JP6065753B2 - Dc/dcコンバータおよびバッテリ充放電装置 - Google Patents
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また、特許文献2のようなバッテリ充電装置においては、それぞれ絶縁された主バッテリと補機バッテリを充電するために、DC/DCコンバータの一次側スイッチング回路を半導体スイッチング素子のオンDUTYを固定および可変してスイッチング動作させている。しかしながら、この時のDUTYは主バッテリおよび補機バッテリのうち、どちらを優先的に充電するかによって決定しており、出力電圧および出力電流によって決定していない。そのため、DC/DCコンバータにおける損失が増加するという問題点があった。
この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたものであって、別途昇圧回路を設けることなく、簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送でき、しかも低損失化を同時に実現できるDC/DCコンバータを提供することを目的とする。また、簡易な回路構成で、バッテリとの充放電を低損失で行うことができるバッテリ充放電装置を得ることを目的とする。
以下、この発明の実施の形態1について説明する。
図1は、この発明の実施の形態1における双方向DC/DCコンバータを有するバッテリ充放電装置の回路構成を示した図である。図1に示すように、バッテリ充放電装置は、第1の直流電源としての直流電源1と第2の直流電源としてのバッテリ2との間で双方向の電力変換によるバッテリ2の充放電を行うものである。
双方向DC/DCコンバータは、主回路となるDC/DCコンバータ回路100と制御回路15とで構成される。DC/DCコンバータ回路100は、直流電源1に並列に接続された第1の平滑コンデンサ3と、第1のコンバータ部としての第1のスイッチング回路4と、絶縁されたトランスとしての高周波トランス8と、第2のコンバータ部としての第2のスイッチング回路10と、バッテリ2に並列に接続された第2の平滑コンデンサ11とを備える。
次に、バッテリ充放電装置の動作について以下に説明する。
図2は、直流電源1からバッテリ2への電力伝送、即ちバッテリ2を充電する場合の制御ブロック図である。DC/DCコンバータ回路100の出力電流である充電電流iは、電流センサ14で検出されて制御回路15に入力される。図に示すように、制御回路15では、入力された充電電流iを充電電流指令値i*と比較し、差分をフィードバックして第1のスイッチング回路4および第2のスイッチング回路10の出力DUTYを決定し、各半導体スイッチング素子5a〜5d、12a〜12dの駆動信号G−5、G−12を決定する。
また、直流電源1に並列接続された第1の平滑コンデンサ3の電圧は、直流電源1の電圧と同じ直流電圧となる。
また、半導体スイッチング素子5a(第1の基準素子)と対角の関係にある半導体スイッチング素子5dが半導体スイッチング素子5aと同時にオンしている期間を第1の対角オン時間t1、半導体スイッチング素子12d(第2の基準素子)と対角の関係にある半導体スイッチング素子12aが半導体スイッチング素子12dと同時にオンしている期間を第2の対角オン時間t2、所定周期である1周期をTとおく。図3に示すように、1周期Tは、例えば、半導体スイッチング素子5aがオンオフを1回行う期間である。
なお、2つ以上の半導体スイッチング素子が共にオンしている状態のことを、ここでは同時オンと称する。
時刻a1において、第1のスイッチング回路4では半導体スイッチング素子5aがオン状態で、半導体スイッチング素子5cをオフした後、半導体スイッチング素子5dをオンすることにより、半導体スイッチング素子5a、5dが同時オンすると、第1の平滑コンデンサ3→半導体スイッチング素子5a→第1のリアクトル7→第1の巻線8a→半導体スイッチング素子5d→第1の平滑コンデンサ3の経路で電流が流れる。これにより、高周波トランス8の第1の巻線8aには正の電圧が印加され、第2の巻線8bに正電圧が発生する。また、半導体スイッチング素子5c、5dのスイッチングは半導体スイッチング素子5aがオン状態で行い、半導体スイッチング素子5c、5dに並列接続されたコンデンサ6c、6dが充放電されることにより半導体スイッチング素子5c、5dはゼロ電圧スイッチングとなる。
また、第2のスイッチング回路10では、半導体スイッチング素子12b、12dが同時オンしており、第2の巻線8b→第2のリアクトル9→半導体スイッチング素子12b→半導体スイッチング素子12d→第2の巻線8bの経路で電流が流れ、第2のリアクトル9が励磁される(図4)。
また、第2のスイッチング回路10では、半導体スイッチング素子12a、12cが同時オンしており、第2の巻線8b→半導体スイッチング素子12c→半導体スイッチング素子12a→第2のリアクトル9→第2の巻線8bの経路で電流が流れ、第2のリアクトル9が逆極性に励磁される(図7)。
次いで時刻a1(=a7)の制御に戻る。
また、高周波トランス8の一次側の第1のスイッチング回路4における各半導体スイッチング素子5a〜5dのスイッチングは、コンデンサ6a〜6dおよび第1のリアクトル7の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなる。なお、二次側の第2のスイッチング回路10のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。
図10は、バッテリ2から直流電源1への電力伝送、即ちバッテリ2を放電する場合の制御ブロック図である。この場合、DC/DCコンバータ回路100は、直流電源1に出力しており、第1の平滑コンデンサ3の電圧vが出力電圧となる。この出力電圧vは、電圧センサ16で検出されて制御回路15に入力される。図10に示すように、制御回路15では、入力された出力電圧vを出力電圧指令値v*と比較し、差分をフィードバックして第1のスイッチング回路4および第2のスイッチング回路10の出力DUTYを決定し、各半導体スイッチング素子5a〜5d、12a〜12dの駆動信号G−5、G−12を決定する。
図11に示すように、第2のスイッチング回路10では、半導体スイッチング素子12a、12dが同時オンすると、第2の平滑コンデンサ11→半導体スイッチング素子12a→第2のリアクトル9→第2の巻線8b→半導体スイッチング素子12d→第2の平滑コンデンサ11の経路で電流が流れる。これにより、高周波トランス8の第2の巻線8bには正の電圧が印加され、第1の巻線8aに正電圧が発生する。
また、第1のスイッチング回路4では、半導体スイッチング素子5b、5dが同時オンしており、第1の巻線8a→第1のリアクトル7→半導体スイッチング素子5b→半導体スイッチング素子5d→第1の巻線8aの経路で電流が流れ、第1のリアクトル7が励磁される。
また、高周波トランス8の一次側となる第2のスイッチング回路10における各半導体スイッチング素子12a〜12dのスイッチングは、コンデンサ13a〜13dおよび第2のリアクトル9の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなる。なお、二次側の第1のスイッチング回路4のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。
直流電源1からバッテリ2を充電する制御では、高周波トランス8の第1の巻線8aから第2の巻線8bに電力移行されて第2の巻線8bに電圧が発生している期間は、半導体スイッチング素子5a、5dの同時オンする期間(第1の対角オン時間t1)、および半導体スイッチング素子5b、5cの同時オンする期間(t1a)である。この期間を出来る限り長くすることで、第1のスイッチング回路4および第2のスイッチング回路10の還流期間に関わる損失を低減することができる。
逆に、バッテリ2から直流電源1に電力伝送する制御では、高周波トランス8の第2の巻線8bに電圧が印加される期間が最大となるように、半導体スイッチング素子12a、12dの同時オンする第2の対角オン時間t2を設定する。即ち、第2の対角オン時間t2を最大オン時間tmaxに設定する。このとき、半導体スイッチング素子12b、12cの同時オンする期間(t2a)も最大オン時間tmaxに設定される。
そして、電力の伝送方向によらず、直流電源1からバッテリ2への電力移行量を増加させる方向への制御量に依存して、第1の対角オン時間t1、第2の対角オン時間t2を所定の関係を満たすように変化させる。これにより、電力伝送方向に依らず、同じ駆動制御法にてDC/DCコンバータ回路100を制御して双方向電力変換を行うことができる。これにより、簡素な制御で双方向電力変換動作の実現できる。
例えば、直流電源1からバッテリ2への電力伝送時では、高周波トランス8の第2の巻線8bに発生する電圧を、第2のリアクトル9と第2のスイッチング回路10と第2の平滑コンデンサ11によって昇圧回路を形成することで、第2の巻線8bに発生する電圧よりもバッテリ2の電圧が高い場合にも、バッテリ2を充電することができる。
このため簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送ができる。また、電力伝送方向に依らずゼロ電圧スイッチングが可能になると共に、部品点数が少ないことにより損失低減が図れる。
出力電圧指令値v*から出力電圧vを減算した差分が負の場合、極性を負として放電電流指令値(−i)*を作成する。放電電流指令値が負とは、電力伝送方向を切り替えて、直流電源1からバッテリ2の方向になった状態を指している。そして放電電流(−i)が放電電流指令値(−i)*に一致するように、第2のスイッチング回路10の第2の対角ON時間t2を調整する。このとき第1のスイッチング回路4の第1の対角ON時間t1は最大オン時間tmaxに維持される。
これにより、制御回路15は、直流電源1とバッテリ2の間に流れる充放電電流±iのみに基づいて、図12で示す双方向の制御を実現することができる。なお、図12における、直流電源1からバッテリ2への電力移行量を増加させる方向への制御量は充電電流iとなる。
このように、電流(電力)伝送方向、さらには昇圧、降圧に依らず、制御方法を変更すること無く、一貫した制御で動作を継続することができる。
1周期内のDC/DCコンバータ回路100の動作を以下に示す。なお、バッテリ2の電圧は、第2の巻線8bに発生する電圧より高いものとする。
次いで時刻b1(=a9)の制御に戻る。
DC/DCコンバータ回路100は、高周波トランス8を挟んで第1、第2のスイッチング回路4、10を対称に構成しており、バッテリ2から直流電源1に電力伝送する場合は、直流電源1からバッテリ2へ電力伝送する場合と、第1、第2のスイッチング回路4、10の駆動信号G−5、G−12を逆に用いて制御することで、同様に電力伝送が行える。そして、高周波トランス8の第1の巻線8aに発生する電圧を昇圧して直流電源1に電力を供給する。
また、高周波トランス8の一次側となる第2のスイッチング回路10における各半導体スイッチング素子12a〜12dのスイッチングは、コンデンサ13a〜13dおよび第2のリアクトル9の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなり、二次側の第1のスイッチング回路4のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。
このため、直流電源1からバッテリ2に電力伝送する制御では、高周波トランス8の第1の巻線8aに電圧が印加される期間、即ち、対角オン時間t1が予め設定した最大時間になるように第1のスイッチング回路4を制御する。また、バッテリ2から直流電源1に電力伝送する制御では、高周波トランス8の第2の巻線8bに電圧が印加される期間、即ち、対角オン時間t2が予め設定した最大時間となるように第2のスイッチング回路10を制御する。
対角オン時間t1、t2が最大となる時間は、各半導体スイッチング素子5a〜5d、12a〜12dがゼロ電圧スイッチングする為に要する時間に基づいて設定する。
例えば、直流電源1からバッテリ2への電力伝送時では、高周波トランス8の第2の巻線8bに発生する電圧を、第2のリアクトル9と第2のスイッチング回路10と第2の平滑コンデンサ11によって昇圧回路を形成することで、第2の巻線8bに発生する電圧よりもバッテリ2の電圧が高い場合にも、バッテリ2を充電することができる。
このため簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送ができる。また、電力伝送方向に依らずゼロ電圧スイッチングができると共に、部品点数が少ないことにより損失低減が図れる。
これまでは、バッテリ充放電装置は、高周波トランス8の巻線に発生する電圧よりも高い電圧を出力する場合について説明したが、次に、出力電圧が高周波トランス8の巻線に発生する電圧よりも低い場合について説明する。
まず、直流電源1からバッテリ2へ電力伝送する場合、第2のスイッチング回路10内の半導体スイッチング素子12a〜12dは全てオフ状態とする。この時、第1のスイッチング回路4の半導体スイッチング素子5a、5dを同時オンすると、図5に示すものと同様に、高周波トランス8の第1の巻線8a側には、第1の平滑コンデンサ3→半導体スイッチング素子5a→第1のリアクトル7→第1の巻線8a→半導体スイッチング素子5d→第1の平滑コンデンサ3の経路で電流が流れ、電力が伝送される。この時、高周波トランス8の第2の巻線8b側には、第2の巻線8b→第2のリアクトル9→半導体スイッチング素子12aの逆並列ダイオード→第2の平滑コンデンサ11→半導体スイッチング素子12dの逆並列ダイオード→第2の巻線8bの経路で電流が流れる。
一方、バッテリ2から直流電源1へ電力伝送する場合、上記の動作と逆方向となり、第2のスイッチング回路10内で対角の関係にある2つの半導体スイッチング素子12a、12d(12b、12c)が同時オンする対角オン時間のDUTYを制御し、第1のスイッチング回路4は整流動作を行うことによって実現する。
また、降圧制御の場合でも昇圧制御の場合と同様に、第1、第2のスイッチング回路4、10は、各半導体スイッチング素子5a〜5d、12a〜12dがゼロ電圧スイッチング可能に構成され、高周波トランス8の一次側となる時に、ゼロ電圧スイッチングとなるように制御される。
次に、DC/DCコンバータ回路100を用いて、第2の直流電源としてのバッテリ2の電圧に応じて、第1の直流電源の電圧目標値(電圧指令値)を可変することで、電力変換効率を制御する本発明の特徴について説明する。
実施の形態1では、平滑コンデンサ3の電圧を可変するバッテリ充放電装置と、バッテリ充放電装置の制御方法について説明した。本実施の形態では、別のバッテリ充放電装置の制御方法について説明する。実施の形態1における図24の制御ブロック図において、電圧変換比が1となるように制御されることから、電圧指令値VLrefが収束する値は、高周波トランス8の巻き数比を無視すると(巻き数比=1:1とすると)、バッテリ2の電圧値となる。実際には、DC/DCコンバータ回路100の主回路構成要素による損失の影響を受けて、電圧指令値VLrefは、バッテリ2の電圧値の近傍の電圧に収束することになる。
実施の形態3では、実施の形態1と異なる、別のバッテリ充放電装置およびバッテリ充放電装置の制御方法について説明する。図26は、この発明の実施の形態1における双方向DC/DCコンバータを有するバッテリ充放電装置の回路構成を示した図である。図19に示したバッテリ充放電装置に対して、第2の電圧センサ19を追加して平滑コンデンサ11の電圧を検出するようにした点が異なる。
4 第1のスイッチング回路、5a〜5d,12a〜12d 半導体スイッチング素子、6a〜6d,13a〜13d コンデンサ、7 第1のリアクトル、
8 高周波トランス、8a 第1の巻線、8b 第2の巻線、9 第2のリアクトル、
10 第2のスイッチング回路、15 制御回路、16,19 電圧センサ、
17 交流電源、18 双方向AC/DCコンバータ、
100 DC/DCコンバータ回路、A 基準点、
G−5(G−5a〜G−5d),G−12(G−12a〜G−12d) 駆動信号、
t1 第1の対角オン時間、t2 第2の対角オン時間、tmax 最大オン時間。
Claims (7)
- 第1の直流電源と第2の直流電源との間の双方向の電力伝送を行うDC/DCコンバータにおいて、
トランスと、
複数の半導体スイッチング素子を有して前記第1の直流電源と前記トランスの第1の巻線との間に接続されて、直流/交流間で電力変換する第1のコンバータ部と、
複数の半導体スイッチング素子を有して前記第2の直流電源と前記トランスの第2の巻線との間に接続されて、直流/交流間で電力変換する第2のコンバータ部と、
前記第1、第2のコンバータ部内の前記各半導体スイッチング素子を制御する制御回路とを備え、
前記第1、第2のコンバータ部は、前記各半導体スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、交流入出力線に接続された第1、第2のリアクトルとを有し、
前記制御回路は、前記第1の直流電源の電圧目標値を、前記第2の直流電源の電圧に応じて変化させ、
同位相の駆動信号で制御される前記第1のコンバータ部内のいずれかの半導体スイッチング素子と前記第2のコンバータ部内のいずれかの半導体スイッチング素子とを、それぞれ第1、第2の基準素子とし、
前記制御回路は、前記第1のコンバータ部内で前記第1の基準素子と対角の関係にある半導体スイッチング素子が前記第1の基準素子と共にオンする第1の対角オン時間と、前記第2のコンバータ部内で前記第2の基準素子と対角の関係にある半導体スイッチング素子が前記第2の基準素子と共にオンする第2の対角オン時間との偏差によって前記第1の直流電源の前記電圧目標値を変化させること、
を特徴とするDC/DCコンバータ。 - 前記制御回路は、所定周期内に前記第1のコンバータ部内を電流が還流する第1の還流期間と、前記第2のコンバータ部内を電流が還流する第2の還流期間とを設定し、前記第1の還流期間と前記第2の還流期間とが等しくなるように制御することを特徴とする請求項1に記載のDC/DCコンバータ。
- 前記制御回路は、前記第2の直流電源の電圧をフィードフォワードして加算することによって前記電圧目標値を決定することを特徴とする請求項1または2に記載のDC/DCコンバータ。
- 前記制御回路は、前記第1の直流電源側の電圧と前記第2の直流電源側の電圧と前記DC/DCコンバータの電力変換効率との関係をマップとして有し、前記第2の直流電源の電圧が定まったときに任意の前記電力変換効率になるように前記マップを用いて前記第1の直流電源の電圧目標値を選択することを特徴とする請求項1ないし3のいずれか1項に記載のDC/DCコンバータ。
- 前記第1の直流電源が交流電源と双方向AC/DCコンバータとで構成され、
前記制御回路は、前記双方向AC/DCコンバータの前記DC/DCコンバータ側の電力入出力用端子の電圧を制御することを特徴とする請求項1ないし4のいずれか1項に記載のDC/DCコンバータ。 - 前記第1の直流電源が交流電源と単方向AC/DCコンバータとで構成され、
電力変換の方向が一方向に制限されることを特徴とする請求項1ないし4のいずれか1項に記載のDC/DCコンバータ。 - 請求項1ないし6のいずれか1項に記載のDC/DCコンバータを有することを特徴とするバッテリ充放電装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013120021A JP6065753B2 (ja) | 2013-06-06 | 2013-06-06 | Dc/dcコンバータおよびバッテリ充放電装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013120021A JP6065753B2 (ja) | 2013-06-06 | 2013-06-06 | Dc/dcコンバータおよびバッテリ充放電装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2014239579A JP2014239579A (ja) | 2014-12-18 |
JP6065753B2 true JP6065753B2 (ja) | 2017-01-25 |
Family
ID=52136262
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2013120021A Expired - Fee Related JP6065753B2 (ja) | 2013-06-06 | 2013-06-06 | Dc/dcコンバータおよびバッテリ充放電装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP6065753B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE112015006096B4 (de) * | 2015-02-02 | 2023-08-17 | Mitsubishi Electric Corporation | Dc/dc-umsetzer |
WO2016125374A1 (ja) * | 2015-02-02 | 2016-08-11 | 三菱電機株式会社 | Dc/dcコンバータ |
JP6150018B2 (ja) * | 2015-02-05 | 2017-06-21 | 株式会社安川電機 | Dc−dcコンバータ、電力変換装置、発電システムおよびdc−dc変換方法 |
KR101873113B1 (ko) * | 2016-10-21 | 2018-08-02 | 한국전력공사 | 보조 전원을 이용한 반도체 변압기의 기동 방법 및 이를 이용한 직류/직류 컨버터 |
JP6783738B2 (ja) * | 2017-03-30 | 2020-11-11 | 株式会社オリジン | コンバータ |
KR102098020B1 (ko) * | 2017-12-22 | 2020-04-07 | 주식회사 포스코 | 커패시터 커플링 구조를 갖는 직류 전압 제어 장치 |
JP7506785B1 (ja) | 2023-03-13 | 2024-06-26 | 株式会社オリジン | コンバータ |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5559496B2 (ja) * | 2009-07-29 | 2014-07-23 | パナソニック株式会社 | 電力変換装置 |
JP2011130521A (ja) * | 2009-12-15 | 2011-06-30 | Yokogawa Electric Corp | Dcdcコンバータ |
US9160249B2 (en) * | 2010-05-31 | 2015-10-13 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion apparatus having an AC/DC converter which outputs to a DC/DC converter which is controlled by a controller |
US9263968B2 (en) * | 2011-06-22 | 2016-02-16 | Eetrex, Inc. | Bidirectional inverter-charger |
-
2013
- 2013-06-06 JP JP2013120021A patent/JP6065753B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2014239579A (ja) | 2014-12-18 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20150917 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20160714 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20160726 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20160916 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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