JP6067116B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

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Description

この発明は、トランスによって一次側と二次側とが絶縁されたＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に、２つの直流電源の間で双方向に電力伝送可能なＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの１次巻線の一端及び第１電圧正極端子間に介挿した第１スイッチと、１次巻線の一端及び第１電圧負極端子間に介挿した第２スイッチと、１次巻線の他端及び第１電圧の正極端子間に介挿した第３スイッチと、１次巻線の他端と第１電圧負極端子間に介挿した第４スイッチと、コイルと、コイルの一端及び第２電圧正極端子間に介挿した第５スイッチと、コイルの一端及び第２電圧負極端子間に介挿した第６スイッチと、２次巻線の一端及びコイルの他端間に介挿した第７スイッチと、２次巻線の一端及び第２電圧負極端子間に介挿した第８スイッチと、２次巻線の他端及びコイルの他端間に介挿した第９スイッチと、２次巻線の他端及び第２電圧負極端子間に介挿した第１０スイッチを有する（例えば、特許文献１参照）。
また、従来の別例による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の電源に接続された電圧型フルブリッジ回路と第２の電源に接続された電流型スイッチング回路とを接続するトランスを備えている。そして、電圧型フルブリッジ回路の各スイッチング素子にはスナバコンデンサがそれぞれ接続され、トランスの一次巻き線と共振リアクトルと共振コンデンサとが直列接続される。また、スイッチング素子とクランプコンデンサとで構成した電圧クランプ回路が電流型スイッチング回路に接続される（例えば、特許文献２参照）。
特開２００９−１７７９４０号公報 特開２００９−５５７４７号公報
上記特許文献１のような双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、トランスの両側にスイッチング回路を配置し、二次側のスイッチング回路の後段に昇圧チョッパ回路を別途設けている。そして一次側、二次側の電圧およびトランスの巻き線比によって設定できない電圧範囲については、昇圧チョッパ回路が昇圧動作して目標電圧に調整していた。このため、昇圧チョッパ回路の分、部品点数の増加と損失が増加するという問題点があった。
また、上記特許文献２では、ゼロ電圧スイッチングを用いた制御によりスイッチング損失を低減するものであるが、電力移行方向が逆転した際には、ゼロ電圧スイッチングができずスイッチング損失が増大してしまうという問題点があった。
さらに、特許文献１、２においては、一次側と二次側とで構成が異なるため、電力伝送方向が逆転しても制御を単に逆転させることはできず、制御切り替えまでの時間遅れによって、出力電圧が過大に上昇したり、下降したり安定な出力を得ることが困難であった。
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、別途昇圧回路を設けることなく、簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送でき、しかも低損失化とを同時に実現できるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。さらに、電力伝送方向の変化や急峻な負荷変動に対しても、速やかに追従して安定的に出力する制御が可能になることを目的とする。
この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、第１直流電源と第２直流電源との間の双方向の電力伝送を行う。このＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスと、それぞれ逆並列ダイオードと並列コンデンサが接続された複数の半導体スイッチング素子を備えた２つのブリッジ回路によるフルブリッジ回路で構成され、上記第１直流電源と上記トランスの第１巻線との間に接続されて、直流／交流間で双方向に電力変換する第１コンバータ部と、それぞれ逆並列ダイオードと並列コンデンサが接続された複数の半導体スイッチング素子を備えた２つのブリッジ回路によるフルブリッジ回路で構成され、上記第２直流電源と上記トランスの第２巻線との間に接続されて、直流／交流間で双方向に電力変換する第２コンバータ部と、上記第１コンバータ部、上記第２コンバータ部の各交流入出力線に接続された第１リアクトル、第２リアクトルと、上記第１コンバータ部、第２コンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子を駆動制御して上記第１コンバータ部および第２コンバータ部を制御する制御回路とを備える。そして、上記制御回路は、上記第１直流電源から上記第２直流電源への第１電力伝送において、上記第２コンバータ部の一方のブリッジ回路である第２ブリッジ回路を構成する上記各半導体スイッチング素子を全てオフ状態にすると共に、上記第１リアクトルを利用して上記第１コンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングするように制御し、かつ、上記トランスの上記第２巻線に発生する電圧より上記第２直流電源の電圧が高いときは、上記第２リアクトルを用いて上記第２コンバータ部が昇圧動作するように制御し、上記第２直流電源から上記第１直流電源への第２電力伝送において、上記第１コンバータ部の一方のブリッジ回路である第１ブリッジ回路を構成する上記各半導体スイッチング素子を全てオフ状態にすると共に、上記第２リアクトルを利用して上記第２コンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングするように制御し、かつ、上記トランスの上記第１巻線に発生する電圧より上記第１直流電源の電圧が高いときは、上記第１リアクトルを用いて上記第１コンバータ部が昇圧動作するように制御するものである。
上記ＤＣ／ＤＣコンバータによると、簡易な回路構成で広い電圧範囲で双方向に電力伝送できる。また、電力伝送方向に依らずゼロ電圧スイッチングが可能になると共に、部品点数が少ないことにより損失低減が図れる。
また、上記ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスを挟んで対称な回路構成となり、簡素な制御で双方向の電力伝送を可能にすると共に、トランス電流の逆流を防止して、さらなる損失低減とトランスの小型化が図れる。
この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の回路構成図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電時の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の昇圧充電時の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の昇圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の昇圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の昇圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の昇圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の昇圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の昇圧充電動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の昇圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の昇圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の昇圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の昇圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の降圧充電時の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の降圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の降圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の降圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の降圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の降圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の降圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の降圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の降圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の降圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の降圧充電動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の放電時の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の降圧放電時の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の昇圧放電時の駆動信号波形図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の制御動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１によるトランスの電圧、電流を示す波形図である。 この発明の実施の形態１によるトランスの電流を示す波形図である。 この発明の実施の形態１によるトランスの巻線温度を示す波形図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の放電時の別例による制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるバッテリ充放電装置の充電時の別例による制御ブロック図である。 この発明の実施の形態３によるバッテリ充放電装置の制御動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態４によるバッテリ充放電装置の制御動作を説明する波形図である。
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータとしてのバッテリ充放電装置１００の回路構成を示した図である。図に示すように、バッテリ充放電装置１００は、第１直流電源としての直流電源１と第２直流電源としてのバッテリ２との間で双方向の電力変換によるバッテリ２の充放電を行うものである。
バッテリ充放電装置１００は、絶縁されたトランスとしての高周波トランス３（以下、単にトランス３と称す）と、直流電源１に並列に接続された第１平滑コンデンサ４と、第１コンバータ部としての第１スイッチング回路５と、バッテリ２に並列に接続された第２平滑コンデンサ７と、第２コンバータ部としての第２スイッチング回路８と、第１スイッチング回路５、第２スイッチング回路８の各交流入出力線に接続された第１リアクトル９、第２リアクトル１０とを備える。またバッテリ充放電装置１００は、第１スイッチング回路５および第２スイッチング回路８を制御する制御回路２０を備える。
第１スイッチング回路５は、それぞれダイオード１２が逆並列接続されたＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴ等から成る複数の半導体スイッチング素子Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂ（以下、単にＱ４Ａ、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂあるいは、半導体スイッチング素子Ｑと称す）を有するフルブリッジ回路で、直流側が第１平滑コンデンサ４に、交流側がトランス３の第１巻線３ａに接続されて、直流／交流間の双方向の電力変換を行う。また、第１スイッチング回路５は、各半導体スイッチング素子Ｑのスイッチング時の素子の両端電圧がほぼゼロ電圧にできるゼロ電圧スイッチング回路であり、各半導体スイッチング素子Ｑにはそれぞれ並列にコンデンサ１３が接続される。また半導体スイッチング素子Ｑとトランス３との間の交流入出力線には第１リアクトル９が接続され、第１リアクトル９と第１巻線３ａとが直列接続される。
第２スイッチング回路８は、それぞれダイオード１２が逆並列接続されたＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴ等から成る複数の半導体スイッチング素子Ｑ２Ａ、Ｑ２Ｂ、Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂ（以下、単にＱ２Ａ、Ｑ２Ｂ、Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂあるいは半導体スイッチング素子Ｑと称す）を有するフルブリッジ回路で、直流側が第２平滑コンデンサ７に、交流側がトランス３の第２巻線３ｂに接続されて、直流／交流間の双方向の電力変換を行う。また、第２スイッチング回路８は、各半導体スイッチング素子Ｑのスイッチング時の素子の両端電圧がほぼゼロ電圧にできるゼロ電圧スイッチング回路であり、各半導体スイッチング素子Ｑにはそれぞれ並列にコンデンサ１３が接続される。また、半導体スイッチング素子Ｑとトランス３との間の交流入出力線には第２リアクトル１０が接続され、第２リアクトル１０と第２巻線３ｂとが直列接続される。さらに、第２スイッチング回路８の直流側にはリアクトル１１が接続される。
また、第２平滑コンデンサ７とバッテリ２との間には、リアクトル１１を流れる電流をバッテリ２の充電電流ｉ（矢印の向きを正とする電流）として検出する電流センサ（図示せず）が設置され、そのセンシングされた出力が制御回路２０に入力される。さらに、第１平滑コンデンサ４の電圧ｖを検出する電圧センサ（図示せず）が設置され、そのセンシングされた出力が制御回路２０に入力される。制御回路２０では、入力された電流ｉ、電圧ｖの値に基づいて、第１スイッチング回路５および第２スイッチング回路８の各半導体スイッチング素子Ｑをスイッチング制御する駆動信号２１ａ、２１ｂを生成して第１スイッチング回路５および第２スイッチング回路８を駆動制御する。
なお、バッテリ２の充電電流ｉを検出する電流センサは、第２平滑コンデンサ７より第２スイッチング回路８側の位置に設けても良い。
次に、バッテリ充放電装置１００の動作について以下に説明する。
図２は、直流電源１からバッテリ２への電力伝送、即ちバッテリ２を充電する場合の制御ブロック図である。バッテリ充放電装置１００の出力電流である充電電流ｉは検出されて制御回路２０に入力される。図に示すように、制御回路２０では、入力された充電電流ｉを充電電流指令値ｉ＊と比較し、差分をフィードバックして第１スイッチング回路５および第２スイッチング回路８の出力ＤＵＴＹ比（以下、単にＤＵＴＹ比と称す）を決定し、各半導体スイッチング素子Ｑの駆動信号２１ａ、２１ｂを決定する。
また、直流電源１に並列接続された第１平滑コンデンサ４の電圧は、直流電源１の電圧と同じ直流電圧となる。
図３は、バッテリ充放電装置１００の昇圧充電時における第１スイッチング回路５、第２スイッチング回路８の各半導体スイッチング素子Ｑの駆動信号２１ａ、２１ｂの波形を示す図である。この場合、駆動信号の組み合わせパターンである複数のゲートパターン毎に期間Ａ〜Ｊを設けて図示した。なお、図３内では、Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂ、Ｑ２Ａ、Ｑ２Ｂ、Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂの各駆動信号の符号を、便宜上、各素子の符号で示した。
この場合、第１スイッチング回路５内の一方のブリッジ回路である第１ブリッジ回路（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）を基準として、全体の駆動信号が生成される。第２スイッチング回路８内の一方のブリッジ回路である第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）のＱ１Ａ、Ｑ１Ｂはオフ状態に保持される。
また、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）以外の３つのブリッジ回路は、各ブリッジ回路を構成する正側（高電圧側）のＱ４Ａ、Ｑ３Ａ、Ｑ２Ａおよび負側（低電圧側）のＱ４Ｂ、Ｑ３Ｂ、Ｑ２Ｂは、短絡防止時間を除くと、それぞれ５０％のオン時間比率で制御される。なお、短絡防止時間は、正側の半導体スイッチング素子と負側の半導体スイッチング素子との同時オンを防止する為に設定された時間であり、一方がオフした後、設定された短絡防止時間の経過後に他方がオンする。そして、この場合、電力を送る側の第１スイッチング回路５の各半導体スイッチング素子Ｑがゼロ電圧スイッチングするように、短絡防止時間の間に各半導体スイッチング素子Ｑに並列接続されたコンデンサ１３の電圧が第１平滑コンデンサ４の電圧まで増加する、あるいはゼロ電圧近辺まで低下するように設定されている。
また、第１ブリッジ回路（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）内のＱ４Ａを第１基準素子とし、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）内のＱ１Ａを第２基準素子として、第１基準素子Ｑ４Ａと対角の関係にあるＱ３Ｂを第１対角素子とし、第２基準素子Ｑ１Ａと対角の関係にあるＱ２Ｂを第２対角素子とする。
そして、第１基準素子Ｑ４Ａの駆動信号の位相に対する第１対角素子Ｑ３Ｂの駆動信号の位相シフト量θ１（第１位相シフト量）と、第１基準素子Ｑ４Ａの駆動信号の位相に対する第２対角素子Ｑ２Ｂの駆動信号の位相シフト量θ２（第２位相シフト量）とが、制御指令であるＤＵＴＹ比に応じて決定される。即ち、位相シフト量θ１、θ２がＤＵＴＹ比に応じて制御される。この位相シフト量θ１、θ２の制御についての詳細は後述するが、この場合、位相シフト量θ１が最小に保持され、位相シフト量θ２がＤＵＴＹ比に応じて変化する。
また図に示すように、第１基準素子Ｑ４Ａと第１対角素子Ｑ３Ｂとが同時にオンしている期間を対角オン時間ｔ１とすると、位相シフト量θ１により対角オン時間ｔ１が決定される。なお、Ｑ４ＢとＱ３Ａとが同時にオンしている対角オン時間ｔ１ａも対角オン時間ｔ１と等しい。
また、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）に対して、第１ブリッジ回路（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）と等しい駆動信号を仮想駆動信号として想定し、第２基準素子Ｑ１Ａの仮想駆動信号によるＱ１Ａの仮想オンと第２対角素子Ｑ２Ｂのオンとが重なる期間を仮想対角オン時間ｔ２とする。この仮想対角オン時間ｔ２は、第１基準素子Ｑ４Ａの駆動信号の位相に対する第２対角素子Ｑ２Ｂの駆動信号の位相シフト量θ２により決まる。なお、Ｑ１Ｂの仮想駆動信号によるＱ１Ｂの仮想オンとＱ２Ａのオンとが重なる仮想対角オン時間ｔ２ａも、仮想対角オン時間ｔ２と等しい。
図３に示す各ゲートパターンに合わせた電流経路を、図４〜図１３に示す。図４〜図１３は、順に、図３内の期間Ｂ〜Ｊ、期間Ａに対応する。
以下、図３および図４〜図１３に基づいて、一周期内のバッテリ充放電装置１００の動作を示す。なお、バッテリ２の電圧は、第２巻線３ｂに発生する電圧より高いものとし、直流電源１からバッテリ２へ電力伝送される。
便宜上、期間Ｂから説明していく。
期間Ｂにおいて、第１スイッチング回路５では、Ｑ４ＡとＱ３Ｂとがオンとなり対角２素子が導通するため、Ｑ４ＡとＱ３Ｂとを介して直流電源１側からエネルギが伝送される。後述する期間Ｊ、期間Ａに対して電流の極性が反転する。第２スイッチング回路８ではＱ２Ａがオンとなるため、電流はＱ１ＡのダイオードとＱ２Ａとを介して還流する。従って期間Ｂは、第１リアクトル９および第２リアクトル１０を励磁する期間である（図４）。
期間Ｃにおいて、第１スイッチング回路５では、Ｑ４ＡとＱ３Ｂとがオンで対角２素子が導通するため、直流電源１側からエネルギが伝送される。第２スイッチング回路８ではＱ２Ａがオフとなり、電流はＱ１ＡのダイオードからＱ２Ｂのダイオードを介して流れ、電力がバッテリ２側へ伝送される。従って期間Ｃは、第１リアクトル９および第２リアクトル１０の励磁エネルギをバッテリ２側へ伝送する期間である（図５）。
期間Ｄにおいて、第１スイッチング回路５では、Ｑ４ＡとＱ３Ｂとがオンで対角２素子が導通するため、直流電源１側からエネルギが伝送される。第２スイッチング回路８ではＱ２Ｂがオンとなり、電流はＱ１ＡのダイオードからＱ２ＢもしくはＱ２Ｂのダイオードを介して流れ、電力がバッテリ２側へ伝送される。従って期間Ｄは、第１リアクトル９および第２リアクトル１０の励磁エネルギをバッテリ２側へ伝送する期間である（図６）。
期間Ｅにおいて、第１スイッチング回路５では、Ｑ４Ａがオフとなり、電流はＱ４ＢのダイオードとＱ３Ｂを介して還流する。第２スイッチング回路８ではＱ１ＡのダイオードとＱ２ＢもしくはＱ２Ｂのダイオードがオンしているため、バッテリ２の電圧によって還流電流は徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］になるとＱ１Ａのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ｅは、還流電流が減少する期間である（図７）。
期間Ｆにおいて、第１スイッチング回路５では、Ｑ３Ｂがオフとなり、Ｑ４Ｂがオンとなる。Ｑ４Ｂはダイオード導通状態からオンとするためＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が成立する。期間Ｅで還流電流が０［Ａ］以上、即ち電流が残っている場合は、Ｑ４ＢもしくはＱ４ＢのダイオードとＱ３Ａのダイオードを介して直流電源１側へ電流が回生される。第２スイッチング回路８ではＱ１ＡのダイオードとＱ２ＢもしくはＱ２Ｂのダイオードがオンしているため、（直流電源１の電圧−バッテリ２の電圧）によって還流電流は徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］になるとＱ１Ａのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ｆは、還流電流が減少する期間である（図８）。
期間Ｇにおいて、第１スイッチング回路５では、Ｑ３Ａがオンとなり、Ｑ３ＡとＱ４Ｂとがオンで対角２素子が導通するため、Ｑ３ＡとＱ４Ｂとを介して直流電源１側からエネルギが伝送される。このとき電流の極性が期間Ｆから反転する。第２スイッチング回路８ではＱ２Ｂがオンしているため、電流はＱ１ＢのダイオードとＱ２Ｂとを介して還流する。従って期間Ｇは、第１リアクトル９および第２リアクトル１０を励磁する期間である（図９）。
期間Ｈにおいて、第１スイッチング回路５では、Ｑ３ＡとＱ４Ｂとがオンで対角２素子が導通するため、Ｑ３ＡとＱ４Ｂとを介して直流電源１側からエネルギが伝送される。第２スイッチング回路８側はＱ２Ｂがオフとなり、電流はＱ２ＡのダイオードとＱ１Ｂのダイオードとを介して流れ、電力がバッテリ２側へ伝送される。従って期間Ｈは、第１リアクトル９および第２リアクトル１０の励磁エネルギをバッテリ２側へ伝送する期間である（図１０）。
期間Ｉにおいて、第１スイッチング回路５では、Ｑ３ＡとＱ４Ｂとがオンで対角２素子が導通するため、直流電源１側からエネルギが伝送される。第２スイッチング回路８ではＱ２Ａがオンとなり、電流はＱ２ＡもしくはＱ２ＡのダイオードとＱ１Ｂのダイオードを介して流れ、電力がバッテリ２側へ伝送される。従って期間Ｉは、第１リアクトル９および第２リアクトル１０の励磁エネルギをバッテリ２側へ伝送する期間である（図１１）。
期間Ｊにおいて、第１スイッチング回路５では、Ｑ４Ｂがオフとなり、電流はＱ４ＡのダイオードとＱ３Ａを介して還流する。第２スイッチング回路８では、Ｑ２ＡもしくはＱ２ＡのダイオードとＱ１Ｂのダイオードがオンしているため、バッテリ２の電圧によって還流電流が徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］となるとＱ１Ｂのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ｊは、還流電流が減少する期間である（図１２）。
次に、期間Ａにおいて、第１スイッチング回路５では、Ｑ３Ａがオフとなり、Ｑ４Ａがオンとなる。Ｑ４Ａはダイオード導通状態からオンとするためＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が成立する。期間Ｊで還流電流が０［Ａ］以上、即ち電流が残っている場合は、Ｑ４ＡもしくはＱ４ＡのダイオードとＱ３Ｂのダイオードを介して直流電源１側へ電流が回生される。第２スイッチング回路８では、Ｑ２ＡもしくはＱ２ＡのダイオードとＱ１Ｂのダイオードがオンしているため、（直流電源１の電圧−バッテリ２の電圧）によって還流電流は徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］になるとＱ１Ｂのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ａは、還流電流が減少する期間である（図１３）。
このような一連の制御（期間Ａ〜Ｊ）を繰り返すことによって、バッテリ充放電装置１００は、トランス３の第２巻線３ｂに発生する電圧を昇圧してバッテリ２に電力を供給する。
直流電源１の電圧をＶＬとすると、第１スイッチング回路５は、Ｑ４Ａ、Ｑ３Ｂが同時オンする対角オン時間ｔ１に電圧ＶＬの正のパルスを、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａが同時オンする対角オン時間ｔ１ａに電圧（−ＶＬ）の負のパルスを出力して、トランス３の第１巻線３ａに印加する。トランス３の第１巻線３ａと第２巻線３ｂとの巻線比をＮＬ：ＮＢとすると、この時、トランス３の第２巻線３ｂには、（±ＶＬ）×ＮＢ／ＮＬの電圧が印加される。
そして、第２スイッチング回路８では、トランス３に電圧印加されている対角オン時間（ｔ１、ｔ１ａ）内に、第２リアクトル１０を励磁する期間を設け、即ち、第２リアクトル１０を昇圧リアクトルに用いて昇圧動作する。
また、トランス３の一次側の第１スイッチング回路５における各半導体スイッチング素子Ｑのスイッチングは、コンデンサ１３および第１リアクトル９の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなる。なお、二次側の第２スイッチング回路８のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。
また、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）のＱ１Ａ、Ｑ１Ｂはオフ状態に保持されるため、期間Ｅ、Ｆにおいて、還流電流が減少して０［Ａ］になると、Ｑ１Ａのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持して、逆電流が流れることはない。期間Ｊ、Ａにおいても、還流電流が減少して０［Ａ］になると、Ｑ１Ｂのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持して、逆電流が流れることはない。
次に、図１４は、バッテリ充放電装置１００の降圧充電時における第１スイッチング回路５、第２スイッチング回路８の各半導体スイッチング素子Ｑの駆動信号２１ａ、２１ｂの波形を示す図である。この場合も、駆動信号の組み合わせパターンである複数のゲートパターン毎に期間Ａ〜Ｊを設けて図示し、Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂ、Ｑ２Ａ、Ｑ２Ｂ、Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂの各駆動信号の符号を、便宜上、各素子の符号で示した。
図３で示した昇圧充電時と同様に、第１スイッチング回路５内の第１ブリッジ回路（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）を基準として、全体の駆動信号が生成され、第２スイッチング回路８内の第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）のＱ１Ａ、Ｑ１Ｂはオフ状態に保持される。また、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）以外の３つのブリッジ回路は、各ブリッジ回路を構成する正側（高電圧側）のＱ４Ａ、Ｑ３Ａ、Ｑ２Ａおよび負側（低電圧側）のＱ４Ｂ、Ｑ３Ｂ、Ｑ２Ｂは、短絡防止時間を除くと、それぞれ５０％のオン時間比率で制御される。
そして、第１基準素子Ｑ４Ａの駆動信号の位相に対する第１対角素子Ｑ３Ｂの駆動信号の位相シフト量θ１（第１位相シフト量）と、第１基準素子Ｑ４Ａの駆動信号の位相に対する第２対角素子Ｑ２Ｂの駆動信号の位相シフト量θ２（第２位相シフト量）とが、制御指令であるＤＵＴＹ比に応じて決定される。この場合、位相シフト量θ１と位相シフト量θ２とは等しく、双方の位相シフト量θ１、θ２がＤＵＴＹ比に応じて変化する。
この場合も、対角オン時間ｔ１、ｔ１ａは、位相シフト量θ１により決定される。また、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）に対して、第１ブリッジ回路（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）と等しい駆動信号を仮想駆動信号として想定すると、上述した仮想対角オン時間ｔ２、ｔ２ａは、位相シフト量θ２により決まる。この場合、対角オン時間ｔ１、ｔ１ａと仮想対角オン時間ｔ２、ｔ２ａは等しい。
図１４に示す各ゲートパターンに合わせた電流経路を、図１５〜図２４に示す。図１５〜図２４は、順に、図１４内の期間Ｄ〜Ｊ、期間Ａ〜Ｃに対応する。
以下、図１４および図１５〜図２４に基づいて、一周期内のバッテリ充放電装置１００の動作を示す。なお、バッテリ２の電圧は、第２巻線３ｂに発生する電圧より低いものとし、直流電源１からバッテリ２へ電力伝送される。
便宜上、期間Ｄから説明していく。
期間Ｄにおいて、第１スイッチング回路５では、Ｑ３Ｂがオンとなり、Ｑ４ＡとＱ３Ｂとがオンで対角２素子が導通するため、直流電源１側からエネルギが伝送される。第２スイッチング回路８ではＱ２Ｂがオンとなり、電流はＱ１ＡのダイオードからＱ２ＢもしくはＱ２Ｂのダイオードを介して流れ、電力がバッテリ２側へ伝送される。従って期間Ｄは、電力をバッテリ２側へ伝送する期間である（図１５）。
期間Ｅにおいて、第１スイッチング回路５では、Ｑ４Ａがオフとなり、電流はＱ４ＢのダイオードとＱ３Ｂを介して還流する。第２スイッチング回路８ではＱ１ＡのダイオードとＱ２ＢもしくはＱ２Ｂのダイオードがオンしているため、バッテリ２の電圧によって還流電流は徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］になるとＱ１Ａのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ｅは、還流電流が減少する期間である（図１６）。
期間Ｆ、Ｇにおいて、第１スイッチング回路５では、Ｑ４Ｂがオンとなり、電流はＱ４ＢもしくはＱ４ＢのダイオードとＱ３Ｂを介して還流する。Ｑ４Ｂはダイオード導通状態からオンとするためＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が成立する。第２スイッチング回路８ではＱ１ＡのダイオードとＱ２ＢもしくはＱ２Ｂのダイオードがオンしているため、バッテリ２の電圧によって還流電流は徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］になるとＱ１Ａのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ｆ、Ｇは、還流電流が減少する期間である（図１７、図１８）。
期間Ｈにおいて、第１スイッチング回路５では、Ｑ３Ｂがオフとなり、還流電流が０［Ａ］以上、即ち電流が残っている場合は、Ｑ４ＢもしくはＱ４ＢのダイオードとＱ３Ａのダイオードを介して直流電源１側へ電流が回生される。第２スイッチング回路８では、Ｑ２Ｂがオフとなるが、Ｑ１ＡのダイオードとＱ２Ｂのダイオードがオンしているため、（直流電源１の電圧−バッテリ２の電圧）によって還流電流は徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］になるとＱ１Ａのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ｈは、還流電流が減少する期間である（図１９）。
期間Ｉにおいて、第１スイッチング回路５では、Ｑ３Ａがオンとなり、Ｑ３ＡとＱ４Ｂとがオンで対角２素子が導通するため、Ｑ３ＡとＱ４Ｂとを介して直流電源１側からエネルギが伝送される。このとき電流の極性が期間Ｈから反転する。第２スイッチング回路８ではＱ２Ａがオンとなり、電流はＱ２ＡもしくはＱ２ＡのダイオードとＱ１Ｂのダイオードとを介して流れ、電力がバッテリ２側へ伝送される。従って期間Ｉは、電力をバッテリ２側へ伝送する期間である（図２０）。
期間Ｊにおいて、第１スイッチング回路５では、Ｑ４Ｂがオフとなり、電流はＱ４ＡのダイオードとＱ３Ａを介して還流する。第２スイッチング回路８ではＱ１ＢのダイオードとＱ２ＡもしくはＱ２Ａのダイオードがオンしているため、バッテリ２の電圧によって還流電流が徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］になるとＱ１Ｂのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ｊは、還流電流が減少する期間である（図２１）。
次に期間Ａ、Ｂにおいて、第１スイッチング回路５では、Ｑ４Ａがオンとなり、電流はＱ４ＡもしくはＱ４ＡのダイオードとＱ３Ａを介して還流する。Ｑ４Ａはダイオード導通状態からオンとするためＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が成立する。第２スイッチング回路８ではＱ１ＢのダイオードとＱ２ＡもしくはＱ２Ａのダイオードがオンしているため、バッテリ２の電圧によって還流電流が徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］になるとＱ１Ｂのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ｊは、還流電流が減少する期間である（図２２、図２３）。
期間Ｃにおいて、第１スイッチング回路５では、Ｑ３Ａがオフとなり、還流電流が０［Ａ］以上、即ち電流が残っている場合は、Ｑ４ＡもしくはＱ４ＡのダイオードとＱ３Ｂのダイオードを介して直流電源１側へ電流が回生される。第２スイッチング回路８では、Ｑ２Ａがオフとなるが、Ｑ２ＡのダイオードとＱ１Ｂのダイオードがオンしているため、（直流電源１の電圧−バッテリ２の電圧）によって還流電流は徐々に減少する。還流電流が０［Ａ］になるとＱ１Ｂのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持する。従って期間Ｃは、還流電流が減少する期間である（図２４）。
このような一連の制御（期間Ａ〜Ｊ）を繰り返すことによって、バッテリ充放電装置１００は、トランス３の第２巻線３ｂに発生する電圧を降圧してバッテリ２に電力を供給する。
また、トランス３の一次側の第１スイッチング回路５における各半導体スイッチング素子Ｑのスイッチングは、コンデンサ１３および第１リアクトル９の作用で、全てゼロ電圧スイッチングとなる。なお、二次側の第２スイッチング回路８のスイッチングは、一部がゼロ電圧スイッチングとなる。
また、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）のＱ１Ａ、Ｑ１Ｂはオフ状態に保持されるため、期間Ｅ〜Ｈにおいて、還流電流が減少して０［Ａ］になると、Ｑ１Ａのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持して、逆電流が流れることはない。期間Ｊ、Ａ〜Ｃにおいても、還流電流が減少して０［Ａ］になると、Ｑ１Ｂのダイオードがオフとなり０［Ａ］を維持して、逆電流が流れることはない。
次にバッテリ充放電装置１００がバッテリ２から直流電源１に電力伝送する場合について説明する。
図２５は、バッテリ充放電装置１００がバッテリ２から直流電源１へ電力伝送する、即ちバッテリ２を放電する場合の制御ブロック図である。この場合、バッテリ充放電装置１００は、直流電源１に出力しており、第１平滑コンデンサ４の電圧ｖが出力電圧として検出されて制御回路２０に入力される。図に示すように、制御回路２０では、入力された出力電圧ｖを出力電圧指令値ｖ＊と比較し、差分をフィードバックして第１スイッチング回路５および第２スイッチング回路８の出力ＤＵＴＹ比（ＤＵＴＹ比）を決定し、各半導体スイッチング素子Ｑの駆動信号２１ａ、２１ｂを決定する。
バッテリ２から電力供給される場合には、直流電源１から電力供給される場合の逆方向動作となるため、バッテリ２に並列に接続された第２平滑コンデンサ７はバッテリ２の電圧と同じ直流電圧となる。
図２６は、バッテリ充放電装置１００の降圧放電時における第１スイッチング回路５、第２スイッチング回路８の各半導体スイッチング素子Ｑの駆動信号２１ａ、２１ｂの波形を示す図である。また、図２７は、バッテリ充放電装置１００の昇圧放電時における第１スイッチング回路５、第２スイッチング回路８の各半導体スイッチング素子Ｑの駆動信号２１ａ、２１ｂの波形を示す図である。
バッテリ充放電装置１００の降圧放電において、図２６に示すように、降圧充電時の逆方向動作となり、降圧充電時における第１スイッチング回路５の駆動信号と、第２スイッチング回路８の駆動信号を入れ替えたものである。そして、各期間Ａ〜Ｊにおける動作についても、降圧充電時における第１スイッチング回路５と第２スイッチング回路８とを逆にしたものと同様である。
バッテリ充放電装置１００の昇圧放電において、図２７に示すように、昇圧充電時の逆方向動作となり、昇圧充電時における第１スイッチング回路５の駆動信号と、第２スイッチング回路８の駆動信号を入れ替えたものである。そして、各期間Ａ〜Ｊにおける動作についても、降圧充電時における第１スイッチング回路５と第２スイッチング回路８とを逆にしたものと同様である。
バッテリ２の電圧をＶＢとすると、第２スイッチング回路８は、Ｑ１Ａ（第２基準素子）、Ｑ２Ｂ（第２対角素子）が同時オンする対角オン時間ｔ３に電圧ＶＢの正のパルスを、Ｑ１Ｂ、Ｑ２Ａが同時オンする対角オン時間ｔ３ａに電圧（−ＶＢ）の負のパルスを出力して、トランス３の第２巻線３ｂに印加する。トランス３の第１巻線３ａと第２巻線３ｂとの巻線比をＮＬ：ＮＢとすると、この時、トランス３の第１巻線３ａには、（±ＶＢ）×ＮＬ／ＮＢの電圧が印加される。
図２６に示す降圧放電では、直流電源１の電圧は第１巻線３ａに発生する電圧より低いものとし、図２７に示す昇圧放電では、直流電源１の電圧は第１巻線３ａに発生する電圧より高いものとし、双方においてバッテリ２から直流電源１へ電力伝送される。
バッテリ充放電装置１００がバッテリ２から直流電源１に電力伝送するバッテリ放電時には、第１スイッチング回路５、第２スイッチング回路８は以下のように制御される。
第２スイッチング回路８内の第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）を基準として、全体の駆動信号が生成される。第１スイッチング回路５内の第１ブリッジ回路（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）のＱ４Ａ、Ｑ４Ｂはオフ状態に保持される。
また、第１ブリッジ回路（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）以外の３つのブリッジ回路は、各ブリッジ回路を構成する正側（高電圧側）のＱ１Ａ、Ｑ２Ａ、Ｑ３Ａおよび負側（低電圧側）のＱ１Ｂ、Ｑ２Ｂ、Ｑ３Ｂは、短絡防止時間を除くと、それぞれ５０％のオン時間比率で制御される。この場合、制御回路２０は、電力を送る側の第２スイッチング回路８の各半導体スイッチング素子Ｑをスイッチングする際、短絡防止時間の間に各半導体スイッチング素子Ｑに並列接続されたコンデンサ１３の電圧が第２平滑コンデンサ７の電圧まで増加する、あるいはゼロ電圧近辺まで低下するようにしてゼロ電圧スイッチングする。
そして、第２基準素子Ｑ１Ａの駆動信号の位相に対する第２対角素子Ｑ２Ｂの駆動信号の位相シフト量θ３（第３位相シフト量）と、第２基準素子Ｑ１Ａの駆動信号の位相に対する第１対角素子Ｑ３Ｂの駆動信号の位相シフト量θ４（第４位相シフト量）とが、制御指令であるＤＵＴＹ比に応じて決定される。即ち、位相シフト量θ３、θ４がＤＵＴＹ比に応じて制御される。
図２６に示す降圧放電では、位相シフト量θ３と位相シフト量θ４とは等しく、双方の位相シフト量θ３、θ４がＤＵＴＹ比に応じて変化する。また、図２７に示す昇圧放電では、位相シフト量θ３が最小に保持され、位相シフト量θ４がＤＵＴＹ比に応じて変化する。
また図２６、図２７に示すように、Ｑ１ＡとＱ２Ｂとが同時オンする対角オン時間ｔ３は位相シフト量θ３により決定され、Ｑ１ＢとＱ２Ａとが同時オンする対角オン時間ｔ３ａも対角オン時間ｔ３と等しい。
また、制御回路２０は、第１ブリッジ回路（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）に対して、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）と等しい駆動信号を仮想駆動信号として想定し、Ｑ４Ａの仮想駆動信号によるＱ４Ａの仮想オンとＱ３Ｂのオンとが重なる期間を仮想対角オン時間ｔ４とする。この仮想対角オン時間ｔ４は、位相シフト量θ４により決まる。なお、Ｑ４Ｂの仮想駆動信号によるＱ４Ｂの仮想オンとＱ３Ａのオンとが重なる仮想対角オン時間ｔ４ａも、仮想対角オン時間ｔ４と等しい。
以上のように、バッテリ充放電装置１００では、昇圧充電、降圧充電、降圧放電および昇圧放電の４つの制御モードを備えて双方向の電力伝送を行うものである。そして、上述したように、直流電源１からバッテリ２への電力伝送である充電時には、第１基準素子Ｑ４Ａの駆動信号の位相に対する第１対角素子Ｑ３Ｂの駆動信号の位相シフト量θ１および第２対角素子Ｑ２Ｂの駆動信号の位相シフト量θ２は、ＤＵＴＹ比に応じて制御される。また、直流電源１からバッテリ２への電力伝送である放電時には、第２基準素子Ｑ１Ａの駆動信号の位相に対する第２対角素子Ｑ２Ｂの駆動信号の位相シフト量θ３および第１対角素子Ｑ３Ｂの駆動信号の位相シフト量θ４は、ＤＵＴＹ比に応じて制御される。
図２８に、ＤＵＴＹ比に応じた位相シフト量θ１〜θ４と対角オン時間ｔ１、ｔ３、仮想対角オン時間ｔ２、ｔ４とを示す。図２８に示すように、伝送電力量に応じてＤＵＴＹ比が決定される。この場合、充電方向の電力量を正としている。
なお、充電時の位相シフト量θ１と放電時の位相シフト量θ４とは、共に第１対角素子Ｑ３Ｂの位相シフト量であるため、同様の実線で続けて記載した。また、充電時の位相シフト量θ２と放電時の位相シフト量θ３とは、共に第２対角素子Ｑ２Ｂの位相シフト量であるため、同様の点線で続けて記載した。同様に、対角オン時間ｔ１と仮想対角オン時間ｔ４を同様の実線で続けて記載し、仮想対角オン時間ｔ２と対角オン時間ｔ３とを同様の点線で続けて記載した。
まず、バッテリ充放電装置１００が直流電源１からバッテリ２を充電する制御について説明する。
トランス３の第１巻線３ａから第２巻線３ｂに電力伝送されて第２巻線３ｂに電圧が発生している期間は、Ｑ４Ａ、Ｑ３Ｂの同時オンする対角オン時間ｔ１、およびＱ４Ｂ、Ｑ３Ａの同時オンする対角オン時間ｔ１ａである。
昇圧時には、この期間を出来る限り長くすることで、第１スイッチング回路５および第２スイッチング回路８の還流期間に関わる損失を低減することが可能となる。
このため、昇圧充電時の制御では、制御回路２０は、トランス３の第１巻線３ａに電圧が印加される期間が最大となるように、対角オン時間ｔ１（＝ｔ１ａ）を最大オン時間ｔｍａｘに設定する。この最大オン時間ｔｍａｘは、第１スイッチング回路５の各半導体スイッチング素子Ｑがゼロ電圧スイッチングする為に要する短絡防止時間に基づいて設定される。その時、Ｑ４Ａの駆動信号の位相に対するＱ３Ｂの駆動信号の位相シフト量θ１は最小で、短絡防止時間に等しい。
この昇圧充電時には、トランス３に電圧印加されている対角オン時間（ｔ１、ｔ１ａ）内に、第２スイッチング回路８で第２リアクトル１０を励磁する期間がある。即ち、Ｑ４Ａの駆動信号の位相に対する第２対角素子Ｑ２Ｂの駆動信号の位相シフト量θ２は位相シフト量θ１以上の値で、位相シフト量θ１、θ２が共に最小（短絡防止時間）となる第１基準点２２を起点とする。そして、制御回路２０は、ＤＵＴＹ比が増大すると位相シフト量θ１を最小に保持すると共に位相シフト量θ２を増大させる。
位相シフト量θ１、θ２が共に最小（短絡防止時間）となる第１基準点２２にあるとき、対角オン時間ｔ１および仮想対角オン時間ｔ２は共に最大オン時間ｔｍａｘとなる点２２ａである。そして、制御回路２０は、点２２ａを起点としてＤＵＴＹ比が増大すると対角オン時間ｔ１を最大オン時間ｔｍａｘに保持すると共に仮想対角オン時間ｔ２を低減させる。
そして、降圧充電時には、位相シフト量θ１と位相シフト量θ２とは等しく、双方の位相シフト量θ１、θ２がＤＵＴＹ比に応じて変化する。
位相シフト量θ１、θ２が最大の時、対角オン時間ｔ１および仮想対角オン時間ｔ２は共に最小（短絡防止時間）となり、電力伝送がない状態である。降圧充電時では、制御回路２０は、ＤＵＴＹ比が０のとき、位相シフト量θ１、θ２が最大で、ＤＵＴＹ比が増大すると位相シフト量θ１、θ２を共に低減させる。この時、対角オン時間ｔ１および仮想対角オン時間ｔ２は増大する。
また、制御回路２０は、位相シフト量θ１、θ２が共に最大の時、第２スイッチング回路８内の第２ブリッジ（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）をオフ状態に保持した制御から、第１スイッチング回路５の第１ブリッジ（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）をオフ状態に保持する制御に切り替えて、電力伝送方向を切り替える。この切り替え時には、対角オン時間ｔ１および仮想対角オン時間ｔ２は共に最小（短絡防止時間）で、即ち、電力伝送がない状態の時であるため、切り替えによる影響を発生することなくスムーズな切り替えが可能になる。
バッテリ２を放電して直流電源１に電力伝送する昇圧放電時の制御では、制御回路２０は、トランス３の第２巻線３ｂに電圧が印加される期間が最大となるように、対角オン時間ｔ３（＝ｔ３ａ）を最大オン時間ｔｍａｘに設定する。その時、Ｑ１Ａの駆動信号の位相に対するＱ２Ｂの駆動信号の位相シフト量θ３は最小（短絡防止時間）となる。Ｑ１Ａの駆動信号の位相に対するＱ３Ｂの駆動信号の位相シフト量θ４は位相シフト量θ３以上の値である。そして、制御回路２０は、位相シフト量θ３、θ４が共に最小（短絡防止時間）となる第２基準点２３を起点とし、放電電力が増大してＤＵＴＹ比が負方向に増大すると位相シフト量θ３を最小に保持すると共に位相シフト量θ４を増大させる。
位相シフト量θ３、θ４が共に最小（短絡防止時間）となる第２基準点２３にあるとき、対角オン時間ｔ３および仮想対角オン時間ｔ４は共に最大オン時間ｔｍａｘとなる点２３ａである。そして、制御回路２０は、点２３ａを起点としてＤＵＴＹ比が負方向に増大すると対角オン時間ｔ３を最大オン時間ｔｍａｘに保持すると共に仮想対角オン時間ｔ４を低減させる。
そして、降圧放電時には、位相シフト量θ３と位相シフト量θ４とは等しく、双方の位相シフト量θ３、θ４がＤＵＴＹ比に応じて変化する。
位相シフト量θ３、θ４が最大の時、対角オン時間ｔ３および仮想対角オン時間ｔ４は共に最小（短絡防止時間）となり、電力伝送がない状態である。降圧放電時では、ＤＵＴＹ比が０のとき位相シフト量θ３、θ４が最大で、制御回路２０は、ＤＵＴＹ比が負方向に増大すると位相シフト量θ３、θ４を共に低減させる。この時、対角オン時間ｔ３および仮想対角オン時間ｔ４は増大する。
また、制御回路２０は、位相シフト量θ３、θ４が共に最大の時、第１スイッチング回路５の第１ブリッジ（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）をオフ状態に保持する制御から、第２スイッチング回路８内の第２ブリッジ（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）をオフ状態に保持した制御に切り替えて、電力伝送方向を切り替える。この切り替え時には、電力伝送がない状態の時であるため、切り替えによる影響を発生することなくスムーズな切り替えが可能になる。
以上のように、バッテリ充放電装置１００では、制御回路２０がＤＵＴＹ比に応じて位相シフト量θ１〜θ４を制御することで、電力伝送方向に依らず、また直流電源１およびバッテリ２の電圧に依らず、双方向電力変換を行うことが可能となる。これにより、バッテリ充放電装置１００は簡素な制御で双方向電力変換動作の実現が可能となる。
次に、トランス３の電圧、電流について図２９に基づいて以下に説明する。
直流電源１からバッテリ２への電力伝送において、第１スイッチング回路５は、Ｑ４Ａ、Ｑ３Ｂの同時オンする対角オン時間ｔ１（ＴＡ）に正の電圧パルスを、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａの同時オンする対角オン時間ｔ１ａ（ＴＢ）に負の電圧パルスを出力して、トランス３の第１巻線３ａに印加する。この期間が電力伝送期間ＴＡ、ＴＢとなり、トランス３の巻線比に応じて第２巻線３ｂに電圧が発生する。第１スイッチング回路５の出力電圧波形は、第１巻線３ａに印加される電圧であるが、大きさを無視すると第２巻線３ｂに発生する電圧、即ち第２スイッチング回路８の出力電圧波形と同様である。
トランス３を流れる電流の大きさは、電力伝送期間ＴＡ、ＴＢに大きくなり、その後、減少する。上述したように、バッテリ２の充電時には、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）のＱ１Ａ、Ｑ１Ｂはオフ状態に保持される。このため、トランス３を流れる還流電流が減少して０［Ａ］になると、Ｑ１ＡあるいはＱ１Ｂのダイオードがオフとなり、トランス３に流れる電流を、期間ｔｔａ、ｔｔｂにて０［Ａ］に維持する。これによりトランス３に逆電流が流れることはなく、無効電力が抑制でき損失が低減できる。
なお、バッテリ２から直流電源１への電力伝送においても同様である。
このように、トランス３に流れる逆電流を防止することにより、トランス電流のピーク値および実効値を低減できる。図３０は、トランス電流を示すもので、特に図３０（ａ）はトランス電流ピーク値を示し、図３０（ｂ）はトランス電流実効値を示す。
仮想駆動信号を実際の駆動信号に用いた場合、即ちトランス３に逆電流が流れ得るときを比較例とすると、トランス電流ピーク値２４は、例えばバッテリ電圧が１５０Ｖの時、８０Ａｐ（比較例）から５８Ａｐに低下した。またトランス電流実効値２５は、５５Ａｒｍｓ（比較例）から３０Ａｒｍｓに低下した。
また、図３１に、比較例と同じ電流値５Ａの場合のトランス巻線温度２６と、高い電流値２５Ａの場合のトランス巻線温度２７とを示した。図に示すように、トランス巻線温度も大きく低減することができる。
以上のように、トランス３において、トランス電流のピーク値および実効値を低減でき、トランス巻線温度も大きく低減できてトランス巻線損失を大きく低減でき、トランス３の小型化を促進できる。
なお、バッテリ充放電装置１００がバッテリ２から直流電源１に電力伝送する際に、上記実施の形態では、制御回路２０が直流電源１への出力電圧ｖを出力電圧指令値ｖ＊に追従するようにフィードバック制御したが、以下に示す制御でも良い。図３２に示すように、制御回路２０は、出力電圧指令値ｖ＊と出力電圧ｖとの差分をフィードバックして、バッテリ２の放電電流指令値（−ｉ）＊を作成する。そして、制御回路２０は、検出される充電電流ｉを符号反転した放電電流（−ｉ）が放電電流指令値（−ｉ）＊に一致するようにフィードバック制御によって第１、第２スイッチング回路５、８の出力ＤＵＴＹ比を決定しても良い。
これにより、制御回路２０は、直流電源１とバッテリ２の間に流れる充放電電流±ｉのみに基づいて双方向の制御を実現することが可能となる。
また、制御回路２０は、直流電源１からバッテリ２に電力伝送する制御を、図３３に示すように、バッテリ２の電圧制御により行っても良い。図に示すように、制御回路２０は、バッテリ２への出力電圧指令値と出力電圧との差分をフィードバックして、バッテリ２の充電電流指令値ｉ＊を作成して制御する。これにより、制御回路２０は、直流電源１、バッテリ２の双方に対して電圧制御を行う機能を有し、バッテリ充放電装置１００は電力伝送方向によらず一貫した制御で動作を継続することができる。
また、上記実施の形態では、降圧充電、降圧放電の双方において電力が伝送されるように説明したが、例えば、バッテリ２の電圧が第２巻線３ｂに発生する電圧より高い場合は、図１４で示した降圧充電のゲートパターンでは、伝送電力量は０となる。この場合、第２ブリッジ回路（Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ）が電流をブロックするため電力伝送されない。また、直流電源１の電圧が第１巻線３ａに発生する電圧より高い場合は、図２６で示した降圧放電のゲートパターンでは、伝送電力量は０となる。この場合、第１ブリッジ回路（Ｑ４Ａ，Ｑ４Ｂ）が電流をブロックするため電力伝送されない。
さらに、上記実施の形態においては、第１、第２リアクトル９、１０を個別に設置したが、これらの少なくとも一方をトランス３の漏れインダクタンスで兼ねる事でも同様の効果を得ることが可能となる。これにより、バッテリ充放電装置１００は構成部品の削減が可能となり、簡素な構成で双方向動作が実現できる。
また、上記実施の形態では一方の直流電源（第２直流電源）にバッテリ２を用いたがこれに限るものではない。さらにまた第１、第２直流電源の双方をバッテリで構成しても良い。
実施の形態２．
上記実施の形態１で示したバッテリ充放電装置１００の起動時の制御について説明する。
例えばバッテリ充放電装置１００が直流電源１からバッテリ２へ電力伝送する場合、ＤＵＴＹ比が０の時、位相シフト量θ１、θ２は最大で、ＤＵＴＹ比が増大すると位相シフト量θ１、θ２は等しい量で共に低減する（図２８参照）。
バッテリ充放電装置１００の起動時には、制御回路２０は、位相シフト量θ１、θ２を等しくして最大から徐々に低減させることで、対角オン時間ｔ１、ｔ１ａを徐々に増加させ、バッテリ充放電装置１００をソフトスタートさせる。トランス３の巻線に流れる電流ピーク値は、トランス３の巻線への印加電圧および印加時間に比例する。したがって、バッテリ充放電装置１００は、起動時に上述したようなソフトスタートを行うことで、トランス３の巻線に流れる電流ピーク値を徐々に変化させることが実現でき、外部に接続する機器への負担を軽減することが可能である。
なお、バッテリ充放電装置１００がバッテリ２から直流電源１へ電力伝送する場合も同様であり、起動時には、制御回路２０は、位相シフト量θ３、θ４を等しくして徐々に低減させてバッテリ充放電装置１００をソフトスタートさせる。
実施の形態３．
上記実施の形態１によるバッテリ充放電装置１００では、昇圧時と降圧時とで位相シフト量の最大値を等しくしたが、昇圧時の最大値を低く設定しても良い。
この実施の形態３では、制御回路２０にリミッタを設けて、生成されるＤＵＴＹ比を制限値αで制限する。図３４に示すように、ＤＵＴＹ比の大きさは制限値αで制限され、位相シフト量θ２、θ４の昇圧時の最大は短絡防止時間で決定される最大よりも低い設定最大量θαａとなる。また、仮想対角オン時間ｔ２、ｔ４の昇圧時の最小は短絡防止時間よりも長い時間ｔαａとなる。
これにより、バッテリ充放電装置１００の制御設計の自由度が大きくなる。
実施の形態４．
上記実施の形態３では、制御回路２０は、ＤＵＴＹ比の大きさを制限値αで制限して、位相シフト量θ２、θ４の昇圧時の最大量を低下させたが、位相シフト量θ１、θ２、θ３、θ４の降圧時の最小量を増大することもできる。
図３５に示すように、ＤＵＴＹ比の大きさは制限値αで制限され、θ１、θ２、θ３、θ４の降圧時の最小は短絡防止時間よりも増大した設定最小量θαｂとなる。このとき、対角オン時間ｔ１、ｔ３と仮想対角オン時間ｔ２、ｔ４の降圧時の最大は、短絡防止時間で決定される最大オン時間ｔｍａｘよりも短い時間ｔαｂとなる。
さらに、上記実施の形態３において、ＤＵＴＹ比の制限値αが０のとき、対角オン時間ｔ１、ｔ３および仮想対角オン時間ｔ２、ｔ４は０になる。このとき、バッテリ充放電装置１００は、各半導体スイッチング素子Ｑのスイッチングを続けたまま、伝送電力を０にすることが可能である。
そして、制御回路２０が、ＤＵＴＹ比の制限値αを０から増加させると、バッテリ充放電装置１００の伝送電力を０から増加させることができる。このように、制御回路２０がＤＵＴＹ比の制限値αを変化させることで、バッテリ充放電装置１００は、各半導体スイッチング素子Ｑのスイッチングを停止することなく、双方向の電力伝送における停止と再開を繰り返すことが可能になる。
これにより、バッテリ充放電装置１００の起動と停止との動作を一部省略することができ、制御の即応性が向上する。
なお、この発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (13)

  1. 第１直流電源と第２直流電源との間の双方向の電力伝送を行うＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
    トランスと、
    それぞれ逆並列ダイオードと並列コンデンサが接続された複数の半導体スイッチング素子を備えた２つのブリッジ回路によるフルブリッジ回路で構成され、上記第１直流電源と上記トランスの第１巻線との間に接続されて、直流／交流間で双方向に電力変換する第１コンバータ部と、
    それぞれ逆並列ダイオードと並列コンデンサが接続された複数の半導体スイッチング素子を備えた２つのブリッジ回路によるフルブリッジ回路で構成され、上記第２直流電源と上記トランスの第２巻線との間に接続されて、直流／交流間で双方向に電力変換する第２コンバータ部と、
    上記第１コンバータ部、上記第２コンバータ部の各交流入出力線に接続された第１リアクトル、第２リアクトルと、
    上記第１コンバータ部、第２コンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子を駆動制御して上記第１コンバータ部および第２コンバータ部を制御する制御回路とを備え、
    上記制御回路は、
    上記第１直流電源から上記第２直流電源への第１電力伝送において、上記第２コンバータ部の一方のブリッジ回路である第２ブリッジ回路を構成する上記各半導体スイッチング素子を全てオフ状態にすると共に、上記第１リアクトルを利用して上記第１コンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングするように制御し、かつ、上記トランスの上記第２巻線に発生する電圧より上記第２直流電源の電圧が高いときは、上記第２リアクトルを用いて上記第２コンバータ部が昇圧動作するように制御し、
    上記第２直流電源から上記第１直流電源への第２電力伝送において、上記第１コンバータ部の一方のブリッジ回路である第１ブリッジ回路を構成する上記各半導体スイッチング素子を全てオフ状態にすると共に、上記第２リアクトルを利用して上記第２コンバータ部内の上記各半導体スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングするように制御し、かつ、上記トランスの上記第１巻線に発生する電圧より上記第１直流電源の電圧が高いときは、上記第１リアクトルを用いて上記第１コンバータ部が昇圧動作するように制御する、
    ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  2. 上記制御回路は、
    上記第１電力伝送において、上記第１コンバータ部および上記第２コンバータ部内の上記第２ブリッジ回路以外の３つのブリッジ回路について、正側の半導体スイッチング素子および負側の半導体スイッチング素子を、短絡防止時間を除くとそれぞれ５０％のオン時間比率で制御し、
    上記第２電力伝送において、上記第１コンバータ部および上記第２コンバータ部内の上記第１ブリッジ回路以外の３つのブリッジ回路について、正側の半導体スイッチング素子および負側の半導体スイッチング素子を、短絡防止時間を除くと、それぞれ５０％のオン時間比率で制御する、
    請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  3. 上記第１コンバータ部の上記第１ブリッジ回路の正側／負側のいずれか一方の半導体スイッチング素子を第１基準素子とし、上記第２コンバータ部内の上記第２ブリッジ回路の正側／負側のいずれか一方の半導体スイッチング素子を第２基準素子とし、
    上記第１コンバータ部内で上記第１基準素子と対角の関係にある半導体スイッチング素子
    である第１対角素子とし、上記第２コンバータ部内で上記第２基準素子と対角の関係にある半導体スイッチング素子を第２対角素子とし、
    上記制御回路は、
    上記第１電力伝送において、上記第１基準素子の駆動信号の位相に対する、上記第１対角素子の駆動信号の第１位相シフト量、および上記第２対角素子の駆動信号の第２位相シフト量を制御し、
    上記第２電力伝送において、上記第２基準素子の駆動信号の位相に対する、上記第２対角素子の駆動信号の第３位相シフト量、および上記第１対角素子の駆動信号の第４位相シフト量を制御する、
    請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  4. 上記制御回路は、
    上記第１電力伝送において、上記第１位相シフト量と上記第２位相シフト量とを同量に制御し、上記第１直流電源から上記第２直流電源への電力伝送量を増大するときは、上記第１位相シフト量および上記第２位相シフト量を低減させ、
    上記第２電力伝送において、上記第３位相シフト量と上記第４位相シフト量とを同量に制御し、上記第２直流電源から上記第１直流電源への電力伝送量を増大するときは、上記第３位相シフト量および上記第４位相シフト量を低減させ、
    上記第１電力伝送において上記第１位相シフト量および上記第２位相シフト量が最大の時、および上記第２電力伝送において上記第３位相シフト量および上記第４位相シフト量が最大の時に、上記第１電力伝送と上記第２電力伝送とを切り換える、
    請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  5. 上記制御回路は、
    上記第１電力伝送において、上記第１位相シフト量と上記第２位相シフト量とが共に最小になる点を第１基準点とし、上記第１直流電源から上記第２直流電源への電力伝送量を上記第１基準点より増大するときは、上記第１位相シフト量を最小に保持すると共に上記第２位相シフト量を増大させ、
    上記第２電力伝送において、上記第３位相シフト量と上記第４位相シフト量とが共に最小になる点を第２基準点とし、上記第２直流電源から上記第１直流電源への電力伝送量を上記第２基準点より増大するときは、上記第３位相シフト量を最小に保持すると共に上記第４位相シフト量を増大させる、
    請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  6. 上記制御回路は、
    上記第１電力伝送において、上記第１位相シフト量と上記第２位相シフト量とが共に最小になる点を第１基準点とし、上記第１直流電源から上記第２直流電源への電力伝送量を上記第１基準点より増大するときは、上記第１位相シフト量を最小に保持すると共に上記第２位相シフト量を増大させ、
    上記第２電力伝送において、上記第３位相シフト量と上記第４位相シフト量とが共に最小になる点を第２基準点とし、上記第２直流電源から上記第１直流電源への電力伝送量を上記第２基準点より増大するときは、上記第３位相シフト量を最小に保持すると共に上記第４位相シフト量を増大させる、
    請求項４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  7. 上記制御回路は、上記第１直流電源と上記第２直流電源との間の電力伝送量に基づいて出力ＤＵＴＹ比を演算し、該出力ＤＵＴＹ比の極性に基づいて電力伝送方向を決定し、該出力ＤＵＴＹ比の大きさに基づいて上記第１〜第４位相シフト量を決定する、
    請求項３から請求項６のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  8. 上記制御回路は、上記第１直流電源から上記第２直流電源への電力伝送量が上記第１基準点より増大するときの上記第２位相シフト量、および上記第２直流電源から上記第１直流電源への電力伝送量が上記第２基準点より増大するときの上記第４位相シフト量を、設定最大量で制限する、
    請求項５または請求項６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  9. 上記設定最大量を可変とする請求項８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  10. 上記制御回路は、上記第１電力伝送時に上記第１位相シフト量と上記第２位相シフト量とを同量に制御するとき、および上記第２電力伝送時に上記第３位相シフト量と上記第４位相シフト量とを同量に制御するとき、上記第１〜第４位相シフト量を設定最小量で制限する、
    請求項４または請求項６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  11. 上記設定最小量を可変とする請求項１０に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  12. 上記制御回路は、
    上記第１電力伝送において、上記第１基準素子の駆動信号と等しい仮想駆動信号を上記第２基準素子に対して想定し、上記第２位相シフト量を制御することで、上記第２基準素子の仮想オンと上記第２対角素子のオンとが重なる仮想対角オン時間を制御し、上記第１位相シフト量を制御することで、上記第１基準素子と上記第１対角素子とが共にオンする対角オン時間を制御し、
    上記第２電力伝送において、上記第２基準素子の駆動信号と等しい仮想駆動信号を上記第１基準素子に対して想定し、上記第４位相シフト量を制御することで、上記第１基準素子の仮想オンと上記第１対角素子のオンとが重なる仮想対角オン時間を制御し、上記第３位相シフト量を制御することで、上記第２基準素子と上記第２対角素子とが共にオンする対角オン時間を制御する、
    請求項３から請求項６のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  13. 上記第１コンバータ部の上記第１基準素子と上記第２コンバータ部の上記第２基準素子とは、上記トランスに対して対称配置されたものである、
    請求項３から請求項６のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
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