TWI407669B - 低電流漣波的電力轉換電路 - Google Patents

Description

低電流漣波的電力轉換電路

本發明係與一種電力轉換電路有關，且特別是與一種最精簡元件數的電力轉換電路有關，其可以有效地減少電流漣波和降低開關的電壓應力。此一拓撲結構，除了能夠作為換流器電路，也可應用於整流器電路。

換流器電路是將直流輸入電源，轉換成交流電形式輸出。如圖1所示，半橋式電路是現有換流器電路技術中的一種電路拓撲。直流輸入電壓源會提供直流輸入電流，並且分別與一組串聯的電容器C1和C2和一組串聯的開關Q1和Q2並聯。變壓器T1的初級繞組P1係分別與前述的串聯電容器和串聯開關的中間端點連接。上、下半橋開關Q1和Q2會在不同時段導通及截止，因而得以在變壓器T1的次級繞組S1產生交流輸出電壓AC。

在同樣規格下，相較於推挽式轉換器架構與全橋式電路架構，半橋式電路架構因為變壓器T1的初級繞組P1的跨壓只有輸入電壓的一半，所以初級繞組P1會有兩倍的電流漣波，而導致產生較高強度的電磁干擾(EMI)。

本發明是針對現有技術的拓撲架構的換流器電路和整流器電路進行改良，以改善其之電流漣波現象。

本發明之主要目標是提供一組切換式電力轉換器，並藉著使用換流器電路或整流電路，來達成降低輸入或輸出之電流漣波之效果。

本發明之另一目標是要提供一組切換式電力轉換器，其係藉著使用換流器電路或整流電路，並利用變壓器漏電感和電容器來作為無損緩衝器(Snubber)，以達成洩漏能量的回收效果。因此，可以改善該轉換器的效率。

本發明之進一步目標是要提供一組切換式電力轉換器，其係藉著使用換流器電路或整流電路，並利用兩組電壓應力較低且相互串聯的半導體開關，來減少導通損失。因此，得以進一步提高效率。

為讓本發明的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。

現在將詳細參考本發明之實施例，並參照附圖來說明所述實施例。另外，在圖式及實施方式中使用相同標號的元件/構件，係代表相同或類似的部分。為能使　貴審查委員清楚本發明電路架構組成，以及整體運作方式，茲配合圖式說明如下：為了實現上述目標，本發明之一實施例的一換流器電路架構，是用來將直流輸入電壓源Vin，轉換為交流電壓輸出，如圖2所示，該換流器電路係由包括至少一組變壓器的次級繞組及三組串聯電路所組成，其中三組串聯電路係由變壓器T1的兩匝數相同的初級繞組P1和P2、兩個開關Q1和Q2、三個電容器C1、C2和Cc所組成。

第一串聯電路係與直流輸入電壓源Vin相並聯，並由兩個相互串聯的第一電容器C1和第二電容器C2所構成。

第二組串聯電路係與直流輸入電壓源Vin相並聯，且由依序串聯的第一初級繞組P1、第三電容器Cc和第二初級繞組P2所組成，其中第一和第二初級繞組P1和P2之極性相同的端點，係分別與直流輸入電壓源Vin的正端和負端連接，而初級繞組P1和P2之另一極性相同的端點，則係分別與第三電容器Cc的兩端點連接。

第三組串聯電路係與前述之第三電容器Cc相並聯，且由兩個相互串聯的第一開關Q1和第二開關Q2所組成。

相互串聯的第一電容器C1和第二電容器C2的中心端點，係與相互串聯的第一和第二開關Q1和Q2的中間端點連接在一起。

在一個開關週期內，會由兩組交替的控制信號，來分別驅動第一和第二開關Q1和Q2之導通或截止。因此，變壓器T1的次級繞組S1將因而產生交流輸出電壓AC。在經過整流濾波後(未繪示)，可由電力轉換器的輸出端提供直流輸出電壓給負載。

本發明的實施例與電路操作原理，將分別以圖3和圖4來說明，圖2的第一和第二開關Q1和Q2將以金屬氧化場效應電晶體(MOSFETs)代替。假定第一電容器C1和第二電容器C2係為兩個相同容值的元件，則第一電容器C1和第二電容器C2的跨壓將分別等於1/2直流輸入電壓源Vin。如圖4(a)至圖4(d)所示，在穩態中，一個開關週期內有四個操作階段，並詳述如下：如圖4(a)，為了在第一個時區間，操作驅動控制信號以使第一開關Q1導通。除了第一電容器C1上的電壓(即1/2直流輸入電壓源Vin)被提供至第一初級繞組P1電壓外，第三電容器Cc也會經由第三電容器Cc的正端、第一開關Q1、第二電容器C2、第二初級繞組P2和第三電容器Cc的負端的路徑，而將1/2的直流輸入電壓源Vin提供至第二初級繞組P2。在第一個時區間，第一電容器C1和第三電容器Cc係在放電模式下操作，而第二電容器C2則在充電模式下操作。

如圖4(b)所示，在第二個時區間，會操作驅動信號以使得第一開關Q1截止。直流輸入電壓源Vin與儲存在變壓器T1的漏電感的能量對第三電容器Cc充電。由於變壓器T1的第一和第二初級繞組P1和P2的極性相反，因而使得第一和第二初級繞組P1和P2的電壓相互抵消，第三電容器Cc上的電壓即等於直流輸入電壓源Vin。由於漏電感的能量被吸收，因此第一開關Q1的電壓波形上沒有電壓突波，其電壓應力會等於直流輸入電壓源Vin。

如圖4(c)所示，在第三個時區間，將操作驅動信號以使得第二開關Q2導通。除了第二電容器C2上的電壓(即1/2直流輸入電壓)被提供至第二初級繞組P2電壓外，第三電容器Cc也會經由第三電容器Cc的正端、第一初級繞組P1、第一電容器C1、第二開關Q2和第三電容器Cc的負端，而提供1/2的直流輸入電壓源Vin至第一初級繞組P1。在第三個時區間，第二電容器C2和第三電容器Cc係在放電模式下操作，而第一電容器C1則係在充電模式下操作。

如圖4(d)所示，在第四個時區間，則操作驅動信號以使得第二開關Q2截止。直流輸入電壓源Vin與儲存在變壓器T1的漏電感中的能量會對第三電容器Cc充電。由於變壓器T1的初級繞組P1和P2的極性相反，因而使得初級繞組P1和P2的電壓相互抵消，而第三電容器Cc上的電壓會等於直流輸入電壓源Vin。由於漏電感的能量會被吸收，因此第一開關Q1的電壓波形上沒有電壓突波，其電壓應力係等於直流輸入電壓源Vin。

如圖5(a)和圖5(b)所示，其等分別顯示現有半橋式換流器技術，以及本發明半橋式換流器技術的幾個主要的電流波形，並進行電路特性比較。如圖5(b)所示，因為有第三電容器Cc將在半個工作週期內分別充電及放電，變壓器T1的漏感與第三電容器Cc會形成二階效應(second order effect)，而使得本發明之輸入電流Iin的電流漣波得以大幅降低。因此，其所需的輸入電容器數量將可以減至最低。

本發明所提出的換流器中的開關Q1和Q2，除了可使用上述提到的MOSFET開關外，還可以其他主動式半導體開關替換。

如圖6所示為本發明的第二實施例，其中標號Q1及Q3之兩個半導體開關會形成第一對開關Q1-Q3，以取代圖2的第一半導體開關Q1，標號Q2及Q4之兩個半導體開關則會形成第二對開關Q2-Q4，以取代圖2的第二半導體開關Q2，而在圖6所示電路中則分別加入兩個箝位二極體Dc1和Dc2，以確保相互串聯的第一對開關Q1-Q3及第二對開關Q2-Q4中的各個半導體開關，都具有相同的電壓應力。因此，可以使用較低電壓規格的半導體開關來降低導通損耗，並提高轉換效率。與第一實施例進行比較，只有第三組串聯電路的組成及操作行為需要作進一步的補充，說明如下：第三組串聯電路係與第三電容器Cc相並聯，且係由兩個相互串聯的第一對及第二對開關Q1-Q3和Q2-Q4組成。第一箝位二極體Dc1是連接在直流輸入電壓Vin的正端和第一對開關Q1-Q3的中心端點，而第二箝位二極體Dc2則是連接在第二對開關Q2-Q4的中心端點和直流輸入電壓Vin的負端。第一電容器C1和第二電容器C2的中心端點係與第一半導體開關Q1和第二半導體開關Q2的中心端點連接。

在一個開關切換周期內，兩對交替的驅動信號係分別用來同時驅動第一對或第二對開關Q1-Q3或Q2-Q4。由於箝位二極體Dc1和Dc2會交替的導通，而使得第一對與第二對開關Q1-Q3與Q2-Q4的電壓，分別箝制在一半的輸入電壓(1/2 Vin)。

因此，次級繞組S1將會產生一個交流輸出電壓AC。在經過整流和濾波後(未繪示)，電力轉換器會對負載提供直流輸出電壓。

再次說明，針對一應用實施例，本發明所提出的轉換器中的開關，除了如圖7所示的，可以使用上述提到的MOSFET半導體開關元件以外，還可替換成其他主動式半導體開關或是任何機電開關。

本發明的前述兩實施例可以將它的功能從一個換流器電路延伸到整流器電路，將說明如下：如圖8所示，其係為本發明的第三實施例。其是將變壓器T1的初級繞組P1上的交流電壓，轉換成直流輸出電壓Vo，其係由包括至少一組變壓器T1的初級繞組P1及三組串聯電路所組成，其中三組串聯電路係由變壓器T1之至少兩組同樣匝數的次級繞組S1和S2、兩個二極體D1和D2、兩個輸出電容器Co1和Co2以及一個第三電容器Cc所組成。

第一串聯電路係與直流輸出電壓Vo相並聯，並包括兩個相互串聯的輸出電容器Co1和Co2。

第二組串聯電路係與直流輸出電壓Vo相並聯，並包括依序串聯的變壓器T1的第一次級繞組S1、第三電容器Cc和變壓器T1的第二次級繞組S2，其中第一次級繞組S1和第二次級繞組S2之相同極性的端點，係分別與直流輸出電壓Vo的正端和負端連接，而第一次級繞組S1和第二次級繞組S2之另一相同極性的端點，則係分別與第三電容器兩端點連接。

第三組串聯電路係與第三電容器Cc相並聯，且由兩個相互串聯的二極體D1和D2組成。

相互串聯的輸出電容器Co1和Co2的中心端點，以及相互串聯的二極體D1和D2的中心端點係連接在一起。

假設第一輸出電容器Co1和第二輸出電容器Co2具有相同電容值，第一輸出電容器Co1和第二輸出電容器Co2的跨壓，分別為直流輸出電壓Vo的一半。變壓器T1的初級繞組P1上的電壓，係耦合到第一次級繞組S1和第二次級繞組S2以產生交流電壓。因此，如圖9(a)至圖9(d)所示，二極體D1和D2係分別因順向或逆向偏壓而交替地導通和截止。在穩態中，一個開關週期內會有四個操作階段：如圖9(a)所示，其係操作在第一個時區間的等效電路。變壓器T1的初級繞組P1會將輸入的交流電壓耦合到變壓器T1的次級繞組S1和S2，並經由變壓器T1的第一次級繞組S1的正端點、第一輸出電容器Co2、二極體D1及第一次級繞組S1的負端點迴路，來對第一輸出電容器Co1提供充電電流；同時，經由變壓器T1的第一次級繞組S1之正端點、負載R、第二輸出電容器Co2、二極體D1及第一次級繞組S1之負端點迴路，來提供負載R所需的電流。此外，變壓器T1的第二次級繞組S2之正端點，會經由第二輸出電容器Co2、二極體D1及第三電容器Cc的路徑，而使得第三電容器Cc於充電模式下操作。在第一個時區間內，第一輸出電容器Co1和第三電容器Cc係於充電的工作模式下操作。反之，第二輸出電容器Co2則係於放電的工作模式下操作。

如圖9(b)，為了操作在第二個時區間的等效電路。變壓器T1的次級側的交流電壓為零電位。第一或第二次級繞組S1和S2，都無法使二極體D1導通。此時，儲存在變壓器T1的次級側漏感和第三電容器Cc的能量，會經由變壓器T1的第一次級繞組S1、輸出負載R、變壓器T1的第二次級繞組S2，來提供負載R所需的電流。由於變壓器T1的兩組次級繞組S1和S2的極性相反，跨在變壓器T1的第一和第二次級繞組S1和S2的電壓將相互抵消，第三電容器Cc的電壓會等於輸出電壓。由於洩漏能量被吸收，從而第一二極體D1的電壓波形沒有電壓突波，其電壓應力等於輸出電壓Vo。此外，由於變壓器T1的次級側漏感及第三電容器Cc的能量會形成二階效應，所輸出的電流漣波得以大幅降低，而所需的輸出電容器就可以大大地降低。

如圖9(c)，其係操作在第三個時區間的等效電路。變壓器T1的初級繞組P1會將輸入的交流電壓耦合到變壓器T1的次級繞組S1和S2，經由變壓器T1的第二次級繞組S2之正端點、二極體D2、第二輸出電容器Co2及第二次級繞組S2之負端點迴路，來提供第二輸出電容器Co2充電電流；同時，經由變壓器T1的第二次級繞組S2之正端點、二極體D2、第一輸出電容器Co1、負載R、及二次繞組S2之負端點迴路，來提供負載所需的電流。此外，變壓器T1的第一次級繞組S1正端點，會經由第三電容器Cc、二極體D2、第一輸出電容器Co1、及第一次級繞組S1負端點的路徑，而使得第三電容器Cc於充電模式下操作。在第三個時區間內，第一輸出電容器Co1和第三電容器Cc係於充電的工作模式下操作。反之，第二輸出電容器Co2則於放電的工作模式下操作。

如圖9(d)，其係操作在第四個時區間的等效電路。變壓器T1的次級側的交流電壓為零電位。無論是變壓器T1的第一或第二次級繞組S1和S2，都無法使二極體D2導通。此時，儲存在變壓器T1的次級側漏感和第三電容器Cc的能量，將經由變壓器T1的第一次級繞組S1、輸出負載R及變壓器T1的第二次級繞組S2，而提供負載R所需的電流。由於變壓器T1的兩組次級繞組S1和S2的極性相反，跨在變壓器T1的第一和第二次級繞組S1和S2的電壓會相互抵消，第三電容器Cc的電壓等於輸出電壓。由於洩漏能量被吸收，因此，二極體D2的電壓波形沒有電壓突波，其電壓應力等於輸出電壓Vo。此外，由於變壓器T1的次級側漏感及第三電容器Cc的能量會形成二階效應，輸出電流漣波將得以大幅降低，所需的輸出電容器便可以大大降低。

在圖8的實施例中，使用二極體D1和D2作為整流元件，也可以使用如圖10中所示的MOSFET同步整流，或是二極體與MOSFET同步整流的組合以提高轉換效率。

圖11所示是根據本發明的第四實施例，其中標號D1及D3之兩個整流元件會形成第一對整流元件D1-D3，以取代圖8的二極體D1，標號D2及D4之兩個整流元件會形成第二對整流元件D2-D4，以取代圖8的二極體D2，且在圖11所示電路中另外增加兩個箝位二極體Dc1和Dc2，以保證第一對整流元件D1-D3和第二對整流元件D2-D4的各個整流元件，都有相同的電壓應力，1/2輸出電壓Vo。因此，得以使用低電壓規格的整流元件，來減少導通損施，提高轉換效率。

與第三實施例比較，其只有第三組串聯電路的組成與操作原理需要作進一步的補充，並說明如下：第三組串聯電路係與第三電容器Cc相並聯，並由兩個相互串聯的第一對整流元件D1-D3以及第二對整流元件D2-D4組成。第一箝位二極體Dc1是連接在直流輸入電壓源Vin的正端，以及第一對整流元件D1-D3的中心端點，而第二箝位二極體Dc2則是連接在第二對整流元件D2-D4的中心端點和直流輸入電壓源Vin的負端。第一輸出電容器Co1和第二輸出電容器Co2的中心端點，係與第一整流元件D1和第二整流元件D2的中心端點連接。

在一個開關切換周期內，第一對整流元件D1-D3和第二對整流元件D2-D4，會因順向偏壓或逆向偏壓而分別導通或截止。由於箝位二極體Dc1和Dc2係交替地導通，而使得兩對整流元件D1-D3與D2-D4電壓，係分別箝制在一半的輸出電壓(1/2 Vo)。

在圖11的實施例中，以二極體D1、D2、D3和D4來作為整流器之元件。為提高效率，整流元件亦可為本發明第五實施例的圖12之MOSFET同步整流元件，或是任何二極體與同步整流元件的組合之衍生實施例。

本發明之「低電流漣波電力轉換電路」的所有實施例中之該開關，係以使用二極體或金屬氧化場效應電晶體(內建二極體body diode可資利用作為嵌位二極體)為範例。但其他合適的元件，包括現有的或未來發展的技術所開發之半導體主動開關元件：如電晶體(BJT)、絕緣閘級電晶體(IGBT)，甚至微機電開關(Micro Machined Switch)，都可資利用。

本發明之「低電流漣波電力轉換電路」所揭露的技術可以與各種習知電路架構組合使用。以本發明整流器電路為例，先前技藝的各種電路架構之換流器電路，可以搭配本發明之整流器電路組合使用；同時，先前技藝的各種電路架構之整流器電路，亦可以搭配本發明之換流器電路組合使用。唯以上所述，僅為本發明之最佳可行實施例，而不應據此而侷限本發明之專利範圍，同理，舉凡應用本創作說明書及圖式內容所為之等效結構變化，均皆包含於本發明之範圍內，核予陳明。

如前說明可知，本發明為提供一種精簡的電路架構，其藉由巧妙地配置電容器，變壓器耦合線圈及半導體開關，而保有低電流脈衝及開關元件所承受的低電壓應力的特性。

雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。

AC．．．交流輸出電壓

Cc．．．第三電容器

Co1．．．第一輸出電容器

Co2．．．第二輸出電容器

C1．．．第一電容器

C2．．．第二電容器

Dc1．．．第一箝位二極體

Dc2．．．第二箝位二極體

D1．．．第一二極體

D2．．．第二二極體

D3．．．第三二極體

D4．．．第四二極體

Iin．．．輸入電流

P1．．．變壓器的第一初級繞組

P2．．．變壓器的第二初級繞組

Q1．．．第一開關

Q2．．．第二開關

Q3．．．第三開關

Q4．．．第四開關

R．．．負載

S1．．．變壓器的第一次級繞組

S2．．．變壓器的第二次級繞組

T1．．．變壓器

Vin．．．直流輸入電壓源

Vo．．．直流輸出電壓

圖1是先前技藝之半橋式電力換流器電路架構。

圖2是依照本發明之一示意圖，其具有低電流漣波之半橋式電力換流器電路架構。

圖3和圖4(a)至圖4(d)是依照本發明之一實施例，其具有低輸入電流漣波之半橋式電力換流器電路架構，以及操作原理說明之等效電路圖。

圖5(a)和圖5(b)分別為先期技藝及本發明之半橋式電力換流器電路架構主要波形圖，以比較各電路特性。

圖6和圖7是依照本發明之二示意圖及實施例，其具有低輸入電流漣波之半橋式電力換流器的電路架構。

圖8和圖9(a)至圖9(d)是依照本發明之又一實施例，其具有低輸出電流漣波之倍壓電力整流器電路架構，以及及操作原理說明之等效電路圖。

圖10至圖12是依照本發明之又三實施例，具低輸出電流漣波之倍壓電力整流器電路架構。

AC．．．交流輸出電壓

Cc．．．第三電容器

C1．．．第一電容器

C2．．．第二電容器

P1．．．變壓器的第一初級繞組

P2．．．變壓器的第二初級繞組

Q1．．．第一開關

Q2．．．第二開關

S1．．．變壓器的第一次級繞組

T1．．．變壓器

Vin．．．直流輸入電壓源

Claims (8)

1. 一種低電流漣波的電力轉換電路，其係用以將輸入直流電壓轉換為交流電壓輸出，包括：一變壓器，其包括至少一次級繞組和具有同樣匝數的一第一初級繞組及一第二初級繞組，該第一初級繞組和第二初級繞組係以磁耦合方式，而將輸出交流電壓提供予該次級繞組；一第一組串聯電路，其係與輸入直流電壓相並聯，且包括相互串聯的一第一電容器和一第二電容器；一第二組串聯電路，其係與輸入直流電壓相並聯，且包括依序串聯的該第一初級繞組、一第三電容器及該第二初級繞組，其中該第一初級繞組與第二初級繞組的同極性端點，係分別與輸入直流電壓的正端點與負端點連接在一起；一第三組串聯電路，其係與該第三電容器相並聯，並包括相互串聯的一第一開關和一第二開關；以及一短路線，其係用以將該第一電容器和第二電容器的共同端點，與該第一開關和第二開關的共同端點連接在一起。
2. 如申請專利範圍第1項所述的電力轉換電路，其中該第一或第二開關係為一個金屬氧化場效應電晶體、主動半導體開關或機電開關。
3. 一種低電流漣波的電力轉換電路，其係用以將輸入直流電壓轉換為交流電壓輸出，包括： 一變壓器，其包括至少一次級繞組和具有同樣匝數的一第一初級繞組及一第二初級繞組，該第一組初級繞組和第二組初級繞組係以磁耦合方式，而將輸出交流電壓提供予該次級繞組；一第一組串聯電路，其係與輸入直流電壓相並聯，且包括相互串聯的一第一電容器和一第二電容器；一第二組串聯電路，其係與輸入直流電壓相並聯，且包括依序串聯之該第一初級繞組、一第三電容器及該第二初級繞組，其中該第一初級繞組與第二初級繞組的同極性端點，係分別與輸入直流電壓的正端點與負端點連接在一起；一第三組串聯電路，其係與該第三電容器相並聯，並包括相互串聯的第一對開關和第二對開關，其中該第一對開關包括相互串聯的一第一開關及一第三開關，該第二對開關包括相互串聯的一第二開關及一第四開關；一第一二極體，其係連接在輸入直流電壓的正端點與該第一開關及該第三開關的共同端點間；一第二二極體，其係連接在該第二開關及該第四開關的共同端點與輸入直流電壓的負端點間；以及一短路線，其係用以將該第一電容器和第二電容器的共同端點，與該第一開關和第二開關的共同端點連接在一起。
4. 如申請專利範圍第3項所述的電力轉換電路，其中該第一開關、第二開關、第三開關及第四開關，係為一個 金屬氧化場效應電晶體、主動半導體開關或機電開關。
5. 一種低電流漣波的電力轉換電路，其係用以將輸入交流電壓轉換為直流電壓輸出，包括：一變壓器，其包括至少一初級繞組和具有同樣匝數的一第一次級繞組及一第二次級繞組，該初級繞組係以磁耦合方式，將輸出交流電壓提供予該第一次級繞組和該第二次級繞組；一第一組串聯電路，其係與輸出直流電壓相並聯，且包括相互串聯的一第一電容器和一第二電容器；一第二組串聯電路，其係與輸出直流電壓相並聯，且包括包括依序串聯的該第一次級繞組、一第三電容器及該第二次級繞組，其中該第一次級繞組與第二次級繞組的同極性端點，係分別與輸出直流電壓的正端點與負端點連接在一起；一第三組串聯電路，其係與該第三電容器相並聯，且包括相互串聯的一第一開關和一第二開關；以及一短路線，其係將該第一電容器和第二電容器的共同端點，與該第一開關和第二的開關共同端點連接在一起。
6. 如申請專利範圍第5項所述的電力轉換電路，其中該第一開關或第二開關，係為一個整流二極體、金屬氧化場效應電晶體或主動的半導體開關。
7. 一種低電流漣波的電力轉換電路，其係用以將輸入交流電壓轉換為直流電壓輸出，包括：一變壓器，包括至少一初級繞組和同樣匝數的一第一 次級繞組及一第二次級繞組，該初級繞組係以磁耦合方式，將輸出交流電壓提供予該第一次級繞組和第二次級繞組；一第一組串聯電路，其係與輸出直流電壓相並聯，且包括相互串聯的一第一電容器和一第二電容器；一第二組串聯電路，其係與輸出直流電壓相並聯，且包括依序串聯之該第一次級繞組、一第三電容器與該第二次級繞組，其中該第一次級繞組與第二次級繞組的同極性端點，係分別與輸出直流電壓的正端點與負端點連接在一起；一第三組串聯電路，其係與該第三電容器相並聯，且包括相互串聯的一第一對開關和一第二對開關，其中該第一對開關包括相互串聯的一第一開關及一第三開關，而該第二對開關則包括相互串聯的一第二開關及一第四開關；一第一二極體，其係連接在該輸入直流電壓的正端點與該第一開關及該第三開關的共同端點間；一第二二極體，其係連接在該第二開關及該第四開關的共同端點與該輸入直流電壓的負端點間；以及一短路線，其係將該第一電容器和第二電容器的共同端點，與該第一開關和第二開關的共同端點連接在一起。
8. 如申請專利範圍第7項所述的電力轉換電路，其中該第一開關、第二開關、第三開關或第四開關，係為一個整流二極體、金屬氧化場效應電晶體或主動的半導體開關。