JP2014011831A - 交直電力変換装置、及びこの交直電力変換装置を備えた無停電電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低コストで高効率な無停電電源装置を得る。
【解決手段】 交流電源１に一端が接続された第１のリレー部３ｂ及び抵抗３ａの突入電流防止部３と、この突入電流防止部３の他端に一端が接続された第１のリアクトル４と、この第１のリアクトル４の他端に入力が接続され、単相フルブリッジインバータである第１の電力変換部５と、この第１の電力変換部５の出力と交流電源１の他方の電力線１８との間に接続され、交流電源１の半周期ごとに加わる１パルスの駆動信号で動作し交流を正負の直流に変換する第２の電力変換部６と、この第２の電力変換部６により電力を供給される正極側コンデンサ７及び負極側コンデンサ８とを備え、交流電源１に接続され起動する時に、第１の電力変換部５の直流電源である第１のコンデンサ５Ｃ、正極側コンデンサ７、及び負極側コンデンサ８が、交流電源１から抵抗３ａを介して充電される。
【選択図】図１

Description

この発明は、交流電源からの交流電力を負荷に供給すると共に、交流電源の電圧低下時には、蓄電部に蓄えられた直流電力を交流電力に変換して負荷へ供給する無停電電源装置に関する。

従来の無停電電源装置は、交流電源の健全時には接続された交流電源からコンバータにより直流電力に変換し、さらにこの直流電力をインバータにより交流電力に変換して負荷へ供給する。そして、交流電源の電圧が設定値を下回るような電圧変動を検出すると停電と判定し、バッテリからＤＣ／ＤＣ変換器で電圧を昇圧した後、ハーフブリッジインバータを介して負荷へ交流電力を供給するものである（例えば、特許文献１参照。）。
上記のように従来の無停電電源装置においては、コンバータにより例えば＋２００Ｖの正側直流電源と−２００Ｖの負側直流電源を生成するために、コンバータを構成するトランジスタはＤＣ２００Ｖを２０ｋＨｚ程度でスイッチングしている。
これを対策するために、コンバータの電力損失を低減する方法として、従来のコンバータの前段に、単相フルブリッジインバータを追加した高効率コンバータがある(例えば、特許文献２参照。)。
また、ハーフブリッジインバータの電力損失を低減する方法としては、従来のハーフブリッジインバータの後段に単相フルブリッジインバータを追加した高効率インバータが知られている（例えば、特許文献３、４参照。）。

特許第３８２９８４６号公報 特開２０１０−６３３２６号公報 ＷＯ２００８−１０２５５２号公報 ＷＯ２００８−１０２５５１号公報

従来の高効率コンバータ及び高効率インバータでは、無停電電源装置の起動時に、それぞれ設けられた単相フルブリッジインバータの直流電源である直流コンデンサを所定値まで充電する必要がある。特許文献３のように双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが直流コンデンサに設けられている場合には、この双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを用いて充電することが可能であるが、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにより高コストや装置の効率が悪くなる問題がある。そこで、特許文献２及び３のように双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを設けない場合には、無停電電源装置の起動時に、直流コンデンサを所定値まで充電することができないという問題があった。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、単相フルブリッジインバータの直流コンデンサに双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ等の直流電源を設けなくても、装置の起動時に直流コンデンサを充電することができる無停電電源装置を得るものである。

この発明による交直電力変換装置は、 交流電源に一端が接続された第１のリレー部及び抵抗の並列接続体と、この並列接続体の他端に一端が接続された第１のリアクトルと、この第１のリアクトルの他端に入力が接続され、単相フルブリッジインバータである第１の電力変換部と、この第１の電力変換部の出力と交流電源の他方の電力線との間に接続され、交流電源の半周期ごとに加わる１パルスの駆動信号で動作し交流を正負の直流に変換する第２の電力変換部と、この第２の電力変換部により電力を供給される正極側コンデンサ及び負極側コンデンサと、を備え、交流電源に接続され起動する時に、第１の電力変換部の直流電源である第１のコンデンサ、正極側コンデンサ、及び負極側コンデンサが、交流電源から抵抗を介して充電されるものである。

この発明によれば、単相フルブリッジインバータの直流電源である直流コンデンサに専用の直流電源を設けなくても、交直電力変換装置の起動時に直流コンデンサを充電することができるので、低コストで高効率な交直電力変換装置を得ることができる。

本発明の実施の形態１における無停電電源装置の全体構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態１における無停電電源装置の第３の電力変換部の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１における無停電電源装置の第１、第２の電力変換部の動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態１における無停電電源装置の第１の電力変換部の動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態１における無停電電源装置の第２の電力変換部の動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態１における無停電電源装置の第１の電力変換部の動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態１における無停電電源装置の第１、第２の電力変換部の動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態１における無停電電源装置の第３の電力変換部の動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態１における無停電電源装置の第２の電力変換部の別の構成例を示す回路図である。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１における無停電電源装置の全体構成を示すブロック図、図２は図１の第３の電力変換部の構成を示すブロック図、図３は第１、第２の電力変換部の動作を示す波形図、図４は第１の電力変換部の動作を示す波形図で（ａ）は正の電圧出力時、（ｂ）は負の電圧出力時、図５は第２の電力変換部の動作を示す波形図で（ａ）は
ＡＣ１００Ｖ入力時、（ｂ）はＡＣ１２５Ｖ入力時、図６は第１の電力変換部の動作を示す波形図で（ａ）はＡＣ１００Ｖ入力時、（ｂ）はＡＣ１３５Ｖ入力時、図７はＡＣ１３５Ｖ入力時の第１、第２の電力変換部の動作を示す波形図で（ａ）は第２の電力変換部の１パルス動作の波形図、（ｂ）は第１の電力変換部の電流波形、図８は第３の電力変換部の動作を示す波形図、図９は第２の電力変換部の別の構成例を示す回路図である。

図１において、無停電電源装置１００は、交流電源１の一方の電力線１７に切換リレー２のｂ接点２ｂ（常時閉路接点）を介して接続され、抵抗３ａおよびリレー３ｂが並列接続された突入電流防止部３、すなわち並列接続体と、この突入電流防止部３の後段に接続された第１のリアクトル４と、突入電流防止部３および第１のリアクトル４を介して入力される交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換部５と、第１の電力変換部５の出力と交流電源１の他方の電力線１８との間に接続され、交流電源１の半周期ごとに加わる１パルスの駆動信号で動作し交流を正負の直流に変換する第２の電力変換部６と、第２の電力変換部６の正極出力に接続され所定値（例えば１４０Ｖ）に充電される正極側コンデンサ７と、第２の電力変換部３の負極出力に接続され所定値（例えば−１４０Ｖ）に充電される負極側コンデンサ８と、正極側コンデンサ７および負極側コンデンサ８に接続され、直流電力を所定電圧（例えばＡＣ１００Ｖ）の交流電力に変換する第３の電力変換部９と、第３の電力変換部９の後段に接続された第２のリアクトル１０と、この第２のリアクトル１０の出力及び交流電源１の他方の共通線１８間に接続されたフィルタ用コンデンサ１１と、第２のリアクトル１０の後段に接続され、一端を負荷１４に接続された出力リレー１２と、を有している。

そして、交流電源１の他方の共通線１８は、負荷１４の他端に接続されている。
なお、特許請求の範囲で述べている「交直電力変換装置」は、上述した第１の電力変換部５と、第２の電力変換部６と、正極側コンデンサ７と、負極側コンデンサ８とで構成される。

また、無停電電源装置１００は、第１のリアクトル４の入力側端と第２のリアクトル１０の出力側端を短絡または開放するバイパスリレー１３と、正極端を切換リレー２のａ接点（常時開路接点）側に接続され、負極端を共通線１８に接続された蓄電部１５と、この蓄電部１５の電力を負極側コンデンサ８に供給する第４の電力変換部１６も、有している。

ここに、第１の電力変換部５は、各ダイオード５Ｄ１〜５Ｄ４をそれぞれ逆並列に接続した４つのスイッチング素子５Ｑ１〜５Ｑ４を互いにフルブリッジ接続するとともに、直流電圧を保持する直流電源部としての第１の直流コンデンサ５Ｃを設けて構成されている。

また、第２の電力変換部６は、交流電源１の最大電圧Ｖｐの約２倍の電圧Ｖｏｕｔ（≒２Ｖｐ）の直流電圧を出力するものであって、ダイオード６Ｄａ、６Ｄｂをそれぞれ逆並列に接続した上下一対のスイッチング素子６Ｑａ、６Ｑｂが互いに直列に接続されるとともに、互いに直列接続された平滑用の上下一対の正極側及び負極側コンデンサ７、８が、これらのスイッチング素子６Ｑａ、６Ｑｂの直列回路に対して並列に接続されている。そして、スイッチング素子５Ｑ１、５Ｑ２の接続点である電力線２０が両スイッチング素子６Ｑａ、６Ｑｂの接続点に、交流電源１の他方の電力線１８が正極側コンデンサ７及び負極側コンデンサ８の接続点にそれぞれ接続されている。さらに、この第２の電力変換部６は、ダイオード６Ｄｃをそれぞれ逆並列に接続した一対のスイッチング素子６Ｑｃを互いに逆極性に直列接続してなる第１の双方向スイッチ６ＳＷが、両スイッチング素子６Ｑａ、６Ｑｂの接続点と、正極側コンデンサ７及び負極側コンデンサ８の接続点との間に接続されている。

次に、直流電力を交流電力に変換する第３の電力変換部９の構成について説明する。
図２において、第３の電力変換部９は、正極側コンデンサ７及び負極側コンデンサ８に接続され、１パルスの駆動信号で動作して直流を交流に変換する第１のインバータ９１と、第１のインバータ９１の後段に電力線２１で接続され、高周波で動作する単相のフルブリッジ回路からなる第２のインバータ９２と、第２のインバータ９２の直流電源である第２の直流コンデンサ９Ｃと、から構成されている。
なお、特許請求の範囲で述べている「直交電力変換装置」、「第１のコンデンサ」、「第２のコンデンサ」とは、それぞれ上述した第３の電力変換部９、第１の直流コンデンサ５Ｃ、第２の直流コンデンサ９Ｃのことである。

第１のインバータ９１は、ダイオード９Ｄａ，９Ｄｂをそれぞれ逆並列に接続した上下一対のスイッチング素子９Ｑａ、９Ｑｂが互いに直列に接続されるとともに、これらのスイッチング素子９Ｑａ、９Ｑｂの直列体が、正極側及び負極側コンデンサ７、８の直列体に対して並列に接続されている。そして、ダイオード９Ｄｃをそれぞれ逆並列に接続した一対のスイッチング素子９Ｑｃを互いに逆極性に直列接続してなる第２の双方向スイッチ９ＳＷが、両スイッチング素子９Ｑａ、９Ｑｂの接続点と正極側及び負極側コンデンサ７、８の接続点との間に接続されている。

第２のインバータ９２は、各ダイオード９Ｄ１〜９Ｄ４をそれぞれ逆並列に接続した４つのスイッチング素子９Ｑ１〜９Ｑ４を互いにフルブリッジ接続するとともに、直流電圧を保持する直流部としての第２の直流コンデンサ９Ｃを設けて構成されている。また、スイッチング素子９Ｑ１、９Ｑ４の接続点がスイッチング素子９Ｑａ、９Ｑｂの接続点に接続され、スイッチング素子９Ｑ３、９Ｑ２の接続点が第２のリアクトル１０の入力側に接続されている。

第４の電力変換部１６は、ダイオード１６Ｄａ，１６Ｄｂをそれぞれ逆並列に接続した上下一対のスイッチング素子１６Ｑａ、１６Ｑｂが互いに直列に接続されるとともに、スイッチング素子１６Ｑａ、１６Ｑｂの直列体におけるスイッチング素子１６Ｑａ側が蓄電部１５の正極に、該直列体におけるスイッチング素子１６Ｑｂ側が負極側コンデンサ８の負側に接続されている。また、スイッチング素子１６Ｑａと１６Ｑｂの接続点には、第３のリアクトル１６ｃの一端が接続され、第３のリアクトル１６ｃの他端は電力線１８に接続されている。

そして、上記の第１の電力変換部５、第２の電力変換部６、および第３の電力変換部９を構成する各スイッチング素子５Ｑ１〜５Ｑ４、６Ｑａ〜６Ｑｃ、９Ｑａ〜９Ｑｃ、９Ｑ１〜９Ｑ４は図示しない制御回路から与えられる駆動信号によってスイッチング制御される。なお、上記の各スイッチング素子５Ｑ１〜５Ｑ４、６Ｑａ〜６Ｑｃ、９Ｑａ〜９Ｑｃ、９Ｑ１〜９Ｑ４として、ここではＩＧＢＴ等の自己消弧型のものが適用されているが、これに限らず、例えばＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタなどで構成することが可能である。

次に無停電電源装置１００の動作について、詳細に説明する。
まず、交流電力を直流電力に変換するコンバータである第１及び第２の電力変換部５、６の動作について説明する。
交流電源１が健全時（例えば、交流電源１の電圧がＡＣ８０ＶからＡＣ１４０Ｖの時）には、切換リレー２のｂ接点２ｂが閉、突入電流防止部３内のリレー３ｂが閉となり、第１のリアクトル４、第１の電力変換部５、第２の電力変換部６により、正極側コンデンサ７に例えば１４０Ｖ、負極側コンデンサ８に例えば−１４０Ｖの直流電力を供給する。
第１、第２の電力変換装置の動作について、図４および図５に示す動作波形図を参照して説明する。

ここでは、先ず第２の電力変換部６の動作について、図３を参照して説明する。
交流電源１の正の半周期では、スイッチング素子６Ｑｂはオフの状態が継続される。正の半周期において電圧の立ち上がり部分と立下り部分に第１の双方向スイッチ６ＳＷのスイッチング素子６Ｑｃをオンにすることで、両電力線２０、１８間が短絡されるため、両電力線２０、１８間の電圧をＶｘとすると、Ｖｘ（図３中、太実線で示す）はゼロになる。また、交流電源１の正の半周期内のそれ以外の期間では、スイッチング素子６Ｑｃはオフであり、かつ、その際にスイッチング素子６Ｑａがオンされることで、上側の正極側コンデンサ７がＶｘに充電される。

交流電源１の負の半周期では、スイッチング素子６Ｑａはオフの状態が継続される。負の半周期において電圧の立ち上がり部分と立下り部分に第１の双方向スイッチ６ＳＷのスイッチング素子６Ｑｃをオンにすることで、両電力線２０、１８間が短絡されるため、両電力線２０、１８間の電圧Ｖｘ（図３中、太実線で示す）はゼロになる。また、交流電源１の負の半周期内のそれ以外の期間では、スイッチング素子６Ｑｃはオフであり、かつ、その際にスイッチング素子６Ｑｂがオンされることで、下側の負極側コンデンサ８がＶｘに充電される。

このように、正の半周期では上側の正極側コンデンサ７がＶｘに充電され、負の半周期では下側の負極側コンデンサ８がＶｘに充電されるので、上下一対の正極側及び負極側コンデンサ７、８全体では２・Ｖｘの電圧が充電され、これが第２の電力変換部６の出力電圧Ｖｏｕｔとなる。

次に、第１の電力変換部５の動作について説明する。
第１の電力変換部５と第１のリアクトル４は、交流電源１が正の半周期において、第２の電力変換部６のスイッチング素子６Ｑａ，６Ｑｃによって決定された電圧Ｖｘと交流電源１の電圧Ｖｐ・ｓｉｎ（ωｔ）との電圧差を埋めるような電圧Ｖｉｖ（図３の太破線で示す）を常に発生する。すなわち、第１の電力変換部５と第１のリアクトル４で発生される電圧Ｖｉｖは、次の関係式を満たすようにスイッチング制御される。
Ｖｉｖ＝Ｖｘ−Ｖｐ・ｓｉｎ（ωｔ） （１）

よって、第２の電力変換部６に加わる電圧Ｖｘは、
Ｖｘ＝Ｖｐ・ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｖｉｖ （２）
となる。

第１の電力変換部５と第１のリアクトル４は、交流電源１が負の半周期においても、正の半周期の場合と同様に、第２の電力変換部６のスイッチング素子６Ｑｂ，６Ｑｃによって決定されたＶｘの電圧と交流電源１の電圧Ｖｐ・ｓｉｎ（ωｔ）との電圧差を埋めるような電圧−Ｖｉｖを発生する。

次に、第１の電力変換部５の具体的な動作について、図４に示す動作波形図を参照して説明する。なお、一般にコンバータ回路は、交流電源１から流入する電流が近似的に正弦波になるようにＰＷＭ制御されることが多いが、この実施の形態１についても、交流電源１から流入する電流が正弦波に近似するようにＰＷＭ制御される場合について説明する。

前述のごとく、第１の電力変換部５と第１のリアクトル４は、第２の電力変換部６に加わる電圧Ｖｘと交流電源１の電圧Ｖｐ・ｓｉｎ（ωｔ）との差を埋めるような電圧Ｖｉｖを発生するように動作するが、具体的には、交流電源１の電流ｉｏが近似的に正弦波になるように第１の電力変換部５は出力電圧を発生する。

図４は第１の電力変換部５から出力される電圧波形の一例を示す。同図（ａ）に示すように、スイッチング素子５Ｑ１、５Ｑ２がオフ、スイッチング素子５Ｑ４がオンの状態で、スイッチング素子５Ｑ３をオン／オフ制御すれば、その出力電圧は正の矩形波波形となる。また、同図（ｂ）に示すように、スイッチング素子５Ｑ３、５Ｑ４がオフ、スイッチング素子５Ｑ２がオンの状態で、スイッチング素子５Ｑ１をオン／オフ制御すれば、その出力電圧は負の矩形波波形となる。そして、図外の制御回路によって各スイッチング素子５Ｑ１〜５Ｑ４を駆動信号でスイッチングして交流電源１の電流が近似的に正弦波になるように上記の矩形波のデューティ比を変化させるＰＷＭ制御を行う。

その際、第１のリアクトル４には上記のような矩形波の電圧が印加されて平滑化されるので、結果的に第１の電力変換部５と第１のリアクトル４で発生される電圧Ｖｉｖは、図３の太破線で示す波形となる。その場合の電圧Ｖｉｖは、第２の電力変換部６に加わるＶｘと交流電源１の電圧Ｖｐ・ｓｉｎ（ωｔ）との差（前述の（１）式参照）を埋めるだけの値をもてばよいので、この電圧Ｖｉｖを生成するための矩形波の尖頭値（ピーク値）となる電圧Ｖｏは、第２の電力変換部６から出力される電圧Ｖｏｕｔの値よりも十分に小さくなる。このため、第１のリアクトル４のインダクタンス値を小さくすることができ、その結果、従来の昇圧型のコンバータに比べてコストが安くて済むとともに、第１の電力変換部５のスイッチング損失を低く抑えることができる。

次に、第１の電力変換部５で扱う電力収支について説明する。
図３において、いま、交流電源１の正の半周期に着目した場合、第１の電力変換部５が扱う電力は、スイッチング素子６Ｑｃがオンしている期間は負の電力（電流が正の場合）、スイッチング素子６Ｑｃがオフでスイッチング素子６Ｑａがオンしている期間は正の電力である。この正負の２つの電力量が等しければ、正の半周期での第１の電力変換部５（で扱う電力収支はゼロとなり、特別な直流電源を第１の直流コンデンサ５Ｃの部分に設ける必要がない。

このように、第１の電力変換部５における電力収支をゼロとするには、第２の電力変換部６に加わる電圧Ｖｘのパルス幅、あるいは第２の電力変換部６から出力される電圧Ｖｏｕｔの値を制御すればよい。すなわち、第１の双方向スイッチ６ＳＷのスイッチング素子６Ｑｃおよび第２の電力変換部６のスイッチング素子６Ｑａのオン／オフ期間の制御によって上記の電圧Ｖｘのパルス幅を広げれば正の電力量が増加する。また、第１の電力変換部５のＰＷＭ制御によって第１の電力変換部５の出力電圧Ｖｉｖを制御して第２の電力変換部６から出力される電圧Ｖｏｕｔの電圧値を上げても正の電力値が増加する。したがって、これによって、電力収支がゼロとなるように調整することができる。なお、負の半周期についても同様な動作となるので説明を省略する。このように、高周波で動作する第１の電力変換部５の１周期当りの電力収支がゼロとなるようにすれば、第１の電力変換部５には直流電源が不要となり、低コスト化できる。なお、電流の極性が反対の場合（回生動作の場合）には、それぞれの表現の極性は反対となる。

ところが、無停電電源装置の場合、第３の電力変換部９の出力電圧は安定化させる必要があり、第２の電力変換部６から出力される電圧Ｖｏｕｔの値、すなわち、上下一対の正極側及び負極側コンデンサ７、８の電圧は一定の電圧値としたい。そうすると、交流電源１の電圧が高くなると、パルス幅を大きくする必要があるが、パルス幅は交流電源１の半周期が上限であり、このときが交流電源１の使用電圧の上限となる。

例えば、第３の電力変換部９の出力電圧をＡＣ１００Ｖとすると、電圧Ｖｏｕｔの値、すなわち、上下一対の正極側及び負極側コンデンサ７、８の各電圧は、第３の電力変換部９の動作に適した例えば、ＤＣ１４０Ｖ程度を維持するようにしたい。この場合、図５（ａ）、図６（ａ）に示すように、交流電源１の電圧がＡＣ１００Ｖのときは、パルス幅を大きくする余裕がある。ここで、図６では一点鎖線が電流、破線が電圧、実線が電力をそれぞれ示す。

ところが、図５（ｂ）に示すように、交流電源１の電圧がＡＣ１２５Ｖ程度になると、第２の電力変換部６のパルス幅が最大となり交流電源１の電圧がこれ以上高くなってもパルス幅を大きくすることができない。よって、例えば、交流電源１の電圧がＡＣ１３５Ｖ程度になると、図６（ｂ）に示すように、正極側及び負極側コンデンサ７、８の各電圧を維持したまま第１の電力変換部５で扱う電力収支ゼロを保つことはできない。
そこで、上下一対の正極側及び負極側コンデンサ７、８の各電圧を所定の値に維持しつつ、交流電源１からの入力電圧をさらに高く設定可能とするための特別な動作について以下に説明する。

第１の電力変換部５と第１のリアクトル４が負担する電圧は、図３に示すように、交流電源１の入力電圧波形と第２の電力変換部６の負担電圧との差となり、太破線で示す電圧波形Ｖｉｖとなる。そして、第１の電力変換部５が負担する電力は、交流電源１からの入力電流と前述した電圧Ｖｉｖとの積となる。
無停電電源装置１００においては力率を１に近づけるために、通常、交流電源１の入力電流は、入力電圧の位相と同期を取った正弦波になるように制御されるが、入力電圧が高くなると、入力電流の最大値である位相９０度及び２７０度付近において第１の電力変換部５が負担する電力が最大となり、第１の直流コンデンサ５Ｃの電圧が上昇する。

そこで、第２の電力変換部６は第１の電力変換部５の１周期当たりの電力収支がゼロとなるように第２の電力変換部６に加わる電圧のパルス幅を制御するとともに、パルス幅が交流電源の半周期に達する状況に応じ、すなわち、パルス幅が交流電源の半周期に達するか、パルス幅が交流電源の半周期に達する直前に、第１の電力変換部５は交流電源１からの入力電流の波形を入力電流値の最大値付近の電流値を下げるように正弦波形に３次高調波を重畳した電流にする。これにより、交流電源１からの入力電圧が高くても、第１の電力変換部５の負担する電力を小さくでき、電力収支ゼロの調整が可能となる。図７（ａ）、図７（ｂ）は交流電源１の入力電圧がＡＣ１３５Ｖの場合を示すが、図７（ｂ）太実線に示すように第３次高調波を重畳した電流波形にすることで、電力収支をゼロ（太破線）に調整することが可能となる。

交流電源１の入力電流に高調波を重畳することは、入力力率を悪化することになるが、図７（ｂ）の場合でも力率０．９は確保しており、一時的に交流電源１の入力電圧が高くなった場合に本制御を行っても交流電源１への影響は小さい。
なお、ここでは、正弦波形に３次高調波を重畳した電流波形にする例を示したが、台形状に９０度と２７０度付近のピーク値を下げるような電流波形としてもよい。

次に直流電力を交流電力に変換するインバータ部である第３の電力変換部９の動作について説明する。
図８に示すように、正の電圧を出力する半周期では、スイッチング素子９Ｑｂはオフの状態が継続される。正の半周期において電圧の立ち上がり部分と立下り部分に第２の双方向スイッチ９ＳＷのスイッチング素子９Ｑｃをオンにすることで、両電力線２１、１８間が短絡されるため、両電力線２１、１８間の電圧をＶｙとすると、Ｖｙ（図８中、太実線で示す）はゼロになる。また、正の半周期内のそれ以外の期間では、スイッチング素子９Ｑｃはオフであり、かつ、その際にスイッチング素子９Ｑａがオンされることで、上側の正極側コンデンサ７の電圧が出力される。

また、負の電圧を出力する半周期では、スイッチング素子９Ｑａはオフの状態が継続される。負の半周期において電圧の立ち上がり部分と立下り部分に第２の双方向スイッチ９ＳＷのスイッチング素子９Ｑｃをオンにすることで、両電力線２１、１８間が短絡されるため、両電力線２１、１８間の電圧Ｖｙ（図８中、太実線で示す）はゼロになる。また、負の半周期内のそれ以外の期間では、スイッチング素子９Ｑｃはオフであり、かつ、その際にスイッチング素子９Ｑｂがオンされることで、下側の負極側コンデンサ８の電圧が出力される。

第２のインバータ９２と第２のリアクトル１０は、出力電圧が正の半周期において、第１のインバータ９１のスイッチング素子９Ｑａ、９Ｑｃによって決定された電圧Ｖｙと出力電圧の電圧Ｖｏ・ｓｉｎ（ωｔ）との電圧差を埋めるような電圧Ｖｏｖ（図８の太破線で示す）を常に発生する。すなわち、第２のインバータ９２で発生される電圧Ｖｏｖは、次の関係式を満たすようにスイッチング制御される。
Ｖｏｖ＝Ｖｙ−Ｖｏ・ｓｉｎ（ωｔ） （３）

よって、第１のインバータ９１の出力電圧Ｖｙは、
Ｖｙ＝Ｖｏ・ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｖｏｖ （４）
となる。

第２のインバータ９２と第２のリアクトル１０は、出力電圧が負の半周期においても、正の半周期の場合と同様に、第１のインバータ９１のスイッチング素子９Ｑｂ、９Ｑｃによって決定されたＶｙの電圧と出力電圧Ｖｏ・ｓｉｎ（ωｔ）との電圧差を埋めるような電圧Ｖｏｖを発生する。

次に第２のインバータ９２の第２の直流コンデンサ９Ｃの電圧を維持するために、第２のインバータ９２が負担する電力収支を０に調整する動作について説明する。
図８において、いま、出力電圧の正の半周期に着目した場合、第２のインバータ部９２が扱う電力は、スイッチング素子９Ｑｃがオンしている期間は負の電力（電流が正の場合）、スイッチング素子９Ｑｃがオフでスイッチング素子９Ｑａがオンしている期間は正の電力である。この正負の２つの電力量が等しければ、正の半周期での第２のインバータ部９２で扱う電力収支はゼロとなり、特別な直流電源を第２の直流コンデンサ９Ｃの部分に設ける必要がない。

このように、第２のインバータ部９２における電力収支をゼロとするには、第１のインバータ部９１に加わる電圧Ｖｙのパルス幅、あるいは第３の電力変換部９から出力される電圧の値を制御すればよい。すなわち、第２の双方向スイッチ９ＳＷのスイッチング素子９Ｑｃおよび第１のインバータ部９１のスイッチング素子９Ｑａのオン／オフ期間の制御によって上記の電圧Ｖｙのパルス幅を広げれば正の電力量が増加し、第２の直流コンデンサ９Ｃの電圧は低下することとなる。また、第２のインバータ部９２のＰＷＭ制御によって第２のインバータ部９２の出力電圧Ｖｏｖを制御して第３の電力変換部９から出力される電圧の電圧値を下げても正の電力値が増加する。したがって、これによって、電力収支がゼロとなるように調整することができる。なお、負の半周期についても同様な動作となるので説明を省略する。このように、高周波で動作する第２のインバータ部９２の１周期当りの電力収支がゼロとなるようにすれば、第２のインバータ部９２には直流電源が不要となり、低コスト化できる。なお、電流の極性が反対の場合（回生動作の場合）には、それぞれの表現の極性は反対となる。

しかしながら、無停電電源装置においては、第３の電力変換部９の出力電圧を大きく変動させることは通常できないので、第２の双方向スイッチ９ＳＷのスイッチング素子９Ｑｃおよび第１のインバータ部９１のスイッチング素子９Ｑａのオン／オフ期間の制御によって上記の電圧Ｖｙのパルス幅を制御することにより、第２のインバータ部９２の１周期当りの電力収支をゼロにすることとなる。

また、別の調整方法としては、正極側コンデンサ７及び負極側コンデンサ８の電圧値を大きくしたり小さくしたりと調整することで、第２のインバータ部９２に発生させる差電圧の大きさ及び電圧極性が変更でき、第２のインバータ部９２の負担する電力収支を０に調整することができる。すなわち、正極側コンデンサ７及び負極側コンデンサ８の電圧値を大きくすると、第２のインバータ部９２が負担する電力は正方向に増加する。この際、第２の直流コンデンサ９Ｃの電圧は低下することとなる。

また、更に別の調整方法としては、第１のインバータ９１は第２のインバータ９２の１周期当たりの電力収支がゼロとなるように第１のインバータ９１に加わる電圧のパルス幅を制御するとともに、このパルス幅が第３の電力変換部９における出力電圧の半周期に達する状況に応じて、すなわち、パルス幅が出力電圧の半周期に達するか、パルス幅が出力電圧の半周期に達する直前に、第２のインバータ９２は前記出力電圧の電圧最大値を低減させるように前記出力電圧の波形を変形させる。例えば、交流出力電圧に第３次高調波を重畳することで、交流出力電圧の位相９０度及び２７０度付近の電圧値を低下もしくは上昇させるようにすれば、第２のインバータ９２が負担する位相９０度及び２７０度付近の電力が正方向に増加もしくは減少するので、第２のインバータ９２の負担する電力収支を０に調整することが可能となる。

また、通常、第２のインバータ９２は、出力電圧のピーク値付近で最大の電力を負担するので、正極側コンデンサ７及び負極側コンデンサ８の電圧値は、出力電圧のピーク値である１４０Ｖ付近にしておくと、第２のインバータ９２の負担電力を小さくできる。特に出力電圧のピーク値付近に大きな電流が流れるコンデンサインプツト負荷においては有効であり、第２のインバータ９２の小形化、低コスト化に寄与する。

通常運転時における交流電源１から蓄電部１５の充電動作について図１に基づき説明する。
第４の電力変換部１６のスイッチング素子１６Ｑｂをオンして、負極側コンデンサ８→第４の電力変換部１６の第３のリアクトル１６ｃ→スイッチング素子１６Ｑｂ→負極側コンデンサ８というルートで第３のリアクトル１６ｃにエネルギーを貯める。続いて、スイッチング素子１６Ｑｂをオフして、第３のリアクトル１６ｃ→ダイオード１６Ｄａ→蓄電部１５→第３のリアクトル１６ｃというルートで、第３のリアクトル１６ｃに貯められたエネルギーを蓄電部１５に充電する。

次に、停電時等におけるバックアップ運転時の蓄電部１５による正極側及び負極側コンデンサ７、８の充電動作を説明する。
バックアップ運転時は、切換えリレー２をａ接点２ａ側に切換え、突入電流防止部３のスイッチ３ｂをオンさせ抵抗３ａの両端を短絡し、さらに、スイッチング素子５Ｑ３をオンさせる。
そして、第２の電力変換部６の第１の双方向スイッチ６ＳＷをオンして、蓄電部１５→切換えリレー２のａ接点２ａ→スイッチ３ｂ→第１のリアクトル４→ダイオード５Ｄ１→スイッチング素子５Ｑ３→第１の双方向スイッチ６ＳＷ→蓄電部１５というルートで第１のリアクトル４にエネルギーを貯める。

続いて、第１の双方向スイッチ６ＳＷをオフして、第１のリアクトル４→ダイオード５Ｄ１→スイッチング素子５Ｑ３→第２の電力変換部６のダイオード６Ｄａ→正極側コンデンサ７→蓄電部１５→切換えリレー２のａ接点２ａ→スイッチ３ｂ→第１のリアクトル４というルートで、第１のリアクトル４に貯められたエネルギーを正極側コンデンサ７に充電する。

また、第４の電力変換部１６の半導体スイッチ１６Ｑａをオンして、蓄電部１５→半導体スイッチ１６Ｑａ→第３のリアクトル１６ｃ→蓄電部１５というルートで第３のリアクトル１６ｃにエネルギーを貯める。続いて、半導体スイッチ１６Ｑａをオフして、第３のリアクトル１６ｃ→負極側コンデンサ８→第４の電力変換部のダイオード１６Ｄｂ→第３のリアクトル１６ｃというルートで、第３のリアクトル１６ｃに貯められたエネルギーを負極側コンデンサ８に充電する。

また、正極側コンデンサ７を充電する場合、第１の電力変換部５を使うことで、高効率化が可能となる。第１の電力変換部５と第１のリアクトル４は、第２の電力変換部６に加わる電圧Ｖｘと蓄電部１５の電圧との差を埋めるような電圧を発生するように動作させ、蓄電部１５から流出する電流が、例えば、直流電流となるように動作させる。
例えば、出力電圧の周期に同期して、スイッチング素子６Ｑｃをオン、オフさせることで、第１の電力変換部５が負担する電力は、スイッチング素子６Ｑｃがオンのときは負、オフのときは正となり、スイッチングパルスの幅を変えることで電力収支をゼロとすることができる。
このように、第１の電力変換部５と第２の電力変換部６をしようすることで、前述のスイッチング損失の低減が図れる。

次に無停電電源装置１００の起動時に、第１〜第３の電力変換部内のコンデンサである第１の直流コンデンサ５Ｃ、正極側コンデンサ７、負極側コンデンサ８、及び第２の直流コンデンサ９Ｃを初期充電する動作について説明する。以下、本動作を第１の起動時充電動作と呼ぶものとする。
第１の直流コンデンサ５Ｃ、正極側コンデンサ７、負極側コンデンサ８を充電する動作について図１に基づき説明する。

無停電電源装置１００が動作停止している状態で、交流電源１を印加すると、突入電流防止リレー部３のリレー３ｂは開であり、第１の電力変換部５、第２の電力変換部６の内の半導体スイッチはオフなので、抵抗３ａと第１の電力変換部５、第２の電力変換部６内のダイオード（半導体スイッチに逆接続されたもの）を介して、各コンデンサを充電する電流が流れる。

交流電源１の電圧が正の時は、交流電源１→切換えリレー２のｂ接点２ｂ→抵抗３ａ→第１のリアクトル４→ダイオード５Ｄ１→第１の直流コンデンサ５Ｃ→ダイオード５Ｄ２→ダイオード６Ｄａ→正極側コンデンサ７→交流電源１と電流が流れ、第１の直流コンデンサ５Ｃ、及び正極側コンデンサ７が充電される。
交流電源１の電圧が負の時は、交流電源１→負極側コンデンサ８→ダイオード６Ｄｂ→ダイオード５Ｄ３→第１の直流コンデンサ５Ｃ→ダイオード５Ｄ４→第１のリアクトル４→抵抗３ａ→切換えリレー２のｂ接点２ｂ→交流電源１の順で電流が流れ、負極側コンデンサ８、及び第１の直流コンデンサ５Ｃが充電される。

次に、同じく起動時に第２の直流コンデンサ９Ｃ、正極側コンデンサ７、及び負極側コンデンサ８を充電する動作について説明する。
バイパスリレー１３が常時閉（ｂ接点）の場合は、突入電流防止部３のリレー３ｂは開、第３の電力変換部９の半導体スイッチはオフなので、前述の第１の直流コンデンサ５Ｃの充電動作と同時に、交流電源１から抵抗３ａと第３の電力変換部９の内のダイオード（半導体スイッチに逆接続されたもの）を介して、各コンデンサを充電する電流が流れる。

交流電源１の電圧が正の時は、交流電源１→切換えリレー２のｂ接点２ｂ→抵抗３ａ→バイパスリレー１３→第２のリアクトル１０→ダイオード９Ｄ３→第２の直流コンデンサ９Ｃ→ダイオード９Ｄ４→ダイオード９Ｄａ→正極側コンデンサ７→交流電源１と電流が流れ、第２の直流コンデンサ９Ｃ、及び正極側コンデンサ７が充電される。
交流電源１の電圧が負極の時は、交流電源１→負極側コンデンサ８→ダイオード９Ｄｂ→ダイオード９Ｄ１→第２の直流コンデンサ９Ｃ→ダイオード９Ｄ２→第２のリアクトル１０→バイパスリレー１３→抵抗３ａ→切換えリレー２のｂ接点２ｂ→交流電源１の順で電流が流れ、負極側コンデンサ８、及び第２の直流コンデンサ９Ｃが充電される。

各コンデンサは、静電容量の比を調整することで、それぞれの充電上限電圧を調整することができ、所定の電圧までの充電が可能となる。例えば負極側コンデンサ８に並列に制御電源（図示せず）を接続すれば、負極側コンデンサ８の電圧が所定電圧以上（例えば、ＤＣ３０Ｖ以上）になると制御電源が動作を開始し、無停電電源装置１００の動作を制御する制御装置（例えば、図示しないマイクロコンピュータ）の動作を開始させることができる。
しかしながら、以上説明した第１の起動時充電動作では、各コンデンサの電圧は、正規の動作時の電圧よりも低いので、通常動作を開始するためには、各コンデンサの電圧を正規の電圧まで更に充電する必要がある。

以下、各コンデンサを正規の電圧まで充電する動作について説明する。前述の第１の起動時充電動作の後に行う本充電動作を第２の起動時充電動作と呼ぶものとする。
まず、リレー３ｂは閉とし本動作中も閉のままとする。
交流電源１の電圧が正極の時は、第１の双方向スイッチ６ＳＷをオンにして、スイッチング素子５Ｑ４をスイッチング動作させることで、第１のリアクトル４を利用して第１の直流コンデンサ５Ｃをさらに高い電圧まで充電する。

詳細に説明すると、第１の電力変換部５のスイッチング素子５Ｑ４をオンして、交流電源１→切換リレー２のｂ接点２ｂ→リレー３ｂ→第１のリアクトル４→スイッチング素子５Ｑ４→ダイオード５Ｄ２→第１の双方向スイッチ６ＳＷ→交流電源１というルートで電流を流し第１のリアクトル４にエネルギーを貯める。続いて、スイッチング素子５Ｑ４をオフして、第１のリアクトル４→ダイオード５Ｄ１→第１の直流コンデンサ５Ｃ→ダイオード５Ｄ２→第１の双方向スイッチ６ＳＷ→交流電源１→切換リレー２のｂ接点２ｂ→リレー３ｂ→第１のリアクトル４というルートで電流を流し、第１のリアクトル４に貯められたエネルギーを第１の直流コンデンサ５Ｃに充電する。

また、同様にスイッチング素子５Ｑ４をオンにして、第１の双方向スイッチ６ＳＷをスイッチング動作させることで、第１のリアクトル４を利用して正極側コンデンサ７をさらに高い電圧まで充電する。
詳細には、第２の電力変換部６の第１の双方向スイッチ６ＳＷをオンして、交流電源１→切換リレー２のｂ接点２ｂ→リレー３ｂ→第１のリアクトル４→スイッチング素子５Ｑ４→ダイオード５Ｄ２→第１の双方向スイッチ６ＳＷ→交流電源１というルートで電流を流し、第１のリアクトル４にエネルギーを貯める。続いて、第１の双方向スイッチ６ＳＷをオフして、第１のリアクトル４→スイッチング素子５Ｑ４→ダイオード５Ｄ２→ダイオード６Ｄａ→正極側コンデンサ７→交流電源１→切換リレー２のｂ接点２ｂ→リレー３ｂ→第１のリアクトル４というルートで電流を流し、第１のリアクトル４に貯められたエネルギーを正極側コンデンサ７に充電する。

交流電源１の電圧が負極の時は、第１の双方向スイッチ６ＳＷをオンにして、スイッチング素子５Ｑ２をスイッチング動作させることで、第１のリアクトル４を利用して第１の直流コンデンサ５Ｃをさらに高い電圧に充電することができる。
詳細には、第１の電力変換部５のスイッチング素子５Ｑ２をオンにして、交流電源１→第１の双方向スイッチ６ＳＷ→スイッチング素子５Ｑ２→ダイオード５Ｄ４→第１のリアクトル４→リレー３ｂ→切換リレー２のｂ接点２ｂ→交流電源１というルートで電流を流し、第１のリアクトル４にエネルギーを貯める。続いて、スイッチング素子５Ｑ２をオフして、第１のリアクトル４→リレー３ｂ→切換リレー２のｂ接点２ｂ→交流電源１→第１の双方向スイッチ６ＳＷ→ダイオード５Ｄ３→第１の直流コンデンサ５Ｃ→ダイオード５Ｄ４→第１のリアクトル４というルートで電流を流し、第１のリアクトル４に貯められたエネルギーを第１の直流コンデンサ５Ｃに充電する。

また、同様に、スイッチング素子５Ｑ２をオンにして、第１の双方向スイッチ６ＳＷをスイッチング動作させることで、第１のリアクトル４を利用して負極側コンデンサ８をさらに高い電圧に充電する。
詳細には、第１の双方向スイッチ６ＳＷをオンして、交流電源１→第１の双方向スイッチ６ＳＷ→スイッチング素子５Ｑ２→ダイオード５Ｄ４→第１のリアクトル４→リレー３ｂ→切換リレー２のｂ接点２ｂ→交流電源１というルートで電流を流し、第１のリアクトル４にエネルギーを貯める。続いて、第１の双方向スイッチ６ＳＷをオフして、第１のリアクトル４→リレー３ｂ→切換リレー２のｂ接点２ｂ→交流電源１→負極側コンデンサ８→ダイオード６Ｄｂ→スイッチング素子５Ｑ２→ダイオード５Ｄ４→第１のリアクトル４というルートで電流を流し、第１のリアクトル４に貯められたエネルギーを負極側コンデンサ８に充電する。

なお、第１の電力変換部５及び第１のリアクトル４を利用しての昇圧による第１の直流コンデンサ５Ｃの充電電圧としては、第１の電力変換部５を構成するスイッチング素子５Ｑ１〜５Ｑ４の耐圧相等の電圧（例えば、耐圧の８０％程度）とすることが望ましい。
また、第２の電力変換部６及び第１のリアクトル４を利用しての昇圧による正極側コンデンサ７及び負極側コンデンサ８の充電電圧としては、第３の電力変換部９の動作に適した電圧とすることが望ましい。

次に、第２のインバータ９２の第２の直流コンデンサ９Ｃを正規の動作電圧まで充電する動作について図１及び図２に基づき説明する。
まず、リレー３ｂを閉に、バイパスリレー１３も閉のままとしておく。
交流電源１の電圧が正の時は、第２の双方向スイッチ９ＳＷをオンにして、スイッチング素子９Ｑ２をスイッチング動作させることで、第２のリアクトル１０を利用して第２の直流コンデンサ９Ｃをさらに高い正規の電圧まで充電する。

詳細には、スイッチング素子９Ｑ２をオンして、交流電源１→切換リレー２のｂ接点２ｂ→リレー３ｂ→バイパスリレー１３→第２のリアクトル１０→スイッチング素子９Ｑ２→ダイオード９Ｄ４→第２の双方向スイッチ９ＳＷ→交流電源１というルートで電流を流し、第２のリアクトル１０にエネルギーを貯める。続いて、スイッチング素子９Ｑ２をオフして、第２のリアクトル１０→ダイオード９Ｄ３→第２の直流コンデンサ９Ｃ→ダイオード９Ｄ４→第２の双方向スイッチ９ＳＷ→交流電源１→切換リレー２のｂ接点２ｂ→リレー３ｂ→バイパスリレー１３→第２のリアクトル１０というルートで電流を流し、第２のリアクトル１０に貯められたエネルギーを第２の直流コンデンサ９Ｃに充電する。

また、同様にスイッチング素子９Ｑ２をオンにして、第２の双方向スイッチ９ＳＷをスイッチング動作させることで、第２のリアクトル１０を利用して正極側コンデンサ７をさらに高い電圧に充電することができる。
詳細には、第２の双方向スイッチ９ＳＷをオンして、交流電源１→切換リレー２のｂ接点２ｂ→スイッチ３ｂ→バイパスリレー１３→第２のリアクトル１０→スイッチング素子９Ｑ２→ダイオード９Ｄ４→第２の双方向スイッチ９ＳＷ→交流電源１というルートで電流を流し、第２のリアクトル１０にエネルギーを貯める。続いて、第２の双方向スイッチ９ＳＷをオフして、第２のリアクトル１０→スイッチング素子９Ｑ２→ダイオード９Ｄ４→ダイオード９Ｄａ→正極側コンデンサ７→交流電源１→切換リレー２のｂ接点２ｂ→リレー３ｂ→バイパスリレー１３→第２のリアクトル１０というルートで電流を流し、第２のリアクトル１０に貯められたエネルギーを正極側コンデンサ７に充電する。

交流電源１の電圧が負極の時も、第２の双方向スイッチ９ＳＷはオンの状態が継続され、スイッチング素子９Ｑ４をスイッチング動作させることで、第２のリアクトル１０を利用して第２の直流コンデンサ９Ｃをさらに高い電圧に充電することができる。
詳細には、スイッチング素子９Ｑ４をオンして、交流電源１→第２の双方向スイッチ９ＳＷ→スイッチング素子９Ｑ４→ダイオード９Ｄ２→第２のリアクトル１０→バイパスリレー１３→リレー３ｂ→切換リレー２のｂ接点２ｂ→交流電源１というルートで電流を流し、第２のリアクトル１０にエネルギーを貯める。続いて、スイッチング素子９Ｑ４をオフして、第２のリアクトル１０→バイパスリレー１３→リレー３ｂ→切換リレー２のｂ接点２ｂ→交流電源１→第２の双方向スイッチ９ＳＷ→ダイオード９Ｄ１→第２の直流コンデンサ９Ｃ→ダイオード９Ｄ２→第２のリアクトル１０というルートで電流を流し、第２のリアクトル１０に貯められたエネルギーを第２の直流コンデンサ９Ｃに充電する。

また、同様にスイッチング素子９Ｑ４をオンにして、第２の双方向スイッチ９ＳＷをスイッチング動作させることでも、第２のリアクトル１０を利用して負極側コンデンサ８をさらに高い電圧に充電することができる。
詳細には、第２の双方向スイッチ９ＳＷをオンして、交流電源１→第２の双方向スイッチ９ＳＷ→スイッチング素子９Ｑ４→ダイオード９Ｄ２→第２のリアクトル１０→バイパスリレー１３→リレー３ｂ→切換リレー２のｂ接点２ｂ→交流電源１というルートで電流を流し、第２のリアクトル１０にエネルギーを貯める。続いて、第２の双方向スイッチ９ＳＷをオフして、第２のリアクトル１０→バイパスリレー１３→リレー３ｂ→切換リレー２のｂ接点２ｂ→交流電源１→負極側コンデンサ８→ダイオード９Ｄｂ→スイッチング素子９Ｑ４→ダイオード９Ｄ２→第２のリアクトル１０というルートで電流を流し、第２のリアクトル１０に貯められたエネルギーを負極側コンデンサ８に充電する。

なお、第２のインバータ９２及び第２のリアクトル１０を利用しての昇圧による第２の直流コンデンサ９Ｃの充電電圧としては、第２のインバータ９２を構成するスイッチング素子９Ｑ１〜９Ｑ４の耐圧相等の電圧（例えば、耐圧の８０％程度）とすることが望ましい。

本実施の形態によれば、交流電源１に接続され起動する時に、第１の電力変換部５の直流電源である第１の直流コンデンサ５Ｃ、正極側コンデンサ７、及び負極側コンデンサ８は交流電源１から抵抗３ａを介して充電されるので、第１の直流コンデンサ５Ｃを充電するために双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを設ける必要がなく、低コストで高効率な無停電電源装置を得ることができる。

また、第１の直流コンデンサ５Ｃは、抵抗３ａを介して充電された後、第１の電力変換部５のスイッチング素子５Ｑ４をスイッチング動作させることにより、第１のリアクトル４を介して第１の電力変換部５のスイッチング素子の耐圧相等の電圧まで充電されるので、第１の直流コンデンサ５Ｃを充電するために双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ等の専用の回路を設ける必要がなく、低コストで高効率な無停電電源装置を得ることができる。

また、正極側コンデンサ７及び負極側コンデンサ８に接続され、出力電圧の半周期ごとに加わる１パルスの駆動信号で動作し正負の直流電力を交流電力に変換する第１のインバータ９１と、この第１のインバータ９１の出力に接続され、高周波で動作する単相フルブリッジインバータである第２のインバータ９２と、この第２のインバータ９２の出力に一端が接続され、負荷１４に交流電力を供給する第２のリアクトル１０と、この第２のリアクトル１０の他端と突入電流防止部３の他端との間を短絡する第２のリレー部１３と、を備え、交流電源１に接続され起動する時に、第２のインバータ９２の直流電源である第２の直流コンデンサ９Ｃは、交流電源１から抵抗３ａ及び第２のリレー部１３を介して充電されるので、第２の直流コンデンサ９Ｃを充電するために双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ等の専用の回路を設ける必要がなく、低コストで高効率な無停電電源装置を得ることができる。

また、第２の直流コンデンサ９Ｃは、第２のインバータ９２のスイッチング素子９Ｑ２、９Ｑ４をスイッチング動作させ第２のリアクトル１０を介して第２のインバータ９２のスイッチング素子における耐圧相等の電圧まで充電されるので、第２の直流コンデンサ９Ｃを充電するために双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ等の専用の回路を設ける必要がなく、低コストで高効率な無停電電源装置を得ることができる。

また、第１の電力変換部５が、交流電源１からの入力電流波形の電流最大値を低減させるように入力電流波形を変形させるので、交流電源１の入力電圧の使用範囲が広い無停電電源装置を得ることができる。

また、第２の電力変換部６は、第１の電力変換部５の１周期当たりの電力収支がゼロとなるように第２の電力変換部６に加わる電圧のパルス幅を制御するとともに、パルス幅が交流電源１の半周期に達する状況に応じて、第１の電力変換部５は、交流電源１からの入力電流波形の電流最大値を低減させるように入力電流波形を変形させるので、交流電源１の入力電圧の使用範囲が広い無停電電源装置を得ることができる。

また、出力電圧の半周期ごとに加わる１パルスの駆動信号で動作し正負の直流電力を交流電力に変換する第１のインバータ９１と、この第１のインバータ９１の出力に入力が接続され、高周波で動作する単相フルブリッジインバータである第２のインバータ９２とを備え、第２のインバータ９２は、第２のインバータ９２の直流電源である第２の直流コンデンサ９Ｃの電圧を維持するため、無停電電源装置１００における出力電圧波形の電圧最大値を低減させるように出力電圧波形を変形させるので、第２の直流コンデンサ９Ｃの電圧を維持するための直流電源を設ける必要がなく、無停電電源装置１００を小形化及び低コスト化することができる。

また、第１のインバータ９１は、第２のインバータ９２の１周期当たりの電力収支がゼロとなるように第１のインバータ９１に加わる電圧のパルス幅を制御するとともに、パルス幅が該直交電力変換装置における交流出力電圧の半周期に達する状況に応じて、第２のインバータ９２は、第３の電力変換部９の交流出力電圧の電圧最大値を低減させるように交流出力電圧の波形を変形させるので、第２の直流コンデンサ９Ｃの電圧を維持するため専用の直流電源を設ける必要がなく、無停電電源装置１００を小形化及び低コスト化することができる。

また、第１の電力変換部５及び第２の電力変換部６は、正極側コンデンサ７及び負極側コンデンサ８の電圧を無停電電源装置１００の交流出力電圧の最大値相当に制御するので、第２のインバータ９２の負担する電力を低減でき無停電電源装置１００を小形化及び低コスト化することができる。

また、第２の電力変換部６は、交流電源１の半周期ごとに加わる１パルスの幅を制御して、正極側コンデンサ７及び負極側コンデンサ８の電圧値を上昇または低下させることにより、第２の直流コンデンサ９Ｃの電圧を上昇または低下させるので、第２の直流コンデンサ９Ｃの電圧を維持するための直流電源を設ける必要がなく、無停電電源装置１００を小形化及び低コスト化することができる。

なお、本実施の形態では、バイパスリレー１３が常時閉の場合を説明したが、バイパスリレーが常時開（ａ接点）の場合は、まず、第１の起動時充電動作により制御電源が並列に接続されている負極側コンデンサ８を所定電圧値以上に充電し、制御電源が動作して制御装置が動作した後に、バイパスリレー１３を閉に制御する事で、第２の起動時充電動作を行い、第２の直流コンデンサ９Ｃを正規の電圧まで充電することもできる。

また、第２の電力変換部６の半導体素子は、図１に示す構成以外にも、図９（ａ）に示すように、正極側コンデンサ７及び負極側コンデンサ８に接続され、ダイオード６Ｄａ、６Ｄｂが逆並列接続されたトランジスタ６Ｑａ、６Ｑｂをダイオード６Ｄ１、６Ｄ２に変更することも可能である。
また、図９（ｂ）に示すように、ダイオードが逆並列接続された４個のトランジスタ６Ｑａ、６Ｑｂ、６Ｑｃ、６Ｑｃを、ダイオードが逆並列接続された４個のトランジスタ６Ｑａ１、６Ｑａ２、６Ｑｂ１、６Ｑｂ２と２個のダイオード６Ｄ３、６Ｄ４としてもよい、この場合、トランジスタが負担する電圧が半分になるので、より小さい定格電圧のトランジスタが使用できるので、トランジスタのロスを低減できる。
また、図９（ｃ）に示すように、第１の双方向スイッチ６ＳＷを削除してもよい。

また、第３の電力変換部９の半導体素子は、図１に示す構成以外にも、図９（ｂ）と同様にダイオードが逆並列接続された４個のトランジスタを、ダイオードが逆並列接続された４個のトランジスタと２個のダイオードにしてもよい。この場合、トランジスタの耐圧が半分にできるので、パワーＭＯＳトランジスタで構成する場合にオン抵抗の小さいトランジスタが使用できる。また、第２の双方向スイッチ９ＳＷを削除してもよい。

また、第１の電力変換部や第４の電力変換部を削除またはリアクトルに取換えられる構造とすることで、高効率品と高効率品ではないがより低コスト品を構成する場合に部品の流用率を高くすることができる。

また、本実施の形態では、第３の電力変換部９を、出力電圧の半周期ごとに加わる１パルスの駆動信号で動作し正負の直流電力を交流電力に変換する第１のインバータ９１と、この第１のインバータ９１の出力に接続され、高周波で動作する単相フルブリッジインバータである第２のインバータ９２としたが、周知のハーフブリッジインバータや、周知のフルブリッジインバータによる構成としてもよい。

３ 突入電流防止部、４ 第１のリアクトル、５ 第１の電力変換部、
６ 第２の電力変換部、 ７ 正極側コンデンサ、８ 負極側コンデンサ、
９ 第３の電力変換部、 １０ 第２のリアクトル、１３ バイパスリレー、
１５ 蓄電部、１６ 第４の電力変換部、
９１ 第１のインバータ、９２第２のインバータ、１００ 無停電電源装置。

Claims (5)

1. 交流電源に一端が接続された第１のリレー部及び抵抗の並列接続体と、この並列接続体の他端に一端が接続された第１のリアクトルと、この第１のリアクトルの他端に入力が接続され、単相フルブリッジインバータである第１の電力変換部と、この第１の電力変換部の出力と前記交流電源の他方の電力線との間に接続され、前記交流電源の半周期ごとに加わる１パルスの駆動信号で動作し交流を正負の直流に変換する第２の電力変換部と、この第２の電力変換部により電力を供給される正極側コンデンサ及び負極側コンデンサと、を備え、
   前記交流電源に接続され起動する時に、前記第１の電力変換部の直流電源である第１のコンデンサ、前記正極側コンデンサ、及び前記負極側コンデンサは、前記交流電源から前記抵抗を介して充電されることを特徴とする交直電力変換装置。
2. 第１のコンデンサは、抵抗を介して充電された後、第１の電力変換部をスイッチング動作させ第１のリアクトルを介して第１の電力変換部のスイッチング素子の耐圧相等の電圧まで充電されることを特徴とする請求項１に記載の交直電力変換装置。
3. 正極側コンデンサ及び負極側コンデンサは、抵抗を介して充電された後、第２の電力変換部をスイッチング動作させ第１のリアクトルを介して第２の電力変換部のスイッチング素子の耐圧相等の電圧まで充電されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の交直電力変換装置。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の交直電力変換装置と、
   正極側コンデンサ及び負極側コンデンサに接続され、出力電圧の半周期ごとに加わる１パルスの駆動信号で動作し正負の直流電力を交流電力に変換する第１のインバータと、この第１のインバータの出力に入力が接続され、高周波で動作する単相フルブリッジインバータである第２のインバータと、
   この第２のインバータの出力に一端が接続され、負荷に交流電力を供給する第２のリアクトルと、
   この第２のリアクトルの他端と前記交直電力変換装置における並列接続体の他端との間を短絡する第２のリレー部と、を備え、
   前記第２のインバータは直流電源である第２のコンデンサを有し、この第２のコンデンサは、交流電源に接続され起動する時、前記交流電源から前記並列接続体の抵抗及び前記第２のリレー部を介して充電されることを特徴とする無停電電源装置。
5. 第２のコンデンサは、第２のインバータをスイッチング動作させ第２のリアクトルを介して第２のインバータのスイッチング素子における耐圧相等の電圧まで充電されることを特徴とする無停電電源装置。

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