JP7341020B2 - 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

従来から、絶縁トランスの１次側および２次側の双方にフルブリッジ回路を備えたＤＡＢ（Dual Active Bridge）方式の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。ＤＡＢ方式の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、回路トポロジが左右対象であるため双方向に電力を制御することができ、双方向でソフトスイッチングを行うことができる。また、ＤＡＢ方式の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、上記のとおり双方にフルブリッジ回路を備えるため大電力化が可能であり、入出力の電圧差の自由度が高く、絶縁トランス（特に、高周波絶縁トランス）の漏れ磁束が問題にならない等の利点がある。

一方で、ＤＡＢ方式の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、動作モードのサイクル中に電力の逆流が発生するモードが存在するため、電力伝送効率が低下するという問題がある。さらに、ＤＡＢ方式の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、軽負荷時にソフトスイッチングできない領域が存在し、入出力電圧の状態によっては逆向きのインダクタ電流により貫通電流が発生するという問題がある（例えば、非特許文献１参照）。

図７に、従来のＤＡＢ方式の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００を示す（但し、駆動回路を含む制御部は省略）。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、絶縁トランスＴＲ１の１次側に第１インダクタＬ１を介して第１フルブリッジ回路２０１を備え、絶縁トランスＴＲ１の２次側に第２インダクタＬ２を介して第２フルブリッジ回路２０２を備える。第１フルブリッジ回路２０１には第１電源Ｅ１が接続され、第２フルブリッジ回路２０２には第２電源Ｅ２が接続される。

第１フルブリッジ回路２０１および第２フルブリッジ回路２０２を構成する各スイッチ手段ＳＷ１～ＳＷ８は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８と、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８に逆並列接続されたダイオードＤ１～Ｄ８とを含む。

図８に、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の順方向電力伝送時の各モード（Ｍｏｄｅ１－１～Ｍｏｄｅ４）におけるインダクタ電流ｉＬの波形およびスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のタイミングチャートを示す。なお、図８では、説明を簡単にするために、スイッチング素子Ｑ１とＱ２、スイッチング素子Ｑ４とＱ３、スイッチング素子Ｑ６とＱ５、スイッチング素子Ｑ７とＱ８の双方がオフとなる期間（デッドタイム）は表示していない。

図９に、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の１次側からみた等価回路を用いて、順方向電力伝送時に正方向のインダクタ電流ｉＬが流れる場合の（Ａ）Ｍｏｄｅ１－２における電流経路、（Ｂ）Ｍｏｄｅ２における電流経路、（Ｃ）Ｍｏｄｅ３－１における電流経路を示す。なお、制御部を除く双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の構成は図１と共通し、絶縁トランスＴＲ１の変圧比をｎ１／ｎ２とすると、Ｌ＝Ｌ１＋（ｎ１／ｎ２）^２×Ｌ２であり、Ｖ２’＝Ｖ２×（ｎ１／ｎ２）である。

図９（Ａ）に示すＭｏｄｅ１－２では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ６、Ｑ７がオンしているので、第１電源Ｅ１と第２電源Ｅ２とが直列接続となり、第１電源Ｅ１と第２電源Ｅ２は共に放電状態になる。第１電源Ｅ１の電圧Ｖ１と第２電源Ｅ２の電圧Ｖ２’がインダクタＬに印加され、インダクタ電流ｉＬは増加する。

図９（Ｂ）に示すＭｏｄｅ２では、スイッチング素子Ｑ６、Ｑ７がターンオフして、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ８がターンオンするので、スイッチング素子Ｑ６、Ｑ７を流れる電流はスイッチング素子Ｑ５、Ｑ８に流れる。第１電源Ｅ１は放電状態のまま、第２電源Ｅ２が充電状態になる。第１電源Ｅ１の電圧Ｖ１と第２電源Ｅ２の電圧Ｖ２’の差の電圧によるインダクタ電流ｉＬは増加または減少する。

図９（Ｃ）に示すＭｏｄｅ３－１では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がターンオフする。インダクタ電流ｉＬはＭｏｄｅ２のときと同じ方向に流れるので、ダイオードＤ２、Ｄ３が導通する。第１電源Ｅ１と第２電源Ｅ２は、共に充電状態になる。第１電源Ｅ１の電圧Ｖ１と第２電源Ｅ２の電圧Ｖ２’がインダクタＬに逆方向に印加され、インダクタ電流ｉＬは減少する。インダクタ電流ｉＬが負方向の場合（Ｍｏｄｅ３－２～Ｍｏｄｅ１－１）も同様である。

上記のように双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００では、第１電源Ｅ１と第２電源Ｅ２とが共に放電状態になるモード（Ｍｏｄｅ１－２、Ｍｏｄｅ３－２）が存在する。順方向電力伝送時は第１電源Ｅ１から第２電源Ｅ２への電力伝送（第２電源Ｅ２の充電）を目的とするため、Ｍｏｄｅ１－２およびＭｏｄｅ３－２は電力の逆流が発生するモードに相当し、第２電源Ｅ２の放電分だけ電力伝送効率が低下する。なお、逆方向電力伝送時も、同様に電力の逆流が発生するモードが存在し、電力伝送効率が低下する。

このように電力の逆流が発生するモードが存在することから、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００では、充放電可能な両電源（第１電源Ｅ１および第２電源Ｅ２）が必要になる。そのため、第２フルブリッジ回路２０２に第２電源Ｅ２を接続する代わりに抵抗負荷を接続する場合は、第２フルブリッジ回路２０２と抵抗負荷との間にコンデンサを設け、Ｍｏｄｅ１－２およびＭｏｄｅ３－２において当該コンデンサを放電させることで対応する必要がある。さらに、起動時はコンデンサの電圧が０［Ｖ］であるため、特殊な対応が必要になる。

また、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００では、ソフトスイッチングの成立条件として、Ｍｏｄｅ１－２の終了時にインダクタ電流ｉＬが正で、Ｍｏｄｅ２への移行時（過渡時）にスイッチ手段ＳＷ５～ＳＷ８のコンデンサ（寄生容量および／または外付けのコンデンサ）が充放電可能となる必要があり、またＭｏｄｅ２の終了時にインダクタ電流ｉＬが正で、Ｍｏｄｅ３－１への移行時（過渡時）にスイッチ手段ＳＷ１～ＳＷ４のコンデンサ（寄生容量および／または外付けのコンデンサ）が充放電可能となる必要がある。

位相角をθとし（図８参照）、昇圧比をｋ（＝Ｖ２’／Ｖ１）とすると、ソフトスイッチングの成立条件は、
θ＞（π／２）（１－ｋ）
θ＞（π／２）（１－１／ｋ）
となる。このことから、昇圧比ｋが１以外では、ソフトスイッチングが不成立となる領域が存在することが分かる。具体的には、軽負荷時にソフトスイッチングできない領域が存在する。なお、逆方向電力伝送時も、同様に軽負荷時にソフトスイッチングできない領域が存在する。

続いて、入出力電圧の状態によって貫通電流が発生する問題について説明する。図１０（Ａ）に示すように、Ｍｏｄｅ２の終了時において、１次側の電圧Ｖ１に対し２次側の電圧Ｖ２’が大きい場合、インダクタ電流ｉＬが負になり、ダイオードＤ１、Ｄ４に順方向電流が流れる。

ダイオードＤ１、Ｄ４が導通した状態でＭｏｄｅ３－１へ移行し、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がターンオンすると、ダイオードＤ１、Ｄ４の逆接続時間（逆回復時間）に、図１０（Ｂ）に示す電流経路で貫通電流が流れる。貫通電流が流れると、第１電源Ｅ１が、ダイオードＤ１およびスイッチング素子Ｑ２の経路とスイッチング素子Ｑ３およびダイオードＤ４の経路とで短絡されるため、過大な短絡電流が瞬時に流れる。その場合、スイッチ手段ＳＷ１～ＳＷ４が破損あるいは焼損するという重大な問題が生じるおそれがある。

以上のとおり、ＤＡＢ方式の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、動作モードのサイクル中に電力の逆流が発生するモード（Ｍｏｄｅ１－２、Ｍｏｄｅ３－２）が存在するため、電力伝送効率が低下するという問題がある。さらに、ＤＡＢ方式の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、軽負荷時にソフトスイッチングできない領域が存在し、入出力電圧の状態によっては逆向きのインダクタ電流ｉＬにより貫通電流が発生するという問題がある。なお、これら２つの問題に対して、対策も提案されているが（例えば、非特許文献２参照）、制御対象が増えるため、最適値の発見手法が複雑になり、簡単に求めることは困難である。

平地克也、"平地研究室技術メモＮｏ．２０１５０２１４ ＤＡＢ方式の重要な公式の導出"、［online］、２０１５年２月１４日、舞鶴高専、［令和１年８月２９日検索］、インターネット<ＵＲＬ：http://hirachi.cocolog-nifty.com/kh/files/20150214-1.pdf> 平地克也、"平地研究室技術メモＮｏ．２０１８１１１２Ａ ＤＡＢコンバータの２つの短所とその対策"、２０１５年１月６日、舞鶴高専、［令和１年９月１０日検索］、インターネット<ＵＲＬ：http://hirachi.cocolog-nifty.com/kh/files/20181112-1A.pdf>

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、複雑な制御をすることなく、電力が逆流するモードの発生、ソフトスイッチングができない領域の発生、および貫通電流の発生を防止することが可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、
第１入出力端および第２入出力端と、
１次巻線および２次巻線を有する絶縁トランスと、
一方側が前記第１入出力端に接続され、他方側が前記絶縁トランスの前記１次巻線に接続される第１フルブリッジ回路と、
一方側が前記絶縁トランスの前記２次巻線が接続され、他方側が前記第２入出力端に接続される第２フルブリッジ回路と、
前記第１フルブリッジ回路と前記絶縁トランスとの間の第１インダクタおよび前記絶縁トランスと前記第２フルブリッジ回路との間の第２インダクタからなるインダクタと、
前記第１フルブリッジ回路および前記第２フルブリッジ回路を制御する制御部と、
を備え、前記第１フルブリッジ回路から前記第２フルブリッジ回路への順方向電力伝送と前記第２フルブリッジ回路から前記第１フルブリッジ回路への逆方向電力伝送とを行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記順方向電力伝送時に、
前記第１入出力端の第１電圧によって前記インダクタに流れるインダクタ電流を増加させる第１モードと、
前記第１電圧と前記第１入出力端からみた前記第２入出力端の第２電圧との電圧差によって前記第２入出力端から充電電流を出力する第２モードと、
前記充電電流の出力を継続させて前記第２電圧によって前記インダクタ電流を減少させる第３モードと、を有し、
前記第１フルブリッジ回路および前記第２フルブリッジ回路は、いずれも４つのスイッチ手段で構成され、前記スイッチ手段は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとを含み、
前記制御部は、
前記第１モードにおいて、前記第１入出力端を前記第２フルブリッジ回路で短絡させ、
前記第２モードにおいて、前記第２フルブリッジ回路の前記スイッチング素子をオフさせて、前記第２フルブリッジ回路をダイオードブリッジとして動作させ、
前記第３モードにおいて、前記第２入出力端を前記第１フルブリッジ回路で短絡させることを特徴とする。

この構成では、インダクタ電流を増加させる第１モードにおいて第１入出力端を第２フルブリッジ回路で短絡させるため、２次側で放電は生じない。すなわち、この構成によれば、動作モードのサイクル中に電力の逆流が発生するモードは存在せず、順方向電力伝送時において電流は１次側から２次側にのみ流れる。したがって、電力の逆流により電力伝送効率が低下するという問題は生じない。

この構成では、上記のとおり電力の逆流が発生するモードは存在しないので、必ずしも充放電可能な両電源（第１入出力端に接続する第１電源および第２入出力端に接続する第２電源）を必要としない。例えば、第２フルブリッジ回路に第２電源を接続する代わりに抵抗負荷を接続することができ、しかも、起動時に特殊な対応（処理）を必要としない。

この構成では、入出力端間の電圧差によって第２入出力端から充電電流を出力する第２モードの開始時に、常にインダクタ電流が正になるので、常にソフトスイッチングが成立する。すなわち、この構成によれば、軽負荷時および２次側が抵抗負荷での起動時であっても、ソフトスイッチングが可能になる。

この構成では、第１電圧に対し第１入出力端からみた第２電圧が大きくなり、第２モード時にインダクタ電流がゼロになっても、第２モードでは第２フルブリッジ回路をダイオードブリッジとして動作させているので、インダクタ電流が負になることはない。すなわち、この構成によれば、逆向きのインダクタ電流による貫通電流は発生しない。

上記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、
前記逆方向電力伝送時に、
前記第２電圧によって前記インダクタ電流を増加させる第４モードと、
前記第２入出力端からみた前記第１電圧と前記第２電圧との電圧差によって前記第１入出力端から充電電流を出力する第５モードと、
前記充電電流の出力を継続させて前記第１電圧によって前記インダクタ電流を減少させる第６モードと、を有し、
前記制御部は、
前記第４モードにおいて、前記第２入出力端を前記第１フルブリッジ回路で短絡させ、
前記第５モードにおいて、前記第１フルブリッジ回路の前記スイッチング素子をオフさせて、前記第１フルブリッジ回路をダイオードブリッジとして動作させ、
前記第６モードにおいて、前記第１入出力端を前記第２フルブリッジ回路で短絡させることが好ましい。

本発明によれば、ＤＡＢ方式の利点を生かしつつ、複雑な制御をすることなく、電力が逆流するモードの発生、ソフトスイッチングができない領域の発生、および貫通電流の発生を防止することが可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。

本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示す図である。 本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの等価回路を示す図である。 本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのインダクタ電流および各スイッチング素子の状態を示す図である。 本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各モード（Ｍｏｄｅ１－２－２～２－２）における電流経路を示す図である。 本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各モード（Ｍｏｄｅ３－１－１～３－２－１）における電流経路を示す図である。 本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、第１入出力端からみた第２電圧が第１電圧よりも大きい場合におけるインダクタ電流を示す図である。 従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示す図である。 従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのインダクタ電流および各スイッチング素子の状態を示す図である。 従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの各モード（Ｍｏｄｅ１－２～３－１）における電流経路を示す図である。 従来の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおける貫通電流の発生を説明するための図である。

以下、添付図面を参照して、本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態について説明する。

図１に、本発明の一実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１００を示す。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、絶縁トランスＴＲ１と、絶縁トランスＴＲ１の１次側に設けられた第１インダクタＬ１、第１フルブリッジ回路１０１、第１平滑コンデンサＣ９および第１入出力端Ｔ１と、絶縁トランスＴＲ１の２次側に設けられた第２インダクタＬ２、第２フルブリッジ回路１０２、第２平滑コンデンサＣ１０および第２入出力端Ｔ２と、制御部１０３とを備える。

絶縁トランスＴＲ１は、１次巻線および２次巻線を有する。１次巻線と２次巻線は同極性であり、１次巻線と２次巻線の巻数比は、ｎ１：ｎ２である。絶縁トランスＴＲ１は、例えば、高周波絶縁トランスである。

第１インダクタＬ１は、絶縁トランスＴＲ１の１次巻線と第１フルブリッジ回路１０１との間に配置される。第１インダクタＬ１は、絶縁トランスＴＲ１の漏れインダクタおよび／または外付けのインダクタである。

第１フルブリッジ回路１０１は、４つのスイッチ手段ＳＷ１～ＳＷ４で構成される。各スイッチ手段ＳＷ１～ＳＷ４は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に逆並列接続されたダイオードＤ１～Ｄ４とを含む。また、各スイッチ手段ＳＷ１～ＳＷ４は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に並列接続された不図示のコンデンサＣ１～Ｃ４を含む。

スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、電力用半導体スイッチング素子である。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４として、例えば、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体型電界効果トランジスタ）またはＩＧＢＴ（絶縁ゲートトランジスタ）等のパワートランジスタが使用される。ダイオードＤ１～Ｄ４は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の寄生ダイオードおよび／または外付けのダイオードである。不図示のコンデンサＣ１～Ｃ４は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の寄生容量および／または外付けのコンデンサである。

第１フルブリッジ回路１０１では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が直列接続され、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４が直列接続されている。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点は、第１インダクタＬ１を介して絶縁トランスＴＲ１の１次巻線の一端に接続され、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の接続点は、１次巻線の他端に接続される。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３の各々の両電流路端のうち、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４との接続点と反対側の電流路端が互いに接続され、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４の各々の両電流路端のうち、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３との接続点と反対側の電流路端が互いに接続されている。

スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３の接続点およびスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４の接続点は、第１平滑コンデンサＣ９を介して第１入出力端Ｔ１に接続される。第１平滑コンデンサＣ９の一端（＋側）は第１入出力端Ｔ１の高電位側に接続され、第１平滑コンデンサＣ９の他端（－側）は第１入出力端Ｔ１の低電位側に接続される。第１入出力端Ｔ１には、第１電源Ｅ１が接続される。なお、第１入出力端Ｔ１間の電圧を第１電圧Ｖ１とし、第１入出力端Ｔ１への入力電流を第１電流Ｉ１とする。

第２インダクタＬ２は、絶縁トランスＴＲ１の２次巻線と第２フルブリッジ回路１０２との間に配置される。第２インダクタＬ２は、絶縁トランスＴＲ１の漏れインダクタおよび／または外付けのインダクタである。

第２フルブリッジ回路１０２は、４つのスイッチ手段ＳＷ５～ＳＷ８で構成される。各スイッチ手段ＳＷ５～ＳＷ８は、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８と、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８に逆並列接続されたダイオードＤ５～Ｄ８とを含む。また、各スイッチ手段ＳＷ５～ＳＷ８は、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８に並列接続された不図示のコンデンサＣ５～Ｃ８を含む。

スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４と同様に、電力用半導体スイッチング素子である。ダイオードＤ５～Ｄ８は、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８の寄生ダイオードおよび／または外付けのダイオードである。不図示のコンデンサＣ５～Ｃ８は、スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８の寄生容量および／または外付けのコンデンサである。

第２フルブリッジ回路１０２では、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６が直列接続され、スイッチング素子Ｑ７、Ｑ８が直列接続されている。スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６の接続点は、第２インダクタＬ２を介して絶縁トランスＴＲ１の２次巻線の一端に接続され、スイッチング素子Ｑ７、Ｑ８の接続点は、２次巻線の他端に接続される。スイッチング素子Ｑ５、Ｑ７の各々の両電流路端のうち、スイッチング素子Ｑ６、Ｑ８との接続点と反対側の電流路端が互いに接続され、スイッチング素子Ｑ６、Ｑ８の各々の両電流路端のうち、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ７との接続点と反対側の電流路端が互いに接続されている。

スイッチング素子Ｑ５、Ｑ７の接続点およびスイッチング素子Ｑ６、Ｑ８の接続点は、第２平滑コンデンサＣ１０を介して第２入出力端Ｔ２に接続される。第２平滑コンデンサＣ１０の一端（＋側）は第２入出力端Ｔ２の高電位側に接続され、第２平滑コンデンサＣ１０の他端（－側）は第２入出力端Ｔ２の低電位側に接続される。第２入出力端Ｔ２には、第２電源Ｅ２が接続される。なお、第２入出力端Ｔ２間の電圧を第２電圧Ｖ２とし、第２入出力端Ｔ２からの出力電流を第２電流Ｉ２とする。

制御部１０３は、制御回路とスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の駆動回路とを含む。制御回路は、例えば、マイコンまたはＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）等の制御ＩＣによって構成され、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の制御指令信号（例えば、ＰＷＭ信号）を生成する。駆動回路は、制御回路で生成された制御指令信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ８をオン／オフさせる。

本実施形態にかかる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、制御部１０３の制御下で、第１フルブリッジ回路１０１から第２フルブリッジ回路１０２への順方向電力伝送と、第２フルブリッジ回路１０２から第１フルブリッジ回路１０１への逆方向電力伝送とを行う。上記のように、本実施形態の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、ＤＡＢ方式の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２００と同様の回路トポロジを有する。

なお、本実施形態では、第１電源Ｅ１および第２電源Ｅ２はバッテリーで表しているが、交流電源に接続された双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ等の充放電可能な電源を用いてもよく、また、順方向電力伝送のみ行う場合は、第２電源Ｅ２の代わりに抵抗負荷を用いることができ、逆方向電力伝送のみ行う場合は、第１電源Ｅ１の代わりに抵抗負荷を用いることができる。

図２に、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の１次側（第１電源側、すなわち第１入出力端Ｔ１側）から見た等価回路図を示す。同図において、インダクタＬ、１次側から見た第２電圧Ｖ２’および１次側から見た第２電流Ｉ２’は次式の値となる。

図３に、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の順方向電力伝送時の各モード（Ｍｏｄｅ１－２－２～Ｍｏｄｅ１－２－１）におけるインダクタ電流ｉＬの波形およびスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のタイミングチャートを示す。

同図において、インダクタ電流ｉＬは、図２の等価回路のインダクタＬを流れる電流であり、１次側から２次側への方向を正方向とする。なお、図および説明を簡単にするためＭｏｄｅ２－１、Ｍｏｄｅ２－２、Ｍｏｄｅ４－１およびＭｏｄｅ４－２では、第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２’とが等しいものとしたが、これに限定するものではない。例えば、第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２’の関係がＶ１＞Ｖ２’の場合は、Ｍｏｄｅ２－２およびＭｏｄｅ４－２のインダクタ電流ｉＬは増加する波形となり、Ｖ１＜Ｖ２’の場合は減少する波形となる。

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、動作モードとして、Ｍｏｄｅ１－２－２、Ｍｏｄｅ２－１、Ｍｏｄｅ２－２、Ｍｏｄｅ３－１－１、Ｍｏｄｅ３－１－２、Ｍｏｄｅ３－２－１、Ｍｏｄｅ３－２－２、Ｍｏｄｅ４－１、Ｍｏｄｅ４－２、Ｍｏｄｅ１－１－１、Ｍｏｄｅ１－１－２、およびＭｏｄｅ１－２－１を有する。

図４および図５に、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の等価回路を用いて、順方向電力伝送時に正方向のインダクタ電流ｉＬが流れる場合の各モード（Ｍｏｄｅ１－２－２～Ｍｏｄｅ３－２－１）における電流経路を示す。

図４（Ａ）に示すＭｏｄｅ１－２－２では、スイッチング素子Ｑ４がオンしており、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ７がターンオンする。第１入出力端Ｔ１すなわち第１電源Ｅ１は、インダクタＬを経由して２次側の第２フルブリッジ回路１０２で短絡される。これにより、第１電源Ｅ１は放電状態となり、第１電源Ｅ１の第１電圧Ｖ１によって正方向のインダクタ電流ｉＬが増加する。その結果、インダクタＬにエネルギーが蓄積される。Ｍｏｄｅ１－２－２は、本発明の「第１モード」に相当する。

図４（Ｂ）に示すＭｏｄｅ２－１では、スイッチング素子Ｑ７がターンオフする。スイッチング素子Ｑ７がターンオフすると、スイッチング素子Ｑ８に並列接続された不図示のコンデンサＣ８に蓄積された電荷が、ダイオードＤ７、Ｄ８を経由して部分共振し、第２電源Ｅ２に転流する。

図４（Ｃ）に示すＭｏｄｅ２－２では、インダクタＬに蓄積されたエネルギーにより、インダクタ電流ｉＬが正方向に流れ続ける。スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８がオフしているので、第２フルブリッジ回路１０２はダイオードブリッジとして動作し、電流はダイオードＤ５、Ｄ８を経由して流れる。第１電源Ｅ１は放電状態のまま、第２電源Ｅ２が充電状態になる。

上記のとおり、Ｍｏｄｅ２－２では、第２フルブリッジ回路１０２がダイオード整流となるので、第２入出力端Ｔ２からは正方向のインダクタ電流ｉＬによる充電電流しか出力されない。Ｍｏｄｅ２－２は、入出力端Ｔ１、Ｔ２間の電圧差（Ｖ１－Ｖ２’）によって第２入出力端Ｔ２から充電電流を出力する本発明の「第２モード」に相当する。

図５（Ａ）に示すＭｏｄｅ３－１－１では、スイッチング素子Ｑ４がターンオフする。スイッチング素子Ｑ４がターンオフすると、スイッチング素子Ｑ３に並列接続された不図示のコンデンサＣ３に蓄積された電荷が、ダイオードＤ４、Ｄ３を経由して部分共振し、第１電源Ｅ１に転流する。

図５（Ｂ）に示すＭｏｄｅ３－１－２では、スイッチング素子Ｑ３がＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）すなわちソフトスイッチングでターンオンする。スイッチング素子Ｑ３がターンオンすると、第２入出力端Ｔ２すなわち第２電源Ｅ２は、インダクタＬを経由して１次側の第１フルブリッジ回路１０１で短絡される。インダクタＬに蓄積されたエネルギーによって、充電電流の出力が継続され、第２電源Ｅ２の充電状態が継続される。その結果、第２電源Ｅ２の第２電圧Ｖ２’によってインダクタ電流ｉＬが減少する。Ｍｏｄｅ３－１－２は、本発明の「第３モード」に相当する。

図５（Ｃ）に示すＭｏｄｅ３－２－１では、スイッチング素子Ｑ１がターンオフする。スイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、スイッチング素子Ｑ２に並列接続された不図示のコンデンサＣ２に蓄積された電荷が、ダイオードＤ２、Ｄ１を経由して部分共振し、第１電源Ｅ１に転流する。

以降、Ｍｏｄｅ３－２－２～Ｍｏｄｅ１－２－１では、正方向にインダクタ電流ｉＬが流れる場合の各モード（Ｍｏｄｅ１－２－２～Ｍｏｄｅ３－２－１）に対して第１フルブリッジ回路１０１および第２フルブリッジ回路１０２を構成する直列接続されたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のオン・オフが入れ替わった状態になっているため、インダクタ電流ｉＬが負方向になるが、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の状態はＭｏｄｅ１－２－２～Ｍｏｄｅ３－２－１と同じになる。

すなわち、Ｍｏｄｅ３－２－２では、第１電源Ｅ１が第２フルブリッジ回路１０２で短絡され、第１電圧Ｖ１によって負方向のインダクタ電流ｉＬが増加する。Ｍｏｄｅ４－１では、部分共振による電荷の転流が生じる。Ｍｏｄｅ４－２では、第２フルブリッジ回路１０２がダイオードブリッジとして動作し、第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２’との差の電圧により第２電源Ｅ２が充電状態となる。

Ｍｏｄｅ１－１－１では、部分共振による電荷の転流が生じる。Ｍｏｄｅ１－１－２では、第２電源Ｅ２が第１フルブリッジ回路１０１で短絡され、第２電源Ｅ２の充電状態が継続されて、第２電源Ｅ２の第２電圧Ｖ２’によって負方向のインダクタ電流ｉＬが減少する。Ｍｏｄｅ１－２－１では、部分共振による電荷の転流が生じる。

以上のように、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１００では、順方向電力伝送時において電流は１次側から２次側にのみ流れるので、動作モードのサイクル中に電力の逆流が発生するモードは存在しない。したがって、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１００では、電力の逆流により電力伝送効率が低下するという問題は生じない。

また、上記のとおり電力の逆流が発生するモードは存在しないので、例えば、第２フルブリッジ回路１０２に第２電源Ｅ２を接続する代わりに抵抗負荷を接続することができ、しかも、起動時に特殊な対応（処理）を必要としない。

なお、逆方向電力伝送時における動作モードは、順方向電力伝送時と同様（伝送の向きを変えたもの）であるため、容易に類推できるので、詳細な説明を省略するが、逆方向電力伝送時における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１００では、電流は２次側から１次側にのみ流れるので、動作モードのサイクル中に電力の逆流が発生するモードは存在しない。

すなわち、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、逆方向電力伝送時において、第２電圧によってインダクタ電流ｉＬを増加させるモード（本発明の「第４モード」に相当）と、第４モードの次のモードであり部分共振による電荷の転流が生じるモードと、第２電源Ｅ２側すなわち第２入出力端Ｔ２側からみた第１電圧と第２電圧との電圧差によって第１入出力端Ｔ１から充電電流を出力するモード（本発明の「第５モード」に相当）と、第５モードの次のモードであり部分共振による電荷の転流が生じるモードと、充電電流の出力を継続させて（第２電源Ｅ２側からみた）第１電圧によってインダクタ電流ｉＬを減少させるモード（本発明の「第６モード」に相当）と、第６モードの次のモードであり部分共振による電荷の転流が生じるモードを有する。

逆方向電力伝送時における制御部１０３は、第４モードにおいて第２入出力端Ｔ２を第１フルブリッジ回路１０１で短絡させ、第５モードにおいて第１フルブリッジ回路１０１をダイオードブリッジとして動作させ、第６モードにおいて第１入出力端Ｔ１を第２フルブリッジ回路１０２で短絡させる。

続いて、順方向電力伝送時におけるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８のソフトスイッチングの成立条件について説明する。

以下では、ω＝２πｆ＝２π／Ｔ、昇圧比ｋ＝Ｖ２’／Ｖ１、位相角θ＝θ１＋θ２（０＜θ＜π、θ２＝ｍθ、０＜ｍ＜１）とする。ここで、ｆは動作周波数、θ１はインダクタ電流ｉＬが増加する期間、θ２はインダクタ電流ｉＬが減少する期間である。デッドタイムについては、十分に短いため無視する。

また、図３に示すように時刻ｔ_１をＭｏｄｅ１－２－２の開始時刻、時刻ｔ_２をＭｏｄｅ２－１の開始時刻、時刻ｔ_３をＭｏｄｅ３－１－１の開始時刻、時刻ｔ_４をＭｏｄｅ３－２－１の開始時刻とする。また、時刻ｔ_１におけるインダクタ電流をｉ（ｔ_１）とすると、ｉ（ｔ_１）＝０である。

ソフトスイッチングが成立するための条件として、Ｍｏｄｅ２－１の開始時刻すなわちＭｏｄｅ１－２－２の終了時刻である時刻ｔ_２におけるインダクタ電流ｉ（ｔ_２）≧０であることから、以下の（４）式を得る。

また、ソフトスイッチングが成立するための条件として、Ｍｏｄｅ３－１－１の開始時刻すなわちＭｏｄｅ２－２の終了時刻である時刻ｔ_３におけるインダクタ電流ｉ（ｔ_３）≧０であることから、以下の（５）式を得る。

ｋ＜１（Ｖ２’＜Ｖ１）の場合、（４）式および（５）式により、常にソフトスイッチングが成立する。

また、ｋ＞１（Ｖ２’＞Ｖ１）の場合、（５）式により、以下の（６）式を得る。

ｋ＞１の場合、上記（６）式がソフトスイッチングの成立条件になる。Ｍｏｄｅ２－２では、第２フルブリッジ回路１０２がダイオード整流となるので、負方向のインダクタ電流ｉＬは流れない。すなわち、ｉ（ｔ_３）＜０になることはないため、（６）式は常に成立する。

ｉ（ｔ_３）＝０の場合、Ｍｏｄｅ２－２の終了時からＭｏｄｅ３－１－１、Ｍｏｄｅ３－１－２、Ｍｏｄｅ３－２－１まで、インダクタ電流ｉＬは流れない。このため、上記期間でのスイッチングは、ゼロ電流スイッチングとなり損失は発生せず、ソフトスイッチングとなる。

図６に、ｋ＞１（Ｖ２’＞Ｖ１）の場合であって、Ｍｏｄｅ２－２の終了時にインダクタ電流ｉ（ｔ_３）＝０となる場合におけるインダクタ電流ｉＬの波形例を示す。

Ｍｏｄｅ２－２の途中で、インダクタ電流ｉＬは減少してゼロになった後、負方向に流れようとする。しかしながら、負方向の電流は第２フルブリッジ回路１０２のダイオードＤ５、Ｄ８に対して逆方向電流となるため、インダクタ電流ｉＬは負方向には流れない。

このため、Ｍｏｄｅ３－１－２においてスイッチング素子Ｑ３がターンオンしても、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１００では、従来のＤＡＢ方式で発生するような貫通電流が流れることはない。なお、同様に同図のＭｏｄｅ４－２における波形から分かるように、インダクタ電流ｉＬが負の場合も、インダクタ電流ｉＬはゼロになった後、正方向に流れることはないので、貫通電流が流れることはない。

結局、本実施形態に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１００によれば、ＤＡＢ方式の利点を生かしつつ、複雑な制御をすることなく、電力が逆流するモードの発生、ソフトスイッチングができない領域の発生、および逆向きのインダクタ電流ｉＬによる貫通電流の発生をいずれも防止することできる。

以上、本発明に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。

本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、順方向電力伝送時に、第１入出力端の第１電圧によってインダクタに流れるインダクタ電流を増加させる第１モードと、第１電圧と１次側からみた第２入出力端の第２電圧との電圧差によって第２入出力端から充電電流を出力する第２モードと、充電電流の出力を継続させて第２電圧によってインダクタ電流を減少させる第３モードと、を有し、第１モードにおいて第１入出力端を第２フルブリッジ回路で短絡させ、第２モードにおいて第２フルブリッジ回路をダイオードブリッジとして動作させ、第３モードにおいて第２入出力端を第１フルブリッジ回路で短絡させるのであれば、適宜構成を変更できる。

１００ 双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０１ 第１フルブリッジ回路
１０２ 第２フルブリッジ回路
１０３ 制御部

Claims (2)

1. 第１入出力端および第２入出力端と、
   １次巻線および２次巻線を有する絶縁トランスと、
   一方側が前記第１入出力端に接続され、他方側が前記絶縁トランスの前記１次巻線に接続される第１フルブリッジ回路と、
   一方側が前記絶縁トランスの前記２次巻線が接続され、他方側が前記第２入出力端に接続される第２フルブリッジ回路と、
   前記第１フルブリッジ回路と前記絶縁トランスとの間の第１インダクタおよび前記絶縁トランスと前記第２フルブリッジ回路との間の第２インダクタからなるインダクタと、
   前記第１フルブリッジ回路および前記第２フルブリッジ回路を制御する制御部と、
   を備え、前記第１フルブリッジ回路から前記第２フルブリッジ回路への順方向電力伝送と前記第２フルブリッジ回路から前記第１フルブリッジ回路への逆方向電力伝送とを行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記順方向電力伝送時に、
   前記第１入出力端の第１電圧によって前記インダクタに流れるインダクタ電流を増加させる第１モードと、
   前記第１電圧と前記第１入出力端からみた前記第２入出力端の第２電圧との電圧差によって前記第２入出力端から充電電流を出力する第２モードと、
   前記充電電流の出力を継続させて前記第２電圧によって前記インダクタ電流を減少させる第３モードと、を有し、
   前記第１フルブリッジ回路および前記第２フルブリッジ回路は、いずれも４つのスイッチ手段で構成され、前記スイッチ手段は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとを含み、
   前記制御部は、
   前記第１モードにおいて、前記第１フルブリッジ回路の一方のレグの前記スイッチング素子および前記第２フルブリッジ回路の前記スイッチング素子をターンオンさせて、前記第１入出力端を前記第２フルブリッジ回路で短絡させ、
   前記第２モードにおいて、前記第２フルブリッジ回路の前記スイッチング素子をオフさせて、前記第２フルブリッジ回路をダイオードブリッジとして動作させ、
   前記第３モードにおいて、前記第２入出力端を前記第１フルブリッジ回路で短絡させ、
   前記第１モードの期間は、前記第２フルブリッジ回路の前記スイッチング素子のターンオンからターンオフまでの第１期間であり、
   前記第３モードの期間は、前記第１フルブリッジ回路の他方のレグの前記スイッチング素子のターンオンから前記第１フルブリッジ回路の前記一方のレグの前記スイッチング素子のターンオフまでの第２期間であり、
   前記第２モードの期間は、前記第１フルブリッジ回路の前記一方のレグの前記スイッチング素子のオン期間から前記第１期間、前記第２期間および部分共振による電荷の転流が生じる期間を除いた期間である
   ことを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記逆方向電力伝送時に、
   前記第２電圧によって前記インダクタ電流を増加させる第４モードと、
   前記第２入出力端からみた前記第１電圧と前記第２電圧との電圧差によって前記第１入出力端から充電電流を出力する第５モードと、
   前記充電電流の出力を継続させて前記第１電圧によって前記インダクタ電流を減少させる第６モードと、を有し、
   前記制御部は、
   前記第４モードにおいて、前記第２フルブリッジ回路の一方のレグの前記スイッチング素子および前記第１フルブリッジ回路の前記スイッチング素子をターンオンさせて、前記第２入出力端を前記第１フルブリッジ回路で短絡させ、
   前記第５モードにおいて、前記第１フルブリッジ回路の前記スイッチング素子をオフさせて、前記第１フルブリッジ回路をダイオードブリッジとして動作させ、
   前記第６モードにおいて、前記第１入出力端を前記第２フルブリッジ回路で短絡させ、
   前記第４モードの期間は、前記第１フルブリッジ回路の前記スイッチング素子のターンオンからターンオフまでの第３期間であり、
   前記第６モードの期間は、前記第２フルブリッジ回路の他方のレグの前記スイッチング素子のターンオンから前記第２フルブリッジ回路の前記一方のレグの前記スイッチング素子のターンオフまでの第４期間であり、
   前記第５モードの期間は、前記第２フルブリッジ回路の前記一方のレグの前記スイッチング素子のオン期間から前記第３期間、前記第４期間および部分共振による電荷の転流が生じる期間を除いた期間である
   ことを特徴とする請求項１に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

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