一般的な比例積分制御では短絡用スイッチのオン・オフ時の両方の電流制御性を最大限まで向上させることができないという問題点があった。
また、交流を直流に変換するためのブリッジ回路を備えているが、交流入力電流の極性によって導通するデバイスが切り替わり、電圧降下する値に変化を生じるため、交流入力電流の極性によって電流制御性に差異を生じていた。
また、短絡用スイッチをオンすると、平滑コンデンサをバイパスする経路となるため、短絡用スイッチのオン・オフによって電流制御の制御量演算式は変化する。この場合、平滑コンデンサの電圧センサが誤差を持っていると、当該誤差の影響の有無が短絡用スイッチのオン・オフで変化し、短絡用スイッチの状態によって電流の制御性に差異を生じる。同様にして、交流電源の電圧センサが誤差を持っていると、交流電圧の極性によって電流の制御性に差異を生じる。
本発明は上記のような問題点を解消するためになされたものであり、電流の制御性を向上させた電力変換装置を提供することを目的とする。
本発明に係る電力変換装置は、交流電源に接続され、半導体スイッチング素子のスイッチング制御により電力変換を行う電力変換回路と、第1の電流値と、該第1の電流値の目標値として設定された第2の電流値との偏差の積分値を用いて制御量を演算し、前記第1の電流値を前記第2の電流値に追従させるよう前記制御量に基づいて前記半導体スイッチング素子を制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記第1の電流値と前記第2の電流値との前記偏差を、所定条件に基づいて複数の期間に分割された前記交流電源の交流周期のそれぞれの期間で積分する複数の積分器を有する積分器群と、前記複数の期間のそれぞれに対応するように、前記所定条件に基づいて前記複数の積分器を切り替える積分器切り替え器とを有している。
本発明に係る電力変換装置によれば、電流の導通経路の変化に応じて生じる、第1の電流値と設定された第2の電流値との偏差を積分して制御量を演算するので、導通経路の変化に伴う電圧降下の変動やセンサ誤差に対して適切な積分値による補償が可能となり、電流の制御性を向上させることができる。
本発明に係る実施の形態1の電力変換装置の構成図である。 本発明に係る実施の形態1の電力変換装置の動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態1の電力変換装置の動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態1の電力変換装置の昇圧動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流電圧源の充放電を示す図である。 本発明に係る実施の形態1の電力変換装置の降圧動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流電圧源の充放電を示す図である。 本発明に係る実施の形態1の電力変換装置の制御を示すブロック図である。 本発明に係る実施の形態2の電力変換装置のコンバータ回路のPWM制御を説明するための各部の波形を示した図である。 本発明に係る実施の形態2の電力変換装置の制御を示すブロック図である。 本発明に係る実施の形態3の電力変換装置の構成図である。 本発明に係る実施の形態3の電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態3の電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態3の電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態3の電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態3の電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態3の電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態3の電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態3の電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態3の電力変換装置の制御を示すブロック図である。 本発明に係る実施の形態4の電力変換装置の構成図である。 本発明に係る実施の形態4の電力変換装置の動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態4の電力変換装置の動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態4の電力変換装置の動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態4の電力変換装置の動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態4の電力変換装置の動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流コンデンサの充放電を示す図である。 本発明に係る実施の形態4の電力変換装置の制御を示すブロック図である。 本発明に係る実施の形態5の電力変換装置の構成図である。 本発明に係る実施の形態5の電力変換装置の正極性の動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態5の電力変換装置の正極性の動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態5の電力変換装置の正極性の動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態5の電力変換装置の正極性の動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態5の電力変換装置の負極性の動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態5の電力変換装置の負極性の動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態5の電力変換装置の負極性の動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態5の電力変換装置の負極性の動作を説明する電流経路図である。 本発明に係る実施の形態5の電力変換装置の動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流コンデンサの充放電を示す図である。 本発明に係る実施の形態5の電力変換装置の制御を示すブロック図である。 本発明に係る実施の形態6の電力変換装置のDC/DC変換回路の構成図である。 本発明に係る実施の形態6の電力変換装置のDC/DC変換回路の動作を説明する各部の波形を示す図である。 本発明に係る実施の形態6の電力変換装置の動作を説明する各部の波形を示す図である。 本発明に係る実施の形態6の電力変換装置の制御を示すブロック図である。 本発明に係る実施の形態7の電力変換装置の構成図である。 本発明に係る実施の形態7および8の電力変換装置の制御を示すブロック図である。 本発明に係る実施の形態8の電力変換装置の構成図である。
<実施の形態1>
<装置構成>
以下、本発明に係る実施の形態1の電力変換装置の装置構成について説明する。図1は、本発明に係る実施の形態1の電力変換装置1000の概略構成を示す図である。
図1に示すように、電力変換装置1000は、交流電源1の交流電力を直流電力に変換して出力する主回路と、制御回路10とを備えている。主回路は、整流回路を構成するダイオードブリッジ4と、限流回路を構成するリアクトル2と、インバータ回路100と、コンバータ回路300と、平滑コンデンサ3とを備えている。
交流電源1は電力変換装置1000の入力端子t1(第1の入力端子)と入力端子t2(第2の入力端子)の間に接続され、入力端子t1およびt2はダイオードブリッジ4に接続され、ダイオードブリッジ4の一方の出力端子がリアクトル2に接続され、リアクトル2は、単相インバータで構成されたインバータ回路100に直列に接続される構成となっている。
コンバータ回路300は、交流端子がインバータ回路100の交流出力線に接続され、負電位側の直流端子がダイオードブリッジ4の他方の出力端子に接続され、コンバータ回路300の直流母線3a、3b間に接続された平滑コンデンサ3に直流電力を出力する。
インバータ回路100を構成する単相インバータは、2つの電源ライン間に直列に接続されたMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)等の半導体スイッチング素子101aおよび102aと、同じく2つの電源ライン間に直列に接続された半導体スイッチング素子103aおよび104aとを備え、半導体スイッチング素子101a〜104aのそれぞれのソース・ドレイン間には、ダイオード101b〜104bが逆並列に接続されているが、これらのダイオードは、半導体スイッチング素子101a〜104aにそれぞれ内蔵された構成であっても良い。
半導体スイッチング素子101aおよび102aの直列接続と、半導体スイッチング素子103aおよび104aの直列接続との間には、両者に並列するように2つの電源ライン間に接続された直流コンデンサ等で構成される直流電圧源105を備えており、フルブリッジ型のインバータを構成している。
コンバータ回路300は、直流母線3a、3b間に直列に接続された半導体スイッチング素子301aおよび302aを有し、半導体スイッチング素子301aおよび302aのそれぞれのソース・ドレイン間には、ダイオード301bおよび302bが逆並列に接続されているが、これらのダイオードは、半導体スイッチング素子301a、302aにそれぞれ内蔵された構成であっても良い。
インバータ回路100の交流出力線には、コンバータ回路300の半導体スイッチング素子301aのソース(エミッタ)と半導体スイッチング素子302aのドレイン(コレクタ)との接続点が接続されている。
なお、半導体スイッチング素子101a〜104a、301a、302aは、MOSFET以外にも、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等を用いても良く、その場合も、それぞれダイオードを逆並列に接続した構成とする。
また、リアクトル2とインバータ回路100は、ダイオードブリッジ4とコンバータ回路300の間に直列に接続されれば、どのような位置関係でも良い。また、コンバータ回路300の半導体スイッチング素子301a、302aの代わりに機械式スイッチを用いても良い。
また、電力変換装置1000は、インバータ回路100の直流電圧源105の直流電圧Vsubを測定する電圧計、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを測定する電圧計、交流電源1からの交流電圧Vinを測定する電圧計、および交流電流Iin(第1の電流値)を測定する電流計(何れも図示せず)を備えている。
制御回路10は、インバータ回路100の直流電圧源105の電圧Vsubと、平滑コンデンサ3の電圧Vdcと、電力変換装置1000の入力端子t1、t2間へ印加される入力電圧Vin、入力端子に流れる入力電流Iinとに基づいて、平滑コンデンサ3の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdcになるように、インバータ回路100およびコンバータ回路300内の半導体スイッチング素子101a〜104a、301a、302aに与えるゲート信号11、12を生成して、インバータ回路100およびコンバータ回路300の出力制御を行う。
平滑コンデンサ3には図示しない負荷が接続され、通常時は電圧Vdcは目標電圧Vdcに比べて低く、制御回路10は、交流電源1からの交流電力を変換して平滑コンデンサ3に直流電力を供給するようにインバータ回路100およびコンバータ回路300の出力制御を行う。
<力行動作>
このように構成される電力変換装置1000の力行動作、すなわち平滑コンデンサ3に直流電力を出力する動作について、図2〜図5に基づいて説明する。
図2および図3は電流経路図を示し、電流が流れる経路を太線で示している。また、図4は、電力変換装置1000の昇圧時の各部の波形とインバータ回路100の直流電圧源105の充放電動作を示す図である。図5は、電力変換装置1000の降圧時の各部の波形とインバータ回路100の直流電圧源105の充放電動作を示す図である。
なお、電力変換装置1000の出力段である平滑コンデンサ3の電圧Vdcが、交流電源1からの入力電圧Vinのピーク電圧Vpより高い場合を昇圧と称し、平滑コンデンサ3の電圧Vdcが、交流電源1からの入力電圧Vinのピーク電圧Vpより低い場合を降圧と称す。
また、図4および図5では、平滑コンデンサ3の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdcに制御されている状態を示している。
交流電源1からの電圧Vinは、図4および図5の(a)部に示すような正弦波形となる。インバータ回路100は、交流電源1からの入力力率がほぼ1になるようにPWM(Pulse Width Modulation)制御による高周波スイッチングにより電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源1の出力である電圧Vinに重畳する。なお、この実施の形態1では、交流電源1からの入力力率がほぼ1になるように交流電流Iinを制御することを、単に電流制御とする。
交流電源1の電圧位相をθとし、まず、電圧Vinが正極性である0≦θ<πの場合について説明する。
<0≦θ<πの場合>
インバータ回路100では、半導体スイッチング素子101a、104aがオン状態で、半導体スイッチング素子102a、103aがオフ状態の場合には、直流電圧源105を充電するように電流が流れ、半導体スイッチング素子102a、103aがオン状態で、半導体スイッチング素子101a、104aがオフ状態の場合には、直流電圧源105を放電するように電流が流れる。
また、半導体スイッチング素子101a、103aがオン状態、半導体スイッチング素子102a、104aがオフ状態の場合、および半導体スイッチング素子102a、104aがオン状態、半導体スイッチング素子101a、103aがオフ状態の場合には、直流電圧源105をスルーして電流が流れる。
制御回路10は、このような4種の制御の組み合わせで半導体スイッチング素子101a〜104aを制御して、インバータ回路100をPWM動作させることで直流電圧源105を充放電させ、電流制御を行う。
なお、各半導体スイッチング素子101a〜104aに流れる電流が、ソース(エミッタ)からドレイン(コレクタ)へ流れる場合は、その半導体スイッチング素子をオフして逆並列接続されたダイオード101b〜104bに電流を流すように制御しても良い。
図2に示すように、交流電源1からの電流は、ダイオードブリッジ4で整流された後にリアクトル2に与えられて限流され、インバータ回路100に入力される。インバータ回路100の出力はコンバータ回路300内のダイオード301bを介して平滑コンデンサ3を充電し、ダイオードブリッジ4を経て交流電源1に戻る。
制御回路10は、上記の4種の制御の組み合わせによりインバータ回路100をPWM動作させることで直流電圧源105を放電、あるいは充電するように電流制御を行う。
交流電源1からの電圧Vinのゼロクロス位相を中央として、±θ1(θ1を短絡位相と称する)の位相範囲(以下、短絡期間Tと称す)では、図3に示すように、制御回路10は、コンバータ回路300の制御において短絡用スイッチとなる半導体スイッチング素子302aをオン状態として平滑コンデンサ3をバイパスさせる。この時、コンバータ回路300内の半導体スイッチング素子301aをオフさせる。
交流電源1からの電流は、ダイオードブリッジ4で整流された後にリアクトル2に与えられて限流され、インバータ回路100に入力されて直流電圧源105を充電した後、コンバータ回路300内の半導体スイッチング素子302aを通り、ダイオードブリッジ4を経て交流電源1に戻る。
制御回路10は、上記の4種の制御の組み合わせのうち、直流電圧源105を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路100をPWM動作させて直流電圧源105を充電する電流制御を行う。
<π≦θ<2πの場合>
なお、電圧Vinが負極性であるπ≦θ<2πの場合も、交流入力はダイオードブリッジ4で整流されるため、制御回路10は、上述した0≦θ<πの場合と同様の制御を実行する。
<昇圧時の動作>
このような動作により電力変換装置1000の昇圧時には、図4に示すように、インバータ回路100は、短絡期間Tにおいて電圧(−Vin)を出力して交流電源1により直流電圧源105を充電し、その後、θ1≦θ<π−θ1の期間において直流電圧源105を放電する際、交流電源1の電圧Vinにインバータ回路100の出力電圧である(Vdc−Vin)を加算することで、交流電源1のピーク電圧より高い目標電圧Vdcとなるように平滑コンデンサ3の電圧Vdcが制御される。
<降圧時の動作>
また、電力変換装置1000の降圧時には、図5に示すように、インバータ回路100は、短絡期間Tにおいて電圧(−Vin)を出力して交流電源1により直流電圧源105を充電し、その後、交流電源1からの電圧Vinにインバータ回路100の出力電圧を加算することで、交流電源1のピーク電圧より低い目標電圧Vdcとなるように平滑コンデンサ3の電圧Vdcが制御される。
交流電源1からの電圧Vinが平滑コンデンサ3の目標電圧Vdcと等しくなる時の位相をθ2(0<θ2<π/2)とすると、位相範囲がθ1≦θ<θ2およびπ−θ2≦θ<π−θ1である場合は、インバータ回路100は電圧(Vdc−Vin)を出力して直流電圧源105を放電し、位相範囲がθ2≦θ<π−θ2である場合は、インバータ回路100は電圧(Vin−Vdc)を出力して直流電圧源105を充電する。
以上のように、制御回路10は、交流電源1の電圧位相θのゼロクロス位相(θ=0、π)を中央とする±θ1の位相範囲でコンバータ回路300の制御を切り替え、ゼロクロス位相を中央とする±θ1の位相範囲である短絡期間Tでのみ、短絡用スイッチとなる半導体スイッチング素子302aをオン状態として平滑コンデンサ3をバイパスさせる。
短絡期間Tの位相範囲では、制御回路10は、インバータ回路100から電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率がほぼ1になるように電流Iinを制御してインバータ回路100の出力を制御することで直流電圧源105が充電される。
一方、短絡期間T以外の位相範囲では、制御回路10は、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを目標電圧Vdcに維持し、また入力力率がほぼ1になるように電流Iinを制御してインバータ回路100の出力を制御する。この場合、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc以下だと直流電圧源105は放電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdcを超えると直流電圧源105は充電される。
なお、短絡期間Tは、ゼロクロス位相(θ=0、π)が短絡期間Tの中央となるものとして説明したが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るように短絡期間Tを設定しても良い。
また、短絡期間Tの位相範囲は、インバータ回路100の直流電圧源105の充電と放電のエネルギーが等しくなるように決定できる。
すなわち、インバータ回路100の直流電圧源105の充放電エネルギーが等しいとすると、VdcがVpよりも小さい(Vdc<Vp)場合の降圧時には、以下の数式(1)が成り立つ。ただし、Vpは電圧Vinのピーク電圧、Ipは電流Iinのピーク電流である。
Figure 0005748804
ここで、Vin=Vp・sinθ、Iin=Ip・sinθとすると、Vdcは以下の数式(2)で定義される。
Figure 0005748804
数式(2)より、Vdcの下限値はθ1が0となる場合に得られ、値は(π/4)Vpとなる。
このように、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdcは、短絡期間Tの位相範囲を決定するθ1により決まるので、θ1を変化させることで制御できる。
そして、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcは目標電圧Vdcに追従するように制御される。
次に、インバータ回路100の直流電圧源105の電圧条件について説明する。
直流電圧源105の電圧Vsubを、昇圧時では、位相範囲0≦θ<θ1およびθ1≦θ<π/2、また降圧時では、位相範囲0≦θ<θ1、θ1≦θ<θ2およびθ2≦θ<π/2のそれぞれにおけるインバータ回路100の所望の発生電圧の大きさ以上に設定することで、インバータ回路100は上述した所望の制御を信頼性良く行える。すなわち、直流電圧源105の電圧Vsubは、以下の数式(3)〜(5)を満たす必要がある。
Figure 0005748804
Figure 0005748804
Figure 0005748804
なお、直流電圧源105の電圧Vsubは、交流電源1からの電圧Vinのピーク電圧Vp以下に設定する。
PWM制御されるインバータ回路100では、直流電圧源105の電圧Vsubが大きくなると損失が増大するため、電圧Vsubは上記3つの数式(3)、(4)および(5)を満たした上で、できるだけ小さく設定することが望ましい。
そして、ゼロクロス位相を中央として±θ1の位相範囲のみを、平滑コンデンサ3をバイパスする短絡期間Tとすることで、インバータ回路100は、短絡期間Tでも、それ以外の期間でも入力力率がほぼ1になるように電流Iinを制御し、かつ平滑コンデンサ3に所望の電圧の直流電力を出力できる。
<制御の詳細>
次に、インバータ回路100およびコンバータ回路300の制御の詳細について図6に基づいて説明する。図6は、制御回路10の構成を示すブロック図であり、これを用いてコンバータ回路300の出力制御とインバータ回路100の出力制御を説明する。
<コンバータ回路の出力制御>
コンバータ回路300の出力制御において、制御回路10はインバータ回路100の直流電圧源105の電圧Vsubを電圧指令値Vsubに追従させる制御を行う。
制御回路10は、差分器2001により、設定された電圧指令値Vsubと検出された電圧Vsubとの差分を取り、得られた差分電圧ΔVsubをフィードバック量として比例積分(PI)制御器1001に与え、比例積分した出力31を直流電圧源105への電流指令値とし、PWM制御部33に与えてコンバータ回路300の半導体スイッチング素子301aおよび302aに対するゲート信号12を生成する。
このPWM制御部33では、三角波生成部32において生成された交流電源1の周波数の2倍の周期に同期した三角波(交流電源周期三角波)をキャリア波に用いて比較演算し、交流電源1の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央として動作するゲート信号12を生成する。なお、ゲート信号12は交流電源1の周波数の2倍の低周波スイッチング信号となる。
従って、このゲート信号12によりコンバータ回路300の交流端子間を短絡する短絡期間Tも制御され、電圧Vsubが低下すると短絡期間Tは長く、電圧Vsubが増加すると短絡期間Tは短くなるように制御される。
交流電源1の電圧Vinのゼロクロス位相−θ1の位相において、制御回路10がゲート信号12によりコンバータ回路300の短絡用スイッチをオフからオンさせる際、電流を制御するためには、Vp・│sinθ1│<Vsubの電圧条件を満たす必要がある。
PWM制御部33は、電流制御の観点から、インバータ回路100の直流電圧源105の電圧Vsubが低下するなどして上記電圧条件を外れた場合は、短絡用スイッチがオンすることを制限する。そして、電圧Vinの位相がゼロクロス位相に近づいて、│Vin│<Vsubとなってから短絡用スイッチをオフからオンさせる。
<インバータ回路の出力制御>
また、インバータ回路100の出力制御において、制御回路10は平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを目標電圧Vdcに維持し、また交流電源1の力率がほぼ1になるように電流Iinを制御する。
制御回路10は、差分器2002により、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdcと直流電圧Vdcとの差分を取り、得られた差分電圧21をフィードバック量として比例積分制御器1002に与え、比例積分した出力を振幅目標値22とする。この振幅目標値22と、交流電源同期正弦波生成器23で生成した交流電源1に同期した周波数および位相を持つ正弦波とを乗算器1003で乗算することで、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令値Iin24(第2の電流値)を生成する。
次に、差分器2003により、電流指令値Iin24と図示されない電流計で検出された電流Iinとの差分を取り、得られた差分電流25(偏差)をフィードバック量として比例(P)制御器1004に与え、比例制御した出力をインバータ回路100の発生電圧の目標値となる電圧指令26とする。
ここで、電流指令値Iin24と、電流Iinとの差分電流25は、比例制御器1004と並列に積分器群47にも入力される。この積分器群47を用いた演算は、電力変換装置1000において特徴的な構成であり、以下に、その演算について説明する。
差分電流25が積分器群47に与えられるタイミングで、積分器切り替え器46により積分器群47の中の積分器が一つだけが選択され、入力に対する積分演算が行われ、積分値48として出力される。そして当該出力に対して乗算器1005で係数Kを乗算することで電圧指令値の補正値49を得る。
ここで、係数Kは、電流値として出力される積分値48を電圧値に変換するための変換係数であり、固定値でも良いが、入力電圧値が変化した場合などの動作条件によって変更される可変値でも良い。また、乗算器1005では制御ゲインも乗算される。
積分器切り替え器46には3つの信号が入力される。その1つは、コンバータ回路300の出力制御のためのゲート信号12を受けてオンとオフ、すなわち短絡期間Tであるか否かを判定する短絡期間判定器40の出力信号41であり、オン、オフに対応する2値信号として与えられる。
また、1つは、交流電源1からの電圧Vinを受けて、その正負の極性を判定する電圧極性判定器42の出力信号43であり、極性の正、負に対応する2値信号として与えられる。
残る1つは、電圧Vinの勾配の正負の極性を判定する勾配極性判定器44の出力信号45であり極性の正、負に対応する2値信号として与えられる。
積分器切り替え器46は、これらの3つの信号の組み合わせにより8パターンの切り替え信号を作り出し、積分器群47の持つ8個の積分器の切り替えを行う。すなわち、出力信号41〜43の組み合わせによって電圧Vinの正弦波形を8つの期間に分割し、そのそれぞれに対応するように積分器を割り当てることで、それぞれの期間で入力される電圧Vdcにそれぞれ含まれる異なる偏差(回路中の導通経路が異なることに起因する定常偏差)を、それぞれの積分器で積分する。これにより、電圧Vinが周期的に入力されて制御を継続する間、8つの期間別に積分値が出力されることとなる。なお、積分器群47の持つ積分器は8個に限定されるものではなく、2個以上であれば良い。
次に、加算器2004において、電圧指令値26に対して電圧指令値の補正値49を加算し、制御量として補正後の電圧指令27を得る。そして、加算器2005において、コンバータ回路300の交流端子間を短絡させる短絡期間Tの制御と、コンバータ回路300の各交流端子と平滑コンデンサ3との間を導通させる制御、すなわち短絡期間T以外の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧△Vと補正後の電圧指令27とを加算して、補正後の電圧指令27をフィードフォワード補正した、フィードフォワード補正後の電圧指令28を得る。
ここで、フィードフォワード補正電圧ΔVは、短絡期間Tでは交流電源1の逆極性となる交流電圧(−Vin)であり、短絡期間T以外の期間は平滑コンデンサ3の直流電圧と交流電源1の交流電圧との差電圧(Vdc−Vin)となるように、図示されない部位で電圧Vdcおよび交流電圧Vinに基づいて演算される。
これにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを確実に防ぐことができ、短絡期間T以外との切り替え時にも、入力力率がほぼ1になるように電流Iinを制御でき、過渡的な電流変動を信頼性良く抑制して、高調波電流の発生を抑制できる。
そして、フィードフォワード補正後の電圧指令28を用いて、PWM制御部29によりインバータ回路100の半導体スイッチング素子101a〜104aに対するゲート信号11を生成し、インバータ回路100を動作させる。なお、ゲート信号11は、電流Iinを電流指令値Iin24に追従させるため、交流電源1の周波数よりも十分に高い、例えば数十kHz程度の高周波スイッチング信号である。
以上説明した実施の形態1の電力変換装置1000では、電流Iinの正負で回路の導通経路が変化するため、素子特性のバラつきによる定常偏差は電流Iinの極性で異なっている。このため、電圧Vinの極性によって積分器を切り替えることにより、素子特性のバラつきによる偏差を各積分器で補償し、電流Iinの制御性を向上させることができる。
また、電流Iinは力率がほぼ1に制御されるため、電圧Vinの極性によって電流Iinの極性を容易に判定可能である。なお、電圧Vinの極性ではなく電流Iinの極性を用いて積分器を切り替えても良いことは言うまでもなく、同様の効果が得られる。
なお、例えば図6の交流電源同期正弦波のような電圧Vinと同期するように制御回路10で保持している信号を用いて電圧Vinの極性を判定しても良く、これにより電圧Vinのゼロクロス前後で極性を確実に判別することができる。
また、電圧Vinのセンサが例えばオフセット誤差を持ち、交流電圧の正負の検出値がアンバランスとなってフィードフォワード補正電圧△Vが演算されたとしても、電圧Vinの極性によって積分器を切り替えるため、極性別にセンサ誤差が補償され、電流Iinの制御性を向上させることができる。
また、短絡期間Tとそれ以外の期間では、回路の導通経路が変化するため、素子特性のバラつきによる定常偏差は短絡用スイッチのオン・オフで異なっている。このため短絡用スイッチのオン・オフで積分器を切り替えることにより、素子特性のバラつきによる偏差を各積分器で補償し、電流Iinの制御性を向上させることができる。
また、短絡期間T以外の期間では、平滑コンデンサ3はバイパスされないため電圧Vdcを用いてフィードフォワード補正電圧△Vが演算される。この場合、電圧Vdcのセンサが誤差を持っていたとすると、短絡用スイッチのオン・オフでセンサ誤差の影響有無が変化するが、短絡用スイッチのオン・オフで積分器を切り替えることにより、センサ誤差を各積分器で補償し、電流Iinの制御性を向上させることができる。
また、短絡期間T以外の期間では平滑コンデンサ3に電流Iinが流れて電圧Vdcが増加するが、この電圧Vdcの増加に伴い電流Iinは負の定常偏差を生じる。これに対し、短絡用スイッチのオン・オフで積分器を切り替えることにより、変化する定常偏差を適切に補償し、電流Iinの制御性を向上させることができる。
また、電圧Vinはピークを境界として勾配の正負が変化するが、これにより電流Iinの制御に生じる定常偏差の正負にも変化を生じる。そのため、電圧Vinの勾配の極性によって積分器を切り替えることにより、変化する定常偏差を適切に補償し、電流Iinの制御性を向上させることができる。
また、制御回路10は、電流指令値Iin24を用いてインバータ回路100を制御することにより、平滑コンデンサ3の電圧Vdcを目標電圧Vdcに追従させ、交流電源1の力率を改善するように制御する。
コンバータ回路300は高周波スイッチングが不要であるためスイッチング損失が殆どない。また、力率を制御し平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを制御するように動作するインバータ回路100は、スイッチングで扱う電圧Vsubを交流電源1のピーク電圧よりも大幅に低くできる。このため、リアクトル2に大きなインダクタンスを持たせる必要はなく、リアクトル2を小型化してもスイッチング損失およびノイズを低減でき、インバータ回路100の素子の信頼性が向上する。
また、制御回路10は、平滑コンデンサ3をバイパスする短絡期間Tに基づいてコンバータ回路300を制御し、インバータ回路100では、短絡期間Tにて直流電圧源105が充電される。このため、インバータ回路100が高い電圧を発生させることなく電流制御可能であると共に、直流電圧源105に充電されたエネルギーを平滑コンデンサ3への放電に使える。このため、インバータ回路100では、スイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、高力率化、高効率化、低ノイズ化がさらに促進できる。
なお、この実施の形態1では、電力変換装置は力行動作のみ行うため、コンバータ回路300は、直流母線間に接続されるハーフブリッジ回路の上アームの半導体スイッチング素子301aは設けず、ダイオード301bのみとしても良い。また、インバータ回路100の半導体スイッチング素子101a、104aを設けず、それぞれダイオード101a、104bのみとしても良い。
<実施の形態2>
以上説明した本発明に係る実施の形態1ではインバータ回路100を高周波スイッチングすることより電流制御を行う構成を示したが、本発明に係る実施の形態2では、コンバータ回路300を高周波スイッチングすることにより電流制御を行うように、電流制御方法を切り替える構成となっている。
なお、装置構成は図1に示した電力変換装置1000の構成と基本的には同じであるが、実施の形態1の制御回路10の代わりに制御回路10Aを用いるので、その構成を電力変換装置2000とする。なお、装置構成図は図1を兼用する。また、平滑コンデンサ3に直流電力を出力する力行動作についても、図2〜図5を用いて説明した動作と同じである。
まず、電流制御をインバータ回路100からコンバータ回路300に切り替える原理について図7を用いて説明する。図7において、(a)部には交流電圧Vinの電圧波形、(b)部には直流コンデンサ105の充放電の状態を示し、(c)部には半導体スイッチング素子302aのオン・オフの状態、(d)部には半導体スイッチング素子301aのオン・オフの状態を示す。
なお、電流制御を切り替える条件は、短絡期間Tにおいて上述した数式(3)を満たさない場合、または短絡期間T以外において数式(4)および(5)を満たさない場合である。
実施の形態2では、短絡期間Tに数式(3)を満たさない場合に電流制御を切り替えるものとして説明する。
図7においては、数式(2)で定められたθ1について短絡期間Tで数式(3)を満たさない場合を示しており、θ1に代わって数式(3)を満たす新たなθ3を算出する。位相範囲0〜θ3では半導体スイッチング素子302aをONとして、インバータ回路100の直流コンデンサ105を充電する。
次に、数式(1)より、左辺のθ1にθ3を代入し、インバータ回路100の充放電エネルギーの条件式を満たすように、右辺のθ1をθ4として、インバータ回路100の直流コンデンサ105の放電開始位相θ4を求める。
位相範囲θ4〜π/2では半導体スイッチング素子302aはオフとなり、インバータ回路100の直流コンデンサ105は放電する。新しく設定した位相範囲θ3〜θ4間ではインバータ回路100は0を出力し、コンバータ回路300の半導体スイッチング素子302aを高周波スイッチングさせて電流制御を行う。この際に半導体スイッチング素子301aはオフである。なお、直流コンデンサ105では位相範囲θ3〜θ4間では0を出力しており、充放電を行わない。
このように、インバータ回路100による電流制御が成立しない場合には、インバータ回路100の直流コンデンサ105の充放電が釣り合うように位相範囲0〜θ3、θ4〜π/2を設定し、位相範囲θ3〜θ4の期間はコンバータ回路300の高周波スイッチングにより電流制御を行う。これにより、インバータ回路100の直流コンデンサ105の電圧Vsubは一定に保たれ、また電流制御性を損なうことなく、入力電流の力率は1に制御される。
<制御の詳細>
次に、インバータ回路100およびコンバータ回路300の制御の詳細について図8を用いて説明する。図8は、実施の形態2における制御回路10Aの構成を示すブロック図であり、これを用いてコンバータ回路300の出力制御とインバータ回路100の出力制御を説明する。
<コンバータ回路の出力制御>
まず、インバータ回路100の直流電圧源105の電圧Vsubを電圧指令値Vsubに追従させる制御について説明する。
制御回路10Aは、差分器2001により、設定された電圧指令値Vsubと検出された電圧Vsubとの差分を取り、得られた差分電圧ΔVsubをフィードバック量として比例積分(PI)制御器1001に与え、比例積分した出力31を直流電圧源105への電流指令値とし、PWM制御部33に与えてコンバータ回路300の半導体スイッチング素子301aおよび302aに対する暫定のゲート信号12aを生成する。
このPWM制御部33では、三角波生成部32において生成された交流電源1の周波数の2倍の周期に同期した三角波(交流電源周期三角波)をキャリア波に用いて比較演算し、交流電源1の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央として動作する暫定のゲート信号12aを生成し、ゲート信号生成器54へ入力する。
次に、θ3・θ4演算器50において上述した位相θ3およびθ4を演算する。θ3・θ4演算器50は、電圧Vin、電圧Vdc、電圧Vsubおよび電圧Vsubの追従制御で演算されたゲート信号12a(すなわちθ1)を入力として、まず、数式(3)からθ3を求めて出力する。また、θ3と数式(1)からθ4の暫定値を求めて信号51として出力するが、この信号51に対して、比例積分制御器1001の出力31を加算器2006で加算することにより直流電圧源105の放電期間を微調整し、これをθ4とする。なお、θ1が数式(3)を満足する場合は、θ3とθ4は同値として出力し、コンバータ回路300で電流制御する期間は設けない。
<インバータ回路の出力制御>
また、インバータ回路100の出力制御において、制御回路10Aは平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを目標電圧Vdcに維持し、また交流電源1の力率がほぼ1になるように電流Iinを制御する。
制御回路10Aは、差分器2002により、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdcと直流電圧Vdcとの差分を取り、得られた差分電圧21をフィードバック量として比例積分制御器1002に与え、比例積分した出力を振幅目標値22とする。この振幅目標値22と、交流電源同期正弦波生成器23で生成した交流電源1に同期した周波数および位相を持つ正弦波とを乗算器1003で乗算することで、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令値Iin24を生成する。
次に、差分器2003により、電流指令値Iin24と図示されない電流計で検出された電流Iinとの差分を取り、得られた差分電流25をフィードバック量として比例(P)制御器1004に与え、比例制御した出力をインバータ回路100の発生電圧の目標値となる電圧指令値26とする。
ここで、電流指令値Iin24と、電流Iinとの差分電流25は、比例制御器1004と並列に積分器群47にも入力される。この積分器群47を用いた演算は、電力変換装置2000において特徴的な構成であり、以下に、その演算について説明する。
差分電流25が積分器群47に与えられるタイミングで、積分器切り替え器46により積分器群47の中の積分器が一つだけが選択され、入力に対する積分演算が行われ、積分値48として出力される。そして当該出力に対して乗算器1005で係数Kを乗算することで電圧指令値の補正値49を得る。
積分器切り替え器46には3つの信号が入力される。1つは電圧極性判定器42の出力信号43、また1つは勾配極性判定器44の出力信号45であり、これらは実施の形態1と同様の信号である。
残る1つは、位相判定器52の出力信号53であり、これは電流の制御方式が変化する3つの位相が判定されて出力される。
位相判定器52には、θ3・θ4演算器50から位相θ3が入力され、加算器2006から位相θ4が入力され、交流電源1からの電圧Vinが入力され、半導体スイッチング素子302aがオンされる0〜θ3の短絡期間Tであるか、半導体スイッチング素子302aがオフされるθ4〜π/2の短絡期間T以外の期間であるか、電流制御のため半導体スイッチング素子302aがオン・オフ制御されるθ3〜θ4の期間であるかを判定する。
積分器切り替え器46はこれらの信号の組み合わせにより12パターンの切り替え信号を作り出し、積分器群47の持つ12個の積分器の切り替えを行う。この積分器の切り替えの意図するところは実施の形態1と同じであるが、位相θ3、θ4を導入したことで電圧Vinの正弦波形を12の期間に分割するので、積分器群47は12個の積分器を持つことになる。
次に、加算器2004において、電圧指令値26に対して電圧指令値の補正値49を加算し、補正後の電圧指令27を得る。そして、コンバータ回路300の交流端子間を短絡させる短絡期間Tの制御と、コンバータ回路300の各交流端子と平滑コンデンサ3との間を導通させる制御、すなわち短絡期間T以外の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧△VをFF電圧生成器55によって生成し、加算器2005により補正後の電圧指令27を加算して、補正後の電圧指令27をフィードフォワード補正した、フィードフォワード補正後の電圧指令28を得る。
ここで、フィードフォワード補正電圧ΔVは、短絡期間Tでは交流電源1の逆極性となる交流電圧(−Vin)であり、短絡期間T以外の期間は平滑コンデンサ3の直流電圧と交流電源1の交流電圧との差電圧(Vdc−Vin)となるように、FF電圧生成器55によって生成される。
これにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを確実に防ぐことができ、短絡期間T以外との切り替え時にも、入力力率がほぼ1になるように電流Iinを制御でき、過渡的な電流変動を信頼性良く抑制して、高調波電流の発生を抑制できる。
そして、フィードフォワード補正後の電圧指令28を用いて、PWM制御部29により半導体スイッチング素子の暫定のゲート信号11aを生成し、ゲート信号生成器54に入力する。
ゲート信号生成器54は、入力された暫定のゲート信号11aおよび12aと、位相θ3およびθ4の条件に基づいて各半導体スイッチング素子のゲート信号11、および2を生成する。
なお、現在の位相が0〜θ3、θ4〜π/2の位相範囲にあれば、暫定のゲート信号11aおよび12aは、それぞれゲート信号11および12として出力される。
また、現在の位相がθ3〜θ4の位相範囲にある場合、通常はインバータ回路100のゲート信号となる暫定のゲート信号11aのPWM信号を、コンバータ回路300の半導体スイッチング素子302aのゲート信号に変換し、ゲート信号12として出力すると共に、インバータ回路100の出力を0とするゲート信号11を出力する。
なお、ここでは位相θ3、θ4は0〜π/2の範囲で説明しているが、π/2〜πの期間はπ/2を対称とした動作となり、π〜2πの期間は0〜πと同様である。
以上説明した実施の形態2の電力変換装置2000では、コンバータ回路300の短絡期間に数式(3)に示す電流制御の成立条件が成り立たない場合でも、電流制御をインバータ回路100からコンバータ回路300に切り替えることで、高周波スイッチングによる電流制御を継続することができる。
また、コンバータ回路300に電流制御を切り替える場合のコンバータ回路300の電流制御期間は、インバータ回路100の直流コンデンサ105の充放電量が等しくなることを前提に設定しているため、インバータ回路100の直流コンデンサ105は一定に制御される。従って、変換器の耐圧を上げることなく、変換器を小型化することができる。また電流制御を継続できることで、装置の信頼性も向上する。
また、電流制御をインバータ回路100からコンバータ回路300に切り替えている期間は、PWM制御で導通する電流経路がその他の期間とは異なっており、導通するスイッチング素子の変化によって生じる定常偏差も変化する。そのため、電流制御の切り替わりに同期して積分器を切り替えることにより、変化する定常偏差を適切に補償し、電流Iinの制御性を向上させることができる。
また、制御回路10Aは、実施の形態1と同様に、所定条件ごとに積分器を切り替えることにより、所定条件で異なる定常偏差をそれぞれ適切に補償し、電流Iinの制御性を向上させることができる。
なお、実施の形態2では、数式(3)に示す条件が成り立たない場合にコンバータ回路300によって電流制御する期間に対応する積分器を設けて演算する構成を示したが、数式(4)の条件が成り立たない場合にコンバータ回路300によって電流制御する期間に対応する積分器を設けて演算する構成としても良い。
<実施の形態3>
以上説明した実施の形態1および2では電力変換装置の入力にダイオードブリッジを備え、力行機能のみ備えた電力変換装置について説明したが、本発明に係る実施の形態3では、力行および回生機能を備えた電力変換装置の構成について説明する。
図9は、本発明に係る実施の形態3の電力変換装置3000の概略構成を示す図である。図9に示すように、電力変換装置3000は、交流電源1の交流電力を直流電力に変換して出力する主回路と、制御回路10Bとを備えている。主回路は、限流回路を構成するリアクトル2と、インバータ回路100と、コンバータ回路300Aと、平滑コンデンサ3とを備えている。なお、図1に示した電力変換装置1000と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
交流電源1は電力変換装置3000の入力端子t1と入力端子t2の間に接続され、入力端子t1はリアクトル2に接続され、リアクトル2は、単相インバータで構成されたインバータ回路100に直列に接続される構成となっている。
コンバータ回路300Aは、前段、後段の2つブリッジ回路を有し、前段側の交流端子がインバータ回路100の交流出力線に接続され、後段側の交流端子が入力端子t2に接続され、コンバータ回路300Aの直流母線3a、3b間に接続された平滑コンデンサ3に直流電力を出力する。
コンバータ回路300Aは、直流母線3a、3b間に直列に接続された半導体スイッチング素子301aおよび302aと、同じく直流母線3a、3b間に直列に接続された半導体スイッチング素子303aおよび304aとを備え、半導体スイッチング素子301a〜304aのそれぞれのソース・ドレイン間には、ダイオード301b〜304bが逆並列に接続されているが、これらのダイオードは、半導体スイッチング素子301a〜304aにそれぞれ内蔵された構成であっても良い。
インバータ回路100の交流出力線には、コンバータ回路300の半導体スイッチング素子301aのソース(エミッタ)と半導体スイッチング素子302aのドレイン(コレクタ)との接続点が接続されている。また、半導体スイッチング素子303aのソース(エミッタ)と半導体スイッチング素子304aのドレイン(コレクタ)との接続点は、入力端子t2を介して交流電源1に接続されている。
なお、半導体スイッチング素子101a〜104a、301a〜304aは、MOSFET以外にも、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等を用いても良く、その場合も、それぞれダイオードを逆並列に接続した構成とする。
また、リアクトル2は、インバータ回路100とコンバータ回路300Aの間や、コンバータ回路300Aと入力端子t2の間に直列接続しても良い。また、コンバータ回路300Aの半導体スイッチング素子301a〜304aの代わりに機械式スイッチを用いても良い。
また、電力変換装置3000は、インバータ回路100の直流電圧源105の直流電圧Vsubを測定する電圧計、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを測定する電圧計、交流電源1からの交流電圧Vinを測定する電圧計、および交流電流Iinを測定する電流計(何れも図示せず)を備えている。
制御回路10Bは、インバータ回路100の直流電圧源105の電圧Vsubと、平滑コンデンサ3の電圧Vdcと、電力変換装置1000の入力端子t1、t2間へ印加される入力電圧Vin、入力端子に流れる入力電流Iinとに基づいて、平滑コンデンサ3の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdcになるように、インバータ回路100およびコンバータ回路300A内の半導体スイッチング素子101a〜104a、301a〜304aに与えるゲート信号11、12を生成して、インバータ回路100およびコンバータ回路300Aの出力制御を行う。
平滑コンデンサ3には図示しない負荷が接続され、通常時は電圧Vdcは目標電圧Vdcに比べて低く、制御回路10Bは、交流電源1からの交流電力を変換して平滑コンデンサ3に直流電力を供給するようにインバータ回路100およびコンバータ回路300Aの出力制御を行う。
<力行動作>
このように構成される電力変換装置3000の力行動作、すなわち平滑コンデンサ3に直流電力を出力する動作について、図10〜図13に基づいて説明する。
なお、電力変換装置3000の出力段である平滑コンデンサ3の電圧Vdcが、交流電源1からの入力電圧Vinのピーク電圧Vpより高い場合を昇圧と称し、平滑コンデンサ3の電圧Vdcが、交流電源1からの入力電圧Vinのピーク電圧Vpより低い場合を降圧と称す。
交流電源1の電圧位相をθとし、まず、電圧Vinが正極性である0≦θ<πの場合について説明する。
<0≦θ<πの場合>
インバータ回路100では、半導体スイッチング素子101a、104aがオン状態で、半導体スイッチング素子102a、103aがオフ状態の場合には、直流電圧源105を充電するように電流が流れ、半導体スイッチング素子102a、103aがオン状態で、半導体スイッチング素子101a、104aがオフ状態の場合には、直流電圧源105を放電するように電流が流れる。
また、半導体スイッチング素子101a、103aがオン状態、半導体スイッチング素子102a、104aがオフ状態の場合、および半導体スイッチング素子102a、104aがオン状態、半導体スイッチング素子101a、103aがオフ状態の場合には、直流電圧源105をスルーして電流が流れる。
制御回路10Bは、このような4種の制御の組み合わせで半導体スイッチング素子101a〜104aを制御して、インバータ回路100をPWM動作させることで直流電圧源105を充放電させ、交流電源1からの入力力率がほぼ1になるように電流制御を行う。
なお、各半導体スイッチング素子101a〜104aに流れる電流が、ソース(エミッタ)からドレイン(コレクタ)へ流れる場合は、その半導体スイッチング素子をオフして逆並列接続されたダイオード101b〜104bに電流を流すように制御しても良い。
図10に示すように、交流電源1からの電流はリアクトル2で限流され、インバータ回路100に入力される。インバータ回路100の出力はコンバータ回路300A内のダイオード301bを介して平滑コンデンサ3を充電し、ダイオード304bを経て交流電源1に戻る。この場合、制御回路10Bは、上記の4種の制御の組み合わせによりインバータ回路100をPWM動作させることで直流電圧源105を放電、あるいは充電することで電流制御を行う。
交流電源1からの電圧Vinのゼロクロス位相を中央として、±θ1の位相範囲(短絡期間T)では、図11に示すように、制御回路10Bは、コンバータ回路300Aの制御において短絡用スイッチとなる半導体スイッチング素子302aをオン状態として平滑コンデンサ3をバイパスさせる。この時、コンバータ回路300A内の他の半導体スイッチング素子301a、303aおよび304aをオフさせる。
交流電源1からの電流は、リアクトル2で限流され、インバータ回路100に入力されて直流電圧源105を充電した後、コンバータ回路300A内の半導体スイッチング素子302aおよびダイオード304bを経て交流電源1に戻る。
このとき、制御回路10Bは、上記の4種の制御の組み合わせのうち、直流電圧源105を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路100をPWM動作させて直流電圧源105を充電することで電流制御を行う。
<π≦θ<2πの場合>
次に、電圧Vinが負極性であるπ≦θ<2πの場合について説明する。インバータ回路100では、半導体スイッチング素子102a、103aがオン状態、半導体スイッチング素子101a、104aがオフ状態の場合には、直流電圧源105を充電するように電流が流れ、半導体スイッチング素子101a、104aがオン状態、半導体スイッチング素子102a、103aがオフ状態の場合には、直流電圧源105を放電するように電流が流れる。
また、半導体スイッチング素子101a、103aがオン状態、半導体スイッチング素子102a、104aがオフ状態の場合、および半導体スイッチング素子102a、104aがオン状態、半導体スイッチング素子101a、103aがオフ状態の場合には、直流電圧源105をスルーして電流が流れる。
制御回路10Bは、このような4種の制御の組み合わせで半導体スイッチング素子101a〜104aを制御して、インバータ回路100をPWM動作させることで直流電圧源105を充放電させ、電流制御を行う。
図12に示すように、交流電源1からの電流は、コンバータ回路300A内のダイオード303bを通り、平滑コンデンサ3を充電し、ダイオード302bを経てインバータ回路100に入力され、インバータ回路100の出力はリアクトル2を経て交流電源1に戻る。
制御回路10Bは、上記の4種の制御の組み合わせによりインバータ回路100をPWM動作させることで直流電圧源105を放電、あるいは充電することで電流制御を行う。
短絡期間Tでは、図13に示すように、制御回路10Bは、コンバータ回路300Aの制御において短絡用スイッチとなる半導体スイッチング素子304aをオン状態として平滑コンデンサ3をバイパスさせる。
この時、コンバータ回路300内の他の半導体スイッチング素子301a、302a、および303aをオフさせる。交流電源1からの電流は、コンバータ回路300の半導体スイッチング素子304a、ダイオード302bを経てインバータ回路100に入力され、直流電圧源105を充電してリアクトル2を経て交流電源1に戻る。
制御回路10Bは、上記の4種の制御の組み合わせのうち、直流電圧源105を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路100をPWM動作させることで直流電圧源105を充電させ、電流制御を行う。
なお、以上の説明では、コンバータ回路300Aの制御において、制御回路10Bが半導体スイッチング素子302a、304aを短絡用スイッチとして動作させる場合のみオンさせる例を示したが、ダイオード301b〜304bに電流を流す場合は、該ダイオードがそれぞれ逆並列接続されている半導体スイッチング素子301a〜304aをオンさせて半導体スイッチング素子301a〜304a側に電流を流しても良い。
すなわち、電圧Vinが正負、いずれの極性においても、短絡期間Tにおいて2つの半導体スイッチング素子302a、304aを短絡用スイッチとしてオンさせても良く、また、他の2つの半導体スイッチング素子301a、303aを短絡用スイッチとしてオンさせても良い。
以上説明したように、力行動作では、制御回路10Bは、交流電源1の電圧位相θのゼロクロス位相(θ=0、π)を中央とする±θ1の位相範囲でコンバータ回路300の制御を切り替え、ゼロクロス位相を中央とする±θ1の位相範囲である短絡期間Tでのみ、短絡用スイッチとなる半導体スイッチング素子302a、304aをオン状態として平滑コンデンサ3をバイパスさせる。
短絡期間Tの位相範囲では、制御回路10Bは、インバータ回路100から電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率がほぼ1になるように電流Iinを制御してインバータ回路100の出力を制御することで直流電圧源105が充電される。
一方、短絡期間T以外の位相範囲では、制御回路10Bは、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを目標電圧Vdcに維持し、また入力力率がほぼ1になるように電流Iinを制御してインバータ回路100の出力を制御する。この場合、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc以下だと直流電圧源105は放電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdcを超えると直流電圧源105は充電される。
なお、短絡期間Tは、ゼロクロス位相(θ=0、π)が短絡期間Tの中央となるものとして説明したが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るように短絡期間Tを設定しても良い。
<回生動作>
次に、電力変換装置3000の回生動作、すなわち、平滑コンデンサ3の電力を交流電源1に出力する動作について、図14〜図17を用いて説明する。
交流電源1の電圧位相をθとし、まず、電圧Vinが正極性である0≦θ<πの場合について説明する。
<0≦θ<πの場合>
インバータ回路100では、半導体スイッチング素子101a、104aがオン状態で、半導体スイッチング素子102a、103aがオフ状態の場合には、直流電圧源105を放電するように電流が流れ、半導体スイッチング素子102a、103aがオン状態で、半導体スイッチング素子101a、104aがオフ状態の場合には、直流電圧源105を充電するように電流が流れる。
また、半導体スイッチング素子101a、103aがオン状態で、半導体スイッチング素子102a、104aがオフ状態の場合、および半導体スイッチング素子102a、104aがオン状態で、半導体スイッチング素子101a、103aがオフ状態の場合には、直流電圧源105をスルーして電流が流れる。
制御回路10Bは、このような4種の制御の組み合わせで半導体スイッチング素子101a〜104aを制御して、インバータ回路100をPWM動作させることで直流電圧源105を充放電させ、インバータ回路100の交流側の発生電圧を交流電源1の出力である電圧Vinに重畳し、交流電源1の力率がほぼ(−1)になるように電流Iinを制御する。
なお、半導体スイッチング素子101a〜104aに流れる電流が、ソース(エミッタ)からドレイン(コレクタ)に流れる場合は、その半導体スイッチング素子をオフして、それぞれに逆並列接続されたダイオード101b〜104b側に電流を流しても良い。
図14に示すように、コンバータ回路300Aでは、半導体スイッチング素子301a、304aをオン状態とすると、平滑コンデンサ3の正極からの電流は、コンバータ回路300Aの半導体スイッチング素子301aを通りインバータ回路100に入力され、インバータ回路100からの電流はリアクトル2を経て入力端子t1から交流電源1に回生され、さらに入力端子t2からコンバータ回路300Aの半導体スイッチング素子304aを経て平滑コンデンサ3の負極に戻る。
制御回路10Bは、上記の4種の制御の組み合わせでインバータ回路100をPWM動作させることで直流電圧源105を充電、あるいは放電させて電流制御を行う。直流電圧源105は平滑コンデンサ3からのエネルギーで充電され、放電される場合には、直流電圧源105からのエネルギーは平滑コンデンサ3からのエネルギーと共に交流電源1へ回生される。
交流電源1の電圧位相θのゼロクロス位相を中央とする±θ1の位相範囲である短絡期間Tでは、図15に示すように、制御回路10Bは、コンバータ回路300Aの短絡用スイッチとなる半導体スイッチング素子304aをオン状態として平滑コンデンサ3をバイパスさせる。
インバータ回路100からの電流はリアクトル2を経て入力端子t1から交流電源1に回生され、さらに入力端子t2からコンバータ回路300Aの半導体スイッチング素子304a、ダイオード302bを経てインバータ回路100に戻る。
制御回路10Bは、直流電圧源105を放電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路100をPWM動作させることで直流電圧源105を放電させ、電流制御を行う。
<π≦θ<2πの場合>
次に、電圧Vinが負極性であるπ≦θ<2πの場合について説明する。インバータ回路100では、半導体スイッチング素子102a、103aがオン状態、半導体スイッチング素子101a、104aがオフ状態の場合には、直流電圧源105を放電するように電流が流れ、半導体スイッチング素子101a、104aがオン状態、半導体スイッチング素子102a、103aがオフ状態の場合には、直流電圧源105を充電するように電流が流れる。
また、半導体スイッチング素子101a、103aがオン状態で、半導体スイッチング素子102a、104aがオフ状態の場合、および半導体スイッチング素子102a、104aがオン状態で、半導体スイッチング素子101a、103aがオフ状態の場合には、直流電圧源105をスルーして電流が流れる。
制御回路10Bは、このような4種の制御の組み合わせで半導体スイッチング素子101a〜104aを制御して、インバータ回路100をPWM動作させることで直流電圧源105を充放電させ、インバータ回路100の交流側の発生電圧を交流電源1の出力である電圧Vinに重畳し、交流電源1の力率がほぼ(−1)になるように電流Iinを制御する。
図16に示すように、コンバータ回路300Aでは、半導体スイッチング素子302a、303aをオン状態とすると、平滑コンデンサ3の正極からの電流は、コンバータ回路300の半導体スイッチング素子303aを経て入力端子t2から交流電源1に回生され、さらに入力端子t1からリアクトル2を経てインバータ回路100に入力され、インバータ回路100からの電流はコンバータ回路300Aの半導体スイッチング素子302aを経て平滑コンデンサ3の負極に戻る。
制御回路10Bは、上記の4種の制御の組み合わせによりインバータ回路100をPWM動作させることで直流電圧源105を充電、あるいは放電させて、電流制御を行う。
直流電圧源105は平滑コンデンサ3からのエネルギーで充電され、放電される場合には、直流電圧源105からのエネルギーは平滑コンデンサ3からのエネルギーと共に交流電源1へ回生される。
交流電源1の電圧位相θのゼロクロス位相を中央とする±θ1の位相範囲である短絡期間Tでは、図17に示すように、制御回路10Bは、コンバータ回路300Aの短絡用スイッチとなる半導体スイッチング素子302aをオン状態として平滑コンデンサ3をバイパスさせる。
インバータ回路100からの電流はコンバータ回路300Aの半導体スイッチング素子302a、ダイオード304bを経て入力端子t2から交流電源1に回生され、さらに入力端子t1からリアクトル2を経てインバータ回路100に戻る。
制御回路10Bは、直流電圧源105を放電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりインバータ回路100をPWM動作させることで直流電圧源105を放電させ、電流制御を行う。
なお、制御回路10Bは、コンバータ回路300Aの制御において、電圧Vinが正負、いずれの極性においても、短絡期間Tにおいて2つの半導体スイッチング素子302a、304aを短絡用スイッチとしてオンさせても良く、また、他の2つの半導体スイッチング素子301a、303aを短絡用スイッチとしてオンさせても良い。
以上説明したように、回生動作では力行動作と同様に制御回路10Bは、交流電源1の電圧位相θのゼロクロス位相(θ=0、π)±θ1で、コンバータ回路300Aの制御を切り替え、ゼロクロス位相を中央とする±θ1の位相範囲である短絡期間Tでのみ平滑コンデンサ3をバイパスさせる。
短絡期間Tの位相範囲では、制御回路10Bは、インバータ回路100から電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率がほぼ(−1)になるように電流Iinを制御してインバータ回路100を出力制御し、直流電圧源105は放電される。
一方、短絡期間T以外の位相範囲では、制御回路10Bは、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを目標電圧Vdcに維持し、また入力力率がほぼ(−1)になるように電流Iinを制御してインバータ回路100の出力制御を行う。
この場合、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ3の目標電圧Vdc以下だと直流電圧源105は充電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdcを超えると直流電圧源105は放電される。
なお、短絡期間Tは、ゼロクロス位相(θ=0、π)が短絡期間Tの中央となるものとして説明したが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るように短絡期間Tを設定しても良い。
<制御の詳細>
次に、インバータ回路100およびコンバータ回路300Aの制御の詳細について図18に基づいて説明する。図18は、制御回路10Bの構成を示すブロック図であり、これを用いてコンバータ回路300Aの出力制御とインバータ回路100の出力制御を説明する。
<コンバータ回路の出力制御>
コンバータ回路300Aの出力制御において、制御回路10Bはインバータ回路100の直流電圧源105の電圧Vsubを電圧指令値Vsubに追従させる制御を行う。
まず、実施の形態1の制御回路10と同様に、制御回路10Bは、差分器2001により、設定された電圧指令値Vsubと検出された電圧Vsubとの差分を取り、得られた差分電圧ΔVsubをフィードバック量として比例積分制御器1001に与え、比例積分した出力31を、力行・回生選択器34に入力する。力行・回生選択器34には、比例積分制御器1001の出力31を極性反転器1007で極性反転した信号31aも入力される。力行・回生選択器34は、力行動作時には出力31を、回生動作時には信号31aを選択して出力する。
力行・回生選択器34の出力は、直流電圧源105への電圧指令としてPWM制御部33に与えて、コンバータ回路300Aの半導体スイッチング素子301a〜304aに対するゲート信号12を生成する。
このPWM制御部33では、三角波生成部32において生成された交流電源1の周波数の2倍の周期に同期した三角波(交流電源周期三角波)をキャリア波に用いて比較演算し、交流電源1の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央として動作するゲート信号12を生成する。ゲート信号12は交流電源1の周波数の2倍の低周波スイッチング信号となる。
従って、このゲート信号12によりコンバータ回路300Aの交流端子間を短絡する短絡期間Tも制御され、力行動作時には、電圧Vsubが低下すると短絡期間Tは長く、電圧Vsubが増加すると短絡期間Tは短くなるように制御される。また、回生動作時には、電圧Vsubが低下すると短絡期間Tは短く、電圧Vsubが増加すると短絡期間Tは長くなるように制御される。
また、交流電源1の電圧Vinのゼロクロス位相−θ1において、制御回路10Bがゲート信号12によりコンバータ回路300Aの短絡用スイッチをオフからオンさせる際、電流を制御するためには、Vp・│sinθ1│<Vsubの電圧条件を満たす必要がある。
PWM制御部33は、電流制御の観点から、インバータ回路100の直流電圧源105の電圧Vsubが低下するなどして上記電圧条件を外れると、短絡用スイッチがオンすることを制限する。そして、電圧Vinの位相がゼロクロス位相に近づいて、│Vin│<Vsubとなってから短絡用スイッチをオフからオンさせる。
<インバータ回路の出力制御>
また、インバータ回路100の出力制御において、制御回路10Bは平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを目標電圧Vdcに維持し、また交流電源1の力率が、力行動作時にはほぼ1に、回生動作時にはほぼ(−1)になるように電流Iinを制御する。
制御回路10Bは、差分器2002により、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdcと直流電圧Vdcとの差分を取り、得られた差分電圧21をフィードバック量として比例積分制御器1002に与え、比例積分した出力を振幅目標値22とする。この振幅目標値22と、交流電源同期正弦波生成器23で生成した交流電源1に同期した周波数および位相を持つ正弦波とを乗算器1003で乗算することで、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令値Iin24を生成する。
この場合、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcと目標電圧Vdcとの差分電圧21の極性が、力行と回生とで反転するため、制御回路10Bは、力行および回生のいずれの動作においても、実施の形態1と同様にインバータ回路100を高周波スイッチング制御することで電流制御できる。
以降の電流指令値Iin24に対するフィードバック制御に関しては実施の形態1と同様であるので説明は省略するが、回生動作においては力率がほぼ(−1)となるよう制御されるという点が加わっているだけである。
以上説明した実施の形態3の電力変換装置3000では、力行動作では平滑コンデンサ3が所望の電圧になるよう直流電力を出力し、平滑コンデンサ3の電圧が所定の電圧分上昇すると回生動作に移行して交流電源1に電力を回生する。
このため、平滑コンデンサ3に例えば電動機制御用のインバータ等を接続すると、電動機が減速する際に電力が平滑コンデンサ3に戻り、平滑コンデンサ3の電圧が上昇した場合には、回生動作に移行して平滑コンデンサ3の電力を交流電源1に回生することになるので、平滑コンデンサ3は所望の電圧に安定的に制御することができる。
また、制御回路10Bは、回生動作においても、実施の形態1、2と同様に、所定条件ごとに積分器を切り替えることにより、所定条件で異なる定常偏差をそれぞれ適切に補償し、電流Iinの制御性を向上させることができる。
なお、インバータ回路100の構成は、上記実施の形態1〜3に示した構成に限るものではなく、複数の半導体スイッチング素子と直流電圧源とで構成される単相インバータを1以上直列接続して構成されるものあれば、同様の効果を奏する。
<実施の形態4>
図19は、本発明に係る実施の形態4の電力変換装置4000の概略構成を示す図である。図19に示すように、電力変換装置4000は、交流電源1の交流電力を直流電力に変換して出力する主回路と、制御回路10Cとを備えている。主回路は、交流電源1からの入力である交流電圧を整流するダイオードブリッジ4と、限流回路を構成するリアクトル2と、ハーフブリッジ型のインバータ回路400と、コンバータ回路500と、出力電圧を平滑する平滑コンデンサ3とを備えている。
交流電源1は電力変換装置3000の入力端子t1(第1の入力端子)と入力端子t2(第2の入力端子)の間に接続され、入力端子t1およびt2はダイオードブリッジ4に接続され、ダイオードブリッジ4の一方の出力端子がリアクトル2に接続され、リアクトル2は、ハーフブリッジ型のインバータ回路400に直列に接続される構成となっている。
インバータ回路400は、MOSFET等の2個の半導体スイッチング素子401a、402a、および直流コンデンサ403で構成されるハーフブリッジ型のインバータである。半導体スイッチング素子401aがインバータ回路400の正電位側の半導体スイッチング素子であり、半導体スイッチング素子402aがインバータ回路400の負電位側の半導体スイッチング素子であり、両者は直列に接続され、その接続点(交流側端子)がリアクトル2に接続されている。また、半導体スイッチング素子401aのドレインと、半導体スイッチング素子402aのソースには、それぞれ直流コンデンサ403の正極および負極が接続されている。なお、半導体スイッチング素子401a、402aのそれぞれのソース・ドレイン間には、ダイオード401b、402bが逆並列に接続されているが、これらのダイオードは、半導体スイッチング素子401a、402aにそれぞれ内蔵された構成であっても良い。また、半導体スイッチング素子401aを省略して、ダイオード401bのみで構成しても良い。
コンバータ回路500は、MOSFET等の2個の半導体スイッチング素子501a、502aで構成されている。半導体スイッチング素子501aは、インバータ回路400の正電位側の半導体スイッチング素子401aと平滑コンデンサ3の正極側の直流母線3aとの間に接続され、半導体スイッチング素子502aは、インバータ回路400の負電位側の半導体スイッチング素子402aと平滑コンデンサ3の負極側の直流母線3bとの間に接続されている。なお、平滑コンデンサ3の負極側の直流母線3bは、ダイオードブリッジ4の他方の出力端子に直接接続されている。なお、半導体スイッチング素子501a、502aのそれぞれのソース・ドレイン間には、ダイオード501b、502bが逆並列に接続されているが、これらのダイオードは、半導体スイッチング素子501a、502aにそれぞれ内蔵された構成であっても良い。また、半導体スイッチング素子501aを省略して、ダイオード501bのみで構成してもよい。
なお、半導体スイッチング素子401a、402a、501a、502aは、MOSFET以外にも、IGBT等を用いても良く、その場合も、それぞれダイオードを逆並列に接続した構成とする。
また、電力変換装置4000は、インバータ回路400の直流コンデンサ403の直流電圧Vsubを測定する電圧計、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを測定する電圧計、交流電源1からの交流電圧Vinを測定する電圧計、および交流電流Iinを測定する電流計(何れも図示せず)を備えている。
制御回路10Cは、インバータ回路400の直流コンデンサ403の直流電圧Vsubと、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcと、電力変換装置4000の入力端子t1、t2間へ印加される交流の入力電圧Vinと、交流電流Iinとに基づいて、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcが一定の目標電圧Vdcになるように、また、交流電源1からの交流電流Iinの力率がほぼ1となるように、さらに直流コンデンサ403の電圧Vsubが一定の目標電圧(電圧指令値Vsub)となるように、インバータ回路400の半導体スイッチング素子401a、402aと、コンバータ回路500の半導体スイッチング素子501a、502aに与えるゲート信号11、12を生成して、インバータ回路400およびコンバータ回路400の出力制御を行う。
より具体的には、制御回路10Cは、直流コンデンサ403の直流電圧Vsubが直流コンデンサ403の電圧指令値Vsubに追従するように半導体スイッチング素子502aのオン・オフを制御すると共に、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcが平滑コンデンサ3の目標電圧Vdcに追従し、交流電源1からの入力力率を調整し、入力力率が改善するように半導体スイッチング素子401a、402aのオン・オフを制御する。
平滑コンデンサ3には図示しない負荷が接続され、通常時には、直流電圧Vdcは目標電圧Vdcに比べて低く、制御回路10は、交流電源1からの交流電力を変換して平滑コンデンサ3に直流電力を供給するようにインバータ回路400およびコンバータ回路500の出力制御を行う。
<動作>
このように構成される電力変換装置4000の動作、すなわち平滑コンデンサ3に直流電力を出力する動作について、図20〜図23に基づいて説明する。
図20〜図23は電流経路図を示し、電流が流れる経路を太線で示している。また、図24は、電力変換装置4000の動作を説明する各部の波形とインバータ回路400の直流コンデンサ403の充放電動作を示す図である。図24において、(a)部には交流電圧Vinの電圧波形、(b)部には半導体スイッチング素子502aのオン・オフの状態、(c)部には直流コンデンサ403の充放電の状態を示す。
なお、出力段の平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcは、交流電源1の交流電圧Vinのピーク電圧Vpより高く、図24では、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcが一定の目標電圧Vdcに制御されている状態を示す。
このように制御回路10Cは、平滑コンデンサ3の直流電圧の目標電圧Vdcを、直流コンデンサ403の直流電圧Vsubより常に高く設定している。このように設定することによって、インバータ回路400の直流コンデンサ403から、平滑コンデンサ3への電力流出を防ぎ、電力変換装置の安定した制御を行うことができる。
交流電源1から出力される交流電圧Vinは、ダイオードブリッジ4で全波整流されるため、交流電源1の交流周期の2倍周期で動作する。インバータ回路400は、交流電源1からの入力力率がほぼ1になるようにPWM制御によって交流電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源1から出力される交流電圧Vinに重畳する。以下、交流電源1からの入力力率がほぼ1になるように交流電流Iinを制御することを、単に電流制御とする。
交流電源1の電圧位相をθとし、まず、電圧Vinが正極性である0≦θ<πの場合について説明する。なお、電圧Vinが負極性であるπ≦θ<2πの場合も、交流入力はダイオードブリッジ4で整流されるため、制御回路10Cは、上述した0≦θ<πの場合と同様の制御を実行する。
<0≦θ<πの場合>
半導体スイッチング素子402a、502aがオン状態、半導体スイッチング素子401a、501aがオフ状態の場合には、図20に示すように交流電流Iinは直流コンデンサ403をスルーするように流れる。
また、半導体スイッチング素子401a、502aがオン状態、半導体スイッチング素子402a、501aがオフ状態の場合には、図21に示すように交流電流Iinは直流コンデンサ403を充電するように流れる。
また、半導体スイッチング素子402a、501aがオン状態、半導体スイッチング素子401a、502aがオフ状態の場合には、図22に示すように交流電流Iinは直流コンデンサ403を放電するように流れる。
また、半導体スイッチング素子401a、501aがオン状態、半導体スイッチング素子402a、502aがオフ状態の場合には、図23に示すように交流電流Iinは直流コンデンサ403をスルーするように流れる。
制御回路10Cは、このような4種の半導体スイッチング素子の制御の組み合わせで半導体スイッチング素子401a、402a、501a、502aを制御して、インバータ回路400をPWM制御することで直流コンデンサ403を充放電させ、電流制御を行う。
なお、半導体スイッチング素子401a、501aに流れる電流が、ソース(エミッタ)からドレイン(コレクタ)へ流れる場合は、その半導体スイッチング素子をオフして逆並列接続されたダイオード401b、501bに電流を流すように制御しても良い。
図24に示すように、交流電源1の交流電圧Vinのゼロクロス位相(θ=0、π)を中央とした±θ1の位相範囲(短絡期間)では、半導体スイッチング素子502aをオン状態(オンに固定)、半導体スイッチング素子501aをオフ状態(オフに固定)として、平滑コンデンサ3をバイパスさせる。
この場合、図20に示すように、交流電源1からの交流電流Iinはリアクトル2で限流されてインバータ回路400に入力され、半導体スイッチング素子502aを通り交流電源1に戻る。この場合、図20の動作モードによってリアクトル2が励磁されるが、図21の動作モードによってリアクトル2の励磁がリセットされる。
また、図20の動作モードの場合は、直流コンデンサ403をスルーし、図21の動作モードの場合は、直流コンデンサ403が充電される。従って、図20の動作モードと図21の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路400をPWM制御することによって、直流コンデンサ403を充電させ、かつ電流制御を行うことができる。
次に、図24に示すように、交流電源1の交流電圧Vinのゼロクロス位相を中央とした±θ1以外の位相範囲では、半導体スイッチング素子502aをオフ状態、半導体スイッチング素子501aをオン状態として、平滑コンデンサ3へ直流電力を出力する。
この場合、図22に示すように、交流電源1からの交流電流Iinはリアクトル2で限流されてインバータ回路400に入力され、半導体スイッチング素子501aを通り平滑コンデンサ3を充電して交流電源1に戻る。
この場合、インバータ回路400は、電圧(Vdc−Vin)を出力し、図22の動作モードと図23の動作モードとを繰り返すことによって、交流電源1にインバータ回路400の出力電圧(Vdc−Vin)を加算して、交流電源1のピーク電圧より高い目標電圧Vdcに達するように平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを制御する。
インバータ回路400では、図22の動作モードによってリアクトル2が励磁され、図23の動作モードによってリアクトル2の励磁がリセットされる。
また、図22の動作モードの場合、直流コンデンサ403が放電され、図23の動作モードの場合、直流コンデンサ403をスルーする。従って、図22の動作モードと図23の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路400をPWM制御することによって、電流制御を行うことができる。
以上説明したように、交流電源1の交流電圧Vinの電圧位相θのゼロクロス位相(θ=0、π)±θ1の位相で、半導体スイッチング素子501aと半導体スイッチング素子502aとの制御を切り替え、このゼロクロス位相を中央とする±θ1の位相範囲でのみ、半導体スイッチング素子502aをオン状態、半導体スイッチング素子501aをオフ状態として、平滑コンデンサ3をバイパスさせる。
この場合、制御回路10Cは、インバータ回路400が交流電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生するように制御しつつ、入力力率がほぼ1になるように交流電流Iinを制御して出力し、直流コンデンサ403を充電する。
一方、このゼロクロス位相を中央とする±θ1以外の位相範囲では、制御回路10Cは、半導体スイッチング素子501aをオン状態、半導体スイッチング素子502aをオフ状態として、インバータ回路400が平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを目標電圧Vdcに維持するように制御しつつ、入力力率がほぼ1になるように交流電流Iinを制御して出力する。
この場合、インバータ回路400は、平滑コンデンサ3の直流電圧と交流電源の差電圧(Vdc−Vin)を発生し、直流コンデンサ403は放電される。
なお、半導体スイッチング素子502aがオンとなる短絡期間は、ゼロクロス位相(θ=0、π)が短絡期間の中央となるものとして説明したが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るように短絡期間を設定しても良い。
また、インバータ回路400の直流コンデンサ403の充電と放電のエネルギーが等しくなるように半導体スイッチング素子502aのオン期間を設定し、短絡位相θ1を決定することができる。
すなわち、インバータ回路400の直流コンデンサ403の充電と放電のエネルギーが等しいとすると、以下の数式(6)が成り立つ。ただし、Vpは電圧Vinのピーク電圧、Ipは電流Iinのピーク電流である。
Figure 0005748804
ここで、Vin=Vp・sinθ、Iin=Ip・sinθとすると、Vdcは以下の数式(7)で定義される。
Figure 0005748804
数式(7)より、目標電圧Vdcの下限値は、θ1が0となる場合に得られ、値は(π/4)Vpとなる。ただし、回路構成上、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcがピーク電圧Vp以下となると短絡電流を生じるため、目標電圧Vdcがピーク電圧Vp以下となるような短絡位相θ1を設定すると高力率制御が不可能となる。
このように、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdcは、短絡位相θ1によって決まり、短絡位相θ1を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサの直流電圧Vdcは、目標電圧Vdcに追従するように制御される。
また、インバータ回路400の直流コンデンサ403の直流電圧Vsubを、0≦θ<θ1およびθ1≦θ<π/2の各位相範囲におけるインバータ回路400の所望の発生電圧の大きさ以上に設定する。
この場合、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcが目標電圧Vdcに維持でき、また、入力力率がほぼ1になるように交流電流Iinを制御するインバータ回路400の電流制御を、交流電源1の全位相において信頼性良く行うことができる。
なお、直流コンデンサ403の直流電圧Vsubは、以下の数式(8)および(9)を満たす必要がある。
Figure 0005748804
Figure 0005748804
なお、直流コンデンサ403の直流電圧Vsubは、交流電源1からの電圧Vinのピーク電圧Vp以下に設定する。
PWM制御を行うインバータ回路400では、直流コンデンサ403の電圧Vsubが大きくなると損失が増大するため、直流コンデンサ403の電圧Vsubは、上記2つの数式(8)、(9)を満たした上で、できるだけ小さく設定することが望ましい。
そして、ゼロクロス位相を中央として±θ1の短絡期間のみで、半導体スイッチング素子502aをオン状態とし、平滑コンデンサ3をバイパスする期間とすることで、制御回路10Cは、インバータ回路400を制御し、半導体スイッチング素子502aがオンの期間でも、オフの期間でも入力力率がほぼ1になるように交流電流Iinを制御し、かつ平滑コンデンサ3に所望の電圧の直流電力を出力することができる。
すなわち、制御回路10Cは、交流電源1の交流電圧の所定の位相範囲で、短絡位相θ1を決定し、半導体スイッチング素子502aがオンとなる短絡期間を調整し、直流コンデンサ403の直流電圧Vsubを所定の電圧に調整することができる。このような制御を行うことによって、直流コンデンサ403に外部電源を用いずに自立動作が可能となる。
なお、半導体スイッチング素子401aと半導体スイッチング素子402aとは、相補的に動作させる。すなわち、半導体スイッチング素子402aがオン状態の場合には半導体スイッチング素子401aはオフ状態とし、半導体スイッチング素子402aがオフ状態の場合には半導体スイッチング素子401aはオン状態とする。ただし、半導体スイッチング素子401aは、常にソース(エミッタ)からドレイン(コレクタ)に電流が流れるため、半導体スイッチング素子401aをオフして、逆並列接続されたダイオード401bに電流を流すように制御しても良い。
<制御の詳細>
次に、インバータ回路400およびコンバータ回路500の制御の詳細について図25に基づいて説明する。図25は、制御回路10Cの構成を示すブロック図であり、これを用いてコンバータ回路500の出力制御とインバータ回路400の出力制御を説明する。
<コンバータ回路の出力制御>
コンバータ回路500の出力制御において、制御回路10Cはインバータ回路400の直流コンデンサ403の電圧Vsubを電圧指令値Vsubに追従させる制御を行う。
制御回路10は、差分器2001により、設定された電圧指令値Vsubと検出された電圧Vsubとの差分を取り、得られた差分電圧ΔVsubをフィードバック量として比例積分制御器1001に与え、比例積分した出力31を直流コンデンサ403への電流指令値とし、PWM制御部33に与えてコンバータ回路500の半導体スイッチング素子501aおよび502aに対するゲート信号12を生成する。
このPWM制御部33では、三角波生成部32において生成された交流電源1の周波数の2倍の周期に同期した三角波(交流電源周期三角波)をキャリア波に用いて比較演算し、交流電源1の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央として動作するゲート信号12を生成する。ゲート信号12は交流電源1の周波数の2倍の低周波スイッチング信号となる。
従って、このゲート信号12によりコンバータ回路500の交流端子間を短絡する短絡期間も制御され、電圧Vsubが低下すると短絡期間は長く、電圧Vsubが増加すると短絡期間は短くなるように制御される。
<インバータ回路の出力制御>
また、インバータ回路400の出力制御において、制御回路10Cは平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを目標電圧Vdcに維持し、また交流電源1の力率がほぼ1になるように電流Iinを制御する。
制御回路10Cは、差分器2002により、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdcと直流電圧Vdcとの差分を取り、得られた差分電圧21をフィードバック量として比例積分制御器1002に与え、比例積分した出力を振幅目標値22とする。この振幅目標値22と、交流電源同期正弦波生成器23で生成した交流電源1に同期した周波数および位相を持つ正弦波とを乗算器1003で乗算することで、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令値Iin24を生成する。
次に、差分器2003により、電流指令値Iin24と図示されない電流計で検出された電流Iinとの差分を取り、得られた差分電流25をフィードバック量として比例制御器1004に与え、比例制御した出力をインバータ回路100の発生電圧の目標値となる電圧指令値26とする。
ここで、電流指令値Iin24と、電流Iinとの差分電流25は、比例制御器1004と並列に積分器群47にも入力される。この積分器群47を用いた演算は、電力変換装置4000において特徴的な構成であり、以下に、その演算について説明する。
差分電流25が積分器群47に与えられるタイミングで、積分器切り替え器46により積分器群47の中の積分器が一つだけが選択され、入力に対する積分演算が行われ、積分値48として出力される。そして当該出力に対して乗算器1005で係数Kを乗算することで電圧指令値の補正値49を得る。
ここで、係数Kは、電流値として出力される積分値48を電圧値に変換するための変換係数であり、固定値でも良いが、入力電圧値が変化した場合などの動作条件によって変更される可変値でも良い。また、乗算器1005では制御ゲインも乗算される。
積分器切り替え器46には2つの信号が入力される。その1つは、コンバータ回路500の出力制御のためのゲート信号12を受けてオンとオフ、すなわち短絡期間であるか否かを判定する短絡期間判定器40の出力信号41であり、オン、オフに対応する2値信号として与えられる。
もう1つは、交流電源1からの電圧Vinを受けて、その正負の極性を判定する電圧極性判定器42の出力信号43であり、極性の正、負に対応する2値信号として与えられる。
積分器切り替え器46は、これらの2つの信号の組み合わせにより4パターンの切り替え信号を作り出し、積分器群47の持つ4個の積分器の切り替えを行う。
次に、加算器2004において、電圧指令値26に対して電圧指令値の補正値49を加算し、補正後の電圧指令27を得る。そして、加算器2005において、コンバータ回路500の半導体スイッチング素子502aをオン状態とする短絡期間の制御と、コンバータ回路500の半導体スイッチング素子502aをオフ状態とする短絡期間以外の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧△Vを加算して、補正後の電圧指令27をフィードフォワード補正した、フィードフォワード補正後の電圧指令28を得る。
ここで、フィードフォワード補正電圧ΔVは、短絡期間では交流電源1の逆極性となる交流電圧(−Vin)であり、短絡期間以外の期間は平滑コンデンサ3の直流電圧と交流電源1の交流電圧との差電圧(Vdc−Vin)となるように、図示されない部位で電圧Vdcおよび交流電圧Vinに基づいて演算される。
これにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを確実に防ぐことができ、短絡期間以外との切り替え時にも、入力力率がほぼ1になるように電流Iinを制御でき、過渡的な電流変動を信頼性良く抑制して、高調波電流の発生を抑制できる。
そして、フィードフォワード補正後の電圧指令28を用いて、PWM制御部29によりインバータ回路400の半導体スイッチング素子401a、402aに対するゲート信号11を生成し、インバータ回路400を動作させる。なお、ゲート信号11は、電流Iinを電流指令値Iin*24に追従させるため、交流電源1の周波数よりも十分に高い、例えば数十kHz程度の高周波スイッチング信号である。
以上説明した実施の形態4の電力変換装置4000では、このような電流指令値28を用いてインバータ回路400を制御することによって、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを目標電圧Vdcに追従させ、交流電源1からの入力力率を改善するように制御して出力し、インバータ回路400の交流側の発生電圧を交流電源1から出力される交流電圧Vinに重畳する。
このような制御によって、コンバータ回路500の半導体スイッチング素子501aおよび502aには、高周波スイッチングが不要となる。
また、インバータ回路400は、半導体スイッチング素子のスイッチングで扱う電圧を交流電源1のピーク電圧よりも大幅に低減することができる。このため、リアクトル2への電圧急変防止が可能となり、従来は限流のために必要であった大きなインダクタンスを持たせる必要はなく、リアクトル2を小型化してもスイッチング損失とノイズを低減することができる。
また、半導体スイッチング素子502aがオン状態の場合、平滑コンデンサ3をバイパスしてインバータ回路400の直流コンデンサ403を充電できるため、インバータ回路400に高い電圧を発生させることなく交流電源1に交流電流Iinを流すことができると共に、充電されたエネルギーを平滑コンデンサ3の放電に使うことができる。
このため、半導体スイッチング素子のスイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、高力率化、高効率化、低ノイズ化がさらに促進できる。なお、この場合のリアクトル2は、エネルギーを貯めるものではなく、電流を制限する限流回路として動作し、電流制御の信頼性が向上する。
また、インバータ回路400の直流コンデンサ403の直流電圧Vsubを、交流電圧Vinのピーク電圧Vp以下に設定することによって、このような高効率化、低ノイズ化の効果を確実に得ることができる。
また、インバータ回路400を2つの半導体スイッチング素子401a、402aと、直流コンデンサ403とで構成されるハーフブリッジ型とし、コンバータ回路500を半導体スイッチング素子501a、502aで構成している。このため、少ない半導体スイッチング素子で電流制御を実現することができ、電力変換装置の小型化、軽量化、部品点数の削減を実現することができる。
また、交流電源1からの入力電圧の特定の位相でのみ半導体スイッチング素子501aおよび502aを動作させるため、電力変換装置を安定に制御でき、半導体スイッチング素子のスイッチングに起因する損失もほとんど発生しない。
また、ゼロクロス位相であるθ=0、πを中央とした±θ1の位相範囲でのみ、半導体スイッチング素子502aをオン状態として平滑コンデンサ3をバイパスさせるため、交流電源1の交流電圧Vinが低い領域において平滑コンデンサ3へ出力する必要がなく、インバータ回路400の直流電圧を低く構成でき、高効率化、低ノイズ化を達成することができる。また、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdcは、短絡位相θ1によって制御できるため、目標電圧Vdcを容易に制御でき、制御性および制御上の自由度が向上する。
また、半導体スイッチング素子502aのオン・オフ切り替え時に、インバータ回路400は、フィードフォワード制御によって、直流コンデンサ403の充電、放電動作を切り替えるように制御されるため、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぎ、高速制御が実現できる。
また、実施の形態4においても、実施の形態1〜3と同様に、所定条件ごとに積分器を切り替えることにより、所定条件で異なる定常偏差をそれぞれ適切に補償し、電流Iinの制御性を向上させることができる。
なお、以上説明した実施の形態4では、インバータ回路400によって電流制御する方法について示したが、数式(8)または数式(9)に示す条件が成り立たない場合には、コンバータ回路500によって電流制御する構成としても良い。
また、コンバータ回路500によって電流制御されることを条件として積分器を切り替えて電流制御演算をすることで、コンバータ回路500によって電流制御する場合の電流制御性を向上させることができる。
また、交流電圧Vinの勾配の極性を条件として積分器を切り替えて演算するものであっても良く、これにより電流Iinの制御性を向上させることができる。
<実施の形態5>
以上説明した実施の形態4の電力変換装置4000では、入力部にダイオードブリッジを備え、力行機能のみ備えた構成について示したが、本発明に係る実施の形態5では、ダイオードブリッジを省略し、2つのハーフブリッジ型のインバータ回路を備え、力行および回生機能を備えた電力変換装置5000の構成について説明する。
図26は、本発明に係る実施の形態5の電力変換装置5000の概略構成を示す図である。図26に示すように、電力変換装置5000は、交流電源1の交流電力を直流電力に変換して出力するための主回路と制御回路10Dとを備えている。
主回路は、限流回路を構成するリアクトル2と、ハーフブリッジ型のインバータ回路400(第1のインバータ回路)およびインバータ回路600(第2のインバータ回路)と、コンバータ回路500(第1のコンバータ回路)およびコンバータ回路700(第2のコンバータ回路)と、出力電圧を平滑する平滑コンデンサ3とを備えている。なお、図19に示した電力変換装置4000と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
交流電源1は電力変換装置5000の入力端子t1と入力端子t2の間に接続され、入力端子t1はリアクトル2に接続され、リアクトル2は、ハーフブリッジ型のインバータ回路400に直列に接続される構成となっている。また、入力端子t2はハーフブリッジ型のインバータ回路600に接続されている。
インバータ回路600は、MOSFET等の2個の半導体スイッチング素子601a、602a、および直流コンデンサ603で構成されるハーフブリッジ型のインバータである。半導体スイッチング素子601aがインバータ回路600の正電位側の半導体スイッチング素子であり、半導体スイッチング素子602aがインバータ回路400の負電位側の半導体スイッチング素子であり、両者は直列に接続され、その接続点(交流側端子)が入力端子t2に接続されている。
また、半導体スイッチング素子601aのドレインと、半導体スイッチング素子602aのソースには、それぞれ直流コンデンサ603の正極および負極が接続されている。なお、半導体スイッチング素子601a、602aのそれぞれのソース・ドレイン間には、ダイオード601b、602bが逆並列に接続されているが、これらのダイオードは、半導体スイッチング素子601a、602aにそれぞれ内蔵された構成であっても良い。
コンバータ回路700は、MOSFET等の2個の半導体スイッチング素子701a、702aで構成されている。半導体スイッチング素子701aは、インバータ回路600の正電位側の半導体スイッチング素子601aと平滑コンデンサ3の正極側の直流母線3aとの間に接続され、半導体スイッチング素子702aは、インバータ回路600の負電位側の半導体スイッチング素子602aと平滑コンデンサ3の負極側の直流母線3bとの間に接続されている。なお、平滑コンデンサ3の負極側の直流母線3bは、ダイオードブリッジ4の他方の出力端子に直接接続されている。
また、半導体スイッチング素子701a、702aのそれぞれのソース・ドレイン間には、ダイオード701b、702bが逆並列に接続されているが、これらのダイオードは、半導体スイッチング素子701a、702aにそれぞれ内蔵された構成であっても良い。
なお、半導体スイッチング素子601a、602a、701a、702aは、MOSFET以外にも、IGBT等を用いても良く、その場合も、それぞれダイオードを逆並列に接続した構成とする。
また、回生動作を行わない場合には、半導体スイッチング素子401a、501a、601a、701aを省略して、ダイオード401b、501b、601b、701bのみで構成しても良い。
また、電力変換装置5000は、インバータ回路400の直流コンデンサ403の直流電圧Vsub1を測定する電圧計、インバータ回路600の直流コンデンサ603の直流電圧Vsub1を測定する電圧計、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを測定する電圧計、交流電源1からの交流電圧Vinを測定する電圧計、および交流電流Iinを測定する電流計(何れも図示せず)を備えている。
制御回路10Dは、インバータ回路400の直流コンデンサ403の直流電圧Vsub1と、インバータ回路600の直流コンデンサ603の直流電圧Vsub2と、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcと、電力変換装置5000の入力端子t1、t2間に印加される交流の入力電圧Vinと、交流電流Iinとに基づいて、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcが一定の目標電圧Vdcになるように、また、交流電源1からの交流電流Iinの力率がほぼ1となるように、さらに直流コンデンサ403の電圧Vsub1と直流コンデンサ603の電圧Vsub2とが一定の目標電圧(電圧指令値Vsub1、電圧指令値Vsub2)となるように、インバータ回路400および600の半導体スイッチング素子401a、402aおよび601a、602aと、コンバータ回路500および700の半導体スイッチング素子501a、502aおよび701a、702aに与えるゲート信号11、12を生成して、インバータ回路400および600、コンバータ回路500および700の出力制御を行う。
より具体的には、制御回路10Dは、直流コンデンサ403の直流電圧Vsub1および直流コンデンサ603の直流電圧Vsub2が、直流コンデンサ403および603のそれぞれの電圧指令値Vsub1およびVsub1に追従するように半導体スイッチング素子502aおよび702aのオン・オフを制御すると共に、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcが平滑コンデンサ3の目標電圧Vdcに追従し、交流電源1からの入力力率を調整し、入力力率が改善するように半導体スイッチング素子401a、402a、601a、602aのオン・オフを制御する。
また、制御回路10Dは、交流電源1の交流電圧Vinの極性に応じて、インバータ回路400の半導体スイッチング素子401a、402aをオン・オフする制御と、インバータ回路600の半導体スイッチング素子701a、702aをオン・オフする制御とを切り替える。
平滑コンデンサ3には図示しない負荷が接続され、通常時には、直流電圧Vdcは目標電圧Vdcに比べて低く、制御回路10Dは、交流電源1からの交流電力を変換して平滑コンデンサ3に直流電力を供給するようにインバータ回路400、600およびコンバータ回路500、700の出力制御を行う。
<力行動作>
このように構成される電力変換装置5000の力行動作、すなわち平滑コンデンサ3に直流電力を出力する動作について、図27〜図34に基づいて説明する。
図27〜図34は電流経路図を示し、図27〜図30は交流電圧Vinが正極性の場合、図31〜図34は交流電圧Vinが負極性の場合の電流経路図であり電流が流れる経路を太線で示している。
また、図35は、電力変換装置5000の動作を説明する各部の波形とインバータ回路400および600のそれぞれの直流コンデンサ403および603の充放電動作を示す図である。
図35において、(a)部には交流電圧Vinの電圧波形、(b)部には半導体スイッチング素子502aのオン・オフの状態、(c)部には半導体スイッチング素子401a、402aのオン・オフの状態、(d)部には半導体スイッチング素子702aのオン・オフの状態、(e)部には半導体スイッチング素子601a、602aのオン・オフの状態、(f)部は直流コンデンサ403の充放電の状態、(g)部には直流コンデンサ603の充放電の状態を示す。
なお、出力段の平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcは、交流電源1の交流電圧Vinのピーク電圧Vpより高く、図35では、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcが一定の目標電圧Vdcに制御されている状態を示す。
このように制御回路10Dは、平滑コンデンサ3の直流電圧の目標電圧Vdcを、直流電圧Vsub1、Vsub2より常に高く設定している。このように設定することによって、直流コンデンサ403、603から、平滑コンデンサ3への電力流出を防ぎ、電力変換装置の安定した制御を行うことができる。
実施の形態5では、交流電源1の交流電圧Vinの極性が正極性の場合には、半導体スイッチング素子401a、402a、501a、502aを出力制御し、半導体スイッチング素子601a、602a、701a、702aをオフとする。一方、交流電源1の交流電圧Vinの極性が負極性の場合には、半導体スイッチング素子601a、602a、701a、702aを出力制御し、半導体スイッチング素子401a、402a、501a、502aをオフとする。
<0≦θ<πの場合>
交流電源1の電圧位相をθとし、まず、交流電源1の交流電圧Vinが正極性である0≦θ<πの場合における、4つの半導体スイッチング素子401a、402a、501a、502aの動作と電流経路について説明する。
半導体スイッチング素子402a、502aがオン状態、半導体スイッチング素子401a、501aがオフ状態の場合には、図27に示すように交流電流Iinは直流コンデンサ403をスルーするように流れる。
また、半導体スイッチング素子401a、502aがオン状態、半導体スイッチング素子402a、501aがオフ状態の場合には、図28に示すように交流電流Iinは直流コンデンサ403を充電するように流れる。
また、半導体スイッチング素子402a、501aがオン状態、半導体スイッチング素子401a、502aがオフ状態の場合には、図29に示すように交流電流Iinは直流コンデンサ403を放電するように流れる。
また、半導体スイッチング素子401a、501aがオン状態、半導体スイッチング素子402a、502aがオフ状態の場合には、図30に示すように交流電流Iinは直流コンデンサ403をスルーするように流れる。
制御回路10Dは、このような4種類の動作モードの組み合わせで、インバータ回路400をPWM制御することによって、交流電源1の高力率制御と、直流コンデンサ403の充放電制御を行うことができる。なお、インバータ回路600側を流れる電流は、ダイオード602b、ダイオード702bを経由して流れるが、半導体スイッチング素子602a、702aを適宜オン・オフして半導体スイッチング素子を経由して流れるように制御しても良い。
<π≦θ<2πの場合>
次に、交流電源1の交流電圧Vinが負極性であるπ≦θ<2πの場合における、4つの半導体スイッチング素子601a、602a、701a、702aの動作と電流経路について説明する。
半導体スイッチング素子602a、702aがオン状態、半導体スイッチング素子601a、701aがオフ状態の場合には、図31に示すように交流電流Iinは直流コンデンサ603をスルーするように流れる。
また、半導体スイッチング素子601a、702aがオン状態、半導体スイッチング素子602a、701aがオフ状態の場合には、図32に示すように交流電流Iinは直流コンデンサ603を充電するように流れる。
また、半導体スイッチング素子602a、701aがオン状態、半導体スイッチング素子601a、702aがオフ状態の場合には、図33に示すように交流電流Iinは直流コンデンサ603を放電するように流れる。
また、半導体スイッチング素子601a、701aがオン状態、半導体スイッチング素子602a、702aがオフ状態の場合には、図34に示すように交流電流Iinは直流コンデンサ603をスルーするように流れる。
制御回路10Dは、このような4種類の動作モードの組み合わせで、インバータ回路600をPWM制御することによって、交流電源1の高力率制御と、直流コンデンサ603の充放電制御を行う。なお、インバータ回路400側を流れる電流は、ダイオード402b、ダイオード502bを経由して流れるが、半導体スイッチング素子402a、502aを適宜オン・オフして、半導体スイッチング素子を経由して流れるように制御しても良い。
まず、図35に示すように、交流電源1の交流電圧Vinが正極性である場合、交流電源1の交流電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ1の位相範囲(短絡期間)、すなわち「0」〜「θ1」、「π−θ1」〜「π」の位相範囲では、半導体スイッチング素子502aをオン状態、半導体スイッチング素子501a(図示せず)がオフ状態となり、平滑コンデンサ3をバイパスさせる。そして、インバータ回路400の半導体スイッチング素子401a、402aを交互にオン・オフするPWM制御を行う(図27の動作モードと図28の動作モードとを交互に行う)。
この場合、図27の動作モードによってリアクトル2が励磁され、図28の動作モードによってリアクトル2の励磁がリセットされる。また、図27の動作モードでは直流コンデンサ403はスルーとなり、図28の動作モードでは直流コンデンサ403は充電される。従って、図27の動作モードと図28の動作モードとを組み合わせてインバータ回路400をPWM制御することによって、直流コンデンサ403を充電させ、かつ交流電源1の高力率制御を行うことができる。
次に、図35に示すように、交流電源1の交流電圧Vinが正極性である場合、「θ1」〜「π−θ1」の位相範囲では、半導体スイッチング素子502aがオフ状態、半導体スイッチング素子501a(図示せず)がオン状態となり、平滑コンデンサ3へ直流電力を出力する。そして、インバータ回路400の半導体スイッチング素子401a、402aを交互にオン・オフするPWM制御を行う(図29の動作モードと図30の動作モードとを交互に行う)。
この場合、インバータ回路400は、電圧(Vsub1−Vin)を出力し、図29の動作モードと図30の動作モードとを繰り返すことによって、交流電源1の交流電圧Vinにインバータ回路400の出力電圧を加算して、交流電源1のピーク電圧より高い目標電圧Vdcに達するように平滑コンデンサ3の電圧Vdcを制御する。
インバータ回路400では、図29の動作モードによってリアクトル2が励磁され、図30の動作モードによってリアクトル2の励磁がリセットされる。また、図29の動作モードでは、直流コンデンサ403は放電され、図30の動作モードでは、直流コンデンサ403はスルーされる。従って、図29の動作モードと図30の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路400をPWM制御することによって、直流コンデンサ403を放電させ、かつ交流電源1の高力率制御を行うことができる。
次に、図35に示すように、交流電源1の交流電圧Vinが負極性である場合、交流電源1の交流電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ5の位相範囲(短絡期間)、すなわち「π」〜「π+θ5」、「2π−θ5」〜「2π」の位相範囲では、半導体スイッチング素子702aをオン状態、半導体スイッチング素子701a(図示せず)をオフ状態として、平滑コンデンサ3をバイパスさせる。そして、インバータ回路600の半導体スイッチング素子601a、602aを交互にオン・オフするPWM制御を行う(図31の動作モードと図32の動作モードとを交互に行う)。
この場合、図31の動作モードによってリアクトル2が励磁され、図32の動作モードによってリアクトル2の励磁がリセットされる。また、図31の動作モードでは直流コンデンサ603はスルーとなり、図32の動作モードでは直流コンデンサ603は充電される。従って、図31の動作モードと図32の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路600をPWM制御することによって、直流コンデンサ603を充電させ、かつ交流電源1の高力率制御を行うことができる。
次に、図35に示すように、交流電源1の交流電圧Vinが負極性である場合、「π+θ5」〜「2π−θ5」の位相範囲では、半導体スイッチング素子702aがオフ状態、半導体スイッチング素子701a(図示せず)がオン状態となり、平滑コンデンサ3へ直流電力を出力する。そして、インバータ回路600の半導体スイッチング素子601a、602aを交互にオン・オフするPWM制御を行う(図33と図34の動作モードとを交互に行う)。
この場合、インバータ回路600は電圧(Vsub2−Vin)を出力して、図33の動作モードと図34の動作モードとを繰り返すことによって、交流電源1の交流電圧Vinにインバータ回路600の出力電圧を加算して、交流電源1のピーク電圧より高い目標電圧Vdcに達するように平滑コンデンサ3の電圧Vdcを制御する。
インバータ回路600では、図33の動作モードによってリアクトル2が励磁され、図34の動作モードによってリアクトル2の励磁がリセットされる。また、図33の動作モードでは、直流コンデンサ603は放電され、図34の動作モードでは、直流コンデンサ603はスルーされる。従って図33の動作モードと図34の動作モードとを組み合わせて、インバータ回路600をPWM制御することによって、直流コンデンサ603を放電させ、かつ交流電源1の高力率制御を行うことができる。
以上説明したように、交流電圧Vinが正極性の場合には、半導体スイッチング素子502aのオン期間(短絡期間)を調整することによって、インバータ回路400の直流コンデンサ403の直流電圧Vsub1を目標電圧に保つことができる。また、交流電圧Vinが負極性の場合には、半導体スイッチング素子702aのオン期間(短絡期間)を調整することによって、インバータ回路600の直流コンデンサ603の直流電圧Vsub2を目標電圧に保つことができる。
このような駆動方法における、交流電源1の交流電圧Vinと、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcとの関係は、実施の形態4で説明した数式(6)のように表される。そして、電流制御の成立条件も実施の形態4で説明した数式(8)および数式(9)と同様に、以下の数式(10)〜(13)で表される。
すなわち、インバータ回路400で電流制御を行う場合には、以下に示す数式(10)および(11)を満たす必要がある。
Figure 0005748804
Figure 0005748804
また、インバータ回路600で電流制御を行う場合には、以下に示す数式(12)および(13)を満たす必要がある。
Figure 0005748804
Figure 0005748804
なお、直流コンデンサ403、603の直流電圧Vsub1、Vsub2は、交流電源1の交流電圧Vinのピーク電圧Vp以下に設定する。PWM制御を行うインバータ回路400、600では、直流コンデンサ403、603の直流電圧Vsub1、Vsub2が大きくなると損失が増大するため、直流電圧Vsub1、Vsub2は数式(10)〜数式(13)を満たした上で、できるだけ小さく設定することが望ましい。
<制御の詳細>
次に、インバータ回路400、600およびコンバータ回路500、700の制御の詳細について図36に基づいて説明する。図36は、制御回路10Dの構成を示すブロック図であり、これを用いてコンバータ回路500、700の出力制御とインバータ回路400、600の出力制御を説明する。
<コンバータ回路の出力制御>
コンバータ回路500、700の出力制御において、制御回路10Dはインバータ回路400、600の直流コンデンサ403の電圧Vsubを電圧指令値Vsubに追従させる制御を行う。なお、ここでは直流電圧Vsub1、Vsub2が共通の電圧指令値Vsubに追従する制御について説明するが、別々の指令値により制御されるものであっても良い。
制御回路10Dは、まず、交流電圧Vinの極性によって直流コンデンサ403、603の電圧Vsub1、Vsub2のどちらを制御するかを選択する。
すなわち、交流電源1からの電圧Vinを受けて、その正負の極性を判定する電圧極性判定器42の出力信号43(極性の正、負に対応する2値信号として出力される)が切り替え器35に与えられ、切り替え器35では、出力信号43が、電圧Vinの極性が正であることを示す場合には電圧Vsub1を、電圧Vinの極性が負であることを示す場合には電圧Vsub2を差分器2001での差分演算に用いるよう切り替える。
差分器2001では、設定された電圧指令値Vsubと検出された電圧Vsub1または電圧Vsub2との差分を取り、得られた差分電圧ΔVsubをフィードバック量として比例積分制御器1001に与え、比例積分した出力31を直流コンデンサ403への電流指令値とし、PWM制御部33に与えてコンバータ回路500の半導体スイッチング素子501a、502a、701aおよび702aに対するゲート信号12を生成する。
このPWM制御部33では、三角波生成部32において生成された交流電源1の周波数の2倍の周期に同期した三角波(交流電源周期三角波)をキャリア波に用いて比較演算し、交流電源1の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央として動作するゲート信号12を生成する。ゲート信号12は交流電源1の周波数の2倍の低周波スイッチング信号となる。
従って、このゲート信号12によりコンバータ回路500の交流端子間を短絡する短絡期間も制御され、電圧Vsub1、Vsub2が低下すると短絡期間は長く、電圧Vsub1、Vsub2が増加すると短絡期間は短くなるように制御される。
<インバータ回路の出力制御>
また、インバータ回路400、600の出力制御において、制御回路10Dは平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを目標電圧Vdcに維持し、また交流電源1の力率がほぼ1になるように電流Iinを制御する。
制御回路10Dは、差分器2002により、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdcと直流電圧Vdcとの差分を取り、得られた差分電圧21をフィードバック量として比例積分制御器1002に与え、比例積分した出力を振幅目標値22とする。この振幅目標値22と、交流電源同期正弦波生成器23で生成した交流電源1に同期した周波数および位相を持つ正弦波とを乗算器1003で乗算することで、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令値Iin24を生成する。
次に、差分器2003により、電流指令値Iin24と図示されない電流計で検出された電流Iinとの差分を取り、得られた差分電流25をフィードバック量として比例制御器1004に与え、比例制御した出力をインバータ回路100の発生電圧の目標値となる電圧指令値26とする。
ここで、電流指令値Iin24と、電流Iinとの差分電流25は、比例制御器1004と並列に積分器群47にも入力される。この積分器群47を用いた演算は、電力変換装置4000において特徴的な構成であり、以下に、その演算について説明する。
差分電流25が積分器群47に与えられるタイミングで、積分器切り替え器46により積分器群47の中の積分器が一つだけが選択され、入力に対する積分演算が行われ、積分値48として出力される。そして当該出力に対して乗算器1005で係数Kを乗算することで電圧指令値の補正値49を得る。
ここで、係数Kは、電流値として出力される積分値48を電圧値に変換するための変換係数であり、固定値でも良いが、入力電圧値が変化した場合などの動作条件によって変更される可変値でも良い。また、乗算器1005では制御ゲインも乗算される。
積分器切り替え器46には2つの信号が入力される。その1つは、コンバータ回路500、700の出力制御のためのゲート信号12を受けてオンとオフ、すなわち短絡期間であるか否かを判定する短絡期間判定器40の出力信号41であり、オン、オフに対応する2値信号として与えられる。
もう1つは、交流電源1からの電圧Vinを受けて、その正負の極性を判定する電圧極性判定器42の出力信号43であり、極性の正、負に対応する2値信号として与えられる。
これらの信号の組み合わせから積分器切り替え器46は4個のパターンを作り出し、積分器群47の持つ4個の積分器の切り替えを行う。
次に、加算器2004において、電圧指令値26に対して電圧指令値の補正値49を加算し、補正後の電圧指令27を得る。そして、加算器2005において、コンバータ回路500、700の半導体スイッチング素子502aまたは702aをオン状態とする短絡期間の制御と、コンバータ回路500、700の半導体スイッチング素子502aまたは702aをオフ状態とする短絡期間以外の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧△Vを加算して、補正後の電圧指令27をフィードフォワード補正した、フィードフォワード補正後の電圧指令28を得る。
ここで、フィードフォワード補正電圧ΔVは、短絡期間では交流電源1の逆極性となる交流電圧(−Vin)であり、短絡期間以外の期間は平滑コンデンサ3の直流電圧と交流電源1の交流電圧との差電圧(Vdc−Vin)となるように、図示されない部位で電圧Vdcおよび交流電圧Vinに基づいて演算される。
これにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを確実に防ぐことができ、短絡期間以外との切り替え時にも、入力力率がほぼ1になるように電流Iinを制御でき、過渡的な電流変動を信頼性良く抑制して、高調波電流の発生を抑制できる。
そして、フィードフォワード補正後の電圧指令28を用いて、PWM制御部29によりインバータ回路400、600の各半導体スイッチング素子401a、402a、601a、602aに対するゲート信号11を生成し、インバータ回路400、600を動作させる。なお、ゲート信号11は、電流Iinを電流指令値Iin*24に追従させるため、交流電源1の周波数よりも十分に高い、例えば数十kHz程度の高周波スイッチング信号である。
以上説明したようにインバータ回路400、600を制御することによって、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを目標電圧Vdcに追従させ、交流電源1からの入力力率を改善するように制御して出力し、インバータ回路400、600の交流側の発生電圧を交流電源1から出力される交流電圧Vinに重畳する。
以上のような構成によって、ダイオード整流回路を用いずに、交流電圧を直流電圧に変換する機能、交流電源を高力率に制御する機能を実現することができる。また、交流電源1の交流電圧の極性に応じて、2つのインバータ回路400、600を切り替えて制御するので、直流コンデンサ403、603の電力負担期間を半減させることができ、これによって電力変換装置の適用箇所を拡大することができる。
また、実施の形態5の構成においても、実施の形態1〜4と同様に、所定条件ごとに積分器を切り替えることにより、所定条件で異なる定常偏差をそれぞれ適切に補償し、電流Iinの制御性を向上させることができる。
なお、実施の形態5では交流入力を直流出力する力行動作についてのみ示しているが、回生動作であっても、電流制御において所定条件ごとに積分器を切り替えて演算することにより、電流Iinの制御性を向上させることができる。
また、インバータ回路400、600によって電流制御する方法について示したが、数式(10)〜数式(13)のいずれかに示す条件が成り立たない場合に、コンバータ回路500、700によって電流制御するものであっても良い。
コンバータ回路500、700によって電流制御されることを条件として積分器を切り替えて電流制御演算することで、コンバータ回路500、700によって電流制御する場合の電流制御性を向上させることができる。
また、交流電圧Vinの勾配の極性を条件として積分器を切り替えて演算するものであっても良く、これにより電流Iinの制御性を向上させることができる。
<実施の形態6>
以上説明した実施の形態1〜5においては、平滑コンデンサをバイパスする短絡期間を設けるようにコンバータ回路が制御される構成について示したが、本発明に係る実施の形態6では、平滑コンデンサの後段にさらにDC/DC(直流-直流)変換回路を設けた構成について示す。
図37は、図1を用いて説明した実施の形態1の電力変換装置1000の後段にDC/DC変換回路800を備えた電力変換装置6000の構成を示す図である。なお、前段の電力変換装置は、実施の形態1の電力変換装置1000に限定されず、実施の形態2〜5の電力変換装置2000〜5000の何れであっても良い。
図37に示すように、DC/DC変換回路800は、電力変換装置1000の平滑コンデンサ3で平滑される直流電力を所定の直流電力に変換する回路であり、制御回路10Eにより制御される。
DC/DC変換回路800は、トランス5によって電気的に絶縁された1次側と2次側とを有し、1次側は、それぞれのソース・ドレイン間にダイオード801b〜804bが内蔵された複数個のMOSFET等の半導体スイッチング素子801a〜804aで構成されるフルブリッジ型のインバータを有している。
すなわち、電力変換装置1000から連続する直流母線3a、3b間に直列に接続された半導体スイッチング素子801aおよび802aと、同じく直流母線3a、3b間に直列に接続された半導体スイッチング素子803aおよび804aとを備え、半導体スイッチング素子301a〜304aのそれぞれのソース・ドレイン間には、ダイオード801b〜804bが逆並列に接続されているが、これらのダイオードは、半導体スイッチング素子801a〜804aにそれぞれ内蔵された構成であっても良い。
そして、半導体スイッチング素子801aと802aとの接続点(交流側端子)および半導体スイッチング素子803aと804aとの接続点(交流側端子)は、トランス5の1次側巻き線に接続されている。
DC/DC変換回路800の2次側は、それぞれのソース・ドレイン間にダイオード805b〜808bが内蔵された複数個のMOSFET等の半導体スイッチング素子805a〜808aで構成されるフルブリッジ型のコンバータを有している。
すなわち、直流出力母線8a、8b間に直列に接続された半導体スイッチング素子805aおよび806aと、同じく直流母線8a、8b間に直列に接続された半導体スイッチング素子807aおよび808aとを備え、半導体スイッチング素子805a〜808aのそれぞれのソース・ドレイン間には、ダイオード806b〜808bが逆並列に接続されているが、これらのダイオードは、半導体スイッチング素子805a〜808aにそれぞれ内蔵された構成であっても良い。
そして、半導体スイッチング素子805aと806aとの接続点(交流側端子)および半導体スイッチング素子807aと808aとの接続点(交流側端子)は、トランス5の2次側巻き線に接続されている。
なお、半導体スイッチング素子801a〜808aは、MOSFET以外にも、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等を用いても良く、その場合も、それぞれダイオードを逆並列に接続した構成とする。
また、DC/DC変換回路800は、出力電圧Voutを測定する電圧計、および出力電流Iout(第1の電流値)を測定する電流計(何れも図示せず)を備えている。
制御回路10Eは、平滑コンデンサ3の電圧Vdcと、DC/DC変換回路800の出力電圧Voutおよび出力電流Ioutに基づいて、出力電圧Voutが一定の目標電圧Voutになるように、DC/DC変換回路800の各半導体スイッチング素子801a〜808aに対するゲート信号13を生成して、DC/DC変換回路800の出力制御を行う。
なお、出力直流母線8a、8bには図示しない負荷が接続され、通常時は出力電圧Voutは目標電圧Voutに比べて低く、制御回路10Eは、平滑コンデンサ3の直流電力を変換して所定の直流電力を供給するようにDC/DC変換回路800の出力制御を行う。
図38は、DC/DC変換回路800の動作を説明する図である。図38において、(a)部にはトランス5の1次側に印加される電圧Vtr1の電圧波形、(b)部には半導体スイッチング素子801a、804aのオン・オフの状態、(c)部には半導体スイッチング素子802a、803aのオン・オフの状態を示す。なお、(b)部において半導体スイッチング素子801a、804aがオン状態の場合には半導体スイッチング素子805a、808a(図示せず)もオン状態となる。また、(a)部において半導体スイッチング素子802a、803aがオン状態の場合には半導体スイッチング素子806a、807a(図示せず)もオン状態となる。
図38に示すように、半導体スイッチング素子801a、804aをオンした場合、トランス5の1次側には平滑コンデンサ3の電圧Vdcが正極性で印加され、これによりトランス5の2次側に電力が伝達される。
また、半導体スイッチング素子802a、803aをオンした場合、トランス5の1次側には平滑コンデンサ3の電圧Vdcが負極性で印加され、これによりトランス5の2次側に電力が伝達される。そして、各半導体スイッチング素子のオン時間を調整してPWM制御することにより、トランス5の2次側へ出力する電力を制御する。
なお、半導体スイッチング素子805a〜808aを流れる電流はソース(エミッタ)からドレイン(コレクタ)の方向となるため、半導体スイッチング素子をオフして逆並列接続されたダイオード805b〜808bに電流を流すように制御しても良い。また、力行動作のみの場合は、ダイオード805b〜808bのみで構成しても良い。
次に、図39を用いて、電力変換装置1000の動作を含めたDC/DC変換回路800の動作を説明する。図39において、(a)部には交流電圧Vinと平滑コンデンサ3の電圧Vdcの波形、(b)部にはDC/DC変換回路800の前段の電力変換装置1000の短絡期間Tの状態、(c)部にはDC/DC変換回路800の出力電流Ioutの波形と目標電流Iout(第2の電流値)を示す。
図39に示すように、電力変換装置1000の短絡期間Tがオンの場合には、平滑コンデンサ3がバイパスされて電圧Vdcが減少傾向となり、短絡期間Tがオフの場合には平滑コンデンサ3が充電されて電圧Vdcは増加傾向となる。この場合、DC/DC変換回路800の出力電流Ioutは目標電流Ioutに追従するよう制御されるが、トランス5の1次側に印加される電圧Vdcの増加・減少傾向によって、制御に定常偏差を生じる。
具体的には、電圧Vdcが増加傾向の場合、DC/DC変換回路800の各半導体スイッチング素子が所定のオン期間で動作している状態でトランス5の1次側電圧が増加するため、2次側への出力電力増加によって出力電流Ioutが増加し、目標電流Ioutに追従させるため、DC/DC変換回路800の各半導体スイッチング素子のオン期間を短縮するようフィードバック制御する。
そのため、電圧Vdcが増加傾向の期間は、出力電流Ioutの増加の検出で制御が実行されるため、出力電流Ioutは目標電流Ioutに対して正極性の定常偏差を持つことになる。これとは逆に、電圧Vdcが減少傾向の場合には、出力電流Ioutは目標電流Ioutに対して負極性の定常偏差を持つことになる。
<制御の詳細>
次に、DC/DC変換回路800の制御の詳細について図40に基づいて説明する。図40は、制御回路10Eの構成を示すブロック図である。
DC/DC変換回路800の出力制御において、制御回路10Eは出力電圧Voutを目標電圧Voutに維持し、また出力電流Ioutを直流の目標電流Ioutに達するように制御する。
まず、制御回路10Eは、差分器2010により、目標電圧Voutと電圧Voutとの差分を取り、得られた差分電圧50をフィードバック量として比例積分制御器1008に与え、比例積分した出力を目標電流Iout51とする。
次に、差分器2010により、目標電流Iin51と検出された出力電流Ioutとの差分を取り、得られた差分電流52をフィードバック量として比例積分制御器1009に与え、比例積分した出力を、DC/DC変換回路800の発生電圧の目標値となる電圧指令53とする。
ここで、目標電流Iin51と出力電流Ioutとの差分電流52は、比例積分制御器1009と並列に積分器群55にも入力される。この積分器群55を用いた演算は、DC/DC変換回路800において特徴的な構成であり、以下に、その演算について説明する。
差分電流52が積分器群55に与えられるタイミングで、積分器切り替え器54により積分器群55の中の積分器が一つだけが選択され、入力に対する積分演算が行われ、積分値56として出力される。そして当該出力に対して乗算器1010で係数Kを乗算することで電圧指令値の補正値57を得る。
ここで、係数Kは、電流値として出力される積分値56を電圧値に変換するための変換係数であり、固定値でも良いが、入力電圧値が変化した場合などの動作条件によって変更される可変値でも良い。また、乗算器1010では制御ゲインも乗算される。
積分器切り替え器54には、電力変換装置1000のコンバータ回路300の出力制御のためのゲート信号12を受けてオンとオフ、すなわち短絡期間であるか否かを判定する短絡期間判定器60の出力信号61(オン、オフに対応する2値信号)が入力される。この信号41に基づいて、積分器切り替え器54は積分器群55内の2個の積分器の切り替えを行う。
次に、加算器2012において、電圧指令53に対して電圧指令値の補正値57を加算し、補正後の電圧指令58を得る。そして、補正後の電圧指令58をPWM制御部59に与え、DC/DC変換回路800の各半導体スイッチング素子801a〜808aに対するゲート信号13を生成し、DC/DC変換回路800を動作させる。
以上説明した実施の形態6においては、DC/DC変換回路800の前段に設けた電力変換装置1000において設定される短絡期間Tのオン・オフを条件として、出力電流Ioutの制御演算に用いる積分器切り替え器54内の積分器を切り替えることにより、短絡期間Tのオン・オフの状態によって変化する出力電流Ioutの定常偏差を適切に補償し、出力電流Ioutの制御性を向上させることができる。これにより、図39の(c)部に示したように、出力電流Ioutの波形を直流に近づけることができる。
なお、以上説明した実施の形態6では、DC/DC変換回路800の力行動作についてのみ示しているが、回生動作であっても、電流制御において所定条件ごとに積分器を切り替えて演算することにより、電流Ioutの制御性を向上させることができる。
なお、以上の説明では、実施の形態6のDC/DC変換回路800は、実施の形態1〜5の電力変換装置1000〜5000の後段に設けられ、電力変換装置1000〜5000では制御回路10〜10Dにより入力電流値と、その目標電流値との偏差の積分値を用いて制御量を演算し、また、DC/DC変換回路800では制御回路10Eにより出力電流値とその目標電流値との偏差の積分値を用いて制御量を演算する構成を説明したが、これに限定されるものではない。すなわち、制御回路10〜10Dにおいては入力電流値とその目標電流値との偏差の積分値を用いて制御量を演算せず、制御回路10Eにおいてのみ出力電流値とその目標電流値との偏差の積分値を用いた制御量の演算を行う、といった制御も可能である。また、このような制御においても上記と同様の効果を得ることができる。
<実施の形態7>
以下、実施の形態7の電力変換装置について説明する。図41は本発明に係る実施の形態7の電力変換装置7000の概略構成を示す図である。
図41に示すように、電力変換装置7000は、交流電源1の交流電力を直流電力に変換して出力するための主回路と制御回路10Fとを備えている。
主回路は、限流回路を構成するリアクトル2と、MOSFET等の半導体スイッチング素子901a、902aと、出力電圧を平滑する平滑コンデンサ3とを備えている。
半導体スイッチング素子901a、902aは、直流母線3a、3b間に直列に接続され、直流母線3a、3b間に接続された平滑コンデンサ3に直流電力を出力する。半導体スイッチング素子901aおよび902aのそれぞれのソース・ドレイン間には、ダイオード901bおよび902bが逆並列に接続されているが、これらのダイオードは、半導体スイッチング素子901a、902aにそれぞれ内蔵された構成であっても良い。
半導体スイッチング素子901a、902aは、MOSFET以外にも、IGBT等を用いても良く、その場合も、それぞれダイオードを逆並列に接続した構成とする。
交流電源1は電力変換装置7000の入力端子t1(第1の入力端子)と入力端子t2(第2の入力端子)の間に接続され、入力端子t1およびt2はダイオードブリッジ4に接続され、ダイオードブリッジ4の一方の出力端子がリアクトル2に接続され、リアクトル2は、半導体スイッチング素子901a、902aの接続点に接続されている。また、直流母線3bは、ダイオードブリッジ4の他方の出力端子に接続されている。
また、電力変換装置7000は、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを測定する電圧計、交流電源1からの交流電圧Vinを測定する電圧計、および交流電流Iinを測定する電流計(何れも図示せず)を備えている。
制御回路10Fは、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcと、交流電源1からの交流電圧Vinと、交流電流Iinとに基づいて、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcが一定の目標電圧Vdcになるように、また、交流電源1からの交流電流Iinの力率がほぼ1となるように、半導体スイッチング素子901a、902aに対するゲート信号14を生成して、電力変換装置7000の出力制御を行う。
平滑コンデンサ3には図示しない負荷が接続され、直流電圧Vdcが目標電圧Vdcに比べて低く、制御回路10Fは、交流電源1からの交流電力を変換して平滑コンデンサ3に直流電力を供給するように出力制御を行う。
<動作>
このように構成される電力変換装置7000の動作、すなわち平滑コンデンサ3に直流電力を出力する動作について説明する。
制御回路10Fは、半導体スイッチング素子901aをオフし、半導体スイッチング素子902aをオンすることにより、交流入力を短絡し、リアクトル2を励磁する。そして、半導体スイッチング素子901aをオンし、半導体スイッチング素子902aをオフすることにより、リアクトル2のエネルギーを交流電圧Vinに重畳して出力し、平滑コンデンサ3を充電する。このように半導体スイッチング素子901a、902aをPWM制御することによって、平滑コンデンサ3の電圧Vdcと電流Iinの制御を行うことができる。
<制御の詳細>
次に、電力変換装置7000の制御の詳細について図42に基づいて説明する。図42は、制御回路10Fの構成を示すブロック図である。
制御回路10Fは平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを目標電圧Vdcに維持し、また、交流電源1の力率がほぼ1になるように電流Iinを制御する。
制御回路10Fは、差分器2002により、平滑コンデンサ3の目標電圧Vdcと直流電圧Vdcとの差分を取り、得られた差分電圧21をフィードバック量として比例積分制御器1002に与え、比例積分した出力を振幅目標値22とする。この振幅目標値22と、交流電源同期正弦波生成器23で生成した交流電源1に同期した周波数および位相を持つ正弦波とを乗算器1003で乗算することで、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令値Iin24を生成する。
次に、差分器2003により、電流指令値Iin24と図示されない電流計で検出された電流Iinとの差分を取り、得られた差分電流25をフィードバック量として比例制御器1004に与え、比例制御した出力を電力変換装置7000の発生電圧の目標値となる電圧指令値26とする。
ここで、電流指令値Iin24と、電流Iinとの差分電流25は、比例制御器1004と並列に積分器群47にも入力される。この積分器群47を用いた演算は、電力変換装置7000において特徴的な構成であり、以下に、その演算について説明する。
差分電流25が積分器群47に与えられるタイミングで、積分器切り替え器46により積分器群47の中の積分器が一つだけが選択され、入力に対する積分演算が行われ、積分値48として出力される。そして当該出力に対して乗算器1005で係数Kを乗算することで電圧指令値の補正値49を得る。
ここで、係数Kは、電流値として出力される積分値48を電圧値に変換するための変換係数であり、固定値でも良いが、入力電圧値が変化した場合などの動作条件によって変更される可変値でも良い。また、乗算器1005では制御ゲインも乗算される。
積分器切り替え器46には2つの信号が入力される。その1つは、交流電源1からの電圧Vinを受けて、その正負の極性を判定する電圧極性判定器42の出力信号43であり、極性の正、負に対応する2値信号として与えられる。もう1つは、電圧Vinの勾配の正負の極性を判定する勾配極性判定器44の出力信号45であり極性の正、負に対応する2値信号として与えられる。
積分器切り替え器46は、これらの2つの信号の組み合わせにより4パターンの切り替え信号を作り出し、積分器群47の持つ4個の積分器の切り替えを行う。
次に、加算器2004において、電圧指令値26に対して電圧指令値の補正値49を加算し、補正後の電圧指令27を得る。
そして、補正後の電圧指令27を用いて、PWM制御部29により半導体スイッチング素子901a、902aに対するゲート信号14を生成する。
以上説明した実施の形態7においては、実施の形態1〜6と同様に、所定条件ごとに積分器を切り替えることにより、所定条件で異なる定常偏差をそれぞれ適切に補償し、電流Iinの制御性を向上させることができる。
<実施の形態8>
以上説明した実施の形態7では電力変換装置の入力にダイオードブリッジを備え、力行機能のみ備えた構成について示したが、実施の形態8では、ダイオードブリッジを備えない構成について説明する。
図43は、本発明に係る実施の形態8の電力変換装置8000の概略構成を示す図である。
図43に示すように、電力変換装置8000は、交流電源1の交流電力を直流電力に変換して出力するための主回路と制御回路10Gとを備えている。
主回路は、限流回路としてのリアクトル2と、MOSFET等の半導体スイッチング素子901a〜904aと、出力電圧を平滑する平滑コンデンサ3とを備えている。
半導体スイッチング素子901a、902aは、直流母線3a、3b間に直列に接続されてブリッジ回路を構成し、それと並列して、半導体スイッチング素子903a、904aが直流母線3a、3b間に直列に接続されてブリッジ回路を構成し、2つのブリッジ回路でフルブリッジを構成している。平滑コンデンサ3は、直流母線3a、3b間に接続されている。
なお、半導体スイッチング素子901a〜904aのそれぞれのソース・ドレイン間には、ダイオード901b〜9304bが逆並列に接続されているが、これらのダイオードは、半導体スイッチング素子901a〜904aにそれぞれ内蔵された構成であっても良い。
半導体スイッチング素子901a〜904aは、MOSFET以外にも、IGBT等を用いても良く、その場合も、それぞれダイオードを逆並列に接続した構成とする。
交流電源1は電力変換装置8000の入力端子t1(第1の入力端子)と入力端子t2(第2の入力端子)の間に接続され、入力端子t1がリアクトル2に接続され、リアクトル2は、半導体スイッチング素子901a、902aの接続点に接続されている。また、半導体スイッチング素子903a、904aの接続点は、入力端子t2に接続されている。
また、電力変換装置8000は、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcを測定する電圧計、交流電源1からの交流電圧Vinを測定する電圧計、および交流電流Iinを測定する電流計(何れも図示せず)を備えている。
制御回路10Fは、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcと、交流電源1からの交流電圧Vinと、交流電流Iinとに基づいて、平滑コンデンサ3の直流電圧Vdcが一定の目標電圧Vdcになるように、また、交流電源1からの交流電流Iinの力率がほぼ1となるように、半導体スイッチング素子901a〜904aに対するゲート信号14を生成して、電力変換装置8000の出力制御を行う。
平滑コンデンサ3には図示しない負荷が接続され、直流電圧Vdcが目標電圧Vdcに比べて低く、制御回路10Gは、交流電源1からの交流電力を変換して平滑コンデンサ3に直流電力を供給するように出力制御を行う。
<動作>
このように構成される電力変換装置8000の動作、すなわち平滑コンデンサ3に直流電力を出力する動作について説明する。
制御回路10Gは、交流電源1の交流電圧Vinの極性が正極性の場合には、半導体スイッチング素子901aをオフし、半導体スイッチング素子902aをオンすることにより、交流入力を短絡し、リアクトル2を励磁する。そして、半導体スイッチング素子901aをオンし、半導体スイッチング素子902aをオフすることにより、リアクトル2のエネルギーを交流電圧Vinに重畳して出力し、平滑コンデンサ3を充電する。このように半導体スイッチング素子901a、902aをPWM制御することによって、平滑コンデンサ3の電圧Vdcと電流Iinの制御を行うことができる。この場合、半導体スイッチング素子903aをオフ状態、904aをオン状態としている。
一方、交流電源1の交流電圧Vinの極性が負極性の場合には、半導体スイッチング素子903a、904aを用いて、交流電圧Vinの極性が正極性の場合と同様にPWM制御することによって、平滑コンデンサ3の電圧Vdcと電流Iinの制御を行うことができる。この場合、半導体スイッチ901aをオフ状態、902aをオン状態としている。
なお、交流電圧Vinが正極性の場合は半導体スイッチング素子902aをオン状態、負極性の場合は半導体スイッチング素子904aをオン状態としていたが、電流はソース(エミッタ)からドレイン(コレクタ)の方向に流れるため、半導体スイッチング素子をオフ状態として逆並列接続されたダイオード902b、904bに電流を流すように制御しても良い。また、力行動作のみの場合は、半導体スイッチング素子901a、903aはダイオード901b、903bのみで構成するものであっても良い。
なお、制御回路10Gの構成は図42に示した制御回路10Fの構成と同じであり、制御の詳細も同じであり、PWM制御部29により半導体スイッチング素子901a〜904aに対するゲート信号14を生成する。
以上説明した実施の形態8においては、実施の形態1〜7と同様に、所定条件ごとに積分器を切り替えることにより、所定条件で異なる定常偏差をそれぞれ適切に補償し、電流Iinの制御性を向上させることができる。
また、以上の説明においては、交流入力を直流出力する力行動作についてのみ示したが、回生動作であっても、電流制御において所定条件ごとに積分器を切り替えて演算することにより、電流Iinの制御性を向上させることができる。
また、実施の形態1〜8においては、電流指令値と検出された電流との差分電流(偏差)を積分器への入力としその積分値を電流制御の制御量としているが、制御量は、このように指令値と実測値の偏差自体を積分したものに限らず、偏差に係数を乗算した数値を積分器への入力としても良い。例えば、比例(P)制御の出力に対して、ある積分時間によって定義される係数を乗算した値を積分し、これを用いて制御量を求めるものであっても良い。
また、実施の形態1〜8においては、電圧目標値と検出された電圧との差分から電流指令を演算する制御についてのみ示したが、これに限らず、所定の電流指令に対して制御量を求める制御であれば良い。
また、実施の形態1〜8においては、交流電源1の一方の出力にリアクトル4を接続した構成を示したが、リアクトル4は省略することも可能である。また、交流電源1の出力に直列に位置する箇所に接続される構成であれば、リアクトル4はどこに接続されても良い。
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
3 平滑コンデンサ、4 整流回路、10〜10G 制御回路、46、積分器切り替え器、47 積分器群、100,400,600 インバータ回路、105 直流電圧源、300,300A,500,700 コンバータ回路、800 DC/DC変換回路。

Claims (21)

  1. 交流電源に接続され、半導体スイッチング素子のスイッチング制御により電力変換を行う電力変換回路と、
    第1の電流値と、該第1の電流値の目標値として設定された第2の電流値との偏差の積分値を用いて制御量を演算し、前記第1の電流値を前記第2の電流値に追従させるよう前記制御量に基づいて前記半導体スイッチング素子を制御する制御回路と、を備え、
    前記制御回路は、
    前記第1の電流値と前記第2の電流値との前記偏差を、所定条件に基づいて複数の期間に分割された前記交流電源の交流周期のそれぞれの期間で積分する複数の積分器を有する積分器群と、
    前記複数の期間のそれぞれに対応するように、前記所定条件に基づいて前記複数の積分器を切り替える積分器切り替え器とを有する、電力変換装置。
  2. 前記第1の電流値は、前記交流電源から前記電力変換回路への交流入力電流値であって、
    前記第2の電流値は、前記交流入力電流値の目標値である、請求項1記載の電力変換装置。
  3. 前記電力変換回路は、
    前記交流電源からの入力を整流する整流回路と、
    フルブリッジ型のインバータおよび直流電圧源を有し、前記整流回路側の出力と前記インバータの出力とを重畳するインバータ回路と、
    第1および第2の直流母線間に直列に接続された第1および第2の半導体スイッチング素子で構成されるハーフブリッジ回路を有し、前記第1および第2の半導体スイッチング素子の接続点に前記インバータの出力が入力されるコンバータ回路と、
    前記第1および第2の直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑化する平滑コンデンサと、を有した交流−直流変換回路を備え、
    前記制御回路は、
    前記インバータ回路の前記直流電圧源の直流電圧が、設定された目標電圧値に追従するように、前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を設けて前記コンバータ回路を制御すると共に、前記制御量を用いて前記インバータ回路および前記コンバータ回路を制御する、請求項1または請求項2記載の電力変換装置。
  4. 前記電力変換回路は、
    フルブリッジ型のインバータおよび直流電圧源を有し、前記交流電源側の出力と前記インバータの出力とを重畳するインバータ回路と、
    第1および第2の直流母線間に直列に接続された第1および第2の半導体スイッチング素子で構成される第1のハーフブリッジ回路と、前記第1および第2の直流母線間に直列に接続された第3および第4の半導体スイッチング素子で構成される第2のハーフブリッジ回路とを有し、前記第1および第2の半導体スイッチング素子の接続点に前記インバータの出力が入力され、前記第3および第4の半導体スイッチング素子の接続点が前記交流電源に接続されるコンバータ回路と、
    前記第1および第2の直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑化する平滑コンデンサと、を有した交流−直流変換回路を備え、
    前記制御回路は、
    前記インバータ回路の前記直流電圧源の直流電圧が、設定された目標電圧値に追従するように、前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を設けて前記コンバータ回路を制御すると共に、前記制御量を用いて前記インバータ回路および前記コンバータ回路を制御する、請求項1または請求項2記載の電力変換装置。
  5. 前記電力変換回路は、
    前記交流電源からの入力を整流する整流回路と、
    直列に接続された第1および第2の半導体スイッチング素子で構成されるハーフブリッジ回路と、前記ハーフブリッジ回路の第1および第2の直流端子間に接続された直流電圧源とを有し、前記第1および第2の半導体スイッチング素子の接続点に前記整流回路の第1の出力端子側からの出力が与えられるインバータ回路と、
    前記インバータ回路の第1の直流端子と第1の直流母線との間に介挿された第3の半導体スイッチング素子と、前記インバータ回路の第2の直流端子と第2の直流母線との間に介挿された第4の半導体スイッチング素子とを有し、前記第2の直流母線が前記整流回路の第2の出力端子に接続されたコンバータ回路と、
    前記第1および第2の直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑化する平滑コンデンサと、を有した交流−直流変換回路を備え、
    前記制御回路は、
    前記インバータ回路の前記直流電圧源の直流電圧が、設定された目標電圧値に追従するように、前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を設けて前記コンバータ回路を制御すると共に、前記制御量を用いて前記インバータ回路および前記コンバータ回路を制御する、請求項1または請求項2記載の電力変換装置。
  6. 前記電力変換回路は、
    直列に接続された第1および第2の半導体スイッチング素子で構成される第1のハーフブリッジ回路と、前記第1のハーフブリッジ回路の第1および第2の直流端子間に接続された第1の直流電圧源とを有し、前記第1および第2の半導体スイッチング素子の接続点に前記交流電源の第1の出力端子側からの出力が与えられる第1のインバータ回路と、
    前記第1のインバータ回路の第1の直流端子と第1の直流母線との間に介挿された第3の半導体スイッチング素子と、前記第1のインバータ回路の第2の直流端子と第2の直流母線との間に介挿された第4の半導体スイッチング素子とを有する第1のコンバータ回路と、
    直列に接続された第5および第6の半導体スイッチング素子で構成される第2のハーフブリッジ回路と、前記第2のハーフブリッジ回路の第1および第2の直流端子間に接続された第2の直流電圧源とを有し、前記第5および第6の半導体スイッチング素子の接続点に前記交流電源の第2の出力端子が接続された第2のインバータ回路と、
    前記第2のインバータ回路の第1の直流端子と前記第1の直流母線との間に介挿された第7の半導体スイッチング素子と、前記第2のインバータ回路の第2の直流端子と前記第2の直流母線との間に介挿された第8の半導体スイッチング素子とを有する第2のコンバータ回路と、
    前記第1および第2の直流母線間に接続され、前記第1および第2のコンバータ回路の出力を平滑化する平滑コンデンサと、を有した交流−直流変換回路を備え、
    前記制御回路は、
    前記第1のインバータ回路の前記第1の直流電圧源の第1の直流電圧および前記第2の直流電圧源の第2の直流電圧のそれぞれが、設定された第1の目標電圧値および第2の目標電圧値に追従するように、前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を設けて前記第1および第2のコンバータ回路を制御すると共に、前記制御量を用いて前記第1および第2のンバータ回路、前記第1および第2のコンバータ回路を制御する、請求項1または請求項2記載の電力変換装置。
  7. 前記電力変換回路は、
    前記第1および第2の直流母線の出力する直流電力を受け、直流電力を出力する直流−直流変換回路をさらに備え、
    前記第1の電流値は、前記直流−直流変換回路の直流出力電流値であって、
    前記第2の電流値は、前記直流出力電流値の目標値であって、
    前記制御回路は、
    前記制御量を用いて前記直流−直流変換回路を構成する半導体スイッチング素子を制御する、請求項3または請求項5記載の電力変換装置。
  8. 前記電力変換回路は、
    前記第1および第2の直流母線の出力する直流電力を受け、直流電力を出力する直流−直流変換回路をさらに備え、
    前記第1の電流値は、前記直流−直流変換回路の直流出力電流値であって、
    前記第2の電流値は、前記直流出力電流値の目標値であって、
    前記制御回路は、
    前記制御量を用いて前記直流−直流変換回路を構成する半導体スイッチング素子を制御する、請求項4記載の電力変換装置。
  9. 前記電力変換回路は、
    前記第1および第2の直流母線の出力する直流電力を受け、直流電力を出力する直流−直流変換回路をさらに備え、
    前記第1の電流値は、前記直流−直流変換回路の直流出力電流値であって、
    前記第2の電流値は、前記直流出力電流値の目標値であって、
    前記制御回路は、
    前記制御量を用いて前記直流−直流変換回路を構成する半導体スイッチング素子を制御する、請求項6記載の電力変換装置。
  10. 前記電力変換回路は、
    前記交流電源からの入力を整流する整流回路と、
    第1および第2の直流母線間に直列に接続された第1および第2の半導体スイッチング素子で構成されるハーフブリッジ回路と、
    前記第1および第2の直流母線間に接続され、前記ハーフブリッジ回路の出力を平滑化する平滑コンデンサと、を備え、
    前記第1および第2の半導体スイッチング素子の接続点に前記整流回路側からの出力が与えられ、
    直列に接続された第1および第2の半導体スイッチング素子で構成されるハーフブリッジ回路と、前記ハーフブリッジ回路の第1および第2の直流端子間に接続された直流電圧源とを有し、
    前記第1の電流値は、前記交流電源から前記電力変換回路への交流入力電流値であって、
    前記第2の電流値は、前記交流入力電流値の目標値であって、
    前記制御回路は、
    前記制御量に基づいて前記ハーフブリッジ回路を制御する、請求項2記載の電力変換装置。
  11. 前記電力変換回路は、
    第1および第2の直流母線間に直列に接続された第1および第2の半導体スイッチング素子で構成される第1のハーフブリッジ回路と、前記第1および第2の直流母線間に直列に接続された第3および第4の半導体スイッチング素子で構成される第2のハーフブリッジ回路と、
    前記第1および第2の直流母線間に接続され、前記第1および第2のハーフブリッジ回路の出力を平滑化する平滑コンデンサと、を備え、
    前記第1および第2の半導体スイッチング素子の接続点に前記交流電源の第1の出力端子側からの出力が与えられ、前記第3および第4の半導体スイッチング素子の接続点が前記交流電源の第2の出力端子に接続され、
    前記第1の電流値は、前記交流電源から前記電力変換回路への交流入力電流値であって、
    前記第2の電流値は、前記交流入力電流値の目標値であって、
    前記第制御回路は、
    前記制御量に基づいて前記第1および第2のハーフブリッジ回路を制御する、請求項2記載の電力変換装置。
  12. 前記制御回路は、
    電力を前記交流電源に回生するように、前記インバータ回路および前記コンバータ回路の制御を行う、請求項4記載の電力変換装置。
  13. 前記制御回路は、
    電力を前記交流電源に回生するように、前記第1および第2のインバータ回路および前記第1および第2のコンバータ回路の制御を行う、請求項6記載の電力変換装置。
  14. 前記制御回路は、
    電力を前記交流電源に回生するように、前記交流−直流変換回路の前記インバータ回路および前記コンバータ回路と、前記直流−直流変換回路の前記半導体スイッチング素子の制御を行う、請求項8記載の電力変換装置。
  15. 前記制御回路は、
    電力を前記交流電源に回生するように、前記交流−直流変換回路の前記第1および第2のインバータ回路および前記第1および第2のコンバータと、前記直流−直流変換回路の前記半導体スイッチング素子の制御を行う、請求項9記載の電力変換装置。
  16. 前記制御回路は、
    電力を前記交流電源に回生するように、前記第1および第2のハーフブリッジ回路の制御を行う、請求項11記載の電力変換装置。
  17. 前記制御回路は、
    複数の電流制御方法によって前記電力変換回路を制御し、
    前記所定条件として、前記複数の電流制御方法のうちの1つの電流制御方法を用いて前記交流電源の交流周期を前記複数の期間に分割する、請求項3〜請求項7の何れか1項に記載の電力変換装置。
  18. 前記複数の電流制御方法は、
    前記短絡期間において電流制御する電流制御方法と、前記短絡期間以外の期間において電流制御する電流制御方法を含む、請求項17に記載の電力変換装置。
  19. 前記複数の電流制御方法は、請求項3〜請求項5、請求項7、および請求項8の何れか1項においては、前記インバータ回路を高周波スイッチング制御して電流制御する電流制御方法と、前記コンバータ回路を高周波スイッチング制御して電流制御する電流制御方法を含み、
    請求項6および請求項9の何れか1項においては、前記第1および第2のインバータ回路を高周波スイッチング制御して電流制御する電流制御方法と、前記第1および第2のコンバータ回路を高周波スイッチング制御して電流制御する電流制御方法を含む、請求項17または請求項18記載の電力変換装置。
  20. 前記制御回路は、
    前記所定条件として、前記交流電源からの入力電流または入力電圧の極性を用いて前記交流電源の交流周期を前記複数の期間に分割する、請求項1〜請求項19の何れか1項に記載の電力変換装置。
  21. 前記制御回路は、
    前記交流電源からの入力電圧の勾配の極性を用いて前記交流電源の交流周期を前記複数の期間に分割する、請求項1〜請求項20の何れか1項に記載の電力変換装置。
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