JP5929703B2 - Dc/dcコンバータ - Google Patents
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また、特許文献2では、ゼロ電圧スイッチングを用いた制御によりスイッチング損失を低減するものであるが、電力移行方向が逆転した際には、ゼロ電圧スイッチングができずスイッチング損失が増大してしまうという問題点があった。
さらに、特許文献1、2においては、一次側と二次側とで構成が異なるため、電力伝送方向が逆転しても制御を単に逆転させることはできず、制御切り替えまでの時間遅れによって、出力電圧が過大に上昇したり、下降したり安定な出力を得ることが困難であり、制御切り替えによる昇降圧動作の起動時にトランスの巻線に流れる突入電流を抑制することができず、外部に接続する機器へ過電流が流れる可能性があるという問段点があった。
以下、この発明の実施の形態1について説明する。
図1は、この発明の実施の形態1によるDC/DCコンバータとしてのバッテリ充放電装置の回路構成を示した図である。図に示すように、バッテリ充放電装置は、第1の直流電源としての直流電源1と第2の直流電源としてのバッテリ2との間で双方向の電力変換によるバッテリ2の充放電を行うものである。
バッテリ充放電装置は、主回路となるDC/DCコンバータ回路100と制御回路15とを備える。DC/DCコンバータ回路100は、直流電源1に並列に接続された第1の平滑コンデンサ3と、第1のコンバータ部としての第1のスイッチング回路4と、絶縁されたトランスとしての高周波トランス8と、第2のコンバータ部としての第2のスイッチング回路10と、バッテリ2に並列に接続された第2の平滑コンデンサ11とを備える。
次に、バッテリ充放電装置の動作について以下に説明する。
図2は、直流電源1からバッテリ2への電力伝送、即ちバッテリ2を充電する場合の制御ブロック図である。DC/DCコンバータ回路100の出力電流である充電電流iは、電流センサ14で検出されて制御回路15に入力される。図に示すように、制御回路15では、入力された充電電流iを充電電流指令値i*と比較し、差分をフィードバックして第1のスイッチング回路4および第2のスイッチング回路10の出力DUTYを決定し、各半導体スイッチング素子5a〜5d、12a〜12dの駆動信号G−5、G−12を決定する。
また、直流電源1に並列接続された第1の平滑コンデンサ3の電圧は、直流電源1の電圧と同じ直流電圧となる。
また、半導体スイッチング素子5a(第1の基準素子)と対角の関係にある半導体スイッチング素子5dが半導体スイッチング素子5aと同時にオンしている期間を第1の対角オン時間t1、半導体スイッチング素子12d(第2の基準素子)と対角の関係にある半導体スイッチング素子12aが半導体スイッチング素子12dと同時にオンしている期間を第2の対角オン時間t2、所定周期である1周期をTとおく。図3に示すように、1周期Tは、例えば、半導体スイッチング素子5aがオンオフを1回行う期間である。
なお、2つ以上の半導体スイッチング素子が共にオンしている状態のことを、ここでは同時オンと称する。
時刻a1において、第1のスイッチング回路4では半導体スイッチング素子5aがオン状態で、半導体スイッチング素子5cをオフした後、半導体スイッチング素子5dをオンすることにより、半導体スイッチング素子5a、5dが同時オンすると、第1の平滑コンデンサ3→半導体スイッチング素子5a→第1のリアクトル7→第1の巻線8a→半導体スイッチング素子5d→第1の平滑コンデンサ3の経路で電流が流れる。これにより、高周波トランス8の第1の巻線8aには正の電圧が印加され、第2の巻線8bに正電圧が発生する。また、半導体スイッチング素子5c、5dのスイッチングは半導体スイッチング素子5aがオン状態で行い、半導体スイッチング素子5c、5dに並列接続されたコンデンサ6c、6dが充放電されることにより半導体スイッチング素子5c、5dはゼロ電圧スイッチングとなる。
また、第2のスイッチング回路10では、半導体スイッチング素子12b、12dが同時オンしており、第2の巻線8b→第2のリアクトル9→半導体スイッチング素子12b→半導体スイッチング素子12d→第2の巻線8bの経路で電流が流れ、第2のリアクトル9が励磁される(図4)。
また、第2のスイッチング回路10では、半導体スイッチング素子12a、12cが同時オンしており、第2の巻線8b→半導体スイッチング素子12c→半導体スイッチング素子12a→第2のリアクトル9→第2の巻線8bの経路で電流が流れ、第2のリアクトル9が逆極性に励磁される(図7)。
次いで時刻a1(=a7)の制御に戻る。
また、高周波トランス8の一次側の第1のスイッチング回路4における各半導体スイッチング素子5a〜5dのスイッチングは、コンデンサ6a〜6dおよび第1のリアクトル7の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなる。なお、二次側の第2のスイッチング回路10のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。
図10は、バッテリ2から直流電源1への電力伝送、即ちバッテリ2を放電する場合の制御ブロック図である。この場合、DC/DCコンバータ回路100は、直流電源1に出力しており、第1の平滑コンデンサ3の電圧vが出力電圧となる。この出力電圧vは、電圧センサ16で検出されて制御回路15に入力される。図に示すように、制御回路15では、入力された出力電圧vを出力電圧指令値v*と比較し、差分をフィードバックして第1のスイッチング回路4および第2のスイッチング回路10の出力DUTYを決定し、各半導体スイッチング素子5a〜5d、12a〜12dの駆動信号G−5、G−12を決定する。
図11に示すように、第2のスイッチング回路10では、半導体スイッチング素子12a、12dが同時オンすると、第2の平滑コンデンサ11→半導体スイッチング素子12a→第2のリアクトル9→第2の巻線8b→半導体スイッチング素子12d→第2の平滑コンデンサ11の経路で電流が流れる。これにより、高周波トランス8の第2の巻線8bには正の電圧が印加され、第1の巻線8aに正電圧が発生する。
また、第1のスイッチング回路4では、半導体スイッチング素子5b、5dが同時オンしており、第1の巻線8a→第1のリアクトル7→半導体スイッチング素子5b→半導体スイッチング素子5d→第1の巻線8aの経路で電流が流れ、第1のリアクトル7が励磁される。
また、高周波トランス8の一次側となる第2のスイッチング回路10における各半導体スイッチング素子12a〜12dのスイッチングは、コンデンサ13a〜13dおよび第2のリアクトル9の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなる。なお、二次側の第1のスイッチング回路4のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。
直流電源1からバッテリ2を充電する制御では、高周波トランス8の第1の巻線8aから第2の巻線8bに電力移行されて第2の巻線8bに電圧が発生している期間は、半導体スイッチング素子5a、5dの同時オンする期間(第1の対角オン時間t1)、および半導体スイッチング素子5b、5cの同時オンする期間(t1a)である。この期間を出来る限り長くすることで、第1のスイッチング回路4および第2のスイッチング回路10の還流期間に関わる損失を低減することが可能となる。
逆に、バッテリ2から直流電源1に電力伝送する制御では、高周波トランス8の第2の巻線8bに電圧が印加される期間が最大となるように、半導体スイッチング素子12a、12dの同時オンする第2の対角オン時間t2を設定する。即ち、第2の対角オン時間t2を最大オン時間tmaxに設定する。このとき、半導体スイッチング素子12b、12cの同時オンする期間(t2a)も最大オン時間tmaxに設定される。
そして、電力の伝送方向によらず、直流電源1からバッテリ2への電力移行量を増加させる方向への制御量に依存して、第1の対角オン時間t1、第2の対角オン時間t2を所定の関係を満たすように変化させる。これにより、電力伝送方向に依らず、同じ駆動制御法にてDC/DCコンバータ回路100を制御して双方向電力変換を行うことが可能となる。これにより、簡素な制御で双方向電力変換動作の実現が可能となる。
例えば、直流電源1からバッテリ2への電力伝送時では、高周波トランス8の第2の巻線8bに発生する電圧を、第2のリアクトル9と第2のスイッチング回路10と第2の平滑コンデンサ11によって昇圧回路を形成することで、第2の巻線8bに発生する電圧よりもバッテリ2の電圧が高い場合にも、バッテリ2を充電することが可能となる。
このため簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送ができる。また、電力伝送方向に依らずゼロ電圧スイッチングが可能になると共に、部品点数が少ないことにより損失低減が図れる。
出力電圧指令値v*から出力電圧vを減算した差分が負の場合、極性を負として放電電流指令値(−i)*を作成する。放電電流指令値が負とは、電力伝送方向を切り替えて、直流電源1からバッテリ2の方向になった状態を指している。そして放電電流(−i)が放電電流指令値(−i)*に一致するように、第2のスイッチング回路10の第2の対角ON時間t2を調整する。このとき第1のスイッチング回路4の第1の対角ON時間t1は最大オン時間tmaxに維持される。
これにより、制御回路15は、直流電源1とバッテリ2の間に流れる充放電電流±iのみに基づいて、図12で示す双方向の制御を実現することが可能となる。なお、図12における、直流電源1からバッテリ2への電力移行量を増加させる方向への制御量は充電電流iとなる。
このように、電流(電力)伝送方向、さらには昇圧、降圧に依らず、制御方法を変更すること無く、一貫した制御で動作を継続することができる。
1周期内のDC/DCコンバータ回路100の動作を以下に示す。なお、バッテリ2の電圧は、第2の巻線8bに発生する電圧より高いものとする。
次いで時刻b1(=a9)の制御に戻る。
DC/DCコンバータ回路100は、高周波トランス8を挟んで第1、第2のスイッチング回路4、10を対称に構成しており、バッテリ2から直流電源1に電力伝送する場合は、直流電源1からバッテリ2へ電力伝送する場合と、第1、第2のスイッチング回路4、10の駆動信号G−5、G−12を逆に用いて制御することで、同様に電力伝送が行える。そして、高周波トランス8の第1の巻線8aに発生する電圧を昇圧して直流電源1に電力を供給する。
また、高周波トランス8の一次側となる第2のスイッチング回路10における各半導体スイッチング素子12a〜12dのスイッチングは、コンデンサ13a〜13dおよび第2のリアクトル9の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなり、二次側の第1のスイッチング回路4のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。
このため、直流電源1からバッテリ2に電力伝送する制御では、高周波トランス8の第1の巻線8aに電圧が印加される期間、即ち、対角オン時間t1が予め設定した最大時間になるように第1のスイッチング回路4を制御する。また、バッテリ2から直流電源1に電力伝送する制御では、高周波トランス8の第2の巻線8bに電圧が印加される期間、即ち、対角オン時間t2が予め設定した最大時間となるように第2のスイッチング回路10を制御する。
対角オン時間t1、t2が最大となる時間は、各半導体スイッチング素子5a〜5d、12a〜12dがゼロ電圧スイッチングする為に要する時間に基づいて設定する。
例えば、直流電源1からバッテリ2への電力伝送時では、高周波トランス8の第2の巻線8bに発生する電圧を、第2のリアクトル9と第2のスイッチング回路10と第2の平滑コンデンサ11によって昇圧回路を形成することで、第2の巻線8bに発生する電圧よりもバッテリ2の電圧が高い場合にも、バッテリ2を充電することが可能となる。
このため簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送ができる。また、電力伝送方向に依らずゼロ電圧スイッチングが可能になると共に、部品点数が少ないことにより損失低減が図れる。
これまでは、バッテリ充放電装置は、高周波トランス8の巻線に発生する電圧よりも高い電圧を出力する場合について説明したが、次に、出力電圧が高周波トランス8の巻線に発生する電圧よりも低い場合について説明する。
まず、直流電源1からバッテリ2へ電力伝送する場合、第2のスイッチング回路10内の半導体スイッチング素子12a〜12dは全てオフ状態とする。この時、第1のスイッチング回路4の半導体スイッチング素子5a、5dを同時オンすると、図5に示すものと同様に、高周波トランス8の第1の巻線8a側には、第1の平滑コンデンサ3→半導体スイッチング素子5a→第1のリアクトル7→第1の巻線8a→半導体スイッチング素子5d→第1の平滑コンデンサ3の経路で電流が流れ、電力が伝送される。この時、高周波トランス8の第2の巻線8b側には、第2の巻線8b→第2のリアクトル9→半導体スイッチング素子12aの逆並列ダイオード→第2の平滑コンデンサ11→半導体スイッチング素子12dの逆並列ダイオード→第2の巻線8bの経路で電流が流れる。
一方、バッテリ2から直流電源1へ電力伝送する場合、上記の動作と逆方向となり、第2のスイッチング回路10内で対角の関係にある2つの半導体スイッチング素子12a、12d(12b、12c)が同時オンする対角オン時間のDUTYを制御し、第1のスイッチング回路4は整流動作を行うことによって実現する。
また、降圧制御の場合でも昇圧制御の場合と同様に、第1、第2のスイッチング回路4、10は、各半導体スイッチング素子5a〜5d、12a〜12dがゼロ電圧スイッチング可能に構成され、高周波トランス8の一次側となる時に、ゼロ電圧スイッチングとなるように制御される。
次に、以上のような双方向の昇圧動作および降圧動作を行うDC/DCコンバータ回路100の起動時のソフトスタートについて説明する。図19にバッテリ充放電装置の駆動信号波形図を示す。図19において、第1のスイッチング回路4の半導体スイッチング素子5aと半導体スイッチング素子5cが同時にオンしている期間をオン時間t3とし、第2のスイッチング回路10の半導体スイッチング12bと半導体スイッチング12dが同時にオンしている期間をオン時間t4とする。半導体スイッチング素子5aのオンオフ1回を行う期間が1周期T(所定周期)である。
実施の形態1では高周波トランス8の二次側のスイッチング回路10(4)は、半導体スイッチング素子12a〜12d(5a〜5d)を全てオフして整流動作を行っていたが、高周波トランス8に発生する巻線電圧に合わせて、二次側のスイッチング回路10(4)の半導体スイッチング素子12a〜12d(5a〜5d)をオンさせても良い。なお、この場合、半導体スイッチング素子5a〜5d(12a〜12d)はMOSFET等、双方向導通する素子を用いる。
各半導体スイッチング素子5a〜5d、12a〜12dを、例えばMOSFETにて構成すると、導通時の両端電圧は、逆並列ダイオードのオン電圧よりも低い。このため、上記のような同期整流動作によりMOSFET側を電流が流れるため、導通損失を低減することが可能となる。
実施の形態1では、第2の直流電源にバッテリ2を用い、バッテリ2から直流電源1への電力伝送時においてのみ、直流電源1を電圧制御しており、その際、直流電源1への出力電圧指令値から出力電圧を差し引いた偏差の極性に応じて、バッテリ2の放電電流指令値の極性を切り替える制御が適用可能であった。このような制御は、直流電源1から第2の直流電源への電力電送においても適用でき、この実施の形態3では、双方向の電力電送において、電力を受電する側の直流電源の電圧制御を行う。
なお、第1の平滑コンデンサ3の電圧は直流電源1の電圧と同等であり、第2の平滑コンデンサ11の電圧は第2の直流電源2aの電圧と同等である。
なお、フィードバック制御様式が上記実施の形態1と異なるのみで、各第1、第2のスイッチング回路4、10の周期的な基本の制御は、図3〜図14で示した上記実施の形態1のものと同様である。
これにより、制御回路15aは、直流電源1と第2の直流電源2aとの間に流れる充放電電流±iのみに基づいて、図12で示す双方向の制御を実現することが可能となる。
これにより、制御回路15aは、直流電源1と第2の直流電源2aとの間に流れる充放電電流±iのみに基づいて、図12で示す双方向の制御を実現することが可能となる。
なお、図12における、直流電源1からバッテリ2への電力移行量を増加させる方向への制御量は、この実施の形態では充電電流iとなる。
上記実施の形態1〜3においては、第1、第2のリアクトル7、9を個別に設置したが、これらの少なくとも一方を高周波トランス8の漏れインダクタンスで兼ねる事でも同様の効果を得ることが可能となる。これにより、構成部品の削減が可能となり、簡素な構成で双方向動作が実現できる。
5a〜5d,12a〜12d 半導体スイッチング素子、6a〜6d コンデンサ、
7 第1のリアクトル、8 高周波トランス、8a 第1の巻線、8b 第2の巻線、
9 第2のリアクトル、10 第2のスイッチング回路、13a〜13d コンデンサ、
15,15a 制御回路、100 DC/DCコンバータ回路、A 基準点、
G−5(G−5a〜G−5d),G−12(G−12a〜G−12d) 駆動信号、
t1 第1の対角オン時間、t2 第2の対角オン時間、tmax 最大オン時間、
t3,t4 オン時間。
Claims (16)
- 第1の直流電源と第2の直流電源との間の双方向の電力伝送を行うDC/DCコンバータにおいて、
トランスと、
複数の半導体スイッチング素子を有して上記第1の直流電源と上記トランスの第1の巻線との間に接続されて、直流/交流間で電力変換する第1のコンバータ部と、
複数の半導体スイッチング素子を有して上記第2の直流電源と上記トランスの第2の巻線との間に接続されて、直流/交流間で電力変換する第2のコンバータ部と、
上記第1、第2のコンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子を制御する制御回路とを備え、
上記第1のコンバータ部は、上記各半導体スイッチング素子にそれぞれ並列接続された複数のコンデンサと、交流入出力線に接続された第1のリアクトルとを有し、
上記第2のコンバータ部は、上記各半導体スイッチング素子にそれぞれ並列接続された複数のコンデンサと、交流入出力線に接続された第2のリアクトルとを有し、
上記制御回路は、所定周期内に上記第1のコンバータ部内を電流が還流する第1の還流期間と、上記第2のコンバータ部内を電流が還流する第2の還流期間とを設定し、上記第1の還流期間と第2の還流期間とが等しくなるように制御することを特徴とするDC/DCコンバータ。 - 上記制御回路は、上記第1の直流電源から上記第2の直流電源への電力伝送の開始前、または、上記第2の直流電源から上記第1の直流電源への電力伝送の開始前に、上記所定周期内の上記第1、第2の還流期間を徐々に短くするように制御することを特徴とする請求項1に記載のDC/DCコンバータ。
- 上記制御回路は、
上記第1の直流電源から上記第2の直流電源への電力伝送時に、上記第1のリアクトルを利用して上記第1のコンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングするように制御し、
上記第2の直流電源から上記第1の直流電源への電力伝送時に、上記第2のリアクトルを利用して上記第2のコンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングするように制御することを特徴とする請求項1または請求項2に記載のDC/DCコンバータ。 - 上記制御回路は、
上記第1の直流電源から上記第2の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第2の巻線に発生する電圧より上記第2の直流電源の電圧が高いとき、上記第2のリアクトルを用いて上記第2のコンバータ部が昇圧動作するように制御し、
上記第2の直流電源から上記第1の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第1の巻線に発生する電圧より上記第1の直流電源の電圧が高いとき、上記第1のリアクトルを用いて上記第1のコンバータ部が昇圧動作するように制御することを特徴とする請求項3に記載のDC/DCコンバータ。 - 上記制御回路は、
上記第1の直流電源から上記第2の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第2の巻線に発生する電圧より上記第2の直流電源の電圧が高いとき、上記トランスの上記第1の巻線に電圧が印加される時間が予め設定した最大時間となるように上記第1のコンバータ部を制御し、
上記第2の直流電源から上記第1の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第1の巻線に発生する電圧より上記第1の直流電源の電圧が高いとき、上記トランスの上記第2の巻線に電圧が印加される時間が予め設定した最大時間となるように上記第2のコンバータ部を制御することを特徴とする請求項4に記載のDC/DCコンバータ。 - 上記第1、第2のコンバータ部は、それぞれ二つのブリッジ回路によるフルブリッジ回路で構成されたことを特徴とする請求項1ないし請求項5のいずれか1項に記載のDC/DCコンバータ。
- 上記制御回路は、上記第1、第2のコンバータ部を構成する上記フルブリッジ回路の各ブリッジ回路の正側の半導体スイッチング素子および負側の半導体スイッチング素子を、短絡防止時間を無視すると、それぞれ50%のオン時間比率で制御することを特徴とする請求項6に記載のDC/DCコンバータ。
- 上記第1のコンバータ部内の一方のブリッジ回路の正側/負側のいずれかの半導体スイッチング素子と、上記第2のコンバータ部内の一方のブリッジ回路の正側/負側のいずれかの半導体スイッチング素子とは、同位相の駆動信号で制御されることを特徴とする請求項7に記載のDC/DCコンバータ。
- 上記同位相の駆動信号で制御される上記第1、第2のコンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子を第1、第2の基準素子とし、
上記制御回路は、上記第1のコンバータ部内で上記第1の基準素子と対角の関係にある半導体スイッチング素子が上記第1の基準素子と共にオンする第1の対角オン時間、および、上記第2のコンバータ部内で上記第2の基準素子と対角の関係にある半導体スイッチング素子が上記第2の基準素子と共にオンする第2の対角オン時間が所定の関係を満たすように上記第1、第2のコンバータを制御することにより、双方向の電力伝送を行うことを特徴とする請求項8に記載のDC/DCコンバータ。 - 上記制御回路は、上記第1の対角オン時間と上記第2の対角オン時間が共に設定された最大オン時間になる点を基準点とし、上記第1の直流電源から上記第2の直流電源への電力伝送の制御量を上記基準点より増大するときは、上記第1の対角オン時間を上記最大オン時間に保持すると共に、上記第2の対角オン時間を減少させ、上記第1の直流電源から上記第2の直流電源への電力伝送の制御量を上記基準点より減少するときは、上記第2の対角オン時間を上記最大オン時間に保持すると共に、上記第1の対角オン時間を減少させるように上記第1、第2のコンバータを制御することを特徴とする請求項9に記載のDC/DCコンバータ。
- 上記最大オン時間は、上記第1、第2のコンバータ内の上記各半導体スイッチング素子が上記ゼロ電圧スイッチングする為の時間に基づいて設定されることを特徴とする請求項10に記載のDC/DCコンバータ。
- 上記制御回路は、
上記第1の直流電源から上記第2の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第2の巻線に発生する電圧より上記第2の直流電源の電圧が低いとき、上記第2のコンバータ部が整流動作するように制御し、
上記第2の直流電源から上記第1の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第1の巻線に発生する電圧より上記第1の直流電源の電圧が低いとき、上記第1のコンバータ部が整流動作するように制御することを特徴とする請求項3ないし請求項7のいずれか1項に記載のDC/DCコンバータ。 - 上記制御回路は、
上記第1の直流電源から上記第2の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第1の巻線に電圧印加するタイミングに同期させて上記第2のコンバータ部内の上記半導体スイッチング素子を制御して上記第2のコンバータ部を整流動作させ、
上記第2の直流電源から上記第1の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第2の巻線に電圧印加するタイミングに同期させて上記第1のコンバータ部内の上記半導体スイッチング素子を制御して上記第1のコンバータ部を整流動作させることを特徴とする請求項12に記載のDC/DCコンバータ。 - 上記制御回路は、
上記第1の直流電源あるいは上記第2の直流電源の電圧を電圧指令値から減算した差分をフィードバックして、上記第1、第2の直流電源間に流れる電流の電流指令値を作成し、
上記電流指令値の極性に応じて上記第1、第2の直流電源間の電力伝送方向を切り替えると共に、上記第1のコンバータ部の上記第1の対角オン時間、あるいは上記第1のコンバータ部の上記第2の対角オン時間を調整することを特徴とする請求項9または請求項10に記載のDC/DCコンバータ。 - 上記第1、第2のリアクトルの一方、あるいは双方を、上記トランスの漏れインダクタンスで構成することを特徴とする請求項1ないし請求項14のいずれか1項に記載のDC/DCコンバータ。
- 上記第1、第2の直流電源の一方あるいは双方をバッテリで構成し、上記第1の直流電源と上記第2の直流電源との間の双方向の電力伝送を行うことで上記バッテリの充放電を行う事を特徴とする請求項1ないし請求項15のいずれか1項に記載のDC/DCコンバータ。
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