JP2014087134A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】起動時に突入電流を抑えることができるＤＣ／ＤＣコンバータを得る。
【解決手段】高周波トランス８と、直流電源１と高周波トランス８の第１の巻線の間に接続され、直流／交流間で電力変換する第１のスイッチング回路４と、バッテリ２と高周波トランス８の第２の巻線の間に接続され、直流／交流間で電力変換する第２のスイッチング回路１０と、第１，第２のスイッチング回路４，１０の半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ，１２ａ〜１２ｄを制御する制御回路１５とを備え、第１、第２のスイッチング回路４，１０は交流入出力線に接続された第１、第２のリアクトル７，９を有し、制御回路１５は所定周期内に第１のスイッチング回路４内を電流が還流する第１の還流期間と、第２のスイッチング回路１０内を電流が還流する第２の還流期間とを設定し、第１の還流期間と第２の還流期間とが等しくなるように制御する。
【選択図】図１

Description

この発明は、トランスによって一次側と二次側とが絶縁されたＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に、２つの直流電源の間で双方向に電力伝送可能なＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの一次巻線の一端及び第１電圧正極端子間に介挿した第１スイッチと、一次巻線の一端及び第１電圧負極端子間に介挿した第２スイッチと、一次巻線の他端及び第１電圧の正極端子間に介挿した第３スイッチと、一次巻線の他端と第１電圧負極端子間に介挿した第４スイッチと、コイルと、コイルの一端及び第２電圧正極端子間に介挿した第５スイッチと、コイルの一端及び第２電圧負極端子間に介挿した第６スイッチと、二次巻線の一端及びコイルの他端間に介挿した第７スイッチと、二次巻線の一端及び第２電圧負極端子間に介挿した第８スイッチと、二次巻線の他端及びコイルの他端間に介挿した第９スイッチと、二次巻線の他端及び第２電圧負極端子間に介挿した第１０スイッチを有する。このようにトランスの一次側、二次側の双方にスイッチを配置し、トランスの巻き線比で対応できない電圧範囲については後段にチョッパ回路を別途配置することで目標電圧への安定化を図っていた（例えば、特許文献１参照）。

また、従来の別例による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の電源に接続された電圧型フルブリッジ回路と第２の電源に接続された電流型スイッチング回路とを接続するトランスを備えている。そして、電圧型フルブリッジ回路の各スイッチング素子にはスナバコンデンサがそれぞれ接続され、トランスの一次巻き線と共振リアクトルと共振コンデンサとが直列接続される。また、スイッチング素子とクランプコンデンサとで構成した電圧クランプ回路が電流型スイッチング回路に接続される（例えば、特許文献２参照）。

特開２００９−１７７９４０号公報（第７−９頁、第１図） 特開２００９−５５７４７号公報（第１２−１３頁、第１図）

特許文献１のような双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、トランスの両側にスイッチング回路を配置し、二次側のスイッチング回路の後段に昇圧チョッパ回路を別途設けて、一次側、二次側の電圧およびトランスの巻き線比によって設定できない電圧範囲については、昇圧チョッパ回路が昇圧動作して目標電圧に調整していた。このため、昇圧チョッパ回路の分、部品点数の増加と損失が増加するという問題点があった。
また、特許文献２では、ゼロ電圧スイッチングを用いた制御によりスイッチング損失を低減するものであるが、電力移行方向が逆転した際には、ゼロ電圧スイッチングができずスイッチング損失が増大してしまうという問題点があった。
さらに、特許文献１、２においては、一次側と二次側とで構成が異なるため、電力伝送方向が逆転しても制御を単に逆転させることはできず、制御切り替えまでの時間遅れによって、出力電圧が過大に上昇したり、下降したり安定な出力を得ることが困難であり、制御切り替えによる昇降圧動作の起動時にトランスの巻線に流れる突入電流を抑制することができず、外部に接続する機器へ過電流が流れる可能性があるという問段点があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、別途昇圧回路を設けることなく、簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送ができ、起動時に還流期間を設定してソフトスタートを行うことにより、トランスの巻線に流れる突入電流を抑えることができるＤＣ／ＤＣコンバータを得ることを目的とする。

この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の直流電源と第２の直流電源との間の双方向の電力伝送を行うＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、トランスと、複数の半導体スイッチング素子を有して第１の直流電源とトランスの第１の巻線との間に接続されて、直流／交流間で電力変換する第１のコンバータ部と、複数の半導体スイッチング素子を有して第２の直流電源とトランスの第２の巻線との間に接続されて、直流／交流間で電力変換する第２のコンバータ部と、第１、第２のコンバータ部内の各半導体スイッチング素子を制御する制御回路とを備え、第１、第２のコンバータ部は、各半導体スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、交流入出力線に接続された第１、第２のリアクトルとを有し、制御回路は、所定周期内に第１のコンバータ部内を電流が還流する第１の還流期間と、第２のコンバータ部内を電流が還流する第２の還流期間とを設定し、第１の還流期間と第２の還流期間とが等しくなるように制御するものである。

この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスを挟んで対称な回路構成としたので、簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送ができ、起動時に還流期間を設定してソフトスタートを行うことにより、トランスの巻線に流れる突入電流を抑えることができる。

この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電時の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の放電時の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の放電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による２つのスイッチング回路の駆動信号における対角オン時間の関係を示す図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電時の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の放電時の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の放電時の別例による制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電時の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の駆動信号波形と出力電圧波形との関係を示す図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の駆動信号波形と出力電圧波形との関係を示す図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の駆動信号波形と出力電圧波形との関係を示す図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の駆動信号波形と出力電圧波形との関係を示す図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電時の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の出力ＤＵＴＹ＿Ｓの起動時の変化を現した図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の放電時の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充放電時の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態３による直流電源充放電装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態３による直流電源充放電装置の制御ブロック図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータとしてのバッテリ充放電装置の回路構成を示した図である。図に示すように、バッテリ充放電装置は、第１の直流電源としての直流電源１と第２の直流電源としてのバッテリ２との間で双方向の電力変換によるバッテリ２の充放電を行うものである。
バッテリ充放電装置は、主回路となるＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００と制御回路１５とを備える。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００は、直流電源１に並列に接続された第１の平滑コンデンサ３と、第１のコンバータ部としての第１のスイッチング回路４と、絶縁されたトランスとしての高周波トランス８と、第２のコンバータ部としての第２のスイッチング回路１０と、バッテリ２に並列に接続された第２の平滑コンデンサ１１とを備える。

第１のスイッチング回路４は、それぞれダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴ等から成る複数の半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄを有するフルブリッジ回路で、直流側が第１の平滑コンデンサ３に、交流側が高周波トランス８の第１の巻線８ａに接続されて、直流／交流間の双方向の電力変換を行う。また、第１のスイッチング回路４は、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄのスイッチング時の素子の両端電圧がほぼゼロ電圧にできるゼロ電圧スイッチング回路であり、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄにはそれぞれ並列にコンデンサ６ａ〜６ｄが接続される。また、半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄと高周波トランス８との間の交流入出力線には第１のリアクトル７が接続され、第１のリアクトル７と第１の巻線８ａとが直列接続される。

第２のスイッチング回路１０は、それぞれダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴ等から成る複数の半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄを有するフルブリッジ回路で、直流側が第２の平滑コンデンサ１１に、交流側が高周波トランス８の第２の巻線８ｂに接続されて、直流／交流間の双方向の電力変換を行う。また、第２のスイッチング回路１０は、各半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄのスイッチング時の素子の両端電圧がほぼゼロ電圧にできるゼロ電圧スイッチング回路であり、各半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄにはそれぞれ並列にコンデンサ１３ａ〜１３ｄが接続される。また、半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄと高周波トランス８との間の交流入出力線には第２のリアクトル９が接続され、第２のリアクトル９と第２の巻線８ｂとが直列接続される。

また、第２の平滑コンデンサ１１とバッテリ２との間には、バッテリ２の充電電流ｉ（矢印の向きを正とする電流）を検出する電流センサ１４が設置され、そのセンシングされた出力が制御回路１５に入力される。さらに、第１の平滑コンデンサ３の電圧ｖを検出する電圧センサ１６が設置され、そのセンシングされた出力が制御回路１５に入力される。制御回路１５では、入力された電流ｉ、電圧ｖの値に基づいて、第１、第２のスイッチング回路４、１０の各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄをスイッチング制御する駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を生成して第１、第２のスイッチング回路４、１０を駆動制御する。

＜昇圧動作＞
次に、バッテリ充放電装置の動作について以下に説明する。
図２は、直流電源１からバッテリ２への電力伝送、即ちバッテリ２を充電する場合の制御ブロック図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の出力電流である充電電流ｉは、電流センサ１４で検出されて制御回路１５に入力される。図に示すように、制御回路１５では、入力された充電電流ｉを充電電流指令値ｉ＊と比較し、差分をフィードバックして第１のスイッチング回路４および第２のスイッチング回路１０の出力ＤＵＴＹを決定し、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄの駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を決定する。
また、直流電源１に並列接続された第１の平滑コンデンサ３の電圧は、直流電源１の電圧と同じ直流電圧となる。

図３は、第１のスイッチング回路４、第２のスイッチング回路１０の各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄの駆動信号Ｇ−５（Ｇ−５ａ〜Ｇ−５ｄ）、Ｇ−１２（Ｇ−１２ａ〜Ｇ−１２ｄ）の波形を示す。図に示すように、第１のスイッチング回路４内の半導体スイッチング素子５ａと、第２のスイッチング回路１０内の半導体スイッチング素子１２ｄとは、駆動信号の位相を一致させている（同位相制御）。この場合、半導体スイッチング素子５ａが第１の基準素子、半導体スイッチング素子１２ｄが第２の基準素子となる。
また、半導体スイッチング素子５ａ（第１の基準素子）と対角の関係にある半導体スイッチング素子５ｄが半導体スイッチング素子５ａと同時にオンしている期間を第１の対角オン時間ｔ１、半導体スイッチング素子１２ｄ（第２の基準素子）と対角の関係にある半導体スイッチング素子１２ａが半導体スイッチング素子１２ｄと同時にオンしている期間を第２の対角オン時間ｔ２、所定周期である１周期をＴとおく。図３に示すように、１周期Ｔは、例えば、半導体スイッチング素子５ａがオンオフを１回行う期間である。
なお、２つ以上の半導体スイッチング素子が共にオンしている状態のことを、ここでは同時オンと称する。

半導体スイッチング素子５ａ、５ｂの駆動信号Ｇ−５ａ、Ｇ−５ｄは、それぞれ同じオン時間幅でその位相が１８０°反転した波形となっている。同様に、駆動信号Ｇ−５ｃ、Ｇ−５ｄは、それぞれ同じオン時間幅でその位相が１８０°反転した波形となっている。駆動信号Ｇ−１２ａ、Ｇ−１２ｂについても、また駆動信号Ｇ−１２ｃ、Ｇ−１２ｄについても同様である。それぞれ２つのブリッジ回路を有するフルブリッジ回路である第１、第２のスイッチング回路４、１０の各ブリッジ回路を構成する正側（高電圧側）の半導体スイッチング素子５ａ、５ｃ、１２ａ、１２ｃおよび負側（低電圧側）の半導体スイッチング素子５ｂ、５ｄ、１２ｂ、１２ｄは、それぞれ５０％のオン時間比率で制御される。なお、５０％のオン時間比率というのは、正側の半導体スイッチング素子と負側の半導体スイッチング素子との同時オンを防止する為に設定された短絡防止時間を無視したもので、実際には、一方がオフした後、設定された短絡防止時間の経過後に他方がオンする。そして、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄがゼロ電圧スイッチングするように、短絡防止時間の間に各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄに並列接続されたコンデンサ６ａ〜６ｄ、１３ａ〜１３ｄの電圧が第１、第２の平滑コンデンサ３、１１の電圧まで増加する、あるいはゼロ電圧近辺まで低下するように設定されている。

直流電源１の電圧をＶ１とすると、第１のスイッチング回路４は、半導体スイッチング素子５ａ、５ｄが同時オンする期間（第１の対角オン時間）ｔ１に電圧Ｖ１の正のパルスを、半導体スイッチング素子５ｂ、５ｃが同時オンする期間ｔ１ａに電圧（−Ｖ１）の負のパルスを出力して、高周波トランス８の第１の巻線８ａに印加する。高周波トランス８の第１の巻線８ａと第２の巻線８ｂとの巻線比をＮ１：Ｎ２とすると、この時、高周波トランス８の第２の巻線８ｂには、（±Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１の電圧が印加される。

図３および図４〜図９に基づいて、１周期内のＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の動作を以下に示す。なお、バッテリ２の電圧は、第２の巻線８ｂに発生する電圧より高いものとする。
時刻ａ１において、第１のスイッチング回路４では半導体スイッチング素子５ａがオン状態で、半導体スイッチング素子５ｃをオフした後、半導体スイッチング素子５ｄをオンすることにより、半導体スイッチング素子５ａ、５ｄが同時オンすると、第１の平滑コンデンサ３→半導体スイッチング素子５ａ→第１のリアクトル７→第１の巻線８ａ→半導体スイッチング素子５ｄ→第１の平滑コンデンサ３の経路で電流が流れる。これにより、高周波トランス８の第１の巻線８ａには正の電圧が印加され、第２の巻線８ｂに正電圧が発生する。また、半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄのスイッチングは半導体スイッチング素子５ａがオン状態で行い、半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄに並列接続されたコンデンサ６ｃ、６ｄが充放電されることにより半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄはゼロ電圧スイッチングとなる。
また、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ｂ、１２ｄが同時オンしており、第２の巻線８ｂ→第２のリアクトル９→半導体スイッチング素子１２ｂ→半導体スイッチング素子１２ｄ→第２の巻線８ｂの経路で電流が流れ、第２のリアクトル９が励磁される（図４）。

時刻ａ２において、第２のスイッチング回路１０では半導体スイッチング素子１２ｂをオフした後、半導体スイッチング素子１２ａをオンして、第２の巻線８ｂ→第２のリアクトル９→半導体スイッチング素子１２ａ→第２の平滑コンデンサ１１→半導体スイッチング素子１２ｄ→第２の巻線８ｂの経路で電流が流れ、第２のリアクトル９の励磁エネルギを第２の平滑コンデンサ１１に供給する。この時、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂのスイッチングは半導体スイッチング素子１２ｄがオン状態で行い、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂはそれぞれ並列接続されたコンデンサ１３ａ、１３ｂの影響でゼロ電圧スイッチングとなる（図５）。なお、半導体スイッチング素子１２ａの逆並列ダイオードによって第２の平滑コンデンサ１１に接続されるため、半導体スイッチング素子１２ａはオンしなくても、整流は可能となる。

時刻ａ３において、第１、第２のスイッチング回路４、１０では、半導体スイッチング素子５ａ、１２ｄが同じタイミングでオフした後、半導体スイッチング素子５ｂ、１２ｃが同じタイミングでオンする。高周波トランス８の第１の巻線８ａ側の第１のスイッチング回路４が、第１のリアクトル７→第１の巻線８ａ→半導体スイッチング素子５ｄ→半導体スイッチング素子５ｂ→第１のリアクトル７の経路で電流が環流し、第１の巻線８ａに電圧印加が無い状態となる。これにより第２の巻線８ｂ側の第２のスイッチング回路１０では、第２のリアクトル９→半導体スイッチング素子１２ａ→半導体スイッチング素子１２ｃ→第２の巻線８ｂ→第２のリアクトル９の経路で、第２のリアクトル９に流れる電流が還流して第２の巻線８ｂにも流れる。またこの時、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ａ、５ｂのスイッチングは半導体スイッチング素子５ｄがオン状態で行い、半導体スイッチング素子５ａ、５ｂはそれぞれ並列接続されたコンデンサ６ａ、６ｂの影響でゼロ電圧スイッチングとなる（図６）。

時刻ａ４において、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｄをオフした後、半導体スイッチング素子５ｃをオンすることにより、半導体スイッチング素子５ｂ、５ｃが同時オンし、第１の平滑コンデンサ３→半導体スイッチング素子５ｃ→第１の巻線８ａ→第１のリアクトル７→半導体スイッチング素子５ｂ→第１の平滑コンデンサ３の経路で電流が流れる。これにより、高周波トランス８の第１の巻線８ａには負の電圧が印加され、第２の巻線８ｂに負電圧が発生する。また、半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄのスイッチングは半導体スイッチング素子５ｂがオン状態で行い、半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄはそれぞれ並列接続されたコンデンサ６ｃ、６ｄの影響でゼロ電圧スイッチングとなる。
また、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｃが同時オンしており、第２の巻線８ｂ→半導体スイッチング素子１２ｃ→半導体スイッチング素子１２ａ→第２のリアクトル９→第２の巻線８ｂの経路で電流が流れ、第２のリアクトル９が逆極性に励磁される（図７）。

時刻ａ５において、第２のスイッチング回路１０では半導体スイッチング素子１２ａをオフした後、半導体スイッチング素子１２ｂをオンして、第２の巻線８ｂ→半導体スイッチング素子１２ｃ→第２の平滑コンデンサ１１→半導体スイッチング素子１２ｂ→第２のリアクトル９→第２の巻線８ｂの経路で電流が流れ、第２のリアクトル９の励磁エネルギを第２の平滑コンデンサ１１に供給する。この時、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂのスイッチングは半導体スイッチング素子１２ｃがオン状態で行い、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂはそれぞれ並列接続されたコンデンサ１３ａ、１３ｂの影響でゼロ電圧スイッチングとなる（図８）。なお、半導体スイッチング素子１２ｂの逆並列ダイオードによって第２の平滑コンデンサ１１に接続されるため、半導体スイッチング素子１２ｂはオンしなくても、整流は可能となる。

時刻ａ６（＝ａ０）において、第１、第２のスイッチング回路４、１０では、半導体スイッチング素子５ｂ、１２ｃが同じタイミングでオフした後、半導体スイッチング素子５ａ、１２ｄが同じタイミングでオンする。高周波トランス８の第１の巻線８ａ側の第１のスイッチング回路４が、第１のリアクトル７→半導体スイッチング素子５ａ→半導体スイッチング素子５ｃ→第１の巻線８ａ→第１のリアクトル７の経路で電流が還流し、第１の巻線８ａに電圧印加が無い状態となる。これにより第２の巻線８ｂ側の第２のスイッチング回路１０では、第２のリアクトル９→第２の巻線８ｂ→半導体スイッチング素子１２ｄ→半導体スイッチング素子１２ｂ→第２のリアクトル９の経路で、第２のリアクトル９に流れる電流が還流して第２の巻線８ｂにも流れる。またこの時、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ａ、５ｂのスイッチングは半導体スイッチング素子５ｃがオン状態で行い、半導体スイッチング素子５ａ、５ｂはそれぞれ並列接続されたコンデンサ６ａ、６ｂの影響でゼロ電圧スイッチングとなる（図９）。
次いで時刻ａ１（＝ａ７）の制御に戻る。

このような一連の制御（ａ１〜ａ６）を繰り返すことによって、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに発生する電圧を昇圧してバッテリ２に電力を供給する。その際、第２のスイッチング回路１０では、高周波トランス８に電圧印加されている期間（ｔ１、ｔ１ａ）内に第２のリアクトル９を励磁する期間を設け、即ち、第２のリアクトル９を昇圧リアクトルに用いて昇圧動作する。
また、高周波トランス８の一次側の第１のスイッチング回路４における各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄのスイッチングは、コンデンサ６ａ〜６ｄおよび第１のリアクトル７の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなる。なお、二次側の第２のスイッチング回路１０のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。

次にバッテリ２から直流電源１に電力伝送する場合について説明する。
図１０は、バッテリ２から直流電源１への電力伝送、即ちバッテリ２を放電する場合の制御ブロック図である。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００は、直流電源１に出力しており、第１の平滑コンデンサ３の電圧ｖが出力電圧となる。この出力電圧ｖは、電圧センサ１６で検出されて制御回路１５に入力される。図に示すように、制御回路１５では、入力された出力電圧ｖを出力電圧指令値ｖ＊と比較し、差分をフィードバックして第１のスイッチング回路４および第２のスイッチング回路１０の出力ＤＵＴＹを決定し、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄの駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を決定する。

バッテリ２から電力供給される場合には、直流電源１から電力供給される場合の逆方向動作となるため、バッテリ２に並列に接続された第２の平滑コンデンサ１１はバッテリ２の電圧と同じ直流電圧となる。
図１１に示すように、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｄが同時オンすると、第２の平滑コンデンサ１１→半導体スイッチング素子１２ａ→第２のリアクトル９→第２の巻線８ｂ→半導体スイッチング素子１２ｄ→第２の平滑コンデンサ１１の経路で電流が流れる。これにより、高周波トランス８の第２の巻線８ｂには正の電圧が印加され、第１の巻線８ａに正電圧が発生する。
また、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｂ、５ｄが同時オンしており、第１の巻線８ａ→第１のリアクトル７→半導体スイッチング素子５ｂ→半導体スイッチング素子５ｄ→第１の巻線８ａの経路で電流が流れ、第１のリアクトル７が励磁される。

図１１に示す状態は、直流電源１からバッテリ２への電力伝送時の図４の状態と、第１、第２のスイッチング回路４、１０を逆にしたものである。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００は、高周波トランス８を挟んで第１、第２のスイッチング回路４、１０を高周波トランス８を中心に対称に構成しており、バッテリ２から直流電源１に電力伝送する場合は、直流電源１からバッテリ２へ電力伝送する場合と、第１、第２のスイッチング回路４、１０の駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を逆に用いて制御することで、同様に電力伝送が行える。なお、駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を逆に用いて制御するとは、半導体スイッチング素子５ａに対して半導体スイッチング素子１２ｄ、半導体スイッチング素子５ｂに対して半導体スイッチング素子１２ｃ、半導体スイッチング素子５ｃに対して半導体スイッチング素子１２ｂ、半導体スイッチング素子５ｄに対して半導体スイッチング素子１２ａというようにそれぞれ対応する半導体スイッチング素子を決めて、対応する半導体スイッチング素子同士でスイッチング制御パターンを逆にすることである。そして、高周波トランス８の第１の巻線８ａに発生する電圧を昇圧して直流電源１に電力を供給する。

この場合、第１のスイッチング回路４では、高周波トランス８に電圧印加されている期間内に第１のリアクトル７を励磁する期間を設け、即ち、第１のリアクトル７を昇圧リアクトルに用いて昇圧動作する。
また、高周波トランス８の一次側となる第２のスイッチング回路１０における各半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄのスイッチングは、コンデンサ１３ａ〜１３ｄおよび第２のリアクトル９の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなる。なお、二次側の第１のスイッチング回路４のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。

次に、半導体スイッチング素子５ａ（第１の基準素子）と半導体スイッチング素子５ｄとが同時オンする第１の対角オン時間ｔ１と、半導体スイッチング素子１２ｄ（第２の基準素子）と半導体スイッチング素子１２ａが同時オンする第２の対角オン時間ｔ２とについて、以下に説明する。
直流電源１からバッテリ２を充電する制御では、高周波トランス８の第１の巻線８ａから第２の巻線８ｂに電力移行されて第２の巻線８ｂに電圧が発生している期間は、半導体スイッチング素子５ａ、５ｄの同時オンする期間（第１の対角オン時間ｔ１）、および半導体スイッチング素子５ｂ、５ｃの同時オンする期間（ｔ１ａ）である。この期間を出来る限り長くすることで、第１のスイッチング回路４および第２のスイッチング回路１０の還流期間に関わる損失を低減することが可能となる。

このため、直流電源１からバッテリ２に電力伝送する制御では、高周波トランス８の第１の巻線８ａに電圧が印加される期間が最大となるように、第１の対角オン時間ｔ１を設定する。即ち、第１の対角オン時間ｔ１を最大オン時間ｔｍａｘに設定する。この最大オン時間ｔｍａｘは、第１のスイッチング回路４の各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄがゼロ電圧スイッチングする為に要する時間に基づいて設定する。なお、半導体スイッチング素子５ｂ、５ｃの同時オンする期間（ｔ１ａ）は第１の対角オン時間ｔ１に等しい為、この期間も最大オン時間ｔｍａｘに設定される。
逆に、バッテリ２から直流電源１に電力伝送する制御では、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに電圧が印加される期間が最大となるように、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｄの同時オンする第２の対角オン時間ｔ２を設定する。即ち、第２の対角オン時間ｔ２を最大オン時間ｔｍａｘに設定する。このとき、半導体スイッチング素子１２ｂ、１２ｃの同時オンする期間（ｔ２ａ）も最大オン時間ｔｍａｘに設定される。

制御回路１５は、第１の対角オン時間ｔ１と第２の対角オン時間ｔ２とが所定の関係を満たすように各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄの駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を生成する。図１２は、第１の対角オン時間ｔ１と第２の対角オン時間ｔ２との関係を示した図である。図において、第１の対角オン時間ｔ１は実線で、第２の対角オン時間ｔ２は点線で示す。図中のＡは、直流電源１、バッテリ２間で伝送される電力が例えば０の基準点Ａで、基準点Ａより右側に、直流電源１からバッテリ２への電力伝送を示し、基準点Ａより左側にバッテリ２から直流電源１への電力伝送を示す。また、この基準点Ａは、第１の対角オン時間ｔ１と第２の対角オン時間ｔ２とが共に最大オン時間ｔｍａｘとなる点である。図１２に示すように、制御回路１５は、直流電源１からバッテリ２への電力移行量を増加させる方向への制御量に依存して、第１の対角オン時間ｔ１と第２の対角オン時間ｔ２とを変化させる。

直流電源１からバッテリ２に電力伝送する場合、第１の対角オン時間ｔ１が最大オン時間ｔｍａｘ以下であれば、例えば図２で示されたフィードバック制御の結果を受けて、第１の対角オン時間ｔ１を調整するために、第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄを駆動する位相を制御する。この時、第２のスイッチング回路１０では第２の対角オン時間ｔ２が最大オン時間ｔｍａｘとなるように半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂを駆動する位相を制御する。第１の対角オン時間ｔ１が最大オン時間ｔｍａｘとなり、フィードバック制御により更に出力の増加が必要な場合には、図１３に示すように、ｔ１＝ｔｍａｘを維持したまま、第２の対角オン時間ｔ２を減少させるように第２のスイッチング回路１０の半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂを駆動する位相を調整する。

また、バッテリ２から直流電源１に電力伝送する場合についても同様で、第２の対角オン時間ｔ２が最大オン時間ｔｍａｘ以下であれば、例えば図１０で示されたフィードバック制御の結果を受けて、第２の対角オン時間ｔ２を調整するために、第２のスイッチング回路１０の半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂを駆動する位相を制御する。この時、第１のスイッチング回路４では第１の対角オン時間ｔ１が最大オン時間ｔｍａｘとなるように半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄを駆動する位相を制御する。第２の対角オン時間ｔ２が最大オン時間ｔｍａｘとなり、フィードバック制御により更に出力の増加が必要な場合には、図１４に示すように、ｔ２＝ｔｍａｘを維持したまま、第１の対角オン時間ｔ１を減少させるように第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄを駆動する位相を調整する。

このように、制御回路１５は、第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ａと第２のスイッチング回路１０の半導体スイッチング素子１２ｄとを同位相の駆動信号Ｇ−５ａ、Ｇ−１２ｄで駆動し、第１の対角オン時間ｔ１を変化させる時は、半導体スイッチング素子５ｃ、５ｄを駆動する位相を制御し、第２の対角オン時間ｔ２を変化させる時は、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｂを駆動する位相を制御して行う。
そして、電力の伝送方向によらず、直流電源１からバッテリ２への電力移行量を増加させる方向への制御量に依存して、第１の対角オン時間ｔ１、第２の対角オン時間ｔ２を所定の関係を満たすように変化させる。これにより、電力伝送方向に依らず、同じ駆動制御法にてＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００を制御して双方向電力変換を行うことが可能となる。これにより、簡素な制御で双方向電力変換動作の実現が可能となる。

また、第１、第２のスイッチング回路４、１０は、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄがゼロ電圧スイッチング可能に構成され、高周波トランス８の一次側となる時に、ゼロ電圧スイッチングとなるように制御される。そして、ゼロ電圧スイッチングに作用した第１、第２のリアクトル７、９を、高周波トランス８の二次側となるときには、昇圧リアクトルとして動作させる。これにより、別途昇圧回路を設けることなく、二次側のスイッチング回路の昇圧動作により昇圧できる。
例えば、直流電源１からバッテリ２への電力伝送時では、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに発生する電圧を、第２のリアクトル９と第２のスイッチング回路１０と第２の平滑コンデンサ１１によって昇圧回路を形成することで、第２の巻線８ｂに発生する電圧よりもバッテリ２の電圧が高い場合にも、バッテリ２を充電することが可能となる。
このため簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送ができる。また、電力伝送方向に依らずゼロ電圧スイッチングが可能になると共に、部品点数が少ないことにより損失低減が図れる。

なお、高周波トランス８の巻数比、および第１、第２のリアクトル７、９は、直流電源１とバッテリ２との各電圧範囲に応じてそれぞれ最適な設計が可能である。

また、バッテリ２から直流電源１に電力伝送する際に、上記説明では、直流電源１への出力電圧ｖを出力電圧指令値ｖ＊に追従するようにフィードバック制御したが、以下に示す制御でも良い。図１５に示すように、出力電圧指令値ｖ＊と出力電圧ｖとの差分をフィードバックして、バッテリ２の放電電流指令値（−ｉ）＊を作成する。そして、電流センサ１４で検出されるバッテリ２の充電電流ｉを符号反転した放電電流（−ｉ）が放電電流指令値（−ｉ）＊に一致するようにフィードバック制御によって第１、第２のスイッチング回路の出力ＤＵＴＹを決定しても良い。

具体的には、出力電圧指令値ｖ＊から出力電圧ｖを減算した差分が正の場合、極性を正として放電電流指令値（−ｉ）＊を作成する。放電電流指令値が正とは、バッテリ２から直流電源１の方向に、電力伝送方向を保持している状態を指している。そしてバッテリ２から直流電源１への放電電流（−ｉ）が放電電流指令値（−ｉ）＊に一致するように、第１のスイッチング回路４の第１の対角ＯＮ時間ｔ１を調整する。このとき第２のスイッチング回路１０の第２の対角ＯＮ時間ｔ２は最大オン時間ｔｍａｘに維持される。
出力電圧指令値ｖ＊から出力電圧ｖを減算した差分が負の場合、極性を負として放電電流指令値（−ｉ）＊を作成する。放電電流指令値が負とは、電力伝送方向を切り替えて、直流電源１からバッテリ２の方向になった状態を指している。そして放電電流（−ｉ）が放電電流指令値（−ｉ）＊に一致するように、第２のスイッチング回路１０の第２の対角ＯＮ時間ｔ２を調整する。このとき第１のスイッチング回路４の第１の対角ＯＮ時間ｔ１は最大オン時間ｔｍａｘに維持される。
これにより、制御回路１５は、直流電源１とバッテリ２の間に流れる充放電電流±ｉのみに基づいて、図１２で示す双方向の制御を実現することが可能となる。なお、図１２における、直流電源１からバッテリ２への電力移行量を増加させる方向への制御量は充電電流ｉとなる。

このように、充放電電流±ｉのみに基づく制御では、以下のような効果が得られる。例えばバッテリ２から直流電源１側に電力供給している際に、直流電源１に接続される負荷が急に小さくなった場合、直流電源１側の出力電圧が上昇する。この時、出力電圧指令値ｖ＊と出力電圧ｖとの差分がマイナスとなり、バッテリ２の放電電流指令値（−ｉ）＊もマイナス、すなわちバッテリ２を充電する側の指令値に変化し、直流電源１の過電圧分のエネルギをバッテリ２に充電するような電流指令値となる。そして、これに追従するように電流を制御することによって、電流（電力）伝送方向の逆転に対しても制御方法を変更すること無く、一貫した制御で動作を継続することができる。これにより、負荷急変の場合にも安定に動作を継続することが可能となる。

また、図１２で示す第１の対角オン時間ｔ１と第２の対角オン時間ｔ２との関係を用いて制御すると、例えば直流電源１からバッテリ２への電力伝送時に、基準点Ａになって、さらに移行電力量を減少させる時、第１の対角オン時間ｔ１が減少するように制御され、第１のスイッチング回路４が降圧制御される。また、バッテリ２から直流電源１への電力伝送時に、基準点Ａになって、さらに移行電力量を減少させる時、第２の対角オン時間ｔ２が減少するように制御され、第２のスイッチング回路１０が降圧制御される。
このように、電流（電力）伝送方向、さらには昇圧、降圧に依らず、制御方法を変更すること無く、一貫した制御で動作を継続することができる。

また、上記説明では、第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ａと第２のスイッチング回路１０の半導体スイッチング素子１２ｄとを同位相の駆動信号Ｇ−５ａ、Ｇ−１２ｄで駆動するものとしたが、これは半導体スイッチング素子５ｂと半導体スイッチング素子１２ｃとを同位相の駆動信号Ｇ−５ｂ、Ｇ−１２ｃで駆動する事と同じ事である。また、同位相の駆動信号で駆動する第１の基準素子と第２の基準素子は、他の組み合わせでも良く、例えば、半導体スイッチング素子５ｃと半導体スイッチング素子１２ｂとの組み合わせ、あるいは半導体スイッチング素子５ｄと半導体スイッチング素子１２ａとの組み合わせでも良く、同様の効果を得ることができる。

ここまでは、第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ａと第２のスイッチング回路１０の半導体スイッチング素子１２ｄとを同位相の駆動信号で制御する同位相制御の場合について説明したが、その他の制御について以下に説明する。なお、バッテリ充放電装置の回路構成は同じである。図１６は、第１のスイッチング回路４、第２のスイッチング回路１０の各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄの駆動信号Ｇ−５（Ｇ−５ａ〜Ｇ−５ｄ）、Ｇ−１２（Ｇ−１２ａ〜Ｇ−１２ｄ）の波形を示す。

同位相制御の場合と同様に、第１、第２のスイッチング回路４、１０の各ブリッジ回路を構成する正側の半導体スイッチング素子および負側の半導体スイッチング素子は、短絡防止時間を無視すると、それぞれ５０％のオン時間比率で制御される。また、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄがゼロ電圧スイッチングするように、短絡防止時間の間に各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄに並列接続されたコンデンサ６ａ〜６ｄ、１３ａ〜１３ｄの電圧が第１、第２の平滑コンデンサ３、１１の電圧まで増加する、あるいはゼロ電圧近辺まで低下するように設定されている。

直流電源１の電圧をＶ１とすると、第１のスイッチング回路４は、半導体スイッチング素子５ａ、５ｄが同時オンする期間（第１の対角オン時間）ｔ１に電圧Ｖ１の正のパルスを、半導体スイッチング素子５ｂ、５ｃが同時オンする期間ｔ１ａに電圧（−Ｖ１）の負のパルスを出力して、高周波トランス８の第１の巻線８ａに印加する。高周波トランス８の第１の巻線８ａと第２の巻線８ｂとの巻線比をＮ１：Ｎ２と、この時、高周波トランス８の第２の巻線８ｂには、（±Ｖ１）×Ｎ２／Ｎ１の電圧が印加される。図１６に示す第１のスイッチング回路４の出力電圧波形は、第１の巻線８ａに印加される電圧であるが、大きさを無視すると第２の巻線８ｂに発生する電圧と同様である。

直流電源１からバッテリ２への電力伝送において、同位相制御の場合の図２で示した場合と同様に、制御回路１５が、入力された充電電流ｉを充電電流指令値ｉ＊と比較し、差分をフィードバックして第１のスイッチング回路４および第２のスイッチング回路１０の出力ＤＵＴＹを決定し、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄの駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を決定する。
１周期内のＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の動作を以下に示す。なお、バッテリ２の電圧は、第２の巻線８ｂに発生する電圧より高いものとする。

時刻ｂ１は、同位相制御の場合の時刻ａ１と同様の制御で、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ａがオン状態で、半導体スイッチング素子５ｃをオフした後、半導体スイッチング素子５ｄをオンすることにより、半導体スイッチング素子５ａ、５ｄが同時オンする。また、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ｂ、１２ｄが同時オンしている。これにより、図４に示す電流経路で電流が流れ、高周波トランス８の第１の巻線８ａには正の電圧が印加され、第２の巻線８ｂに正電圧が発生し、第２のリアクトル９が励磁される。

時刻ｂ２は、同位相制御の場合の時刻ａ２と同様の制御で、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ｂをオフした後、半導体スイッチング素子１２ａをオンする。これにより、図５に示す電流経路で電流が流れ、第２のリアクトル９の励磁エネルギを第２の平滑コンデンサ１１に供給する。

時刻ｂ３において、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ａがオフした後、半導体スイッチング素子５ｂがオンする。これにより、図１７に示す電流経路で電流が流れ、高周波トランス８の第１の巻線８ａ側の第１のスイッチング回路４が、第１のリアクトル７→第１の巻線８ａ→半導体スイッチング素子５ｄ→半導体スイッチング素子５ｂ→第１のリアクトル７の経路で電流が環流し、第１の巻線８ａに電圧印加が無い状態となる。

時刻ｂ４は、同位相制御の場合の時刻ａ３と同様の制御で、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ｄがオフした後、半導体スイッチング素子１２ｃがオンする。これにより、図６に示す電流経路で電流が流れ、第２の巻線８ｂ側の第２のスイッチング回路１０では、第２のリアクトル９→半導体スイッチング素子１２ａ→半導体スイッチング素子１２ｃ→第２の巻線８ｂ→第２のリアクトル９の経路で、第２のリアクトル９に流れる電流が還流して第２の巻線８ｂにも流れる。

時刻ｂ５は、同位相制御の場合の時刻ａ４と同様の制御で、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｄをオフした後、半導体スイッチング素子５ｃをオンすることにより、半導体スイッチング素子５ｂ、５ｃが同時オンする。また、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｃが同時オンしている。これにより、図７に示す電流経路で電流が流れ、高周波トランス８の第１の巻線８ａには負の電圧が印加され、第２の巻線８ｂに負電圧が発生し、第２のリアクトル９が逆極性に励磁される。

時刻ｂ６は、同位相制御の場合の時刻ａ５と同様の制御で、第２のスイッチング回路１０では半導体スイッチング素子１２ａをオフした後、半導体スイッチング素子１２ｂをオンする。これにより、図８に示す電流経路で電流が流れ、第２のリアクトル９の励磁エネルギを第２の平滑コンデンサ１１に供給する。

時刻ｂ７において、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｂがオフした後、半導体スイッチング素子５ａがオンする。これにより、図１８に示す電流経路で電流が流れ、高周波トランス８の第１の巻線８ａ側の第１のスイッチング回路４が、第１のリアクトル７→半導体スイッチング素子５ａ→半導体スイッチング素子５ｃ→第１の巻線８ａ→第１のリアクトル７の経路で電流が還流し、第１の巻線８ａに電圧印加が無い状態となる。

時刻ｂ８は、同位相制御の場合の時刻ａ６と同様の制御で、第２のスイッチング回路１０では、半導体スイッチング素子１２ｃがオフした後、半導体スイッチング素子１２ｄがオンする。これにより、図９に示す電流経路で電流が流れ、第２の巻線８ｂ側の第２のスイッチング回路１０では、第２のリアクトル９→第２の巻線８ｂ→半導体スイッチング素子１２ｄ→半導体スイッチング素子１２ｂ→第２のリアクトル９の経路で、第２のリアクトル９に流れる電流が還流して第２の巻線８ｂにも流れる。
次いで時刻ｂ１（＝ａ９）の制御に戻る。

このような一連の制御（ｂ１〜ｂ８）を繰り返すことによって、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに発生する電圧を昇圧してバッテリ２に電力を供給する。制御回路１５は、第１、第２のスイッチング回路４、１０の出力ＤＵＴＹを決定して制御する際、第１のスイッチング回路４内で対角の関係にある２つの半導体スイッチング素子が同時オンする対角オン時間ｔ１（＝ｔ１ａ）と、第２のスイッチング回路１０内で対角の関係にある２つの半導体スイッチング素子が同時オンする対角オン時間ｔ２とを決定し、さらに、高周波トランス８に電圧印加されている期間（ｔ１、ｔ１ａ）内に第２のリアクトル９を励磁する期間（時刻ｂ１〜ｂ２、時刻ｂ５〜ｂ６）を設けるように制御する。これにより、第２のスイッチング回路１０は、第２のリアクトル９を昇圧リアクトルに用いて昇圧動作する。

また、ここで説明した制御でも、同位相制御の場合と同様に、高周波トランス８の一次側の第１のスイッチング回路４における各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄのスイッチングは、コンデンサ６ａ〜６ｄおよび第１のリアクトル７の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなり、二次側の第２のスイッチング回路１０のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。

次にバッテリ２から直流電源１に電力伝送する場合について説明する。同位相制御の場合の図１０で示した場合と同様に、制御回路１５が、入力された出力電圧ｖを出力電圧指令値ｖ＊と比較し、差分をフィードバックして第１のスイッチング回路４および第２のスイッチング回路１０の出力ＤＵＴＹを決定し、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄの駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を決定する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００は、高周波トランス８を挟んで第１、第２のスイッチング回路４、１０を対称に構成しており、バッテリ２から直流電源１に電力伝送する場合は、直流電源１からバッテリ２へ電力伝送する場合と、第１、第２のスイッチング回路４、１０の駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を逆に用いて制御することで、同様に電力伝送が行える。そして、高周波トランス８の第１の巻線８ａに発生する電圧を昇圧して直流電源１に電力を供給する。

そして、第１のスイッチング回路４では、高周波トランス８に電圧印加されている期間内に第１のリアクトル７を励磁する期間を設け、即ち、第１のリアクトル７を昇圧リアクトルに用いて昇圧動作する。
また、高周波トランス８の一次側となる第２のスイッチング回路１０における各半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄのスイッチングは、コンデンサ１３ａ〜１３ｄおよび第２のリアクトル９の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなり、二次側の第１のスイッチング回路４のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。

ここで説明した制御でも、高周波トランス８の一次側の巻線から二次側の巻線に電力移行される期間を出来る限り長くすることで、第１のスイッチング回路４および第２のスイッチング回路１０の還流期間に関わる損失を低減することが可能となる。
このため、直流電源１からバッテリ２に電力伝送する制御では、高周波トランス８の第１の巻線８ａに電圧が印加される期間、即ち、対角オン時間ｔ１が予め設定した最大時間になるように第１のスイッチング回路４を制御する。また、バッテリ２から直流電源１に電力伝送する制御では、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに電圧が印加される期間、即ち、対角オン時間ｔ２が予め設定した最大時間となるように第２のスイッチング回路１０を制御する。
対角オン時間ｔ１、ｔ２が最大となる時間は、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄがゼロ電圧スイッチングする為に要する時間に基づいて設定する。

以上のように、第１、第２のスイッチング回路４、１０は、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄがゼロ電圧スイッチング可能に構成され、高周波トランス８の一次側となる時に、ゼロ電圧スイッチングとなるように制御される。そして、ゼロ電圧スイッチングに作用した第１、第２のリアクトル７、９を、高周波トランス８の二次側となるときには、昇圧リアクトルとして動作させる。これにより、別途昇圧回路を設けることなく、二次側のスイッチング回路の昇圧動作により昇圧できる。
例えば、直流電源１からバッテリ２への電力伝送時では、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに発生する電圧を、第２のリアクトル９と第２のスイッチング回路１０と第２の平滑コンデンサ１１によって昇圧回路を形成することで、第２の巻線８ｂに発生する電圧よりもバッテリ２の電圧が高い場合にも、バッテリ２を充電することが可能となる。
このため簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送ができる。また、電力伝送方向に依らずゼロ電圧スイッチングが可能になると共に、部品点数が少ないことにより損失低減が図れる。

＜降圧動作＞
これまでは、バッテリ充放電装置は、高周波トランス８の巻線に発生する電圧よりも高い電圧を出力する場合について説明したが、次に、出力電圧が高周波トランス８の巻線に発生する電圧よりも低い場合について説明する。
まず、直流電源１からバッテリ２へ電力伝送する場合、第２のスイッチング回路１０内の半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄは全てオフ状態とする。この時、第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ａ、５ｄを同時オンすると、図５に示すものと同様に、高周波トランス８の第１の巻線８ａ側には、第１の平滑コンデンサ３→半導体スイッチング素子５ａ→第１のリアクトル７→第１の巻線８ａ→半導体スイッチング素子５ｄ→第１の平滑コンデンサ３の経路で電流が流れ、電力が伝送される。この時、高周波トランス８の第２の巻線８ｂ側には、第２の巻線８ｂ→第２のリアクトル９→半導体スイッチング素子１２ａの逆並列ダイオード→第２の平滑コンデンサ１１→半導体スイッチング素子１２ｄの逆並列ダイオード→第２の巻線８ｂの経路で電流が流れる。

次に、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ａがオフした後、半導体スイッチング素子５ｂをオンすると、図１７に示すものと同様に、高周波トランス８の第１の巻線８ａ側には、第１のリアクトル７→第１の巻線８ａ→半導体スイッチング素子５ｄ→半導体スイッチング素子５ｂ→第１のリアクトル７の経路で電流が流れる。この時、高周波トランス８の第２の巻線８ｂ側には、第２のリアクトル９→半導体スイッチング素子１２ａの逆並列ダイオード→第２の平滑コンデンサ１１→半導体スイッチング素子１２ｄの逆並列ダイオード→第２の巻線８ｂ→第２のリアクトル９の経路で電流が流れる。そして、第２のリアクトル９に流れる電流がゼロになると、高周波トランス８の第２の巻線８ｂ側の電流は無くなる。

次に、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｄをオフした後、半導体スイッチング素子５ｃをオンすると、図８に示すものと同様に、高周波トランス８の第１の巻線８ａ側には、第１の平滑コンデンサ３→半導体スイッチング素子５ｃ→第１の巻線８ａ→第１のリアクトル７→半導体スイッチング素子５ｂ→第１の平滑コンデンサ３の経路で電流が流れ、電力が伝送される。この時、高周波トランス８の第２の巻線８ｂ側には、第２の巻線８ｂ→半導体スイッチング素子１２ｃの逆並列ダイオード→第１の平滑コンデンサ１１→半導体スイッチング素子１２ｂの逆並列ダイオード→第２のリアクトル９→第２の巻線８ｂの経路で電流が流れる。

次に、第１のスイッチング回路４では、半導体スイッチング素子５ｂがオフした後、半導体スイッチング素子５ａをオンすると、図１８に示すものと同様に、高周波トランス８の第１の巻線８ａ側には、第１のリアクトル７→半導体スイッチング素子５ａ→半導体スイッチング素子５ｃ→第１の巻線８ａ→第１のリアクトル７の経路で電流が流れる。この時、高周波トランス８の第２の巻線８ｂ側については、電流経路は変化せず、第２のリアクトル９に流れる電流がゼロになると、第２の巻線８ｂ側の電流は無くなる。

以上の一連の動作を繰り返すことによって、第２のスイッチング回路１０は整流動作を行い、直流電源１からバッテリ２へ電力伝送を行う。バッテリ２の充電電流ｉの制御は、第１のスイッチング回路４内で対角の関係にある２つの半導体スイッチング素子５ａ、５ｄ（５ｂ、５ｃ）が同時オンする対角オン時間のＤＵＴＹを制御することによって実現する。
一方、バッテリ２から直流電源１へ電力伝送する場合、上記の動作と逆方向となり、第２のスイッチング回路１０内で対角の関係にある２つの半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｄ（１２ｂ、１２ｃ）が同時オンする対角オン時間のＤＵＴＹを制御し、第１のスイッチング回路４は整流動作を行うことによって実現する。

このようにＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００が動作することによって、高周波トランス８の二次側の巻線８ｂ（８ａ）に発生する電圧よりも低い電圧で電力伝送する場合に、二次側のスイッチング回路１０（４）の各半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄ（５ａ〜５ｄ）の駆動信号を止める事が出来、制御の簡素化が実現できる。
また、降圧制御の場合でも昇圧制御の場合と同様に、第１、第２のスイッチング回路４、１０は、各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄがゼロ電圧スイッチング可能に構成され、高周波トランス８の一次側となる時に、ゼロ電圧スイッチングとなるように制御される。

また、二次側の巻線８ｂ（８ａ）に発生する電圧よりも高い電圧での電力伝送を所望するときに、上記その他の制御を用い、二次側の巻線８ｂ（８ａ）に発生する電圧よりも低い電圧での電力伝送を所望するときに、この降圧動作の制御を用いることにより、簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送ができる。また、電力伝送方向に依らずゼロ電圧スイッチングが可能になると共に、部品点数が少ないことにより損失低減が図れる。

＜ソフトスタート起動＞
次に、以上のような双方向の昇圧動作および降圧動作を行うＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の起動時のソフトスタートについて説明する。図１９にバッテリ充放電装置の駆動信号波形図を示す。図１９において、第１のスイッチング回路４の半導体スイッチング素子５ａと半導体スイッチング素子５ｃが同時にオンしている期間をオン時間ｔ３とし、第２のスイッチング回路１０の半導体スイッチング１２ｂと半導体スイッチング１２ｄが同時にオンしている期間をオン時間ｔ４とする。半導体スイッチング素子５ａのオンオフ１回を行う期間が１周期Ｔ（所定周期）である。

オン時間ｔ３の期間は、還流モードにより高周波トランス８の一次側巻線に電圧印加が無い状態となる。オン時間ｔ４の期間も同様に、高周波トランス８の二次側巻線に電圧印加が無い状態となる。また、オン時間ｔ３の期間は、第１のリアクトル７の励磁期間であり、１周期Ｔ内に第１のスイッチング回路４内を電流が還流する第１の還流期間となる。オン時間ｔ４の期間は、第２のリアクトル９の励磁期間であり、１周期Ｔ内に第２のスイッチング回路１０内を電流が還流する第２の還流期間となる。昇圧回路の昇圧比がオン時間ｔ３、ｔ４に比例するため、昇圧動作における電力伝送量もオン時間ｔ３、ｔ４に比例することになる。

図２０〜図２３にバッテリ充放電装置の駆動信号波形と出力電圧波形との関係を示す図を示す。図２０の第１のスイッチング回路４の出力電圧波形が示すように、オン時間ｔ３の期間を例えば図１９で示した期間より長くすると、半導体スイッチング素子５ａ、５ｄの１スイッチング（１周期）あたりの電力伝送期間は短くなる。同様に、図２１の第２のスイッチング回路１０の出力電圧波形が示すように、オン時間ｔ４の期間を例えば図１９で示した期間より長くすると、半導体スイッチング素子１２ａ、１２ｄの１スイッチング（１周期）あたりの電力伝送期間は短くなる。

ここで、図２２に示すように、制御回路１５によって。オン時間ｔ３とオン時間ｔ４を等しくなるように制御すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００における電流が流れる経路は、図９→図５→図９→図８→図９に示す経路に切り替えられ、還流モードと電力伝送モードとを繰り返す。還流モードと電力伝送モードとを繰り返すことは、１周期の制御を繰り返すことである。電力伝送の開始前の起動時に、このような第１のスイッチング回路４のオン時間ｔ３と第２のスイッチング回路１０のオン時間ｔ４が等しくなるような制御を行うことによって、高周波トランス８の巻線に流れる突入電流を抑えることができる。

そして、図２３に示すように、スイッチング周期毎のオン時間ｔ３とオン時間ｔ４が等しい関係を維持したまま、還流モードと電力伝送モードとを繰り返しながら、オン時間ｔ３とオン時間ｔ４を徐々に短くしていくことで、１スイッチングあたりの電力伝送期間を徐々に長くし、ソフトスタートを実現することができる。図２３では、オン時間ｔ３を例えばΔｔずつ短くしてオン時間をｔ３からｔ３１、ｔ３２と短くしているが、短くしていく時間は一定でなくてもよい。このようなソフトスタートを、充電動作である直流電源１からバッテリ２への電力伝送の開始前、または、放電動作であるバッテリ２から直流電源１への電力伝送の開始前に行う。

起動時にオン時間ｔ３とオン時間ｔ４を徐々に短くし、ソフトスタートを実現する操作は、ソフトスタート指令値ＳＯＦＴを制御回路１５に与えて行うものとする。高周波トランス８の巻線に流れる電流のピーク値は、高周波トランス８の巻線への印加電圧および印加時間に比例する。したがって、起動時に上述したようなソフトスタートを行うことで、高周波トランス８の巻線に流れる電流のピーク値を徐々に変化させることが実現でき、高周波トランス８の巻線に流れる電流の立ち上がりを滑らかにすることができる。このため、外部に接続する機器への負担を軽減することが可能である。

ここで、ソフトスタート指令値ＳＯＦＴの与え方について説明する。図２４に、ソフトスタートを行う場合の充電時の制御ブロック図を示す。図２４に示すように、まず、図２で説明したようにバッテリ２を充電する場合の制御ブロック図における第１、第２のスイッチング回路の出力ＤＵＴＹを求める。そして、この第１、第２のスイッチング回路の出力ＤＵＴＹに対してソフトスタート指令値ＳＯＦＴを加算して、第１、第２のスイッチング回路の出力ＤＵＴＹ＿Ｓを求める。制御回路１５の内部にある充電時における出力ＤＵＴＹの決定機構に、ソフトスタート指令値ＳＯＦＴを追加することで、ソフトスタートから充電動作への移行を簡易に実現することができる。

ソフトスタートの動作の詳細について説明する。図２５は、ソフトスタートを行った場合の第１、第２のスイッチング回路の出力ＤＵＴＹ＿Ｓの起動時の変化を模式的に現した図である。図２５（ａ）に示すように、制御回路１５において、第１、第２のスイッチング回路の出力ＤＵＴＹは、前述のとおりフィードバック制御によって充電電流指令値ｉ＊に追従するように任意の値αに収束する。図２５（ｂ）に示すように、ソフトスタート指令値ＳＯＦＴは、カウンタなどの既知の手段で徐々に減算されていき任意の値βに収束する。そして、図２５（ｃ）に示すように、任意の値αと任意の値βとを加算して得られる値γが第１、第２のスイッチング回路の出力ＤＵＴＹ＿Ｓとなる。ここで、ソフトスタート指令値ＳＯＦＴの収束値である値βは、ソフトスイッチング動作を維持できる値とする。なお、第１のスイッチング回路の出力ＤＵＴＹと第２のスイッチング回路の出力ＤＵＴＹは、同じ図を用いて説明しているが、両者の出力ＤＵＴＹは必ずしも同じ値にはならない。

次に、放電動作においてソフトスタートを行う場合について説明する。図２６に、ソフトスタートを行う場合の放電時の制御ブロック図を示す。図２６に示すように、図２４の制御ブロック図における充電電流指令値ｉ＊を放電電流指令値（−ｉ）＊に、充電電流ｉを放電電流（−ｉ）に、それぞれ置き換えることで、ソフトスタートから放電動作への移行を簡易に実現することができる。放電動作においても、第１、第２のスイッチング回路の出力ＤＵＴＹ＿Ｓ等の起動時の変化は図２５に示した充電動作の起動時の変化と同様とみなしてよい。

ここで、図２４に示した充電動作においてソフトスタートを行う場合の第１、第２のスイッチング回路の出力ＤＵＴＹ＿Ｓを算出する方法と、図２６に示した放電動作においてソフトスタートを行う場合の第１、第２のスイッチング回路の出力ＤＵＴＹを算出する方法とを共通にする場合について説明する。まず、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の電流センサ１４において、充電電流と放電電流はそれぞれ通電方向が逆であるので、例えば、充電電流「１Ａ」は放電電流「−１Ａ」と置き換えることができる。ところで、一般的な電流センサは、双方向の電流を測定することが可能である。一般的な電流センサとしては、ホール素子やシャント抵抗を用いた電流センサがある。電流センサ１４に、双方向の電流を測定することが可能な電流センサを使用することで、充電電流および放電電流を充放電電流として共通にすることが可能である。また、充電電流指令値および放電電流指令値は、その値を正負に拡張することで、充放電電流指令値とすることが可能である。図２７に充電動作および放電動作の第１、第２のスイッチング回路の出力ＤＵＴＹの算出を共通にした、ソフトスタートを実施する場合の充放電時の制御ブロック図を示す。

以上のように、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００は、高周波トランス８を挟んで対称な回路構成としたので、簡易な回路構成および簡素な制御により、広い電圧範囲で双方向に電力伝送ができ、起動時に還流期間を設定してソフトスタートを行うことにより、高周波トランス８の巻線に流れる突入電流を抑えることができる。また、電力伝送方向に依らずゼロ電圧スイッチングが可能になると共に、ゼロ電圧スイッチングによる半導体損失低減のために設置した第１、第２のリアクトル７、９を昇圧リアクトルとして動作させることにより、低損失と昇圧の両機能を実現することができる。さらに、電力伝送方向の変化や急峻な負荷変動に対しても、速やかに追従して安定的に出力する制御が可能になる。

実施の形態２．
実施の形態１では高周波トランス８の二次側のスイッチング回路１０（４）は、半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄ（５ａ〜５ｄ）を全てオフして整流動作を行っていたが、高周波トランス８に発生する巻線電圧に合わせて、二次側のスイッチング回路１０（４）の半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄ（５ａ〜５ｄ）をオンさせても良い。なお、この場合、半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ（１２ａ〜１２ｄ）はＭＯＳＦＥＴ等、双方向導通する素子を用いる。

直流電源１からバッテリ２への電力伝送時には、高周波トランス８の第１の巻線８ａに電圧印加するタイミングに同期させて第２のスイッチング回路１０内の各半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄを制御して第２のスイッチング回路１０を整流動作させる。また、バッテリ２から直流電源１への電力伝送時には、高周波トランス８の第２の巻線８ｂに電圧印加するタイミングに同期させて第１のスイッチング回路４内の各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄを制御して第１のスイッチング回路４を整流動作させる。
各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄを、例えばＭＯＳＦＥＴにて構成すると、導通時の両端電圧は、逆並列ダイオードのオン電圧よりも低い。このため、上記のような同期整流動作によりＭＯＳＦＥＴ側を電流が流れるため、導通損失を低減することが可能となる。

実施の形態３．
実施の形態１では、第２の直流電源にバッテリ２を用い、バッテリ２から直流電源１への電力伝送時においてのみ、直流電源１を電圧制御しており、その際、直流電源１への出力電圧指令値から出力電圧を差し引いた偏差の極性に応じて、バッテリ２の放電電流指令値の極性を切り替える制御が適用可能であった。このような制御は、直流電源１から第２の直流電源への電力電送においても適用でき、この実施の形態３では、双方向の電力電送において、電力を受電する側の直流電源の電圧制御を行う。

図２８は、この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータとしての直流電源充放電装置の回路構成を示した図である。図２８に示すように、直流電源充放電装置は、第１の直流電源としての直流電源１と第２の直流電源２ａとの間で双方向の電力変換による電力伝送を行うもので、主回路となるＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００と制御回路１５ａを備える。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の構成は実施の形態１と同様である。

また、第２の平滑コンデンサ１１と第２の直流電源２ａとの間には、第２の直流電源２ａへの充電電流ｉ（矢印の向きを正とする電流）を検出する電流センサ１４が設置され、第１、第２の平滑コンデンサ３、１１の各電圧Ｖ１、Ｖ２を検出する各電圧センサ１６、１７が設置される。そして、各センサ１４、１６、１７のセンシングされた出力が制御回路１５ａに入力される。制御回路１５ａでは、入力された電流ｉ、電圧Ｖ１、Ｖ２の値に基づいて、第１、第２のスイッチング回路４、１０の各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ、１２ａ〜１２ｄをスイッチング制御する駆動信号Ｇ−５、Ｇ−１２を生成して第１、第２のスイッチング回路４、１０を駆動制御する。
なお、第１の平滑コンデンサ３の電圧は直流電源１の電圧と同等であり、第２の平滑コンデンサ１１の電圧は第２の直流電源２ａの電圧と同等である。

図２９は、直流電源充放電装置の制御ブロック図であり、特に図２９（ａ）は第２の直流電源２ａから直流電源１へ電力伝送する制御を示し、図２９（ｂ）は直流電源１から第２の直流電源２ａへ電力伝送する制御を示す。
なお、フィードバック制御様式が上記実施の形態１と異なるのみで、各第１、第２のスイッチング回路４、１０の周期的な基本の制御は、図３〜図１４で示した上記実施の形態１のものと同様である。

第２の直流電源２ａから直流電源１へ電力伝送する制御では、図２９（ａ）に示すように、直流電源１の電圧Ｖ１を出力電圧として、出力電圧指令値Ｖ１＊から出力電圧Ｖ１を減算した差分が正の場合、極性を正として第２の直流電源２ａの放電電流指令値（−ｉ）＊を作成する。放電電流指令値が正とは、第２の直流電源２ａから直流電源１の方向に、電力伝送方向を保持している状態を指している。そして第２の直流電源２ａから直流電源１への放電電流（−ｉ）が放電電流指令値（−ｉ）＊に一致するように、第１のスイッチング回路４の第１の対角ＯＮ時間ｔ１を調整する。このとき第２のスイッチング回路１０の第２の対角ＯＮ時間ｔ２は最大オン時間ｔｍａｘに維持される。

出力電圧指令値Ｖ１＊から出力電圧Ｖ１を減算した差分が負の場合、極性を負として放電電流指令値（−ｉ）＊を作成する。放電電流指令値が負とは、電力伝送方向を切り替えて、直流電源１から第２の直流電源２ａへの方向になった状態を指している。そして放電電流（−ｉ）が放電電流指令値（−ｉ）＊に一致するように、第２のスイッチング回路１０の第２の対角ＯＮ時間ｔ２を調整する。このとき第１のスイッチング回路４の第１の対角ＯＮ時間ｔ１は最大オン時間ｔｍａｘに維持される。
これにより、制御回路１５ａは、直流電源１と第２の直流電源２ａとの間に流れる充放電電流±ｉのみに基づいて、図１２で示す双方向の制御を実現することが可能となる。

次に、直流電源１から第２の直流電源２ａへ電力伝送する制御では、図２９（ｂ）に示すように、第２の直流電源２ａの電圧Ｖ２を出力電圧として、出力電圧指令値Ｖ２＊から出力電圧Ｖ２を減算した差分が正の場合、極性を正として第２の直流電源２ａへの充電電流指令値ｉ＊を作成する。充電電流指令値が正とは、直流電源１から第２の直流電源２ａへの方向に、電力伝送方向を保持している状態を指している。そして第２の直流電源２ａへの充電電流ｉが充電電流指令値ｉ＊に一致するように、第２のスイッチング回路１０の第２の対角ＯＮ時間ｔ２を調整する。このとき第１のスイッチング回路４の第１の対角ＯＮ時間ｔ１は最大オン時間ｔｍａｘに維持される。

出力電圧指令値Ｖ２＊から出力電圧Ｖ２を減算した差分が負の場合、極性を負として充電電流指令値ｉ＊を作成する。充電電流指令値が負とは、電力伝送方向を切り替えて、第２の直流電源２ａから直流電源１への方向になった状態を指している。そして充電電流ｉが充電電流指令値ｉ＊に一致するように、第１のスイッチング回路４の第１の対角ＯＮ時間ｔ１を調整する。このとき第２のスイッチング回路１０の第２の対角ＯＮ時間ｔ２は最大オン時間ｔｍａｘに維持される。
これにより、制御回路１５ａは、直流電源１と第２の直流電源２ａとの間に流れる充放電電流±ｉのみに基づいて、図１２で示す双方向の制御を実現することが可能となる。
なお、図１２における、直流電源１からバッテリ２への電力移行量を増加させる方向への制御量は、この実施の形態では充電電流ｉとなる。

この実施の形態では、直流電源１、第２の直流電源２ａの双方に対して電圧制御を行う機能を有し、電力伝送方向によらず一貫した制御で動作を継続することができる。そして、充放電電流±ｉの電流指令値の極性を切り替えることで、電力伝送方向のシームレスな切替を行うことができる。これにより、負荷急変などの場合にも早い応答で、安定に動作を継続することができる。

実施の形態４．
上記実施の形態１〜３においては、第１、第２のリアクトル７、９を個別に設置したが、これらの少なくとも一方を高周波トランス８の漏れインダクタンスで兼ねる事でも同様の効果を得ることが可能となる。これにより、構成部品の削減が可能となり、簡素な構成で双方向動作が実現できる。

また、実施の形態１〜３では一方の直流電源（第２の直流電源）にバッテリ２を用いたがこれに限るものではない。さらにまた第１、第２の直流電源の双方をバッテリで構成しても良い。

なお、この発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１ 直流電源、２ バッテリ、２ａ 第２の直流電源、４ 第１のスイッチング回路、
５ａ〜５ｄ，１２ａ〜１２ｄ 半導体スイッチング素子、６ａ〜６ｄ コンデンサ、
７ 第１のリアクトル、８ 高周波トランス、８ａ 第１の巻線、８ｂ 第２の巻線、
９ 第２のリアクトル、１０ 第２のスイッチング回路、１３ａ〜１３ｄ コンデンサ、
１５，１５ａ 制御回路、１００ ＤＣ／ＤＣコンバータ回路、Ａ 基準点、
Ｇ−５（Ｇ−５ａ〜Ｇ−５ｄ），Ｇ−１２（Ｇ−１２ａ〜Ｇ−１２ｄ） 駆動信号、
ｔ１ 第１の対角オン時間、ｔ２ 第２の対角オン時間、ｔｍａｘ 最大オン時間、
ｔ３，ｔ４ オン時間。

Claims (16)

1. 第１の直流電源と第２の直流電源との間の双方向の電力伝送を行うＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   トランスと、
   複数の半導体スイッチング素子を有して上記第１の直流電源と上記トランスの第１の巻線との間に接続されて、直流／交流間で電力変換する第１のコンバータ部と、
   複数の半導体スイッチング素子を有して上記第２の直流電源と上記トランスの第２の巻線との間に接続されて、直流／交流間で電力変換する第２のコンバータ部と、
   上記第１、第２のコンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子を制御する制御回路とを備え、
   上記第１、第２のコンバータ部は、上記各半導体スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、交流入出力線に接続された第１、第２のリアクトルとを有し、
   上記制御回路は、所定周期内に上記第１のコンバータ部内を電流が還流する第１の還流期間と、上記第２のコンバータ部内を電流が還流する第２の還流期間とを設定し、上記第１の還流期間と第２の還流期間とが等しくなるように制御することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 上記制御回路は、上記第１の直流電源から上記第２の直流電源への電力伝送の開始前、または、上記第２の直流電源から上記第１の直流電源への電力伝送の開始前に、上記所定周期内の上記第１、第２の還流期間を徐々に短くするように制御することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 上記制御回路は、
   上記第１の直流電源から上記第２の直流電源への電力伝送時に、上記第１のリアクトルを利用して上記第１のコンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングするように制御し、
   上記第２の直流電源から上記第１の直流電源への電力伝送時に、上記第２のリアクトルを利用して上記第２のコンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングするように制御することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 上記制御回路は、
   上記第１の直流電源から上記第２の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第２の巻線に発生する電圧より上記第２の直流電源の電圧が高いとき、上記第２のリアクトルを用いて上記第２のコンバータ部が昇圧動作するように制御し、
   上記第２の直流電源から上記第１の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第１の巻線に発生する電圧より上記第１の直流電源の電圧が高いとき、上記第１のリアクトルを用いて上記第１のコンバータ部が昇圧動作するように制御することを特徴とする請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 上記制御回路は、
   上記第１の直流電源から上記第２の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第２の巻線に発生する電圧より上記第２の直流電源の電圧が高いとき、上記トランスの上記第１の巻線に電圧が印加される時間が予め設定した最大時間となるように上記第１のコンバータ部を制御し、
   上記第２の直流電源から上記第１の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第１の巻線に発生する電圧より上記第１の直流電源の電圧が高いとき、上記トランスの上記第２の巻線に電圧が印加される時間が予め設定した最大時間となるように上記第２のコンバータ部を制御することを特徴とする請求項４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 上記第１、第２のコンバータ部は、それぞれ二つのブリッジ回路によるフルブリッジ回路で構成されたことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 上記制御回路は、上記第１、第２のコンバータ部を構成する上記フルブリッジ回路の各ブリッジ回路の正側の半導体スイッチング素子および負側の半導体スイッチング素子を、短絡防止時間を無視すると、それぞれ５０％のオン時間比率で制御することを特徴とする請求項６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
8. 上記第１のコンバータ部内の一方のブリッジ回路の正側／負側のいずれかの半導体スイッチング素子と、上記第２のコンバータ部内の一方のブリッジ回路の正側／負側のいずれかの半導体スイッチング素子とは、同位相の駆動信号で制御されることを特徴とする請求項７に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
9. 上記同位相の駆動信号で制御される上記第１、第２のコンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子を第１、第２の基準素子とし、
   上記制御回路は、上記第１のコンバータ部内で上記第１の基準素子と対角の関係にある半導体スイッチング素子が上記第１の基準素子と共にオンする第１の対角オン時間、および、上記第２のコンバータ部内で上記第２の基準素子と対角の関係にある半導体スイッチング素子が上記第２の基準素子と共にオンする第２の対角オン時間が所定の関係を満たすように上記第１、第２のコンバータを制御することにより、双方向の電力伝送を行うことを特徴とする請求項８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
10. 上記制御回路は、上記第１の対角オン時間と上記第２の対角オン時間が共に設定された最大オン時間になる点を基準点とし、上記第１の直流電源から上記第２の直流電源への電力伝送の制御量を上記基準点より増大するときは、上記第１の対角オン時間を上記最大オン時間に保持すると共に、上記第２の対角オン時間を減少させ、上記第１の直流電源から上記第２の直流電源への電力伝送の制御量を上記基準点より減少するときは、上記第２の対角オン時間を上記最大オン時間に保持すると共に、上記第１の対角オン時間を減少させるように上記第１、第２のコンバータを制御することを特徴とする請求項９に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
11. 上記最大オン時間は、上記第１、第２のコンバータ内の上記各半導体スイッチング素子が上記ゼロ電圧スイッチングする為の時間に基づいて設定されることを特徴とする請求項１０に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
12. 上記制御回路は、
    上記第１の直流電源から上記第２の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第２の巻線に発生する電圧より上記第２の直流電源の電圧が低いとき、上記第２のコンバータ部が整流動作するように制御し、
    上記第２の直流電源から上記第１の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第１の巻線に発生する電圧より上記第１の直流電源の電圧が低いとき、上記第１のコンバータ部が整流動作するように制御することを特徴とする請求項３ないし請求項７のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
13. 上記制御回路は、
    上記第１の直流電源から上記第２の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第１の巻線に電圧印加するタイミングに同期させて上記第２のコンバータ部内の上記半導体スイッチング素子を制御して上記第２のコンバータ部を整流動作させ、
    上記第２の直流電源から上記第１の直流電源への電力伝送時に、上記トランスの上記第２の巻線に電圧印加するタイミングに同期させて上記第１のコンバータ部内の上記半導体スイッチング素子を制御して上記第１のコンバータ部を整流動作させることを特徴とする請求項１２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
14. 上記制御回路は、
    上記第１の直流電源あるいは上記第２の直流電源の電圧を電圧指令値から減算した差分をフィードバックして、上記第１、第２の直流電源間に流れる電流の電流指令値を作成し、上記電流指令値の極性に応じて上記第１、第２の直流電源間の電力伝送方向を切り替えると共に、上記第１のコンバータ部の上記第１の対角オン時間、あるいは上記第１のコンバータ部の上記第２の対角オン時間を調整することを特徴とする請求項９または請求項１０に記載のＤＣ/ＤＣコンバータ。
15. 上記第１、第２のリアクトルの一方、あるいは双方を、上記トランスの漏れインダクタンスで構成することを特徴とする請求項１ないし請求項１４のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
16. 上記第１、第２の直流電源の一方あるいは双方をバッテリで構成し、上記第１の直流電源と上記第２の直流電源との間の双方向の電力伝送を行うことで上記バッテリの充放電を行う事を特徴とする請求項１ないし請求項１５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。